JP5070992B2 - パワースイッチング素子の駆動装置及び電力変換システム - Google Patents

Description

本発明は、電力変換回路を構成する電圧駆動型のパワースイッチング素子について、これを駆動するパワースイッチング素子の駆動装置及び該駆動装置を備える電力変換システムに関する。

この種の駆動装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）のゲートをオン状態とする電荷について、これを放電する放電経路として、それぞれが抵抗体を備えた複数の経路を備え、ＩＧＢＴを流れる電流が大きいほど、放電のために用いる経路の数を低減するものも提案されている。これにより、ＩＧＢＴをオン状態からオフ状態へと移行させる際のサージ電圧によってＩＧＢＴに印加される電圧が耐圧を超えることによる信頼性の低下を好適に回避することができる。また、上記駆動装置では、ＩＧＢＴ近傍の温度が所定以上となることで上記用いる経路数を選択するための閾値を低下させることも提案されている。
特開２００２−１１９０４４号公報

ところで、上記駆動装置は、ゲートの放電経路の抵抗値を段階的に可変とするものであるため、ＩＧＢＴの耐圧に未だ余裕があるにもかかわらず、ゲート抵抗値が増大されることにより、スイッチング損失が必要以上に増大し、効率が低下するおそれがある。そして、この場合には、ＩＧＢＴを冗長設計する必要性から、ＩＧＢＴの大型化も避けられない。

また、一対のＩＧＢＴを直列に接続して用いるインバータやＤＣ−ＤＣコンバータにあっては、直列接続されたＩＧＢＴの一方のゲートを充電することでオンするときには、他方のＩＧＢＴと逆並列に接続されるダイオードのリカバリ電流に起因してサージが生じ、ひいてはＩＧＢＴの信頼性の低下を招くおそれがある。このサージを抑制するためには、ＩＧＢＴのゲートの充電速度を小さくすることが有効であるが、充電速度を常時制限したのでは、スイッチング損失の増大が避けられない。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電力変換回路を構成する電圧駆動型のパワースイッチング素子のスイッチング損失の増大を極力抑制しつつもサージを好適に抑制することのできるパワースイッチング素子の駆動装置及びこれを備える電力変換システムを提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、電力変換回路を構成する電圧駆動型のパワースイッチング素子について、これを駆動するパワースイッチング素子の駆動装置において、前記パワースイッチング素子の導通制御端子に前記パワースイッチング素子をオン状態とすべく電荷を充電する充電経路及び前記電荷を放電する放電経路の少なくとも一方を介して流れる電流を制限する制限手段を備え、前記パワースイッチング素子は、前記電力変換回路を構成する一対のパワースイッチング素子の直列接続体のうちの一方であり、該一対のパワースイッチング素子の他方には、その入出力端子に対して逆並列に整流手段が接続されており、前記制限手段は、前記制限の度合いを連続的に可変とするものであって且つ、前記パワースイッチング素子を流れる電流が規定値となる場合に前記充電経路を介して流れる電流の制限の強化を極大とすることを特徴とする。

上記一対のパワースイッチング素子のうちの一方をオン状態へと切り替える際には、他方と逆並列に接続される整流手段のリカバリ電流によって、サージが発生するおそれがある。そして、上記一方のパワースイッチング素子を流れる電流を変化させつつサージの大きさを計測すると、電流の増大に応じてサージは一旦増大した後、減少することが発明者らによって見出されている。この点、上記発明では、充電経路を介して流れる電流の制限の強化を上記パワースイッチング素子を流れる電流が規定値となる場合に極大とすることで、サージが大きくなりやすいほど制限を強化することができる。

請求項２記載の発明は、電力変換回路を構成する電圧駆動型のパワースイッチング素子について、これを駆動するパワースイッチング素子の駆動装置において、前記パワースイッチング素子の導通制御端子に前記パワースイッチング素子をオン状態とすべく電荷を充電する充電経路及び前記電荷を放電する放電経路の少なくとも一方を介して流れる電流を制限する制限手段を備え、前記パワースイッチング素子は、前記電力変換回路を構成する一対のパワースイッチング素子の直列接続体のうちの一方であり、該一対のパワースイッチング素子の他方には、その入出力端子に対して逆並列に整流手段が接続されており、前記制限手段は、前記制限の度合いを連続的に可変とするものであって且つ、前記パワースイッチング素子近傍の温度が低いほど、前記充電経路を介して流れる電流の制限を強化することを特徴とする。

上記一対のパワースイッチング素子のうちの一方をオン状態へと切り替える際には、他方と逆並列に接続される整流手段のリカバリ電流によって、サージが発生するおそれがある。そして、上記一方のパワースイッチング素子近傍の温度を変化させつつサージの大きさを計測すると、温度の低下に応じてサージは増大することが発明者らによって見出されている。この点、上記発明では、充電経路を介して流れる電流の制限を上記パワースイッチング素子近傍の温度が低いほど強化することで、サージが大きくなりやすいほど制限を強化することができる。

請求項３記載の発明は、電力変換回路を構成する電圧駆動型のパワースイッチング素子について、これを駆動するパワースイッチング素子の駆動装置において、前記パワースイッチング素子の導通制御端子に前記パワースイッチング素子をオン状態とすべく電荷を充電する充電経路及び前記電荷を放電する放電経路の少なくとも一方を介して流れる電流を制限する制限手段を備え、前記制限手段は、前記制限の度合いを連続的に可変とするものであって且つ、パワースイッチング素子を流れる電流が大きいほど、前記放電経路を介して流れる電流の制限を強化することを特徴とする。

パワースイッチング素子を流れる電流が大きいほど、スイッチング素子ＳＷをオフ状態へと切り替える際のサージは大きくなりやすい。上記発明では、この点に鑑み、パワースイッチング素子を流れる電流が大きいほど放電経路を介して流れる電流の制限を強化することで、サージが大きくなりやすいほど制限を強化することができる。

請求項４記載の発明は、電力変換回路を構成する電圧駆動型のパワースイッチング素子について、これを駆動するパワースイッチング素子の駆動装置において、前記パワースイッチング素子の導通制御端子に前記パワースイッチング素子をオン状態とすべく電荷を充電する充電経路及び前記電荷を放電する放電経路の少なくとも一方を介して流れる電流を制限する制限手段を備え、前記制限手段は、前記制限の度合いを連続的に可変とするものであって且つ、前記パワースイッチング素子近傍の温度が高いほど、前記放電経路を介して流れる電流の制限を強化することを特徴とする。

パワースイッチング素子近傍の温度が高いほど、スイッチング素子ＳＷをオフ状態へと切り替える際のサージは大きくなりやすい。上記発明では、この点に鑑み、パワースイッチング素子近傍の温度が高いほど放電経路を介して流れる電流の制限を強化することで、サージが大きくなりやすいほど制限を強化することができる。

請求項５記載の発明は、電力変換回路を構成する電圧駆動型のパワースイッチング素子について、これを駆動するパワースイッチング素子の駆動装置において、前記パワースイッチング素子の導通制御端子に前記パワースイッチング素子をオン状態とすべく電荷を充電する充電経路及び前記電荷を放電する放電経路の少なくとも一方を介して流れる電流を制限する制限手段を備え、前記制限手段は、前記制限の度合いを連続的に可変とするものであって且つ、大気圧が低いほど前記充電経路及び前記放電経路の少なくとも一方を介して流れる電流の制限を強化することを特徴とする。

大気圧が低いほど、電力変換回路の出力側に接続される部材がサージの影響により放電を開始する電圧が低くなる傾向にある。上記発明では、この点に鑑み、大気圧が低いほど充電経路及び放電経路の少なくとも一方を介して流れる電流の制限を強化することで、上記サージの影響を適切に抑制することができる。

請求項６記載の発明は、電力変換回路を構成する電圧駆動型のパワースイッチング素子について、これを駆動するパワースイッチング素子の駆動装置において、前記パワースイッチング素子の導通制御端子に前記パワースイッチング素子をオン状態とすべく電荷を充電する充電経路及び前記電荷を放電する放電経路の少なくとも一方を介して流れる電流を制限する制限手段を備え、前記制限手段は、前記制限の度合いを連続的に可変とするものであって且つ、前記パワースイッチング素子の状態量及び該パワースイッチング素子の周囲の状態量の少なくとも一方を示す複数のパラメータのそれぞれの値について、各別に前記制限度合いについての要求値を設定する手段を備え、複数の前記要求値のうちの強化側の最大値に基づき最終的な制限度合いを設定することを特徴とする。

パワースイッチング素子の状態量やパワースイッチング素子の周囲の状態量のうち、サージの大小に影響を与えるパラメータは複数ある。そして、これら各状態量から想定されるサージを抑制する上での上記制限の度合いの要求値は、各状態量毎に相違し得る。ここで、制限を強化する旨の要求がある場合、他の要求値に応じて制限を緩和したのではサージが過大となるおそれがある。上記発明では、この点に鑑み、要求値の強化側の最大値、すなわち、要求される制限の強化度合いが最も大きいものに基づき、制限度合いを設定することで、サージを適切に抑制することができる。

請求項７記載の発明は、電力変換回路を構成する電圧駆動型のパワースイッチング素子について、これを駆動するパワースイッチング素子の駆動装置において、前記パワースイッチング素子は、前記電力変換回路を構成する一対のパワースイッチング素子の直列接続体のうちの一方であり、該一対のパワースイッチング素子の他方には、その入出力端子に対して逆並列に整流手段が接続されており、前記パワースイッチング素子の導通制御端子に前記パワースイッチング素子をオン状態とすべく電荷を充電する充電経路を介して流れる電流を制限する制限手段を備え、前記制限手段は、前記パワースイッチング素子を流れる電流が規定値となる場合に前記制限の強化を極大とすることを特徴とする。

上記一対のパワースイッチング素子のうちの一方をオン状態へと切り替える際には、他方と逆並列に接続される整流手段のリカバリ電流によって、サージが発生するおそれがある。そして、上記一方のパワースイッチング素子を流れる電流を変化させつつサージの大きさを計測すると、電流の増大に応じてサージは一旦増大した後、減少することが発明者らによって見出されている。この点、上記発明では、充電経路を介して流れる電流の制限の強化を上記パワースイッチング素子を流れる電流が規定値となる場合に極大とすることで、サージが大きくなりやすいほど制限を強化することができる。

請求項８記載の発明は、電力変換回路を構成する電圧駆動型のパワースイッチング素子について、これを駆動するパワースイッチング素子の駆動装置において、前記パワースイッチング素子の導通制御端子に前記パワースイッチング素子をオン状態とすべく電荷を充電する充電経路及び前記電荷を放電する放電経路の少なくとも一方を介して流れる電流を、大気圧が低いほど制限を強化する態様にて制限する制限手段を備えることを特徴とする。

大気圧が低いほど、電力変換回路の出力側に接続される部材がサージの影響により放電を開始する電圧が低くなる傾向にある。上記発明では、この点に鑑み、大気圧が低いほど充電経路及び放電経路の少なくとも一方を介して流れる電流の制限を強化することで、上記サージの影響を適切に抑制することができる。

請求項９記載の発明は、請求項１〜６，８のいずれか１項に記載の発明において、前記制限手段は、前記充電経路及び前記放電経路の少なくとも一方の抵抗値を連続的に可変とする手段であることを特徴とする。

上記発明では、制限手段を適切に構成することができる。

請求項１０記載の発明は、請求項１〜６，８，９のいずれか１項に記載の発明において、前記制限手段は、前記充電経路及び前記放電経路の少なくとも一方を構成する経路用スイッチング素子を備え、該経路用スイッチング素子の導通制御端子への信号の出力態様を可変とすることで前記制限度合いを可変とすることを特徴とする。

スイッチング素子は、一般に、導通制御端子に入力される信号に応じて入出力端子間の電流の流通量を変化させる。上記発明では、この点に着目し、スイッチング素子を利用して制限手段を適切に構成することができる。

請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の発明において、前記経路用スイッチング素子は、電流制御型のものであり、該経路用スイッチング素子の導通制御端子への信号の出力態様を可変とする手段は、電流を可変とする手段であることを特徴とする。

電流制御型のスイッチング素子は、導通制御端子を流れる電流量に応じて入出力端子間の電流の流通量を変化させる。上記発明では、この点に着目し、スイッチング素子を利用して制限手段を適切に構成することができる。

請求項１２記載の発明は、請求項１〜１１のいずれか１項に記載のパワースイッチング素子の駆動装置と、前記電力変換回路とを備える。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換回路の駆動装置及び電力変換システムを、ハイブリッド車に搭載されるモータジェネレータの電力変換回路の駆動装置及び電力変換システムに適用した第１の実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。

図示されるように、３相の電動機兼発電機としてのモータジェネレータ１０の３つの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）には、インバータ１２が接続されている。このインバータ１２は、３相インバータであり、昇圧回路ＢＣを介して昇圧された高圧バッテリ１４の電圧をモータジェネレータ１０の３つの相に適宜印加する。詳しくは、インバータ１２は、３つの相のそれぞれと高圧バッテリ１４の正極側又は負極側とを導通させるべく、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４とスイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６との並列接続体を備えて構成されている。そして、スイッチング素子ＳＷ１及びスイッチング素子ＳＷ２を直列接続する接続点がモータジェネレータ１０のＵ相と接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ３及びスイッチング素子ＳＷ４を直列接続する接続点がモータジェネレータ１０のＶ相と接続されている。更に、スイッチング素子ＳＷ５及びスイッチング素子ＳＷ６を直列接続する接続点がモータジェネレータ１０のＷ相と接続されている。ちなみに、これらスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によって構成されている。また、インバータ１２は、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６に逆並列に接続されたフライホイールダイオードＤ１〜Ｄ６を備えている。

上記スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２とスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４とスイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６との並列接続体と、高圧バッテリ１４との間には、コンデンサ１６が並列接続されている。また、上記スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の導通制御端子(ゲート)には、ゲートに駆動電圧を印加するドライブ回路ＤＣ１〜ＤＣ６が接続されている。更に、上記スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６近傍には、それぞれその温度を感知する感温ダイオードＳＤ１〜ＳＤ６が設けられている。そして、ドライブ回路ＤＣ１〜ＤＣ６には、感温ダイオードＳＤ１〜ＳＤ６の出力が取り込まれる。

上記スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、インターフェース１８を介して、低圧バッテリ２２を電力源とするマイクロコンピュータ（マイコン２０）により操作される。ここで、インターフェース１８は、フォトカプラ等の絶縁素子を備えて構成されており、マイコン２０を備えて構成される低圧システムと、インバータ１２等を備えて構成される高圧システムとを絶縁しつつ、これら双方での信号の授受を可能とするものである。また、マイコン２０は、モータジェネレータ１０を制御対象とし、ユーザによる要求やモータジェネレータ１０の状態に応じて、各種制御を行う。すなわち、マイコン２０では、指令電圧とキャリアとを用いたＰＷＭ制御によって、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の操作信号を生成し、これをインターフェース１８を介してドライブ回路ＤＣ１〜ＤＣ６に出力する。これにより、インバータ１２のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６が操作され、モータジェネレータ１０の回転状態等が制御される。

上記ドライブ回路ＤＣ１〜ＤＣ６のそれぞれは、該当する感温ダイオードＳＤ１〜ＳＤ６によって感知されるスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６の近傍の温度に基づき、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のゲートの電荷の充放電態様を可変とする機能を有する。以下、これについて詳述する。

図２に、ドライブ回路ＤＣ１〜ＤＣ６の内部の回路構成を示す。なお、ドライブ回路ＤＣ１〜ＤＣ６はいずれも同一の構成であるため、以下、これらを総括してドライブ回路ＤＣと表記する。また、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６、感温ダイオードＳＤ１〜ＳＤ６を総括してそれぞれスイッチング素子ＳＷ、感温ダイオードＳＤと表記する。

ドライブ回路ＤＣは、スイッチング素子ＳＷをオン状態とするためのゲートの電荷（ここでは、正の電荷）を充電するための電源３０をゲートと導通可能とする。詳しくは、スイッチング素子ＳＷのゲートと電源３０とは、スイッチング素子３２と、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタ（トランジスタ３４）とを備えて構成される充電経路によって接続されている。また、ドライブ回路ＤＣは、スイッチング素子ＳＷをオン状態とするための上記電荷を接地３６へと放電可能とする。詳しくは、スイッチング素子ＳＷのゲートと接地３６とは、スイッチング素子３８と、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタ（トランジスタ４０）とを備えて構成される放電経路によって接続されている。なお、接地３６は、スイッチング素子ＳＷのエミッタと同電位とされるものである。

上記スイッチング素子３２，３８の導通制御端子には、スイッチング素子ＳＷの操作信号が印加される。これにより、スイッチング素子ＳＷをオン操作する際には、スイッチング素子３２がオン状態とされて且つスイッチング素子３８がオフ状態とされる。また、スイッチング素子ＳＷをオフ操作する際には、スイッチング素子３２がオフ状態とされて且つスイッチング素子３８がオン状態とされる。

一方、トランジスタ３４，４０は、上記充電経路や放電経路を介して流れる電流を制限するためのものである。この電流の制限度合いは、電流可変回路４２によって調節される。電流可変回路４２は、トランジスタ３４，４０のベースに出力される電流量を調節することで、トランジスタの入出力端子間（コレクタ及びエミッタ間）を介して流れる電流量を調節する。すなわち、トランジスタ３４のベース側へと流れる正の電流量を増大させることで、トランジスタ３４の入出力端子間を流れる電流量を増大させ、また、トランジスタ３４のベース側へと流れる正の電流量を減少させることで、トランジスタ３４の入出力端子間を流れる電流量を減少させる。また、トランジスタ４０のベースから電流可変回路４２へと引き込まれる電流量（トランジスタ４０のベースへ流れる負の電流量）を増大させることで、トランジスタ４０の入出力端子間を流れる電流量を増大させ、トランジスタ４０のベースへと流れる負の電流量を減少させることで、トランジスタ４０の入出力端子間を流れる電流量を減少させる。なお、図２では、これらトランジスタ３４，４０のベースと電流可変回路４２とを接続する信号線を一本のみ示しているが、トランジスタ３４のベースへ流れる正の電流量を調節する信号線と、トランジスタ４０のベースへ流れる負の電流量を調節する信号線とを各別としてもよい。

電流可変回路４２は、感温ダイオードＳＤによって感知されるスイッチング素子ＳＷ近傍の温度に基づき、トランジスタ３４，４０のベース電流を調節する。そしてこれにより、充電経路を介して流れる電流量や放電経路を介して流れる電流量の制限度合いを調節する。ここで、トランジスタ３４，４０は、非線形素子であるが、上記ベース電流に応じた電流量の制限度合いの調節は、上記ベース電流に応じて充電経路及び放電経路の抵抗値を調節することとみなすことができる。

すなわち、図３に示すように、トランジスタ３４，４０の入出力端子間（コレクタ及びエミッタ間）電圧が同一の場合、ベース電流Ｉｂが増大するほど、コレクタ及びエミッタ間を流れる電流（コレクタ電流）が増大する。ここで、入出力端子間電圧を入出力端子間を流れる電流で除算した値を抵抗値と定義するなら、ベース電流Ｉｂの増大に応じて抵抗値が小さくなることを意味する。そこで以下では、トランジスタ３４のベース電流を増大させて充電経路を介して流れる電流の制限を緩和することを、ゲート抵抗Ｒｇｏｎを低減すると表記する。また、トランジスタ４０のベース電流を増大させて放電経路を介して流れる電流の制限を緩和することを、ゲート抵抗Ｒｇｏｆｆを低減すると表記する。

図４に、本実施形態における感温ダイオードＳＤによって感知される温度と、ゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆとの関係を示す。詳しくは、図４（ａ）に、ゲート抵抗Ｒｇｏｎと温度との関係を示す。これは、スイッチング素子ＳＷのオン操作時のスイッチング損失を抑制しつつオン操作に伴うサージ電圧を抑制するための設定である。すなわち、スイッチング素子ＳＷをオン操作すると、当該スイッチング素子ＳＷと直列接続されて且つ逆側アームのダイオードのリカバリ電流に起因するサージが生じる。そして、このサージを抑制するうえでは、ゲート抵抗Ｒｇｏｎを増大させることが望ましい。ただし、ゲート抵抗Ｒｇｏｎを増大させると、オン操作時のスイッチング損失が増大する。ここで、上記サージは、スイッチング素子ＳＷ近傍の温度が低いほど大きくなる傾向にある。このため、図４（ａ）に示すように、温度が低いほどゲート抵抗Ｒｇｏｎを連続的に増大させる。これにより、サージが大きくなる状況下においてこれを適切に抑制することができ、また、サージがさほど大きくならないと想定される場合には、ゲート抵抗Ｒｇｏｎを極力低減することでスイッチング損失の増大を極力抑制する。

一方、図４（ｂ）に、ゲート抵抗Ｒｇｏｆｆと温度との関係を示す。これは、スイッチング素子ＳＷのオフ操作時のスイッチング損失を抑制しつつオフ操作に伴うサージ電圧を抑制するための設定である。すなわち、スイッチング素子ＳＷをオフ操作すると、これに伴うコレクタ電流の減少速度に応じて、スイッチング素子ＳＷのコレクタ及びエミッタ間にサージが生じる。そして、このサージを抑制するうえでは、ゲート抵抗Ｒｇｏｆｆを増大させることが望ましい。ただし、ゲート抵抗Ｒｇｏｆｆを増大させると、オフ操作時のスイッチング損失が増大する。ここで、上記サージは、スイッチング素子ＳＷ近傍の温度が高いほど大きくなる傾向にある。このため、図４（ｂ）に示すように、温度が高いほどゲート抵抗Ｒｇｏｆｆを連続的に増大させる。これにより、サージが大きくなる状況下においてこれを適切に抑制することができ、また、サージがさほど大きくならないと想定される場合には、ゲート抵抗Ｒｇｏｆｆを極力低減することでスイッチング損失の増大を極力抑制する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）スイッチング素子ＳＷをオン状態とすべく電荷を充電する充電経路及び同電荷を放電する放電経路を介して流れる電流を制限するに際し、その制限の度合いを連続的に可変とした。これにより、スイッチング損失の増大を極力抑制しつつも、スイッチング素子のオン状態及びオフ状態間の切り替えに伴うサージ電圧を好適に抑制することができる。このため、スイッチング素子ＳＷを定格近傍で使用することができ、ひいては、スイッチング素子ＳＷを小型化することができる。

（２）スイッチング素子ＳＷ近傍の温度が低いほど、充電経路を介して流れる電流の制限を強化した。これにより、サージが大きくなりやすいほど制限を強化することができる。

（３）スイッチング素子ＳＷ近傍の温度が高いほど、放電経路を介して流れる電流の制限を強化した。これにより、サージが大きくなりやすいほど制限を強化することができる。

（４）トランジスタ３４，４０のベース電流を調節することで、充電経路及び放電経路を介して流れる電流の制限度合いを調節した。これにより、バイポーラトランジスタのベース電流に応じて、コレクタ及びエミッタ間の電流の流通量が変化する性質を利用して上記制限を行うことができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図５に、本実施形態にかかるドライブ回路ＤＣの回路構成を示す。なお、図５において、先の図２に示した部材に対応する部材については便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、電流可変回路４２が、スイッチング素子ＳＷの入出力端子間を流れる電流についての情報に応じて、ゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆを調節する。詳しくは、スイッチング素子ＳＷは、その入出力端子間を流れる電流量と相間を有する微少電流を出力するセンス端子ＳＴを備えている。そして、センス端子ＳＴは、センス抵抗ＲＴを介して接地（スイッチング素子ＳＷのエミッタと接続）されている。このため、センス端子ＳＴから出力される電流量は、センス抵抗ＲＴによる電圧降下量として検出することができる。電流可変回路４２では、この電圧降下量を取り込み、これに応じてゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆを調節する。

図６に、本実施形態におけるスイッチング素子ＳＷの入出力端子間を流れる電流と、ゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆとの関係を示す。詳しくは、図６（ａ）に、ゲート抵抗Ｒｇｏｎと上記電流との関係を示す。これは、スイッチング素子ＳＷのオン操作時のスイッチング損失を抑制しつつオン操作に伴うサージ電圧を抑制するための設定である。スイッチング素子ＳＷをオン操作する際に生じるサージは、スイッチング素子ＳＷを流れる電流が増加するにつれて一旦増大した後、減少する傾向にある。このため、図６（ａ）に示すように、入出力端子間の電流が増大するにつれてゲート抵抗Ｒｇｏｎを漸増させていき、その後漸減させる。換言すれば、入出力端子間の電流が増大するにつれて充電経路を介して流れる電流の制限を徐々に強化させていき、その後徐々に緩和させていく。すなわち、入出力端子間を流れる電流が規定電流となることでゲート抵抗Ｒｇｏｎが極大となるようにする。これにより、サージが大きくなる状況下においてこれを適切に抑制することができ、また、サージがさほど大きくならないと想定される場合には、ゲート抵抗Ｒｇｏｎを極力低減することでスイッチング損失の増大を極力抑制する。

一方、図６（ｂ）には、ゲート抵抗Ｒｇｏｆｆと上記電流との関係を示す。これは、スイッチング素子ＳＷのオフ操作時のスイッチング損失を抑制しつつオフ操作に伴うサージ電圧を抑制するための設定である。ここで、スイッチング素子ＳＷをオフ操作する際に生じるサージは、スイッチング素子ＳＷの入出力端子間を流れる電流が大きいほど大きくなる傾向にある。このため、図６（ｂ）に示すように、入出力端子間を流れる電流が大きいほどゲート抵抗Ｒｇｏｆｆを連続的に増大させる。これにより、サージが大きくなる状況下においてこれを適切に抑制することができ、また、サージがさほど大きくならないと想定される場合には、ゲート抵抗Ｒｇｏｆｆを極力低減することでスイッチング損失の増大を極力抑制する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）及び（４）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（５）スイッチング素子ＳＷを流れる電流が規定値となる場合に充電経路を介して流れる電流の制限の強化を極大とした。これにより、サージが大きくなりやすいほど制限を強化することができる。

（６）スイッチング素子ＳＷを流れる電流が大きいほど、放電経路を介して流れる電流の制限を強化した。これにより、サージが大きくなりやすいほど制限を強化することができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図７に、本実施形態にかかるドライブ回路ＤＣの回路構成を示す。なお、図７において、先の図２及び図５に示した部材に対応する部材については便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態にかかる電流可変回路４２は、感温ダイオードＳＤによって感知される温度及びスイッチング素子ＳＷを流れる電流の双方に応じて、ゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆを調節する。

図８に、本実施形態にかかるゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆの設定手法を示す。詳しくは、図８（ａ）に、ゲート抵抗Ｒｇｏｎの設定手法を示す。図８（ａ）に示すように、先の第２の実施形態に示した要領でスイッチング素子ＳＷを流れる電流に応じてゲート抵抗Ｒｇｏｎの要求値を算出するとともに、先の第１の実施形態に示した要領でスイッチング素子ＳＷ近傍の温度に応じてゲート抵抗Ｒｇｏｎの要求値を算出する。そして、これら２つの要求値のうちの大きい方がゲート抵抗Ｒｇｏｎとして採用される。一方、図８（ｂ）に、ゲート抵抗Ｒｇｏｆｆの設定手法を示す。図８（ｂ）に示すように、先の第２の実施形態に示した要領でスイッチング素子ＳＷを流れる電流に応じてゲート抵抗Ｒｇｏｆｆの要求値を算出するとともに、先の第１の実施形態に示した要領でスイッチング素子ＳＷ近傍の温度に応じてゲート抵抗Ｒｇｏｆｆの要求値を算出する。そして、これら２つの要求値のうちの大きい方がゲート抵抗Ｒｇｏｆｆとして採用される。

ここで、各要求値のうちの大きい方を採用するのは、サージが過大となることを回避するためである。これに対し、要求値のうち小さい方を採用したのでは、実際に生じるサージが過大となるおそれがある。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の効果や、先の第２の実施形態の上記（５）、（６）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（７）スイッチング素子ＳＷ近傍の温度に基づき算出されるゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆの要求値と、スイッチング素子ＳＷを流れる電流に基づき算出されるゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆの要求値とのうちの大きい方に基づき最終的なゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆを設定した。これにより、サージを適切に抑制することができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図９に、本実施形態にかかるドライブ回路ＤＣの回路構成を示す。なお、図９において、先の図２及び図５に示した部材に対応する部材については便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態にかかる電流可変回路４２は、感温ダイオードＳＤによって感知される温度、スイッチング素子ＳＷを流れる電流、及び大気圧センサ５０によって検出される大気圧に応じて、ゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆを調節する。ここで、大気圧センサ５０の検出値を用いるのは、大気圧が低いほどスイッチング素子ＳＷのサージの影響を受けてモータジェネレータ１０等の放電開始電圧が低くなるためである。

図１０に、本実施形態にかかるゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆの設定手法を示す。詳しくは、図１０（ａ）に、ゲート抵抗Ｒｇｏｎの設定手法を示す。図１０（ａ）に示すように、先の第２の実施形態に示した要領でスイッチング素子ＳＷを流れる電流に応じてゲート抵抗Ｒｇｏｎの要求値を算出するとともに、先の第１の実施形態に示した要領でスイッチング素子ＳＷ近傍の温度に応じてゲート抵抗Ｒｇｏｎの要求値を算出する。更に、大気圧センサ５０によって検出される大気圧が低いほどゲート抵抗Ｒｇｏｎの要求値を大きい値に算出する。そして、これら３つの要求値のうちの最大値がゲート抵抗Ｒｇｏｎとして採用される。

一方、図１０（ｂ）に、ゲート抵抗Ｒｇｏｆｆの設定手法を示す。図１０（ｂ）に示すように、先の第２の実施形態に示した要領でスイッチング素子ＳＷを流れる電流に応じてゲート抵抗Ｒｇｏｆｆの要求値を算出するとともに、先の第１の実施形態に示した要領でスイッチング素子ＳＷ近傍の温度に応じてゲート抵抗Ｒｇｏｆｆの要求値を算出する。更に、大気圧センサ５０によって検出される大気圧が低いほどゲート抵抗Ｒｇｏｆｆの要求値を大きい値に算出する。そして、これら３つの要求値のうちの最大値がゲート抵抗Ｒｇｏｆｆとして採用される。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（４）の効果や、先の第２の実施形態の上記（５）、（６）の効果、先の第３の実施形態の上記（７）に準じた効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（８）大気圧が低いほどゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆを大きくした。これにより、モータジェネレータ１０の放電等を極力抑制することができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１１に、本実施形態にかかるドライブ回路ＤＣの回路構成を示す。なお、図１１において、先の図２及び図５に示した部材に対応する部材については便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、トランジスタ３４，４０が、充電経路や放電経路を電流が流れるときにその電流量を調節する機能に加えて、先の図２のスイッチング素子３２，３８のように、スイッチング素子ＳＷのゲートと電源３０や接地３６とを導通及び遮断する機能をも有する。これは、トランジスタ３４，４０のベースを流れる電流量を調節することで行うことができる。

図１２に、本実施形態にかかるスイッチング素子ＳＷのオン・オフの切り替え態様を示す。詳しくは、図１２（ａ）に、スイッチング素子ＳＷの操作信号の推移を示し、図１２（ｂ）に、トランジスタ３４のベース電流の推移を示し、図１２（ｃ）にゲート抵抗Ｒｇｏｎの推移を示す。また、図１２（ｄ）に、トランジスタ４０のベース電流の推移を示し、図１２（ｅ）に、ゲート抵抗Ｒｇｏｆｆの推移を示し、図１２（ｆ）に、感温ダイオードＳＤによって感知される温度の推移を示す。

図示されるように、操作信号が論理「Ｌ」となりスイッチング素子ＳＷのオフ操作指令が出されているときには、トランジスタ３４のベース電流Ｉｂ１がゼロとなり、トランジスタ３４がオフとなる。一方、トランジスタ４０のベース電流Ｉｂ２が増大することで、ゲート抵抗Ｒｇｏｆｆが減少し、スイッチング素子ＳＷのゲートから接地３６へと電荷が放電されることで、スイッチング素子ＳＷがオフとなる。

一方、操作信号が論理「Ｈ」となりスイッチング素子ＳＷのオン操作指令が出されると、トランジスタ４０のベース電流Ｉｂ２がゼロとなり、トランジスタ４０がオフとされる。一方、トランジスタ３４のベース電流Ｉｂ１が増大する。これにより、ゲート抵抗Ｒｇｏｎが低下し、電源３０からスイッチング素子ＳＷのゲートへと電流が流れ、ゲートが充電されることでスイッチング素子ＳＷがオン状態となる。

ここで、感温ダイオードＳＤによって感知される温度が上昇すると、スイッチング素子ＳＷのオン状態時のベース電流Ｉｂ１が増大することでゲート抵抗Ｒｇｏｎが低下し、オフ状態時のベース電流Ｉｂ２が減少することでゲート抵抗Ｒｇｏｆｆが上昇する。これにより、サージを極力抑制しつつもスイッチング損失の増大を抑制することができる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態に準じた効果に加えて、更に、スイッチング素子３２，３８を割愛することができるという効果が得られる。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１３に、本実施形態にかかる昇圧回路ＢＣの回路構成を示す。図示されるように、本実施形態では、昇圧回路ＢＣは、先の図１に示したインバータ１２の一対の入力端子と接続されるＩＧＢＴからなるスイッチング素子ＳＷ７、ＳＷ８の直列接続体を備えて構成されている。そして、これらスイッチング素子ＳＷ７、ＳＷ８には、ダイオードＤ７，Ｄ８がそれぞれ逆並列に接続されている。スイッチング素子ＳＷ７、ＳＷ８の接続点は、インダクタ６０を介して高圧バッテリ１４の高電位側端子と接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ８の入出力端子間には、コンデンサ６２が並列接続されている。

スイッチング素子ＳＷ７、ＳＷ８のゲートは、ドライブ回路ＤＣ７，ＤＣ８によって駆動される。ここで、ドライブ回路ＤＣ７，ＤＣ８の回路構成は、先の図５に示したものと同様である。ただし、スイッチング素子ＳＷ７、ＳＷ８を流れる電流として、インダクタ６０を流れる電流を検出している。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１の実施形態において、感温ダイオードＳＤによって感知される温度に加えて、大気圧に応じてゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆを可変としてもよい。

・上記第２の実施形態において、スイッチング素子ＳＷを流れる電流に加えて、大気圧に応じてゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆを可変としてもよい。

・上記第５の実施形態において、スイッチング素子ＳＷを流れる電流に応じてゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆを可変としてもよい。また、大気圧に応じてゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆを可変としてもよい。更に、スイッチング素子ＳＷを流れる電流、大気圧、及び温度の少なくとも２つに応じてゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆを可変としてもよい。

・第６の実施形態において、スイッチング素子ＳＷを流れる電流に代えて、感温ダイオードＳＤによって感知される温度又は、大気圧に応じてゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆを可変としてもよい。更に、これらスイッチング素子ＳＷを流れる電流、感温ダイオードＳＤによって感知される温度、及び大気圧の少なくとも２つに応じてゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆを可変としてもよい。

・大気圧に応じてゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆを連続的に可変とする代わりに、２段階以上で段階的に可変としてもよい。

・スイッチング素子ＳＷを流れる電流に応じてゲート抵抗Ｒｇｏｎを連続的に可変とする代わりに、３段階以上で段階的に可変としてもよい。

・上記実施形態では、スイッチング素子ＳＷの状態量やスイッチング素子ＳＷの周囲の状態量を示す複数のパラメータの値に基づきゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆを可変とする場合、複数の値のそれぞれについて各別にゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆを算出し、これらの最大値を最終的なゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆとしたがこれに限らない。例えばスイッチング素子ＳＷを流れる電流に基づき設定されるゲート抵抗Ｒｇｏｎ，Ｒｇｏｆｆを、大気圧や温度に基づき補正してもよい。

・上記各実施形態では、温度が高いほどゲート抵抗Ｒｇｏｆｆを増大させたが、これに限らない。先の図１に示したコンデンサ１６を備えないなら、温度が高いほどゲート抵抗Ｒｇｏｆｆを減少させてもよい。ただし、この場合であっても、例えばドライブ回路ＤＣがフィルムコンデンサを備えて構成されるスナバ回路を備える場合には、温度が高いほどゲート抵抗Ｒｇｏｆｆを増大させてもよい。

・例えばスイッチング素子ＳＷのオン操作時のダイオードのリカバリ電流に起因するサージが問題とならない構成にあっては、スイッチング素子ＳＷをオン状態とするために充電された電荷を放電する放電経路のみ、電流を制限する制限手段を備えるようにしてもよい。

・パワースイッチング素子の導通制御端子にパワースイッチング素子をオン状態とすべく電荷を充電する充電経路及び同電荷を放電する放電経路の少なくとも一方を介して流れる電流を制限する制限手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば上記トランジスタ３４，４０を、ＭＯＳトランジスタにて構成し、ゲートに印加される電圧に応じて電流の制限を行ってもよい。

・パワースイッチング素子としては、インバータ１２やその昇圧回路ＢＣを構成するものに限らない。例えば上記高圧バッテリ１４の電圧を降圧して低圧バッテリ２２に出力する降圧回路を構成するものに用いてもよい。

第１の実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す図。 同実施形態にかかる駆動装置の回路構成を示す図。 同実施形態においてゲート抵抗を定義する図。 同実施形態にかかるゲート抵抗の設定態様を示す図。 第２の実施形態にかかる駆動装置の回路構成を示す図。 同実施形態にかかるゲート抵抗の設定態様を示す図。 第３の実施形態にかかる駆動装置の回路構成を示す図。 同実施形態にかかるゲート抵抗の設定態様を示す図。 第４の実施形態にかかる駆動装置の回路構成を示す図。 同実施形態にかかるゲート抵抗の設定態様を示す図。 第５の実施形態にかかる駆動装置の回路構成を示す図。 同実施形態にかかるゲート抵抗の可変設定態様を示すタイムチャート。 第６の実施形態にかかる昇圧回路の回路構成を示す図。

符号の説明

１０…モータジェネレータ、１２…インバータ、３４，４０…トランジスタ（経路用スイッチング素子）、ＤＣ…ドライブ回路、ＳＷ…スイッチング素子（パワースイッチング素子の駆動装置の一実施形態）。

Claims (12)

1. 電力変換回路を構成する電圧駆動型のパワースイッチング素子について、これを駆動するパワースイッチング素子の駆動装置において、
   前記パワースイッチング素子の導通制御端子に前記パワースイッチング素子をオン状態とすべく電荷を充電する充電経路及び前記電荷を放電する放電経路の少なくとも一方を介して流れる電流を制限する制限手段を備え、
   前記パワースイッチング素子は、前記電力変換回路を構成する一対のパワースイッチング素子の直列接続体のうちの一方であり、
   該一対のパワースイッチング素子の他方には、その入出力端子に対して逆並列に整流手段が接続されており、
   前記制限手段は、前記制限の度合いを連続的に可変とするものであって且つ、前記パワースイッチング素子を流れる電流が規定値となる場合に前記充電経路を介して流れる電流の制限の強化を極大とすることを特徴とするパワースイッチング素子の駆動装置。
2. 電力変換回路を構成する電圧駆動型のパワースイッチング素子について、これを駆動するパワースイッチング素子の駆動装置において、
   前記パワースイッチング素子の導通制御端子に前記パワースイッチング素子をオン状態とすべく電荷を充電する充電経路及び前記電荷を放電する放電経路の少なくとも一方を介して流れる電流を制限する制限手段を備え、
   前記パワースイッチング素子は、前記電力変換回路を構成する一対のパワースイッチング素子の直列接続体のうちの一方であり、
   該一対のパワースイッチング素子の他方には、その入出力端子に対して逆並列に整流手段が接続されており、
   前記制限手段は、前記制限の度合いを連続的に可変とするものであって且つ、前記パワースイッチング素子近傍の温度が低いほど、前記充電経路を介して流れる電流の制限を強化することを特徴とするパワースイッチング素子の駆動装置。
3. 電力変換回路を構成する電圧駆動型のパワースイッチング素子について、これを駆動するパワースイッチング素子の駆動装置において、
   前記パワースイッチング素子の導通制御端子に前記パワースイッチング素子をオン状態とすべく電荷を充電する充電経路及び前記電荷を放電する放電経路の少なくとも一方を介して流れる電流を制限する制限手段を備え、
   前記制限手段は、前記制限の度合いを連続的に可変とするものであって且つ、パワースイッチング素子を流れる電流が大きいほど、前記放電経路を介して流れる電流の制限を強化することを特徴とするパワースイッチング素子の駆動装置。
4. 電力変換回路を構成する電圧駆動型のパワースイッチング素子について、これを駆動するパワースイッチング素子の駆動装置において、
   前記パワースイッチング素子の導通制御端子に前記パワースイッチング素子をオン状態とすべく電荷を充電する充電経路及び前記電荷を放電する放電経路の少なくとも一方を介して流れる電流を制限する制限手段を備え、
   前記制限手段は、前記制限の度合いを連続的に可変とするものであって且つ、前記パワースイッチング素子近傍の温度が高いほど、前記放電経路を介して流れる電流の制限を強化することを特徴とするパワースイッチング素子の駆動装置。
5. 電力変換回路を構成する電圧駆動型のパワースイッチング素子について、これを駆動するパワースイッチング素子の駆動装置において、
   前記パワースイッチング素子の導通制御端子に前記パワースイッチング素子をオン状態とすべく電荷を充電する充電経路及び前記電荷を放電する放電経路の少なくとも一方を介して流れる電流を制限する制限手段を備え、
   前記制限手段は、前記制限の度合いを連続的に可変とするものであって且つ、大気圧が低いほど前記充電経路及び前記放電経路の少なくとも一方を介して流れる電流の制限を強化することを特徴とするパワースイッチング素子の駆動装置。
6. 電力変換回路を構成する電圧駆動型のパワースイッチング素子について、これを駆動するパワースイッチング素子の駆動装置において、
   前記パワースイッチング素子の導通制御端子に前記パワースイッチング素子をオン状態とすべく電荷を充電する充電経路及び前記電荷を放電する放電経路の少なくとも一方を介して流れる電流を制限する制限手段を備え、
   前記制限手段は、前記制限の度合いを連続的に可変とするものであって且つ、前記パワースイッチング素子の状態量及び該パワースイッチング素子の周囲の状態量の少なくとも一方を示す複数のパラメータのそれぞれの値について、各別に前記制限度合いについての要求値を設定する手段を備え、複数の前記要求値のうちの強化側の最大値に基づき最終的な制限度合いを設定することを特徴とするパワースイッチング素子の駆動装置。
7. 電力変換回路を構成する電圧駆動型のパワースイッチング素子について、これを駆動するパワースイッチング素子の駆動装置において、
   前記パワースイッチング素子は、前記電力変換回路を構成する一対のパワースイッチング素子の直列接続体のうちの一方であり、
   該一対のパワースイッチング素子の他方には、その入出力端子に対して逆並列に整流手段が接続されており、
   前記パワースイッチング素子の導通制御端子に前記パワースイッチング素子をオン状態とすべく電荷を充電する充電経路を介して流れる電流を制限する制限手段を備え、
   前記制限手段は、前記パワースイッチング素子を流れる電流が規定値となる場合に前記制限の強化を極大とすることを特徴とするパワースイッチング素子の駆動装置。
8. 電力変換回路を構成する電圧駆動型のパワースイッチング素子について、これを駆動するパワースイッチング素子の駆動装置において、
   前記パワースイッチング素子の導通制御端子に前記パワースイッチング素子をオン状態とすべく電荷を充電する充電経路及び前記電荷を放電する放電経路の少なくとも一方を介して流れる電流を、大気圧が低いほど制限を強化する態様にて制限する制限手段を備えることを特徴とするパワースイッチング素子の駆動装置。
9. 前記制限手段は、前記充電経路及び前記放電経路の少なくとも一方の抵抗値を連続的に可変とする手段であることを特徴とする請求項１〜６，８のいずれか１項に記載のパワースイッチング素子の駆動装置。
10. 前記制限手段は、前記充電経路及び前記放電経路の少なくとも一方を構成する経路用スイッチング素子を備え、該経路用スイッチング素子の導通制御端子への信号の出力態様を可変とすることで前記制限度合いを可変とすることを特徴とする請求項１〜６，８，９のいずれか１項に記載のパワースイッチング素子の駆動装置。
11. 前記経路用スイッチング素子は、電流制御型のものであり、該経路用スイッチング素子の導通制御端子への信号の出力態様を可変とする手段は、電流を可変とする手段であることを特徴とする請求項１０記載のパワースイッチング素子の駆動装置。
12. 請求項１〜１１のいずれか１項に記載のパワースイッチング素子の駆動装置と、
    前記電力変換回路とを備える電力変換システム。

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