JPH08162929A - 電流クランプ回路付きドライブ回路 - Google Patents
電流クランプ回路付きドライブ回路Info
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- JPH08162929A JPH08162929A JP6307218A JP30721894A JPH08162929A JP H08162929 A JPH08162929 A JP H08162929A JP 6307218 A JP6307218 A JP 6307218A JP 30721894 A JP30721894 A JP 30721894A JP H08162929 A JPH08162929 A JP H08162929A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】スイッチング素子が大容量化した場合にも発生
損失が少なく，したがって小型化された電流クランプ回
路を備えたドライブ回路を提供する。 【構成】ｎｐｎトランジスタ２とｐｎｐトランジスタ３
とのトーテムポール回路を出力バッファートランジスタ
１とするドライブ回路が、そのオンオフ駆動電圧または
駆動電流を一定レベルにクランプする電流クランプ回路
を備え、ドライブ回路の出力側に抵抗６を介して入力端
が接続された電圧駆動型の自己消弧素子からなるスイッ
チング素子１０に流れる主回路電流ＩO を一定のクラン
プレベルＩocにクランプする電流クランプ回路付きドラ
イブ回路において、ツェナーダイオード１３とｎｐｎト
ランジスタ１２との直列回路からなる電流クランプ回路
１１を、出力バッファートランジスタ１の入力側に設
け、ｎｐｎトランジスタ１２を主回路電流の検出信号に
より制御する。
損失が少なく，したがって小型化された電流クランプ回
路を備えたドライブ回路を提供する。 【構成】ｎｐｎトランジスタ２とｐｎｐトランジスタ３
とのトーテムポール回路を出力バッファートランジスタ
１とするドライブ回路が、そのオンオフ駆動電圧または
駆動電流を一定レベルにクランプする電流クランプ回路
を備え、ドライブ回路の出力側に抵抗６を介して入力端
が接続された電圧駆動型の自己消弧素子からなるスイッ
チング素子１０に流れる主回路電流ＩO を一定のクラン
プレベルＩocにクランプする電流クランプ回路付きドラ
イブ回路において、ツェナーダイオード１３とｎｐｎト
ランジスタ１２との直列回路からなる電流クランプ回路
１１を、出力バッファートランジスタ１の入力側に設
け、ｎｐｎトランジスタ１２を主回路電流の検出信号に
より制御する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、電動機駆動用のイン
バータ装置などにスイッチング素子として使用されるパ
ワートランジスタ，パワーＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴ，な
どのスイッチング素子のドライブ回路、ことにスイッチ
ング素子を過電流から保護するための電流クランプ回路
を備えたドライブ回路に関する。
バータ装置などにスイッチング素子として使用されるパ
ワートランジスタ，パワーＭＯＳＦＥＴ，ＩＧＢＴ，な
どのスイッチング素子のドライブ回路、ことにスイッチ
ング素子を過電流から保護するための電流クランプ回路
を備えたドライブ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来の電流クランプ回路付きドラ
イブ回路の要部を簡略化して示す接続図であり、電圧駆
動型の自己消弧素子からなるスイッチング素子１０とし
てＩＧＢＴを用いた場合を例に説明する。図において、
ドライブ回路はその出力段の出力バッファートランジス
タ１としてｎｐｎトランジスタ２とｐｎｐトランジスタ
３とを互いのエミッタで直列接続したトーテムポール回
路（プッシュプル・エミッタホロワ回路とも呼ぶ）を備
え、そのｎｐｎトランジスタ２のコレクタは正側電源ラ
イン５Ｐを介して制御電源５の正極に接続され、ｐｎｐ
トランジスタ３のコレクタは負側電源ライン５Ｎを介し
て制御電源５の負極に接続される。また、出力バッファ
ートランジスタ１の並列接続されたベース側には図示し
ないスイッチング信号源からオンオフ信号９S が、例え
ばＯＰアンプ９を介して供給される。さらに、互いに並
列接続されたエミッタ側にはゲート直列抵抗６を介して
ＩＧＢＴ１０のゲートが接続され、ＩＧＢＴ１０のゲー
トと負側電源ライン５Ｎとの間にオンオフ駆動電圧ＶG
を出力するよう構成される。
イブ回路の要部を簡略化して示す接続図であり、電圧駆
動型の自己消弧素子からなるスイッチング素子１０とし
てＩＧＢＴを用いた場合を例に説明する。図において、
ドライブ回路はその出力段の出力バッファートランジス
タ１としてｎｐｎトランジスタ２とｐｎｐトランジスタ
３とを互いのエミッタで直列接続したトーテムポール回
路（プッシュプル・エミッタホロワ回路とも呼ぶ）を備
え、そのｎｐｎトランジスタ２のコレクタは正側電源ラ
イン５Ｐを介して制御電源５の正極に接続され、ｐｎｐ
トランジスタ３のコレクタは負側電源ライン５Ｎを介し
て制御電源５の負極に接続される。また、出力バッファ
ートランジスタ１の並列接続されたベース側には図示し
ないスイッチング信号源からオンオフ信号９S が、例え
ばＯＰアンプ９を介して供給される。さらに、互いに並
列接続されたエミッタ側にはゲート直列抵抗６を介して
ＩＧＢＴ１０のゲートが接続され、ＩＧＢＴ１０のゲー
トと負側電源ライン５Ｎとの間にオンオフ駆動電圧ＶG
を出力するよう構成される。
【０００３】また、電流クランプ回路１１はＩＧＢＴ１
０のゲートと負側電源ライン５Ｎとの間に設けられ、ベ
ースに向かう方向を順方向とするツェナーダイオード１
３と、そのアノードにコレクタが接続されたｎｐｎトラ
ンジスタ１２との直列回路として構成される。また、Ｉ
ＧＢＴ１０のソース（エミッタとも呼ぶ）と負側電源ラ
イン５Ｎとの間にはセンス抵抗１４を設けてＩＧＢＴ１
０の通流電流（ドレイン電流，またはコレクタ電流）Ｉ
O を検出し、その検出電流を駆動源として電流クランプ
回路１１のｎｐｎトランジスタ１２の通流を制御するよ
う構成されている。
０のゲートと負側電源ライン５Ｎとの間に設けられ、ベ
ースに向かう方向を順方向とするツェナーダイオード１
３と、そのアノードにコレクタが接続されたｎｐｎトラ
ンジスタ１２との直列回路として構成される。また、Ｉ
ＧＢＴ１０のソース（エミッタとも呼ぶ）と負側電源ラ
イン５Ｎとの間にはセンス抵抗１４を設けてＩＧＢＴ１
０の通流電流（ドレイン電流，またはコレクタ電流）Ｉ
O を検出し、その検出電流を駆動源として電流クランプ
回路１１のｎｐｎトランジスタ１２の通流を制御するよ
う構成されている。
【０００４】このように構成された電流クランプ回路１
１を備えた従来のドライブ回路において、スイッチング
信号源からのオンオフ信号９Ｓがオン信号になると、ｎ
ｐｎトランジスタ２がオン状態，ｐｎｐトランジスタ３
がオフ状態となり、ｎｐｎトランジスタ３のエミッタが
制御電源５の出力電圧Ｖccに向けて上昇する。従って、
ＩＧＢＴ１０のゲート電圧ＶG はそのゲートとエミッタ
間の容量Ｃgeとゲート直列抵抗６の抵抗値との積で決ま
る時定数で充電され、ゲート電圧がスレッシュ電圧を越
えた時点でＩＧＢＴ１０がオン状態となり、ＩＧＢＴ１
０のコレクタ−エミッタ間に主回路電流ＩO が流れる。
このとき、主回路電流ＩO の通流を検知してセンス抵抗
１４に電圧降下が発生し、この電圧降下を駆動源として
トランジスタ１２にベース電流が流れてオン状態とな
り、ツェナーダイオード１３にツェナー電流ＩC が流れ
て電流クランプ回路１１が動作する。その結果、ＩＧＢ
Ｔ１０のゲート電圧はツェナー電流ＩC によるゲート直
列抵抗６の内部電圧降下分だけＶG より低いＶGCに低下
し、これに伴ってＩＧＢＴ１０が流し得る主回路電流Ｉ
O は定常オン特性のゲート電圧依存性によって決まる電
流値ＩOC（クランプレベル）にクランプされ、その後負
荷回路が電流の増加を要求しても、クランプされた主回
路電流値ＩOCを上限にして，それ以下に制限する過電流
保護機能が得られる。
１を備えた従来のドライブ回路において、スイッチング
信号源からのオンオフ信号９Ｓがオン信号になると、ｎ
ｐｎトランジスタ２がオン状態，ｐｎｐトランジスタ３
がオフ状態となり、ｎｐｎトランジスタ３のエミッタが
制御電源５の出力電圧Ｖccに向けて上昇する。従って、
ＩＧＢＴ１０のゲート電圧ＶG はそのゲートとエミッタ
間の容量Ｃgeとゲート直列抵抗６の抵抗値との積で決ま
る時定数で充電され、ゲート電圧がスレッシュ電圧を越
えた時点でＩＧＢＴ１０がオン状態となり、ＩＧＢＴ１
０のコレクタ−エミッタ間に主回路電流ＩO が流れる。
このとき、主回路電流ＩO の通流を検知してセンス抵抗
１４に電圧降下が発生し、この電圧降下を駆動源として
トランジスタ１２にベース電流が流れてオン状態とな
り、ツェナーダイオード１３にツェナー電流ＩC が流れ
て電流クランプ回路１１が動作する。その結果、ＩＧＢ
Ｔ１０のゲート電圧はツェナー電流ＩC によるゲート直
列抵抗６の内部電圧降下分だけＶG より低いＶGCに低下
し、これに伴ってＩＧＢＴ１０が流し得る主回路電流Ｉ
O は定常オン特性のゲート電圧依存性によって決まる電
流値ＩOC（クランプレベル）にクランプされ、その後負
荷回路が電流の増加を要求しても、クランプされた主回
路電流値ＩOCを上限にして，それ以下に制限する過電流
保護機能が得られる。
【０００５】また、オンオフ信号９Ｓがオフ信号に変化
すると、出力バッファートランジスタ１はｎｐｎトラン
ジスタ２がオフ状態，ｐｎｐトランジスタ３がオン状態
となり、ｐｎｐトランジスタ３のエミッタ電圧が零に低
下する。したがって、ＩＧＢＴ１０はオフ状態となり、
ＩＧＢＴ１０のドレイン−ソース間に流れていた主回路
電流ＩO が遮断され、これに伴ってトランジスタ１２も
オフするので、次にスイッチング信号９S がオン信号に
変化するまでＩＧＢＴ１０はオフ状態に維持される。
すると、出力バッファートランジスタ１はｎｐｎトラン
ジスタ２がオフ状態，ｐｎｐトランジスタ３がオン状態
となり、ｐｎｐトランジスタ３のエミッタ電圧が零に低
下する。したがって、ＩＧＢＴ１０はオフ状態となり、
ＩＧＢＴ１０のドレイン−ソース間に流れていた主回路
電流ＩO が遮断され、これに伴ってトランジスタ１２も
オフするので、次にスイッチング信号９S がオン信号に
変化するまでＩＧＢＴ１０はオフ状態に維持される。
【０００６】一方、スイッチング素子１０がバイポーラ
トランジスタである場合、電流クランプ回路１１をｎｐ
ｎトランジスタ１２のみで構成し、バイポーラトランジ
スタのベース電流を直接電流クランプ回路側にバイパス
させて引き抜くことにより、バイポーラトランジスタが
通流できる主回路電流ＩOCを一定レベルにクランプする
よう構成した電流クランプ回路付きドライブ回路も知ら
れている。
トランジスタである場合、電流クランプ回路１１をｎｐ
ｎトランジスタ１２のみで構成し、バイポーラトランジ
スタのベース電流を直接電流クランプ回路側にバイパス
させて引き抜くことにより、バイポーラトランジスタが
通流できる主回路電流ＩOCを一定レベルにクランプする
よう構成した電流クランプ回路付きドライブ回路も知ら
れている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の電流クランプ回
路付きドライブ回路において、ＩＧＢＴ１０がオン動作
を終えた時点ではそのゲートとエミッタ間の容量Ｃgeに
は充電電流が流れなくなる。このとき、センス抵抗１４
がＩＧＢＴ１０に実際に流れる主回路電流ＩO の変化を
検出し、その検出電流をトランジスタ１２のベース電流
として帰還するので、電流クランプ回路１１は、ツエナ
ー電圧Ｖgcを保持した状態でクランプ電流Ｉocが制御さ
れ、例えば主回路電流ＩO がそのクランプレベルＩocを
越えないよう制御する過電流保護機能が得られる。
路付きドライブ回路において、ＩＧＢＴ１０がオン動作
を終えた時点ではそのゲートとエミッタ間の容量Ｃgeに
は充電電流が流れなくなる。このとき、センス抵抗１４
がＩＧＢＴ１０に実際に流れる主回路電流ＩO の変化を
検出し、その検出電流をトランジスタ１２のベース電流
として帰還するので、電流クランプ回路１１は、ツエナ
ー電圧Ｖgcを保持した状態でクランプ電流Ｉocが制御さ
れ、例えば主回路電流ＩO がそのクランプレベルＩocを
越えないよう制御する過電流保護機能が得られる。
【０００８】ここで、電流クランプ回路１１に流れるク
ランプ電流Ｉc12 は、ｎｐｎトランジスタ２のコレクタ
電流Ｉout およびベース−エミッタ間電流Ｉ1 と、ＩＧ
ＢＴ１０のゲート−エミッタ間容量Ｃgeからの引き抜き
電流Ｉcge との和となる。即ち、ＩＧＢＴ１０がオン期
間中電流クランプ回路１１に流れる電流ＩC12 はＩC1 2
＝Ｉout ＋Ｉcge ＋Ｉ1 で表される。
ランプ電流Ｉc12 は、ｎｐｎトランジスタ２のコレクタ
電流Ｉout およびベース−エミッタ間電流Ｉ1 と、ＩＧ
ＢＴ１０のゲート−エミッタ間容量Ｃgeからの引き抜き
電流Ｉcge との和となる。即ち、ＩＧＢＴ１０がオン期
間中電流クランプ回路１１に流れる電流ＩC12 はＩC1 2
＝Ｉout ＋Ｉcge ＋Ｉ1 で表される。
【０００９】このように、電流クランプ回路１１を出力
バッファートランジスタ１の出力側に設けた従来のドラ
イブ回路では、ＩＧＢＴ１０がオンしている期間中ｎｐ
ｎトランジスタ２のコレクタ電流Ｉout およびそのベー
ス電流Ｉ1 が電流クランプ回路１１に直接流れるととも
に、これにＩＧＢＴ１０からの引き抜き電流Ｉcge が加
わるため、電流クランプ回路１１には大きなクランプ電
流が流れ、トランジスタ１２に大きな損失が発生する。
したがって、電流クランプ回路１１には上記損失の発生
に耐える電流容量および冷却構造を有するｎｐｎトラン
ジスタを用いる必要があり、容量の大きいＩＧＢＴ１０
を制御する場合、これに比例して電流クランプ回路１１
の構成部品が大型化するため、電流クランプ回路付きド
ライブ回路の大型化および経済的不利益を招くという問
題が発生する。
バッファートランジスタ１の出力側に設けた従来のドラ
イブ回路では、ＩＧＢＴ１０がオンしている期間中ｎｐ
ｎトランジスタ２のコレクタ電流Ｉout およびそのベー
ス電流Ｉ1 が電流クランプ回路１１に直接流れるととも
に、これにＩＧＢＴ１０からの引き抜き電流Ｉcge が加
わるため、電流クランプ回路１１には大きなクランプ電
流が流れ、トランジスタ１２に大きな損失が発生する。
したがって、電流クランプ回路１１には上記損失の発生
に耐える電流容量および冷却構造を有するｎｐｎトラン
ジスタを用いる必要があり、容量の大きいＩＧＢＴ１０
を制御する場合、これに比例して電流クランプ回路１１
の構成部品が大型化するため、電流クランプ回路付きド
ライブ回路の大型化および経済的不利益を招くという問
題が発生する。
【００１０】また、スイッチング素子１０に他の自己消
弧素子として、例えば電圧駆動素子であるパワーＭＯＳ
ＦＥＴ，あるいは電流駆動素子であるパワートランジス
タなどを用いた場合にも、上記と同様の問題が発生す
る。この発明の目的は、スイッチング素子が大容量化し
た場合にも発生損失が少なく，したがって小型化された
電流クランプ回路を備えたドライブ回路を提供すること
にある。
弧素子として、例えば電圧駆動素子であるパワーＭＯＳ
ＦＥＴ，あるいは電流駆動素子であるパワートランジス
タなどを用いた場合にも、上記と同様の問題が発生す
る。この発明の目的は、スイッチング素子が大容量化し
た場合にも発生損失が少なく，したがって小型化された
電流クランプ回路を備えたドライブ回路を提供すること
にある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めに、この発明の電流クランプ回路付きドライブ回路
は、ｎｐｎトランジスタとｐｎｐトランジスタとを互い
のエミッタで直列接続したトーテムポール回路を出力バ
ッファートランジスタとし，前記両トランジスタのコレ
クタが制御電源に接続され，ベースに並列にスイッチン
グ信号源からのオンオフ信号を受けて，並列接続された
エミッタ側にオンオフ駆動電圧または駆動電流を出力す
るドライブ回路と、そのオンオフ駆動電圧または駆動電
流を一定レベルにクランプする電流クランプ回路とを備
え、前記エミッタ側に抵抗を介して入力端が接続された
自己消弧素子からなるスイッチング素子が通流可能な主
回路電流を一定レベルにクランプする電流クランプ回路
付きドライブ回路において、電流クランプ回路を出力バ
ッファートランジスタの前記ベース端と前記制御電源の
負極側ラインとの間に備える。
めに、この発明の電流クランプ回路付きドライブ回路
は、ｎｐｎトランジスタとｐｎｐトランジスタとを互い
のエミッタで直列接続したトーテムポール回路を出力バ
ッファートランジスタとし，前記両トランジスタのコレ
クタが制御電源に接続され，ベースに並列にスイッチン
グ信号源からのオンオフ信号を受けて，並列接続された
エミッタ側にオンオフ駆動電圧または駆動電流を出力す
るドライブ回路と、そのオンオフ駆動電圧または駆動電
流を一定レベルにクランプする電流クランプ回路とを備
え、前記エミッタ側に抵抗を介して入力端が接続された
自己消弧素子からなるスイッチング素子が通流可能な主
回路電流を一定レベルにクランプする電流クランプ回路
付きドライブ回路において、電流クランプ回路を出力バ
ッファートランジスタの前記ベース端と前記制御電源の
負極側ラインとの間に備える。
【００１２】ここで、電流クランプ回路は、ベース側を
順方向とするツェナーダイオードと、電圧駆動型の自己
消弧素子からなるスイッチング素子の通流電流の検知信
号を駆動源とするトランジスタとの直列回路で構成す
る。そして、スイッチング素子の通流電流は、電圧駆動
型の自己消弧素子のセンス端子に接続されたセンス抵抗
の電位降下として検出するよう構成されて良い。
順方向とするツェナーダイオードと、電圧駆動型の自己
消弧素子からなるスイッチング素子の通流電流の検知信
号を駆動源とするトランジスタとの直列回路で構成す
る。そして、スイッチング素子の通流電流は、電圧駆動
型の自己消弧素子のセンス端子に接続されたセンス抵抗
の電位降下として検出するよう構成されて良い。
【００１３】一方、この発明の他の電流クランプ回路
は、バイポーラトランジスタからなるスイッチング素子
の通流電流の検知信号を駆動源とするトランジスタとす
る。また、上記電流クランプ回路は、トランジスタに直
列接続された抵抗を備えるよう構成されて良い。
は、バイポーラトランジスタからなるスイッチング素子
の通流電流の検知信号を駆動源とするトランジスタとす
る。また、上記電流クランプ回路は、トランジスタに直
列接続された抵抗を備えるよう構成されて良い。
【００１４】
【作用】この発明の電流クランプ回路付きドライブ回路
は、電流クランプ回路をドライブ回路の出力バッファー
トランジスタのベース側に設けたことにより、バッファ
ートランジスタの入力電圧または電流をクランプしてス
イッチング素子の駆動電圧，電流、およびその通流電流
をそれぞれ一定レベルに保持できるとともに、スイッチ
ング素子のオン動作時に電流クランプ回路に流れる電流
を出力バッファートランジスタの直流電流増幅率ｈFE分
の１に低減できる。
は、電流クランプ回路をドライブ回路の出力バッファー
トランジスタのベース側に設けたことにより、バッファ
ートランジスタの入力電圧または電流をクランプしてス
イッチング素子の駆動電圧，電流、およびその通流電流
をそれぞれ一定レベルに保持できるとともに、スイッチ
ング素子のオン動作時に電流クランプ回路に流れる電流
を出力バッファートランジスタの直流電流増幅率ｈFE分
の１に低減できる。
【００１５】ここで、スイッチング素子が電圧駆動型の
自己消弧素子である場合、電流クランプ回路をツェナー
ダイオードとｎｐｎトランジスタの直列回路で構成し、
スイッチング素子の通流電流の検出信号でｎｐｎトラン
ジスタを駆動すれば、バッファートランジスタの入力電
圧をツェナー電圧にクランプし、電圧駆動型の自己消弧
素子の駆動電圧を一定レベルに保持できるので、自己消
弧素子が通流可能な主回路電流を一定レベルにクランプ
する過電流保護機能が得られる。また、スイッチング素
子のオン期間中は通流電流の検出信号が帰還電流として
電流クランプ回路に流れる電流およびバッファートラン
ジスタの吸い込み電流を制御するので、電流クランプ回
路に流れるツェナー電流はバッファートランジスタのｐ
ｎｐトランジスタを介して流れる吸い込み電流の１／ｈ
FEで済み、電流クランプ回路をバッファートランジスタ
の出力側に設けた場合に比べて電流クランプ回路に流れ
る電流および発生損失を大幅に低減することができる。
自己消弧素子である場合、電流クランプ回路をツェナー
ダイオードとｎｐｎトランジスタの直列回路で構成し、
スイッチング素子の通流電流の検出信号でｎｐｎトラン
ジスタを駆動すれば、バッファートランジスタの入力電
圧をツェナー電圧にクランプし、電圧駆動型の自己消弧
素子の駆動電圧を一定レベルに保持できるので、自己消
弧素子が通流可能な主回路電流を一定レベルにクランプ
する過電流保護機能が得られる。また、スイッチング素
子のオン期間中は通流電流の検出信号が帰還電流として
電流クランプ回路に流れる電流およびバッファートラン
ジスタの吸い込み電流を制御するので、電流クランプ回
路に流れるツェナー電流はバッファートランジスタのｐ
ｎｐトランジスタを介して流れる吸い込み電流の１／ｈ
FEで済み、電流クランプ回路をバッファートランジスタ
の出力側に設けた場合に比べて電流クランプ回路に流れ
る電流および発生損失を大幅に低減することができる。
【００１６】そして、スイッチング素子が電流センス端
子を有する電圧駆動型素子である場合には、センス端子
に検出抵抗を接続することにより、検出抵抗を流れる電
流および発生損失を低減する機能が得られる。一方、こ
の発明の他の電流クランプ回路は、バッファートランジ
スタの入力電流をトランジスタで構成される電流クラン
プ回路がバイパスして一定レベルにクランプするので、
バイポーラトランジスタからなるスイッチング素子の駆
動電流を一定レベルに保持し、バイポーラトランジスタ
が通流可能な主回路電流を一定レベルにクランプする過
電流保護機能が得られる。また、スイッチング素子のオ
ン期間中は主回路電流の検出信号が帰還電流として電流
クランプ回路に流れる電流およびバッファートランジス
タの吸い込み電流を制御するので、電流クランプ回路に
流れるツェナー電流はバッファートランジスタのｐｎｐ
トランジスタを介して流れる吸い込み電流の１／ｈFEで
済み、電流クランプ回路をバッファートランジスタの出
力側に設けた場合に比べて電流クランプ回路に流れる電
流および発生損失を大幅に低減することができる。
子を有する電圧駆動型素子である場合には、センス端子
に検出抵抗を接続することにより、検出抵抗を流れる電
流および発生損失を低減する機能が得られる。一方、こ
の発明の他の電流クランプ回路は、バッファートランジ
スタの入力電流をトランジスタで構成される電流クラン
プ回路がバイパスして一定レベルにクランプするので、
バイポーラトランジスタからなるスイッチング素子の駆
動電流を一定レベルに保持し、バイポーラトランジスタ
が通流可能な主回路電流を一定レベルにクランプする過
電流保護機能が得られる。また、スイッチング素子のオ
ン期間中は主回路電流の検出信号が帰還電流として電流
クランプ回路に流れる電流およびバッファートランジス
タの吸い込み電流を制御するので、電流クランプ回路に
流れるツェナー電流はバッファートランジスタのｐｎｐ
トランジスタを介して流れる吸い込み電流の１／ｈFEで
済み、電流クランプ回路をバッファートランジスタの出
力側に設けた場合に比べて電流クランプ回路に流れる電
流および発生損失を大幅に低減することができる。
【００１７】また、電流クランプ回路は、トランジスタ
に直列に抵抗を設けることにより、電流クランプ回路に
流れる電流の調整が可能となり、バイポーラトランジス
タからなるスイッチング素子が通流可能な主回路電流の
クランプレベル（過電流保護レベル）を任意に設定でき
る機能が得られる。
に直列に抵抗を設けることにより、電流クランプ回路に
流れる電流の調整が可能となり、バイポーラトランジス
タからなるスイッチング素子が通流可能な主回路電流の
クランプレベル（過電流保護レベル）を任意に設定でき
る機能が得られる。
【００１８】
【実施例】以下この発明を実施例に基づいて説明する。
図１はこの発明の実施例になる電流クランプ回路付きド
ライブ回路の要部を簡略化して示す接続図であり、従来
例と同じ参照符号を付けた部材は従来例のそれと同じ機
能をもつので、その説明を省略する。図において、自己
消弧素子からなるスイッチング素子１０がＩＧＢＴやＭ
ＯＳＦＥＴなどの電圧駆動型の自己消弧素子である場
合、電流クランプ回路２１はツェナーダイオード２３
と、そのアノードにコレクタが接続されたｎｐｎトラン
ジスタ２２との直列回路として構成され、ｎｐｎトラン
ジスタ２とｐｎｐトランジスタ３のトーテンポール回路
からなる出力バッファートランジスタ１の入力側，即ち
並列接続されたベース側と負側電源ライン５Ｎとの間に
接続される。また、スイッチング素子（ＩＧＢＴ）１０
のエミッタには電流検出器としてのセンス抵抗１４が直
列に接続され、ｎｐｎトランジスタ２２のベースをＩＧ
ＢＴ１０のエミッタに接続することにより、主回路電流
ＩO によりセンス抵抗１４に生ずる電圧降下を駆動源に
してｎｐｎトランジスタ２２にベース電流が供給され、
このベース電流を帰還電流として電流クランプ回路２１
に流れるツェナー電流Ｉc22 が制御される。
図１はこの発明の実施例になる電流クランプ回路付きド
ライブ回路の要部を簡略化して示す接続図であり、従来
例と同じ参照符号を付けた部材は従来例のそれと同じ機
能をもつので、その説明を省略する。図において、自己
消弧素子からなるスイッチング素子１０がＩＧＢＴやＭ
ＯＳＦＥＴなどの電圧駆動型の自己消弧素子である場
合、電流クランプ回路２１はツェナーダイオード２３
と、そのアノードにコレクタが接続されたｎｐｎトラン
ジスタ２２との直列回路として構成され、ｎｐｎトラン
ジスタ２とｐｎｐトランジスタ３のトーテンポール回路
からなる出力バッファートランジスタ１の入力側，即ち
並列接続されたベース側と負側電源ライン５Ｎとの間に
接続される。また、スイッチング素子（ＩＧＢＴ）１０
のエミッタには電流検出器としてのセンス抵抗１４が直
列に接続され、ｎｐｎトランジスタ２２のベースをＩＧ
ＢＴ１０のエミッタに接続することにより、主回路電流
ＩO によりセンス抵抗１４に生ずる電圧降下を駆動源に
してｎｐｎトランジスタ２２にベース電流が供給され、
このベース電流を帰還電流として電流クランプ回路２１
に流れるツェナー電流Ｉc22 が制御される。
【００１９】このように構成された電流クランプ回路２
１を備えたドライブ回路では、スイッチング信号源から
のオンオフ信号９Ｓがオン信号になると、ｎｐｎトラン
ジスタ２がオン状態，ｐｎｐトランジスタ３がオフ状態
となり、ｎｐｎトランジスタ２のエミッタ電位が制御電
源５の出力電圧Ｖccに向けて上昇する。従って、ＩＧＢ
Ｔ１０のゲート電圧ＶG はそのゲートとエミッタ間の容
量Ｃgeとゲート直列抵抗６の抵抗値との積で決まる時定
数で充電され、ゲート電圧がスレッシュ電圧を越えた時
点でＩＧＢＴ１０がオン状態となり、ＩＧＢＴ１０のコ
レクタ−エミッタ間に主回路電流ＩO が流れる。このと
き、主回路電流ＩO の通流を検知してセンス抵抗１４に
電圧降下が発生し、この電圧降下を駆動源としてトラン
ジスタ２２にベース電流が流れてオン状態となり、ツェ
ナーダイオード２３にツェナー電流ＩC22 が流れて電流
クランプ回路２１が動作し、バッファートランジスタ１
の入力電圧（ベース電圧）をツェナーダイオード２３の
ツェナー電圧にクランプするので、ＩＧＢＴ１０のゲー
ト電圧もツェナー電圧に対応してＶgcにクランプされ
る。その結果、ＩＧＢＴ１０がオン期間中流し得る主回
路電流ＩO はゲート電圧Ｖgcに対応した電流値ＩOCにク
ランプされ、その後負荷回路が電流の増加を要求して
も、クランプされた主回路電流値ＩOCを上限にして，そ
れ以下に制限する過電流保護機能が得られる。
１を備えたドライブ回路では、スイッチング信号源から
のオンオフ信号９Ｓがオン信号になると、ｎｐｎトラン
ジスタ２がオン状態，ｐｎｐトランジスタ３がオフ状態
となり、ｎｐｎトランジスタ２のエミッタ電位が制御電
源５の出力電圧Ｖccに向けて上昇する。従って、ＩＧＢ
Ｔ１０のゲート電圧ＶG はそのゲートとエミッタ間の容
量Ｃgeとゲート直列抵抗６の抵抗値との積で決まる時定
数で充電され、ゲート電圧がスレッシュ電圧を越えた時
点でＩＧＢＴ１０がオン状態となり、ＩＧＢＴ１０のコ
レクタ−エミッタ間に主回路電流ＩO が流れる。このと
き、主回路電流ＩO の通流を検知してセンス抵抗１４に
電圧降下が発生し、この電圧降下を駆動源としてトラン
ジスタ２２にベース電流が流れてオン状態となり、ツェ
ナーダイオード２３にツェナー電流ＩC22 が流れて電流
クランプ回路２１が動作し、バッファートランジスタ１
の入力電圧（ベース電圧）をツェナーダイオード２３の
ツェナー電圧にクランプするので、ＩＧＢＴ１０のゲー
ト電圧もツェナー電圧に対応してＶgcにクランプされ
る。その結果、ＩＧＢＴ１０がオン期間中流し得る主回
路電流ＩO はゲート電圧Ｖgcに対応した電流値ＩOCにク
ランプされ、その後負荷回路が電流の増加を要求して
も、クランプされた主回路電流値ＩOCを上限にして，そ
れ以下に制限する過電流保護機能が得られる。
【００２０】ここで、ＩＧＢＴ１０がオン動作を終えた
時点ではそのゲートとエミッタ間の容量Ｃgeには充電電
流が流れなくなるが、バッファートランジスタ１のｐｎ
ｐトランジスタ３には吸い込み電流Ｉc3として、ｎｐｎ
トランジスタ２のコレクタ電流Ｉout と、ＩＧＢＴ１０
からの引き抜き電流Ｉcge との和Ｉc3＝Ｉout ＋Ｉcg e
が流れ、その一部はｐｎｐトランジスタ３のベース電流
Ｉb3として電流クランプ回路２１に流入する。このと
き、吸い込み電流Ｉc3およびベース電流Ｉb3は、センス
抵抗１４が主回路電流ＩO を検出してｎｐｎトランジス
タ２２のベースに帰還する電流値によって制御され、ｐ
ｎｐトランジスタ３のベースを介して電流クランプ回路
２１に流入する電流Ｉb3は、ｐｎｐトランジスタ３の電
流増幅率をｈFEとした場合、Ｉb3＝（Ｉout ＋Ｉcge ）
／ｈFEで表され、電流クランプ回路２１に流入する電流
Ｉb3はｐｎｐトランジスタ３の吸い込み電流Ｉc3のｈFE
分の一に低減される。したがって、電流クランプ回路２
１に流れる電流Ｉc22 は、Ｉ b3にオンオフ信号９Ｓをツ
ェナー電圧ごとによって流れる電流Ｉ1 が加算されるこ
とになり、Ｉc22 ＝（Ｉout ＋Ｉcge ）／ｈFE＋Ｉ1 で
表される。したがって、電流クランプ回路２１に流れる
電流Ｉc22 は、ＩＧＢＴ１０のゲート側に設けた従来の
電流クランプ回路１１に流れる電流ＩC12 ＝Ｉout ＋Ｉ
cge ＋Ｉ1 に比べ、ベース電流Ｉb3が１／ｈFEに減少し
た分少なくなる。
時点ではそのゲートとエミッタ間の容量Ｃgeには充電電
流が流れなくなるが、バッファートランジスタ１のｐｎ
ｐトランジスタ３には吸い込み電流Ｉc3として、ｎｐｎ
トランジスタ２のコレクタ電流Ｉout と、ＩＧＢＴ１０
からの引き抜き電流Ｉcge との和Ｉc3＝Ｉout ＋Ｉcg e
が流れ、その一部はｐｎｐトランジスタ３のベース電流
Ｉb3として電流クランプ回路２１に流入する。このと
き、吸い込み電流Ｉc3およびベース電流Ｉb3は、センス
抵抗１４が主回路電流ＩO を検出してｎｐｎトランジス
タ２２のベースに帰還する電流値によって制御され、ｐ
ｎｐトランジスタ３のベースを介して電流クランプ回路
２１に流入する電流Ｉb3は、ｐｎｐトランジスタ３の電
流増幅率をｈFEとした場合、Ｉb3＝（Ｉout ＋Ｉcge ）
／ｈFEで表され、電流クランプ回路２１に流入する電流
Ｉb3はｐｎｐトランジスタ３の吸い込み電流Ｉc3のｈFE
分の一に低減される。したがって、電流クランプ回路２
１に流れる電流Ｉc22 は、Ｉ b3にオンオフ信号９Ｓをツ
ェナー電圧ごとによって流れる電流Ｉ1 が加算されるこ
とになり、Ｉc22 ＝（Ｉout ＋Ｉcge ）／ｈFE＋Ｉ1 で
表される。したがって、電流クランプ回路２１に流れる
電流Ｉc22 は、ＩＧＢＴ１０のゲート側に設けた従来の
電流クランプ回路１１に流れる電流ＩC12 ＝Ｉout ＋Ｉ
cge ＋Ｉ1 に比べ、ベース電流Ｉb3が１／ｈFEに減少し
た分少なくなる。
【００２１】このように、実施例では電流クランプ回路
２１をバッファートランジスタ１の入力側に設けたこと
により、電流クランプ回路１１を出力バッファートラン
ジスタ１の出力側に設けた従来のドライブ回路に比べて
電流クランプ回路２１のトランジスタ２２に発生する損
失を大幅に低減できることになり、これに伴ってｎｐｎ
トランジスタ２２の電流容量を縮小し，冷却構造を簡素
化できるので、電流クランプ回路付きドライブ回路を小
型化し、その製造コストを低減できる利点が得られる。
２１をバッファートランジスタ１の入力側に設けたこと
により、電流クランプ回路１１を出力バッファートラン
ジスタ１の出力側に設けた従来のドライブ回路に比べて
電流クランプ回路２１のトランジスタ２２に発生する損
失を大幅に低減できることになり、これに伴ってｎｐｎ
トランジスタ２２の電流容量を縮小し，冷却構造を簡素
化できるので、電流クランプ回路付きドライブ回路を小
型化し、その製造コストを低減できる利点が得られる。
【００２２】図２はこの発明の実施例の変形例を示す電
流クランプ回路部分の構成図であり、ＩＧＢＴからなる
スイッチング素子１０がセンス端子２５を備え、そのエ
ミッタと負側電源ライン５Ｎとの間にセンス抵抗２４を
設けて主回路電流ＩO を検出するよう構成した点が前述
の実施例と異なっており、センス抵抗２４に流れる電流
が減少することにより、センス抵抗２４の発生損失を低
減し、かつ小型化できる利点が得られる。
流クランプ回路部分の構成図であり、ＩＧＢＴからなる
スイッチング素子１０がセンス端子２５を備え、そのエ
ミッタと負側電源ライン５Ｎとの間にセンス抵抗２４を
設けて主回路電流ＩO を検出するよう構成した点が前述
の実施例と異なっており、センス抵抗２４に流れる電流
が減少することにより、センス抵抗２４の発生損失を低
減し、かつ小型化できる利点が得られる。
【００２３】図３はこの発明の異なる実施例になる電流
クランプ回路付きドライブ回路の要部を簡略化して示す
接続図であり、バイポーラトランジスタからなるスイッ
チング素子３０の通流可能な主回路電流ＩOCをドライブ
回路で制御しようとするものである。図において、電流
クランプ回路３１はｎｐｎトランジスタのみで構成さ
れ、そのコレクタは出力バッファートランジスタ１の共
通のベースに接続され、エミッタは負側電源ライン５Ｎ
に接続されるとともに、ベースはバイポーラトランジス
タ３０のエミッタに接続され、センス抵抗１４の電位降
下を駆動源としてｎｐｎトランジスタ３１に流れるベー
ス電流ｉb31 を帰還電流としてｎｐｎトランジスタ３１
の通流電流，言い換えればクランプ電流Ｉc31 を制御す
ることにより、バイポーラトランジスタ３０のゲート電
流を一定に保ち、スイッチング素子３０の通流可能な主
回路電流ＩO を一定のクランプレベルＩocにクランプす
るよう構成される。
クランプ回路付きドライブ回路の要部を簡略化して示す
接続図であり、バイポーラトランジスタからなるスイッ
チング素子３０の通流可能な主回路電流ＩOCをドライブ
回路で制御しようとするものである。図において、電流
クランプ回路３１はｎｐｎトランジスタのみで構成さ
れ、そのコレクタは出力バッファートランジスタ１の共
通のベースに接続され、エミッタは負側電源ライン５Ｎ
に接続されるとともに、ベースはバイポーラトランジス
タ３０のエミッタに接続され、センス抵抗１４の電位降
下を駆動源としてｎｐｎトランジスタ３１に流れるベー
ス電流ｉb31 を帰還電流としてｎｐｎトランジスタ３１
の通流電流，言い換えればクランプ電流Ｉc31 を制御す
ることにより、バイポーラトランジスタ３０のゲート電
流を一定に保ち、スイッチング素子３０の通流可能な主
回路電流ＩO を一定のクランプレベルＩocにクランプす
るよう構成される。
【００２４】ここで、バイボーラトランジスタ３０がオ
ン動作を終えた時点ではセンス抵抗１４が主回路電流Ｉ
O を検出してｎｐｎトランジスタ３１のベース電流Ｉ
b31 を制御するので、電流クランプ回路３１とバイボー
ラトランジスタ３０の出力側との間にバッファートラン
ジスタ１を介して帰還回路が形成され、主回路電流ＩO
がそのクランプレベルＩOCを越えようとすると、バッフ
ァートランジスタ１のｐｎｐトランジスタ３には吸い込
み電流Ｉc3として、ｎｐｎトランジスタ２のコレクタ電
流Ｉout と、バイボーラトランジスタ３０からの引き抜
き電流Ｉg との和Ｉc3＝Ｉout ＋Ｉg が流れ、その一部
はｐｎｐトランジスタ３のベース電流Ｉb3として電流ク
ランプ回路３１に流入する。このとき、Ｉb3はｐｎｐト
ランジスタ３の電流増幅率をｈFEとした場合、Ｉb3＝
（Ｉout ＋Ｉg ）／ｈFEで表され、ｐｎｐトランジスタ
３の吸い込み電流Ｉc3のｈFE分の一に低下される。した
がって、電流クランプ回路２１に流れる電流Ｉc31 はＩ
c31 ＝（Ｉout ＋Ｉcge ）／ｈ FE＋Ｉ1 となり、前述の
実施例におけると同様に電流クランプ回路３１に流れる
クランプ電流Ｉc31 を低減できるとともに、トランジス
タ３１に発生する損失を大幅に低減できることになり、
これに伴ってｎｐｎトランジスタ２２の電流容量を縮小
し，冷却構造を簡素化できるので、電流クランプ回路付
きドライブ回路を小型化し、その製造コストを低減でき
る利点が得られる。
ン動作を終えた時点ではセンス抵抗１４が主回路電流Ｉ
O を検出してｎｐｎトランジスタ３１のベース電流Ｉ
b31 を制御するので、電流クランプ回路３１とバイボー
ラトランジスタ３０の出力側との間にバッファートラン
ジスタ１を介して帰還回路が形成され、主回路電流ＩO
がそのクランプレベルＩOCを越えようとすると、バッフ
ァートランジスタ１のｐｎｐトランジスタ３には吸い込
み電流Ｉc3として、ｎｐｎトランジスタ２のコレクタ電
流Ｉout と、バイボーラトランジスタ３０からの引き抜
き電流Ｉg との和Ｉc3＝Ｉout ＋Ｉg が流れ、その一部
はｐｎｐトランジスタ３のベース電流Ｉb3として電流ク
ランプ回路３１に流入する。このとき、Ｉb3はｐｎｐト
ランジスタ３の電流増幅率をｈFEとした場合、Ｉb3＝
（Ｉout ＋Ｉg ）／ｈFEで表され、ｐｎｐトランジスタ
３の吸い込み電流Ｉc3のｈFE分の一に低下される。した
がって、電流クランプ回路２１に流れる電流Ｉc31 はＩ
c31 ＝（Ｉout ＋Ｉcge ）／ｈ FE＋Ｉ1 となり、前述の
実施例におけると同様に電流クランプ回路３１に流れる
クランプ電流Ｉc31 を低減できるとともに、トランジス
タ３１に発生する損失を大幅に低減できることになり、
これに伴ってｎｐｎトランジスタ２２の電流容量を縮小
し，冷却構造を簡素化できるので、電流クランプ回路付
きドライブ回路を小型化し、その製造コストを低減でき
る利点が得られる。
【００２５】図４はこの発明の異なる実施例の変形例を
示す電流クランプ回路部分の構成図であり、電流クラン
プ回路３３がｎｐｎトランジスタ３１に直列に抵抗３２
を備えた点が前述の異なる実施例（図３参照）と異なっ
ている。このように構成することにより、電流クランプ
回路３３に流れる電流の調整が可能となり、バイポーラ
トランジスタ３０からなるスイッチング素子が通流可能
な主回路電流ＩO のクランプレベルＩOC（過電流保護レ
ベル）を任意に設定できる利点が得られる。
示す電流クランプ回路部分の構成図であり、電流クラン
プ回路３３がｎｐｎトランジスタ３１に直列に抵抗３２
を備えた点が前述の異なる実施例（図３参照）と異なっ
ている。このように構成することにより、電流クランプ
回路３３に流れる電流の調整が可能となり、バイポーラ
トランジスタ３０からなるスイッチング素子が通流可能
な主回路電流ＩO のクランプレベルＩOC（過電流保護レ
ベル）を任意に設定できる利点が得られる。
【００２６】
【発明の効果】この発明は前述のように、自己消弧素子
からなるスイッチング素子が通流可能な主回路電流を一
定の過電流保護レベルに保持する電流クランプ回路を、
ドライブ回路の出力バッファートランジスタの入力側に
設けるよう構成した。その結果、自己消弧素子がオン状
態のときバッファートランジスタを介して電流クランプ
回路に流れる電流を従来の１／ｈFEに低減でき、したが
って、電流クランプ回路をバッファートランジスタの出
力側に設けた従来技術に比べてその発生損失を大幅に低
減できるので、電流容量が小さく，小型化された電流ク
ランプ回路を備えたドライブ回路を、経済的にも有利に
提供することができる。
からなるスイッチング素子が通流可能な主回路電流を一
定の過電流保護レベルに保持する電流クランプ回路を、
ドライブ回路の出力バッファートランジスタの入力側に
設けるよう構成した。その結果、自己消弧素子がオン状
態のときバッファートランジスタを介して電流クランプ
回路に流れる電流を従来の１／ｈFEに低減でき、したが
って、電流クランプ回路をバッファートランジスタの出
力側に設けた従来技術に比べてその発生損失を大幅に低
減できるので、電流容量が小さく，小型化された電流ク
ランプ回路を備えたドライブ回路を、経済的にも有利に
提供することができる。
【００２７】ここで、スイッチング素子が電圧駆動型の
自己消弧素子である場合には電流クランプ回路をツェナ
ーダイオードとトランジスタの直列回路とし、スイッチ
ング素子がバイポーラトランジスタである場合には電流
クランプ回路をトランジスタ，またはトランジスタと抵
抗の直列回路とし、かつ主回路電流の検出信号によって
電流クランプ回路に流れる電流を制御することにより、
電流クランプ回路に流れる電流をバッファートランジス
タの吸い込み電流の１／ｈFEに低減してトランジスタの
発生損失を軽減できるので、冷却構成などが簡素で電流
容量が小さく，小型化された電流クランプ回路により、
スイッチング素子に流れる大きな主回路電流の過電流保
護を行える電流クランプ回路付きドライブ回路を経済的
にも有利に提供できる利点が得られる。
自己消弧素子である場合には電流クランプ回路をツェナ
ーダイオードとトランジスタの直列回路とし、スイッチ
ング素子がバイポーラトランジスタである場合には電流
クランプ回路をトランジスタ，またはトランジスタと抵
抗の直列回路とし、かつ主回路電流の検出信号によって
電流クランプ回路に流れる電流を制御することにより、
電流クランプ回路に流れる電流をバッファートランジス
タの吸い込み電流の１／ｈFEに低減してトランジスタの
発生損失を軽減できるので、冷却構成などが簡素で電流
容量が小さく，小型化された電流クランプ回路により、
スイッチング素子に流れる大きな主回路電流の過電流保
護を行える電流クランプ回路付きドライブ回路を経済的
にも有利に提供できる利点が得られる。
【図１】この発明の実施例になる電流クランプ回路付き
ドライブ回路の要部を簡略化して示す接続図
ドライブ回路の要部を簡略化して示す接続図
【図２】この発明の実施例の変形例を示す電流クランプ
回路部分の構成図
回路部分の構成図
【図３】この発明の異なる実施例になる電流クランプ回
路付きドライブ回路の要部を簡略化して示す接続図
路付きドライブ回路の要部を簡略化して示す接続図
【図４】この発明の異なる実施例の変形例を示す電流ク
ランプ回路部分の構成図
ランプ回路部分の構成図
【図５】従来の電流クランプ回路付きドライブ回路の要
部を簡略化して示す接続図
部を簡略化して示す接続図
１ 出力バッファートランジスタ ２ ｎｐｎトランジスタ ３ ｐｎｐトランジスタ ５ 制御電源 ５Ｐ 正側電源ライン ５Ｎ 負側電源ライン ６ ゲート直列抵抗 ９Ｓ オンオフ信号 １０ スイッチング素子（ＩＧＢＴ） １１ 電流クランプ回路 １２ ｎｐｎトランジスタ １３ ツェナーダイオード １４ センス抵抗 ２１ 電流クランプ回路 ２２ ｎｐｎトランジスタ ２３ ツェナーダイオード ２４ センス抵抗 ２５ センス端子 ３０ スイッチング素子（バイポーラトランジスタ） ３１ 電流クランプ回路（ｎｐｎトランジスタ） ３２ 抵抗 ３３ 電流クランプ回路 ＩO 主回路電流 ＩOC 主回路電流（クランプレベル） Ｖgc スイッチング素子のゲート電圧（クランプレベ
ル） Ｉout ｎｐｎトランジスタ２の出力電流 Ｉcge スイッチング素子の放電電流（引き抜き電流） Ｉc3 ｐｎｐトランジスタ３のコレクタ電流（吸い込み
電流） Ｉc22 電流クランプ回路２１のツェナー電流 Ｉb3 ｐｎｐトランジスタ３のベース電流
ル） Ｉout ｎｐｎトランジスタ２の出力電流 Ｉcge スイッチング素子の放電電流（引き抜き電流） Ｉc3 ｐｎｐトランジスタ３のコレクタ電流（吸い込み
電流） Ｉc22 電流クランプ回路２１のツェナー電流 Ｉb3 ｐｎｐトランジスタ３のベース電流
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｐ 7/29 １０１ Ｑ Ｈ０３Ｋ 19/003 Ｅ // Ｈ０３Ｋ 5/007
Claims (5)
- 【請求項１】ｎｐｎトランジスタとｐｎｐトランジスタ
とを互いのエミッタで直列接続したトーテムポール回路
を出力バッファートランジスタとし，前記両トランジス
タのコレクタが制御電源に接続され，ベースに並列にス
イッチング信号源からのオンオフ信号を受けて，並列接
続されたエミッタ側にオンオフ駆動電圧または駆動電流
を出力するドライブ回路と、そのオンオフ駆動電圧また
は駆動電流を一定レベルにクランプする電流クランプ回
路とを備え、前記エミッタ側に抵抗を介して入力端が接
続された自己消弧素子からなるスイッチング素子が通流
可能な主回路電流を一定レベルにクランプする電流クラ
ンプ回路付きドライブ回路において、電流クランプ回路
を出力バッファートランジスタの前記ベース端と前記制
御電源の負極側ラインとの間に備えたことを特徴とする
電流クランプ回路付きドライブ回路。 - 【請求項２】電流クランプ回路がベース側を順方向とす
るツェナーダイオードと、電圧駆動型の自己消弧素子か
らなるスイッチング素子の通流電流の検知信号を駆動源
とするトランジスタとの直列回路からなることを特徴と
する請求項１記載の電流クランプ回路付きドライブ回
路。 - 【請求項３】スイッチング素子の通流電流を電圧駆動型
の自己消弧素子のセンス端子に接続された検出抵抗の電
位降下として検出することを特徴とする請求項２記載の
電流クランプ回路付きドライブ回路。 - 【請求項４】電流クランプ回路がバイポーラトランジス
タからなるスイッチング素子の通流電流の検知信号を駆
動源とするトランジスタからなることを特徴とする請求
項１記載の電流クランプ回路付きドライブ回路。 - 【請求項５】電流クランプ回路がトランジスタに直列接
続された抵抗を備えたことを特徴とする請求項４記載の
電流クランプ回路付きドライブ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6307218A JPH08162929A (ja) | 1994-12-12 | 1994-12-12 | 電流クランプ回路付きドライブ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6307218A JPH08162929A (ja) | 1994-12-12 | 1994-12-12 | 電流クランプ回路付きドライブ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08162929A true JPH08162929A (ja) | 1996-06-21 |
Family
ID=17966471
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6307218A Pending JPH08162929A (ja) | 1994-12-12 | 1994-12-12 | 電流クランプ回路付きドライブ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08162929A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004080778A (ja) * | 2002-08-09 | 2004-03-11 | Semikron Elektron Gmbh | パワー半導体トランジスタを駆動するための回路装置 |
| JP2005520477A (ja) * | 2002-07-10 | 2005-07-07 | オイペク オイロペーシェ ゲゼルシャフト フューア ライストゥングスハルプライター エムベーハー | 過電圧を制限する方法および回路構成 |
| JP2009055654A (ja) * | 2007-08-23 | 2009-03-12 | Denso Corp | パワースイッチング素子の駆動装置及び電力変換システム |
| JP2009095166A (ja) * | 2007-10-10 | 2009-04-30 | Mitsubishi Electric Corp | 電圧制御形スイッチングデバイスのゲート駆動装置 |
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| WO2013054548A1 (ja) * | 2011-10-11 | 2013-04-18 | 富士電機株式会社 | フォトカプラの出力信号受信回路 |
| CN103138737A (zh) * | 2011-12-02 | 2013-06-05 | 大陆汽车电子(芜湖)有限公司 | 单通道多电平输入电路及方法 |
| CN104377943A (zh) * | 2014-12-12 | 2015-02-25 | 中国电建集团中南勘测设计研究院有限公司 | 一种igbt串联均压电路 |
-
1994
- 1994-12-12 JP JP6307218A patent/JPH08162929A/ja active Pending
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