JP2005520477A - 過電圧を制限する方法および回路構成 - Google Patents

Abstract

ＩＧＢＴ（３）およびフリーホイールダイオードの並列回路における過電圧を制限するために、不要な電流スパイクが存在している間に遮断されたＩＧＢＴ（３’）を導通状態にするために、過電圧を打ち消す電流が一対のＩＧＢＴとフリーホイールダイオードとに生じるまで、有害な電流スパイクを使用する。この作用する電流は、漏れインダクタンス（Ｌσ）の電流変化度を低減し、誘導された有害な過電圧を低減する。

Description

発明の詳細な説明

本発明は、誘導負荷（例えば電動機）のスイッチングの結果として負荷ドライバに作用する過電圧を制限する方法および回路構成に関するものである。

誘導負荷のスイッチングを行う場合、スイッチを遮断すると、高い誘導逆起電力（induktive Gegenspannungen）が生じ、負荷ドライバ（Lasttreiber）を破壊してしまうことがある。この過電圧を防止するために、通常、過電圧または電流スパイク（Stromspitzen）を負荷ドライバから吸収する、いわゆるフリーホイールダイオード（Freilaufdioden）を、負荷ドライバに対して並列に接続する。

誘導負荷を制御する適用例として、例えば、電動機を駆動するためのコンバーター回路がある。図６に、公知のコンバーター回路を概略的に示す。例えば、交流電圧源１の３相交流電圧を、初めに、整流部（Gleichrichterstufe）２によって整流し、この電圧を、負荷ドライバ３を用いて、可変的な出力周波数を有する交流電圧に変換し、負荷４（ここでは３相電動機Ｍ）に供給する。また、出力電圧を生成する信号を、マイクロコントローラ(Mikrocontroller)５によって供給する。これらの信号を、ゲートドライバＧＤを用いて、負荷ドライバ３の駆動に適したパルスに変換する。このような構成からなる基本的な素子が、ハーフブリッジ（Halbbruecke）６（図６の枠内）である。

電気的な駆動のためのこのようなコンバーターにおいて、電動機Ｍの形態をとる負荷４は、誘導成分（induktive Anteile）を有している。このコンバーターを用いることにより、負荷ドライバ３のパルス幅に変調されたスイッチングよって、電動機Ｍの３相に、ほぼ正弦曲線の電流を生成する。誘導された過電圧（Ueberspannungen）から保護するために、各負荷ドライバ３はそれぞれ、各負荷ドライバ３に対して並列に接続されたフリーホイールダイオード７を１つずつ備えている。この場合、負荷４内の誘導成分のために、電流の方向は、ハーフブリッジ６内の負荷ドライバ３とそれに対応するフリーホイールダイオード７との間でどちらにも切り替わる。（図６および図７参照）。

図７に、このようなハーフブリッジ６を単独で示す。ハーブブリッジ６は、直列に接続された負荷ドライバ３を２つずつ備えている。また、この直列に接続された２つの負荷ドライバ３は、供給電位＋Ｖ_CCと基準電位０Ｖとの間に配置されている。また、各負荷ドライバに、フリーホイールダイオード７が１つずつ並列に接続されている。また、負荷４は、２つの負荷ドライバ３について共通の端子に接続されている。このようにして、負荷４を交流電圧で駆動できるブリッジ回路を形成できる。

供給電圧Ｖ_CCは、全てのハーフブリッジ６に対して供給電圧Ｖ_CCを供給する中間回路容量（Zwischenkreiskondensator）８に緩衝蓄積（zwischengespeichert）される。なお、中間回路は、中間回路容量８およびハーフブリッジ６から構成されている。

各ハーフブリッジ６において、負荷４のインダクタンスに加えて、構成要素内の漏れインダクタンスＬσ_,int、および、構成によって規定される外部漏れインダクタンスＬσ_,extが作用する。また、上記の２つの負荷ドライバ３は、２つの負荷ドライバのうち一方のみを導通させ、他方を遮断するように駆動される。

また、図７には、誘導負荷Ｌ_Lからの電流を整流するときの、上部フリーホイールダイオード７から導通（スイッチＯＮ（einschaltenden））状態の下部負荷ドライバ３への、ハーフブリッジ６における原理的な電流の流れが示されている。（これらの負荷ドライバ３を交互に切り替える。すなわち、一方の負荷ドライバが導通状態である間、他方の負荷ドライバは遮断状態とされる）。導通動作の前には、上部フリーホイールダイオード７を通って自由に流れる電流Ｉ_Vは、負荷Ｌ_L、上部フリーホイールダイオード７、および、もとから存在している２つの漏れインダクタンスＬσ_,intおよびＬσ_,extを通って流れている。整流動作が終了した後、つまり、下部負荷ドライバ３を導通させたとき、電流は、負荷Ｌ_Lおよび下部負荷ドライバ３並びに下部漏れインダクタンスＬσ_,intおよびＬσ_,extを通って流れる（一般に、半導体が組み込まれたスイッチが負荷ドライバ３として用いられる。それゆえ、このスイッチは、電源半導体（Leistungshalbleiter）あるいは半導体電源スイッチ（Halbleiterleistungsschalter）とも呼ばれている）。点線で示しているのは、スイッチング動作の間、フリーホイールダイオード７を導通した状態から遮断状態に移行することにより生じた電流寄与（Strombeitrag）Ｉ_Zである。

この要素が、図８Ａ〜図９Ｂに示した逆方向電流スパイクを引き起こす。ハーフブリッジ内の漏れインダクタンスＬσ_,int、および、この回路構成に起因する外部漏れインダクタンスＬσ_,extは、それぞれ、逆方向電流スパイクが減衰している間に、中間回路電圧または供給電圧Ｖ_CCよりも大きな過電圧を、フリーホイールダイオード７に誘導してしまう。この過電圧は、場合によっては、負荷ドライバ３またはフリーホイールダイオード７の最大許容電圧を上回る（つまり、フリーホイールダイオード７を破壊してしまう場合がある）。

フリーホイールダイオード７から負荷ドライバ３に電流が流れる間に、負荷ドライバ３での電流の増加（Stromanstiegs）の変化度が、負荷ドライバ３を駆動することによって決定される。負荷Ｌ_Lからの電流に加えて、フリーホイールダイオード７の蓄積電荷（Speicherladung）に起因するいわゆる逆方向電流スパイク（Rueckstromspitze）が生じる。この付加的な逆方向電流スパイクは、中間回路容量８から供給され、漏れインダクタンスＬσ_,intまたはＬσ_,extを介して中間回路に流れる。この逆方向電流スパイクは、フリーホイールダイオード７の最適化に応じて、多少（mehr oder weniger）急速に低下する。逆方向電流スパイクの大きさおよび減衰速度は、負荷ドライバ３における電流の増加の変化度ｄｉ／ｄｔの影響を受けやすい。

中間回路における漏れインダクタンスＬσ_,intおよびＬσ_,extの大きさおよび電流変化度ｄｉ／ｄｔに応じて、負荷ドライバ３での電流の増加の際に、ハーフブリッジ６および負荷ドライバ３で電圧降下が生じる。この電圧降下は、法則ｕ（Ｌσ）＝Ｌσ^*ｄｉ／ｄｔにしたがって規定される。逆方向電流スパイクの減衰中に、漏れインダクタンスＬσ_,intσおよびＬσ_,extで、反対の電圧（umgekehrte Spannung）が発生する。この電圧は、フリーホイールダイオード７に電圧スパイク（Spannungsspitze）を引き起こす。非常に急速にチョッピング（abreissenden）するフリーホイールダイオード７の場合、大きな漏れインダクタンスＬσ_,intσおよびＬσ_,extのために、破壊限界（Zerstoerungsgrenze）までの過電圧スパイク（Ueberspannungsspitzen）が生じるおそれがある。

図８Ａおよび図８Ｂに、スイッチング動作中の負荷ドライバ３の電圧(Spannung am Bauteil)Ｖ_ce、負荷ドライバ３を導通して流れる負荷電流Ｉ_C、および、スイッチング負荷ドライバ３’（図８Ａ）および（遮断されている負荷ドライバ３’’に並列に接続された）フリーホイールダイオード７（図８Ｂ）でのゲート電圧Ｖ_GEを、概略的に示す。

スイッチングの間に、導通している負荷ドライバ３’のゲート電圧Ｖ_GEは、−１５Ｖから＋１５Ｖに上昇し、負荷ドライバ３の電圧Ｖ_ceは、＋Ｖ_CC（供給電圧または中間回路電圧Ｖ_CCの正電位）からほぼ０Ｖに降下する。また、負荷ドライバを流れる電流（負荷電流Ｉ_C）は、急速に増加し、短い電流スパイクの後でその公称値Ｉ_Cとなる（einnimmt）。

また、遮断されている負荷ドライバ３’’に並列に接続されたフリーホイールダイオード７’’では、フリーホイール電流（Freilaufstrom）が、（短いオーバーシュート（Ueberschwinger）または負電流スパイク（negativen Stromspitze、逆方向電流スパイクともいう）によって、公称値Ｉ_Cからゼロに低下する。遮断されている負荷ドライバ３’’のゲート電圧Ｖ_GEは、−１５Ｖのままである。一方、負荷ドライバの電圧Ｖ_ceは、（同様に、短く、強いオーバーシュート（過電圧ともいう）によって）、０Ｖから＋Ｖ_CCに上昇する。

このような整流動作（電流反転（Stromumkehrung）または切り替え（Umschaltung））を、誘導負荷およびそれに類似したスイッチング動作（例えばスイッチング方式の電源装置（Schaltnetzteilen））に適用する場合にも行う。

このような過電圧からフリーホイールダイオード７を保護するために、従来（少なくとも組織内で（firmenintern）知られている限り）、整流動作を制御する負荷ドライバ３は、よりゆっくりと接続されていた。この場合、逆方向電流スパイクが低下し、フリーホイールダイオード７は、ゆるやかなチョッピング（abreisst）を示す（図９Ａおよび図９Ｂ参照）。

図９Ａおよび図９Ｂに、より大きなゲート抵抗を用いることによって負荷ドライバのスイッチングをゆっくりと行うことの、過電圧および逆方向電流スパイクへの影響を示す（図９Ａは、導通された負荷ドライバ３’の状態（Verhaeltnisse）を示し、図９Ｂは、遮断された負荷ドライバ３’’に並列に接続されたフリーホイールダイオード７’’の状態を示す）。比較のために、図８Ａまたは図８Ｂに示した電流／電圧の経過曲線（Strom-/Spannungsverlaeufe）を、それぞれ点線で示す。特に、接続された負荷ドライバでの損失（Verluste）は、図８Ａの電流／電圧の経過曲線に見られるように、結果として、著しく上昇する。

影響を及ぼしやすい（wirksame）漏れインダクタンスＬσを、いわゆる緩衝回路（Snubberbeschaltung）によって低減することは、（少なくとも組織内で）知られている。負荷ドライバ３の電流変化度を、この負荷ドライバをよりゆっくりと駆動することにより低減する場合、負荷ドライバ３の中で容認できない（nicht akzeptablen）スイッチング損失が増す。そして、緩衝回路のコストは高くなり、さらに、緩衝回路内の損失が増す。

本発明の目的は、付加的な損失を低減することにより過電圧を制限するための方法および回路構成を提示することにある。特に、大きな過電圧および逆方向電流スパイクを低減することを目的としている。

この目的を、請求項１の特徴を有する過電圧を制限するための方法、および、請求項７または１３の特徴を有する回路構成によって、達成する。

この場合、整流している間に、フリーホイールダイオードに並列に接続した（半導体）電力スイッチ（負荷ドライバとよぶ）を、フリーホイールダイオードに生じる（過）電圧に対するリミッタ（制限装置）として利用する。フリーホイールダイオードに対して並列に接続された負荷ドライバを用いて過電圧を制限するために、逆方向電流スパイクが減衰している間に、一対の半導体スイッチとフリーホイールダイオードとにおいて電流がさらに低下するまで、この負荷ドライバを瞬間的に導通（スイッチＯＮ）させる。これにより、この付加的に低下する電流は、回路構成に起因する漏れインダクタンスにおける電流変化度を少なくし、誘導電圧を低減させる。この瞬間的な導通は、逆方向電流スパイクの発生と一時的に（zeitlich）同調（abgestimmt）される。

本発明の有効な発展形については、従属請求項に提示する。

このように、半導体スイッチとして、遮断された半導体スイッチの制御端子と出力端子とが互いに大きな入力インピーダンスで接続された、いわゆるＩＧＢＴを使用することができる。この場合、電流スパイクが発生すると、半導体スイッチは、瞬間的に導通される。これにより、非常に簡単に、電圧スパイクをある程度打ち消す（entgegenzuwirken）ことができる。

電流スパイクが発生している間、または、少なくとも電流スパイクが減衰している間に、所定の持続時間で、振幅が所定の閾値よりも小さく、長方形の形状をした電圧パルスを、遮断された半導体スイッチの制御端子に供給することも有効である。

さらに、単純な長方形の形状をしたパルスに代えて、階段状の（stufenfoermigen）電圧パルスを使用することが有効である。この場合、逆方向電流スパイクを打ち消すために、最も大きな振幅が、少なくとも逆方向電流スパイクが減衰している間に瞬間的に存在する。

遮断された他方の半導体スイッチにおける出力端子の電圧は、付加的に（あるいは単独で）フィードバック経路を介して上記半導体スイッチの制御端子にフィードバックされる。これにより、遮断された半導体スイッチを、電流スパイクまたは誘導過電圧が生じている間に、瞬間的に導通する。その結果、電流スパイクの降下における電流変化度、および、それによる過電圧が減少する。

（フィードバックに加えて）電流スパイクが生じている間または減衰している間に、電圧パルスを半導体スイッチの制御端子に供給することにより、この効果をさらに増大させられる。これにより、本来遮断されている半導体スイッチが、部分的に導通する。

このフィードバック経路は、電圧が閾値を越えた時にだけフィードバック経路を作動させるような構成要素を、少なくとも１つ備えていることが好ましい。この目的のために、反直列（antiseriell）に接続した２つの定電圧ダイオード（Zenerdioden）を使用することができる。これにより、所定の電圧を超える場合にのみ、本来は遮断されている半導体スイッチを駆動し、部分的に導通できる。そして、これにより、過電圧の発生を一時的に調整できる。これに代わる方法、あるいは、補足する方法として、フリーホイール装置での電圧の増大（Spannungsanstieg）を、例えば容量を用いて、負荷ドライバの制御端子にフィードバックしてもよい。これにより、逆方向電流スパイクの大きさおよび変化度を下げるように、整流動作を行うことができる。したがって、簡単でコストを抑えた手段を用いて、電流変化度を上げることにより、誘導過電圧を効果的に低減でき、有害な電流スパイクを低減することができる。さらに、過電圧または逆方向電流スパイクを打ち消す半導体スイッチの駆動は、逆方向電流スパイクの存在に一時的に連動する。フィードバックを開始する閾値は、、フィードバック経路における構成要素の寸法に応じて簡単に設定することができる。

次に、本発明の実施例を、概略的な図面に基づいて詳述する。
図１Ａおよび図１Ｂは、それぞれ、導通状態の半導体スイッチ、および、遮断された半導体スイッチに対して並列に接続されたフリーホイールダイオードにおける、電流／電圧の経過曲線を示す図である。
図２は、定電圧ダイオードをフィードバック経路に備えた、本発明の回路構成の第１実施例を示す図である。
図３Ａは、分離された（gesonderten）容量をフィードバック経路に備えた、本発明の回路構成の他の実施例を示す図である。
図３Ｂは、ダイオードの電流変化度に比例した信号用のフィードバック経路を備えた、本発明の回路構成の他の実施例を示す図である。
図４および図５は、本発明の方法の２つの実施例にしたがった、導通状態の半導体スイッチでの電流／電圧の経過曲線を示す図である。
図６は、３相の電動機を制御するための公知のコンバーター回路を示す図である。
図７は、図５に示した公知のコンバーター回路のハーフブリッジと、その中で生じた電流とを示す図である。
図８Ａおよび図８Ｂは、図６に示した導通状態の半導体スイッチを含むハーフブリッジでの電流／電圧の経過曲線を示す図である。
図９Ａおよび図９Ｂは、より大きなゲート抵抗を用いた場合の、図６に示した導通状態の半導体スイッチを含むハーフブリッジでの電流／電圧の経過曲線を示す図である。

これらの図および実施例では、機能的に同じ部分には、同じ参照符号を付けている。

例えば電動機（図６参照）のような、誘電負荷Ｌ_Lの制御またはスイッチングのために、ドライバとして、電力半導体部品（Leistungshalbleiterbauelemente；電力スイッチ、負荷ドライバ３、あるいは、半導体スイッチとも言う）がよく用いられる。この負荷ドライバ３自体を、通常、マイクロコントローラ５を備えた制御ユニットによって制御する。誘導負荷Ｌ_Lをスイッチングする場合、特に負荷Ｌ_Lを遮断する場合、有害な高い電圧が誘導されるので、誘導された過電圧を低減するフリーホールダイオード７が、各負荷ドライバ３に対して１つずつ並列に接続されている。

通常、誘導負荷Ｌ_Lを制御するために、ハーフブリッジ６を使用する。この場合、並列に接続されたフリーホイールダイオード７を１つずつ備えた２つの負荷ドライバ３が直列に接続されており、交互にスイッチングする（導通されている負荷ドライバを３’、遮断されている負荷ドライバを３’’で示す）。２つの負荷ドライバ３の間には、誘導負荷Ｌ_Lに対する出力端子が配置されている。

負荷ドライバ３として、ここでは、２つのＩＧＢＴ電力トランジスタ（Leistungstransistoren）を使用する（ハーフブリッジ一式を示した図２を参照）。各ＩＧＢＴの制御端子（ゲート）の上流には、ゲート直列抵抗器Ｒｇが配置されており、その上流には、ゲートドライバＧＤ（図６参照）からなる出力増幅部（Endverstaerkerstufe、出力増幅段）が配置されている。このような出力増幅部の１つの適切な形態が、９として示したエミッタホロアー回路（Emitterfolgerschaltung；図２、図３、回路部９）である。ゲートドライバＧＤ自体は、図６に示したようにマイクロコントローラ５に接続されている。ゲートドライバＧＤの出力増幅部９には、正の供給電圧Ｖ_G＋および負の供給電圧Ｖ_G−が印加され、共通の制御端子を介して制御信号Ｖ_getedriveを供給する（図４参照）。この制御信号Ｖ_getedriveは、最終的にＩＧＢＴのゲートに到達する。

また、ハーフブリッジ６は、通常、集積素子として形成されている。その素子内の漏れインダクタンスＬσ_,int、および、回路構成に起因する外部漏れインダクタンスＬσ_,extを用いて、スイッチングの間に引き起こされる逆方向電流スパイクが減衰している間に、過電圧（ハーフブリッジ６の供給電圧Ｖ_CCよりも大きな電圧）を、フリーホイールダイオード７に誘導することができる。なお、この過電圧が、用いられる構成素子に適した最大許容電圧を上回る場合もある。このため、負荷ドライバ３をスイッチングしている間に電気回路に存在するインダクタンスが誘導するこれらの過電圧（または、大きな電流変化度ｄｉ／ｄｔ、あるいは、急な電圧上昇ｄｕ／ｄｔを有する電流スパイク）を、低減する必要がある。

本発明では、フリーホイールダイオード７に対して並列に接続された負荷ドライバ３（ＩＧＢＴ）を、切り替え中にフリーホイールダイオード７の過電圧に対するリミッタ（Begrenzer）として利用する。並列に接続された負荷ドライバ３による過電圧の制限は、逆方向電流スパイクが減衰している間に、一対の負荷ドライバフリーホイールダイオードとにおいて電流がさらに低下するまでこの負荷ドライバ３を瞬間的に切り替えることによって達成される。この付加的に低下した電流は、誘導された電流スパイクを打ち消し、漏れインダクタンスＬσ_,intおよびＬσ_,extの電流変化度を低減させる。これにより、誘導された過電圧も降下する。

ＩＧＢＴのゲートとエミッタとを、ＩＧＢＴが遮断された状態で、入力インピーダンスが大きくなるように互いに接続する。これにより、並列に接続されたフリーホイールダイオード７における電流の方向が変えられる時に、必要な瞬間だけ、ＩＧＢＴを導通状態にすることができる。なぜなら、フリーホイールダイオード電流のチョッピング（Abreissen）によって、電流変化度ｄｉ／ｄｔの上昇、フリーホイールダイオード７および並列に接続されたＩＧＢＴでの急な電圧の上昇ｄｕ／ｄｔが起こるからである。

この電圧の上昇ｄｕ／ｄｔによって、ＩＧＢＴのいわゆるミラー容量を介してゲート電圧Ｖ_GEが上昇する。なお、ゲート電圧Ｖ_GEは、ゲート−エミッタ接続の入力インピーダンスが大きいので、ゆっくりと低減する。これにより、ＩＧＢＴは、電圧の上昇ｄｕ／ｄｔの間、部分的に導通状態になる。この結果、電圧の上昇ｄｕ／ｄｔは低下し、ＩＧＢＴは再び遮断される。全体として電流によってほんのわずかな負荷がかかる（参照：これに関する電流／電圧の経過曲線を図１Ａおよび図１Ｂに示す）。

図１Ａおよび図１Ｂに、フリーホイールダイオード７’’に対して並列に接続されたＩＧＢＴ（負荷ドライバ３’’）の瞬間的な導通が過電圧および逆方向電流スパイクに影響を及ぼす結果を、電流／電圧の経過曲線を用いて示す。図１Ａは、導通状態のＩＧＢＴ（負荷ドライバ３’）における電流／電圧の経過曲線を示し、図１Ｂは、遮断された他のＩＧＢＴ（負荷ドライバ３’’）に関する電流／電圧の経過曲線を示す。

導通されていない（いわば、遮断された）ＩＧＢＴのゲート電圧Ｖ_GEを瞬間的に印加すると、このゲート電圧Ｖ_GEは、短い時間の間にパルスの形状で上昇する。これにより、中間回路電圧または供給電圧Ｖ_CCの過度な上昇を、従来技術と比べて著しく低減できる（従来技術の電流／電圧の状態を、図８Ａおよび図８Ｂに点線で示す）。さらに、導通された負荷電流Ｉ_Cの電流変化度ｄｉ／ｄｔが小さくなる。ただし、これにより、切り替えによる損失は増加する。

しかし、図１Ａおよび図１Ｂにおける負荷電流Ｉ_Cの点線曲線と実線曲線との比較から明らかなように、スイッチングによる損失はわずかに増すだけである。瞬間的なＩＧＢＴの導通における損失については、導通された電流がわずかであるので、無視できる。

電流変化度または過電圧を著しく低減するために、ＩＧＢＴ３およびフリーホイールダイオード７のそれぞれの組に対して、フィードバック経路１１（図２）を設けてもよい。このフィードバック経路は、フリーホイールダイオード７’’のカソード（またはＩＧＢＴのコレクター）の電圧をＩＧＢＴの制御入力部にフィードバックする（ゲートドライバＧＤの出力増幅部９に供給される制御信号Ｖ_gatedriveに影響を与える）。これにより、遮断されているＩＧＢＴが、瞬間的に導通される。

フィードバック経路１１には、定電圧ダイオードを配置することが有効である（この定電圧ダイオードは、図２の実施例では、３０Ｖの定電圧ダイオード１２であり、クランプ定電圧ダイオード１３に対して反平行に直列接続されている。）。これにより、フリーホイールダイオード７’’で規定の過電圧に達した場合にのみ、フリーホイールダイオードに対して平行に接続された、遮断されているＩＧＢＴが導通状態になる（いわゆる過電圧クランプ（Ueberspannungsclamping））。

定電圧ダイオード１２,１３を用いて、ゲートドライバＧＤの出力増幅部９へのフィードバックによって過電圧をクランプ電圧（Clamp-Spannung）よりも大きくできる場合、つまり制御信号Ｖ_gatedriveを制御する場合、ＩＧＢＴは瞬間的に少なくとも部分的に導通状態になる。

ＩＧＢＴのゲート端子への直接的なフィードバックに対して、この回路では、非常にわずかな電流を用いて定電圧ダイオードに負荷をかける。このようにして、図１Ａおよび図１Ｂに示した電流／電圧の経過曲線と同様の導通状態が得られる。

図３Ａに示したように、２つの定電圧ダイオード１２,１３の代わりに、フィードバック経路１１に外部容量Ｃ_extを用いてもよい。この場合、フリーホイールダイオード７’’のカソード電圧の上昇が、フリーホイールダイオード７’’に対して並列に接続されたＩＧＢＴの制御端子にフィードバックされる。これにより、ＩＧＢＴは、瞬間的に少なくとも部分的に導通する。これにより、過度な電圧上昇および逆方向電流スパイクが打ち消される。

最後に述べた２つの措置（Massnahmen）を組み合わせて使用することも有効である。つまり、フィードバック経路１１の外部容量Ｃ_extを用いて、フリーホイール装置での電圧が上昇しているの間、電力ドライバ（Leistungstreibers）の制御端子に導通電圧よりも低い電圧でバイアスをかけることができる。この場合、（例えば、上述の定電圧ダイオード回路を介して）閾値電圧を超えたときの並列接続によるフィードバックを、負荷能力から完全に自由に（wesentlich traegheitsfreier）行う。なぜなら、負荷ドライバの導通動作によってわずかな電圧振動を克服する必要があるからである。

同様に、制御信号を、フリーホイールダイオードでの電流変化度の大きさに比例して、フィードバック経路１４を介して負荷ドライバの制御端子に（例えば、変圧器Ｕｅ、増幅器ＡＭＰ、評価回路ＣＣなどを用いて）フィードバックしてもよい（図３Ｂ）。逆方向電流スパイクの最大値を超えた後でフリーホイール装置での電流が低減する場合の電流変化度を、負荷ドライバの制御端子にフィードバックする。その結果、この負荷ドライバは、瞬間的に少なくとも部分的に導通状態になり、逆方向電流スパイクでの電流の低減を制限する。この措置は、負荷ドライバの制御端子をバイアスするための上記した措置のうちの１つ、または、以下に記載する措置のうちの１つと組み合わせてもよい。このようにして、簡単な手段によって、フリーホイール装置の過電圧を低減できる。

寸法が適切である場合、逆方向電流スパイクが最大値に達する前のフリーホイール装置の電流変化度を、利用することができる。これにより、負荷ドライバの制御端子に、導通する閾値よりも低い電圧をバイアスすることができる。この方法の利点は、負荷ドライバでの制御電圧の上昇が、整流動作と同時に、自動的に生じる点にある。

最も簡単な場合には、電流変化度を、漏れインダクタンスＬσ_,int、Ｌσ_,extを介した電圧降下から検出することができる。すなわち、変圧器に基づいて検出したり、あるいは、適切な感知器を用いて電流の検出および評価を行うこともできる。ここでは、電流変化度の符号の交換（Vorzeichenwechsel）を、ｄＩ／ｄｔ＞＜０のそれぞれの場合を区別して（Fallunterscheidung）、信号の調整または評価を行う必要がある。

これにより、フリーホイールダイオード７’’の電圧増大の変化度を適切に制御でき、逆方向電流スパイクの経過曲線を（つまり過電圧も）調整することができる。調整された電圧の増大ｄｕ／ｄｔの大きさを、容量Ｃ_extの容量の体系的な選択によって調整する。なお、この大きさは、第１実施例の場合のように、スイッチング動作の間に変化したミラー容量の値によって制御しない。このように、図１Ａおよび図１Ｂに示した電流／電圧の経過曲線と同様のスイッチング動作を実現できる。

また、フィードバック経路１１あるいはフリーホイールダイオード７（のカソード）と、ＩＧＢＴの制御端子との間のフィードバック経路１１に代えて、スイッチング動作時に制御信号Ｖ_gatedriveを用いることによって、ＩＧＢＴを適切に駆動することができる。ここでは、フリーホイールダイオード７’’に対して並列に接続されたＩＧＢＴを、制御信号Ｖ_gatedrive（図４）によって適切に導通（少なくとも部分的に導通）させる。ここで、制御信号Ｖ_gatedriveは、フリーホイールダイオード７’’での逆方向電流スパイクの時点（Zeitpunkt）のものを用いる。この措置は、整流動作中の規定の時間窓（Zeitfenster）内で行われる。続いて、再びスイッチを切る（遮断する）。この措置は、実際に負荷の制御に影響する制御信号Ｖ_gatedriveが、このＩＧＢＴに供給されていない時に行われる。

逆方向電流スパイクによって一時的に調整された制御信号Ｖ_gatedriveにより、フリーホイールダイオード７’’に対して並列に接続された、本質的に遮断されたＩＧＢＴのゲート電圧Ｖ_GEは、整流動作中に瞬間的に増大する。これにより、ＩＧＢＴが少なくとも部分的に駆動する。

このように駆動する場合の電流／電圧の状態を、図４の上部部分に例示する。なお、図４には、比較のために、図８Ａおよび図８Ｂの経過曲線を点線で示している。負荷電流Ｉ_Cは、ＩＧＢＴを遮断すると低下する。また、この負荷電流Ｉｃのスパイクおよび電流変化度ｄｉ／ｄｔの著しい増加は、従来技術（点線で示した負荷電流Ｉ_Cの電流経過曲線）と比べて、負の範囲において小さい。中間回路電圧Ｖ_CCのオーバーシュートは小さく、または、過電圧（スパイク）は小さい。なぜなら、ＩＧＢＴの駆動が過電圧を適切に打ち消すからである。

階段状の制御信号Ｖ_gatedrive、および、それと結びついたゲート電圧Ｖ_GEの瞬間的な増大に代えて、長方形の波形をした制御信号Ｖ_gatedrive、および、それと結びついた、図４のゲート電圧Ｖ_GEと比較して平均して高いゲート電圧Ｖ_GE（図５）を供給してもよい。フリーホイールダイオード７’’に対して並列に配置された、本来遮断されているＩＧＢＴのゲート電圧Ｖ_GEは、フリーホイールダイオード７での負荷電流Ｉ_Cの逆方向電流スパイクが生じている間の所定の短い時間窓において、フリーホイールダイオード７からの電流を整流する間に、閾値より低い値まで増大する。

第１実施例の場合と同様にここでもまた、入力インピーダンスが大きいゲート−エミッタ接続がないので、フリーホールダイオード７およびフィードバック容量（キャパシタＣ_ext）の電圧の上昇ｄｕ／ｄｔの結果として、導通状態にすることができる。

この方法の利点は、ＩＧＢＴが導通するまでの電圧間隔が狭まることである。つまり、電圧の増大ｄｕ／ｄｔのフィードバックが作用するまで遅延時間を縮小できる。

逆方向電流スパイクに一時的に調整された制御信号Ｖ_gatedriveは、ＩＧＢＴの電圧を、所定の時間窓において、フリーホイールダイオード７’’に対して平行に増大させる。これにより、例えば、フィードバック容量を介して、ＩＧＢＴを少なくとも部分的に駆動できる。その結果生じるスイッチング動作（電流／電圧の経過曲線）を、図８Ａおよび図８Ｂの動作と比較した図５の上部部分に示す。

このゲート電圧Ｖ_GEを、一定の大きさで駆動することにより、上記した実施例の場合よりもわずかに増加（stark）させることができる。しかし、フリーホイール方向のコレクター電圧Ｖ_ce／電圧は、上記した実施例の場合と同様に変化する。負荷電流Ｉｃの電流変化度ｄｉ／ｄｔは幾分小さく減少するが、逆方向電流スパイクは、まだ、従来技術の場合の逆方向電流スパイクに比べてそれほど急ではない（図５の負荷電流Ｉｃに対する点線を参照）。

切り替え動作の間にフリーホイールダイオード７の電圧を制限するために、ＩＧＢＴのゲート電圧Ｖ_GEを適切に制御する回路構成を、フィードバック経路１１と組み合わせることもできる。同様に、第１実施例で詳述したように、入力インピーダンスの大きな、遮断状態でのＩＧＢＴのゲートとエミッタとの接続を、フィードバック経路１１またはゲート電圧Ｖ_GEの瞬間的かつ適切な駆動と組み合わせることができる。したがって、フリーホイールダイオード７では、過電圧および／または逆方向電流スパイクを簡単かつ効果的に低減することができる。つまり、このフリーホイールダイオード７を破壊から十分に保護できる。

誘導された過電圧を制限するためのフリーホイールダイオードは、十分に知られている。同様に、電力スイッチに並列に接続された単一のダイオードには必ずしも効果的ではない、機能的に等価な（aequivalente）フリーホイール装置も、知られている。本発明に関して、フリーホイール装置に、フリーホイールダイオードを用いるか、等価な手段を用いるかは重要ではない。これに対して、誘導された過電圧および高い電流変化度を、本発明の方法にしたがって、あるいは、本発明の回路構成を用いて低減することが重要である。

導通状態の半導体スイッチまたは遮断状態の半導体スイッチに対して並列に接続されたフリーホイールダイオードにおける、電流／電圧の経過曲線を示す図である。 導通状態の半導体スイッチまたは遮断状態の半導体スイッチに対して並列に接続されたフリーホイールダイオードにおける、電流／電圧の経過曲線を示す図である。 定電圧ダイオードをフィードバック経路に備えた、本発明の回路構成の第１実施例を示す図である。 分離された容量をフィードバック経路に備えた、本発明の回路構成の他の実施例を示す図である。 ダイオードの電流変化度に比例した信号用のフィードバック経路を備えた、本発明の回路構成の他の実施例を示す図である。 本発明の方法の第２実施例にしたがった、導通状態の半導体スイッチでの電流／電圧の経過曲線を示す図である。 本発明の方法の第２実施例にしたがった、導通状態の半導体スイッチでの電流／電圧の経過曲線を示す図である。 ３相の電動機を制御するための公知のコンバーター回路を示す図である。 図５に基づいた公知のコンバーター回路のハーフブリッジと、その中で生じた電流とを示す図である。 図６に示したハーフブリッジの導通状態の半導体スイッチでの電流／電圧の経過曲線を示す図である。 図６に示したハーフブリッジの導通状態の半導体スイッチでの電流／電圧の経過曲線を示す図である。 より大きなゲート抵抗を用いた場合の、図６に示したハーフブリッジの導通状態の半導体スイッチでの電流／電圧の経過曲線を示す図である。 より大きなゲート抵抗を用いた場合の、図６に示したハーフブリッジの導通状態の半導体スイッチでの電流／電圧の経過曲線を示す図である。

Claims (16)

1. 半導体電力スイッチ（３）に対して並列に配置されたフリーホイール装置（７）の過電圧を制限する方法であって、
   並列に接続された半導体電力スイッチ（３）とフリーホイール装置（７）とを、少なくとも２対、直列に接続し、
   この２対の間に、誘導負荷（Ｌ_L）の出力端子を配置し、
   一方の半導体電力スイッチ（３’’）を遮断状態に、他方の半導体電力スイッチ（３’）を非遮断状態に制御する方法において、
   遮断されている半導体電力スイッチ（３’’）を、このスイッチに対応するフリーホイール装置（７’’）において過電圧の発生する瞬間または電流スパイクの減衰している間に、上記スイッチの出力部に瞬間的な電流が生じるまで、瞬間的に導通状態にすることを特徴とする方法。
2. 半導体電力スイッチ（３）として、ＩＧＢＴまたはＭＯＳ電力トランジスタを使用し、
   ＩＧＢＴが遮断されている場合に、ゲート端子およびエミッタ端子を、入力インピーダンスが大きくなるように互いに接続することにより、
   電流スパイクが発生したときに、半導体電力スイッチ（３）を瞬間的に導通状態にすることことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. 上記遮断された半導体電力スイッチ（３’’）の制御端子に、所定の持続時間かつ所定の振幅の電圧パルスを、フリーホイール装置（７’’）での電流スパイクの発生と瞬間的に同調するように、供給することを特徴とする、請求項１または２に記載の方法。
4. 上記遮断された半導体電力スイッチ（３’’）の制御端子に、電流スパイクの発生と同調するように、所定の短い持続時間を有する階段状の電圧パルスを供給することを特徴とする、請求項１〜３のいずれか１項に記載の方法。
5. 上記フリーホイール装置（７）の電圧を、フィードバック経路（１１）を介して、遮断された半導体電力スイッチ（３）の制御端子にフィードバックすることにより、
   遮断された半導体電力スイッチ（３）を、電圧スパイクの間、瞬間的に、少なくとも部分的に導通状態にすることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１項に記載の方法。
6. 上記フリーホイール装置（７）における電流変化度を、他のフィードバック経路（１４）を介して、遮断された半導体電力スイッチ（３）の制御端子にフィードバックし、
   遮断された半導体スイッチを、電流スパイクの間、瞬間的に、少なくとも部分的に導通状態にすることを特徴とする、請求項１〜５のいずれか１項に記載の方法。
7. 半導体電力スイッチ（３）に対して並列に配置されたフリーホイール装置（７）の過電圧を制限する回路構成であって、
   少なくとも１つの半導体電力スイッチ（３）と、それに対して並列に接続されたフリーホイール装置（７）とが、少なくとも２対、直列に接続され、
   この２対の間に、誘導負荷（Ｌ_L）の出力端子が配置されており、
   フィードバック経路（１１）が、各スイッチ（３）の出力部と、当該半導体電力スイッチ（３）の制御端子（９）との間に備えられていることを特徴とする回路構成。
8. 上記フィードバック経路（１１）が、少なくとも１つの構成素子（１２,１３）を備え、
   上記構成素子（１２,１３）は、閾値電圧を超える場合にのみ、所定の閾値よりも大きな電圧のみを制御端子にフィードバックして制御端子を駆動することを特徴とする、請求項７に記載の回路構成。
9. 上記フィードバック経路が、構成素子（Ｃ_ext）を備えており、
   制御端子へのフィードバックが、上記構成素子（Ｃ_ext）を介してフリーホイール装置の電圧の増大に比例するように行われることを特徴とする、請求項７に記載の回路構成。
10. フィードバック経路（１１）の構成要素として、反平行に接続された２つの定電圧ダイオード（１２,１３）が用いられていることを特徴とする、請求項７、８、または、９に記載の回路構成。
11. フィードバック経路（１１）の構成要素として、容量（Ｃ_ext）が用いられていることを特徴とする、請求項７、８、または、９に記載の回路構成。
12. 上記フィードバック経路（１１）に、定電圧ダイオードおよび外部キャパシタからなる並列回路が用いられていることを特徴とする、請求項７、８、または、９に記載の回路構成。
13. 半導体電力スイッチ（３）に対して並列に配置されたフリーホイール装置（７）の過電圧を制限する回路構成であって、
    少なくとも１つの半導体電力スイッチ（３）と、それに対して並列に接続されたフリーホイール装置（７）とが、少なくとも２対、直列に接続され、
    この２対の間に、誘導負荷（Ｌ_L）の出力端子が配置されており、
    フィードバック経路（１４）が、電力ドライバの入力部と制御端子との間に備えられ、
    上記フィードバック経路は、フリーホイール装置を流れる電流の変化度が閾値を超える場合にのみ、制御端子を駆動することができるように形成されていることを特徴とする回路構成。
14. 内部および／または外部の漏れインダクタンスにおける電圧降下が、上記フィードバックに用いられることを特徴とする、請求項１３に記載の回路構成。
15. 上記電流の増加が、変圧器での誘導によってフィードバックされることを特徴とする、請求項１３に記載の回路構成。
16. 上記半導体電力スイッチ（３）として、ＩＧＢＴ電力トランジスタが用いられることを特徴とする、請求項７〜１５のいずれか１項に記載の回路構成。