CN103168422A - 光电耦合器输出信号接收电路 - Google Patents

Abstract

一种光电耦合器输出信号接收电路，包括连接在输入端子124和直流电源的高电位侧之间用于放电的第一恒流电路（开关元件MP1和MP2以及电流源I1和I2）、连接在输入端子124和直流电源的高电位侧之间用于吸收电流的第二恒流电路（电流源I3）、和以互补方式操作第一恒流电路和第二恒流电路的开关元件NM1到NM3，其中该开关元件NM1到NM3被操作以使在该光电耦合器21被导通后电流被该第二恒流电路吸收，且该开关元件被操作以使在该光电耦合器21被截止后电流被该第一恒流电路放电，且在从放电开始起算的特定时间段过去后，电流放电时间段内的放电电流值被减小。由于此，在固定噪声电阻而不增加发光二极管电流的情况下，实现了光电耦合器寿命的增加。

Description

光电耦合器输出信号接收电路

技术领域

本发明涉及被用于绝缘并传输智能功率模块（下文简称IPM）中的信号的光电耦合器输出信号接收电路等，且特定地，涉及用于试图增加光电耦合器寿命、并用于防止电路故障的技术。

背景技术

PWM（脉宽调制）逆变器被广泛地用作驱动三相交流电动机的功率转换设备。并且，PWM转换器被广泛地用作从三相交流电源获得直流电压的功率转换设备。这些功率转换设备包括实现直流到交流或交流到直流功率转换的功率电路、控制并驱动功率电路的预驱动器、保护电路、和集中地控制这些电路的控制电路。

功率电路是提供驱动电流至三相交流电动机并生成主要直流电源的电路，且包括诸如IGBT（绝缘栅双极晶体管）之类的开关元件、和续流二极管，用于当开关元件被截止时引起能量流动作为电流。并且，预驱动器是用于驱动开关元件的电路。进一步，保护电路是具有各种保护功能的电路，诸如过电流保护、短路保护、过热保护、和电流和电压降保护。

控制电路包括控制器和包含诸如ROM（只读存储器）之类的存储器的中央处理单元（CPU/ROM），执行诸如生成PWM信号和当检测到问题时发出警告之类的处理，且集中地控制PWM逆变器或PWM转换器。

近年来，被称为IPM的半导体器件（其中，配置中的功率电路、驱动电路、和保护电路被结合为一个封装）已经变得商业可获得，且被广泛地使用。

此处，图7是示出其中结合了IPM的逆变器设备的电路配置的框图。

该逆变器设备被连接至两相或三相交流电源，且包括将交流转换为直流的转换器1、用于平滑的电解电容器2、IPM3、缓冲器4、控制器5、包含存储器的中央处理单元（CPU/ROM）6、开关晶体管7、由变压器8和9以及开关调节器10形成的电源电路、和连接在IPM 3的输出侧和三相交流电动机M之间的电流变换器CT。

控制器5和中央处理单元（CPU/ROM）6将被一起称为控制电路24。

IPM3整体地包括其交流输出侧连接至电动机M的三相逆变器11（包括诸如IGBT之类的半导体开关元件和续流二极管）、控制并驱动逆变器11的预驱动器12、保护电路13、连接至保护电路13的过电流检测传感器14和过热检测传感器15、当控制电动机M从而减速时使用的制动功率部件16和电阻器17、和控制并驱动制动功率部件16的预驱动器18。此处，从预驱动器12发送信号至逆变器11的信号线的图示被省略。

对于IPM3的控制信号从控制电路24经由缓冲器4和光电耦合器21和23分别发送至预驱动器12和18，同时当传感器14或15检测到过电流情况或过热情况时，从保护电路13经由光电耦合器22发送警报信号至缓冲器4。

并且，电流变换器CT的输出信号被输入至控制器5。由于电流变换器CT通过检测IPM 3的输出电流并反馈至控制器5来执行各种控制，电流变换器CT包括三个通孔，且以一状态被安装在逆变器设备内，其中作为逆变器11的输出电流线的三相的电线或柱被插入这些通孔中。

具有上述配置的逆变器设备使得：由转换器1所转换的直流电压由逆变器11转换为三相交流电压，并被提供至电动机M。逆变器11具有由开关元件和续流二极管形成的桥式电路，其中开关元件，通过对于直流电压进行断流控制，将最终被致使流过电动机M的电流转换为交流，且通过改变交流频率以可变速度控制电动机M。

并且，控制器5控制使得由电流变换器CT检测到的逆变器11输出电流波形中不发生扭曲，并控制使得该输出电流不到达或超过预定值。

预驱动器12和18，在控制电路24由光电耦合器21和23隔离后从控制电路24接收控制信号，预驱动器12和18包括相对于光电耦合器的电流放电功能和电流吸收功能。

图8是例如预驱动器12的输入电路的框图，且预驱动器18的输入电路也被与图8所示一样被配置。在图8中，25表示直流电源（例如，电源电压V_cc是15V）、预驱动器12内的121是恒流电路（放电侧）、122是恒流电路（吸收侧）、123是向其施加电源电压V_cc的输入端子、124是向其施加光电耦合器21的输出信号V_in的输入端子、125是接地端、R_pu是上拉电阻器、ZD是齐纳二极管、且SW₁和SW₂是以互补方式操作的开关（半导体开关元件）。光电耦合器21内的21a是用作发光单元的发光二极管，且21b是用作光接收单元的光电晶体管。

当从预驱动器12侧看时，输出信号V_in下文将称为“输入信号V_in”。

此处，预驱动器12的电流放电功能和电流吸收功能具有改进噪声电阻的目的。

即，如图9中所示，当图8中的输入信号V_in的电压电平超过阈值V_inL（在时间t₁前）时，电流I_inH作为放电电流从输入端子124经由图8的恒流电路121和开关SW₁流到外部，且光电耦合器21不会达到阈值V_inL，除非其吸入更多电流。

其间，当输入信号V_in的电压电平在时间t₁掉落到阈值V_inL以下时，预驱动器12停止电流I_inH的放电。然后，直到输入信号V_in的电压电平在时间t2超过阈值V_inH，电流I_inL作为吸取电流从输入端子124经由图8的恒流电路122和开关SW₂流到内部（时间t₁到t₂），且光电耦合器21不会达到阈值V_inH除非其吸取更多电流。

即，预驱动器12根据输入信号V_in的电压电平执行电流的放电或吸收，从而改进光电耦合器21的噪声电阻，此时图9的最大的放电电流I_inH流过光电晶体管21b的集电极。

在专利文献1中描述了隔离类型的信号传输电路，其中驱动信号由光电耦合器隔离并传输至IPM开关元件。该信号传输电路使得，为了防止由于在常规地增加吸收电流时光电耦合器的经时劣化引起的电流转换效率的降低等，当串联连接至该光电耦合器的发光二极管的开关元件被截止时，且同样的，当串联连接至该发光二极管的恒流电路内的晶体管被维持在饱和状态且开关元件被导通时，致使具有大于常规的幅值的瞬时电流流过发光二极管。

并且，在专利文献2中公开了这样的发明，为了增加光电耦合器寿命的目的，该发明包括检测具有与光电耦合器发光二极管的特性劣化相关的经时劣化信号的电流补偿电路，并根据电流补偿电路的情况增加发光二极管的导通状态电流。

相关技术文献

专利文献

专利文献1：JP-A-2007-150003(段落[0024]和[0028],图1到图3等)

专利文献2：JP-A-2008-172513(段落[0019]和[0023],图1到图3等)

发明概要

本发明要解决的问题

如在专利文献1和2中也有所描述地，光电耦合器特性随着时间流逝而劣化，且当内部发光二极管被使用较长时间时，发光效率降低，且电流转换效率CTR（(=I_c/I_f）降低。此处，I_f是流过发光二极管的输入电流，且I_c是位于输出侧的光电晶体管的输出电流（集电极电流）。

当实际使用该发光耦合器时，由电流转换效率CTR、负载设计值等计算光电耦合器的估算的寿命，且确定了I_f。为了增加光电耦合器的寿命，有必要抑制I_f的大小。然而，当I_f太小时，噪声电阻下降，且操作速度下降。

图10示出V_ce(在光电晶体管的集电极和发射极之间的电压)-I_c(光电晶体管集电极电流)特性，流过光电耦合器发光二极管的电流I_f作为参数。

如上所述，为了增加光电晶体管集电极电流I_c来改进预驱动器噪声电阻，有必要增加流过发光二极管的电流I_f。

同时，图11示出光电耦合器电流转换效率CTR的寿命劣化特性，其中趋势为，电流I_f增加地越多，其中电流转换效率CTR下降的时间越短。即，由于当常规地增加光电晶体管集电极电流（换言之，发光二极管电流I_f）时电流转换效率CTR在较短时间内下降，为了改进噪声电阻，在光电耦合器被导通后光电耦合器的电流吸取能力下降。由于此，需要较长的时间，直到在输入信号电压电平下降到图9的阈值V_inL以下，作为这个的结果，没有从预驱动器准确地传输用于驱动开关元件的PWM信号，引起故障。

因此，如迄今已知的根据专利文献1或专利文献2的技术中的用以增加发光二极管电流I_f的方法，对于防止电流转换效率CTR的下降或防止故障而言不能说是优选的。

因此，本发明的目的在于提供光电耦合器输出信号接收电路，以使，在固定噪声电阻而不增加发光二极管电流的情况下，可能增加光电耦合器寿命、防止电路故障等。

解决问题的手段

本发明涉及接收光电耦合器的输出信号的输出信号接收电路，其中从发光单元输出的信号以隔离状态被传输至光接收单元，且上拉电阻器连接至该光接收单元的输出侧。

进一步，本发明包括连接在该输出信号被输入其中的输入端子和直流电源的高电位侧之间的第一恒流电路，该第一恒流电路用于放电至该光接收单元、连接在该输入端子和该直流电源的低电位侧之间的第二恒流电路，该第二恒流电路用于吸收来自该直流电源的电流、和以互补方式操作该第一恒流电路和第二恒流电路的开关元件。

进一步，本发明使得，该开关元件被操作以使在该光电耦合器被导通后电流被该第二恒流电路吸收，且该开关元件被操作以使在该光电耦合器被截止后电流被该第一恒流电路放电，且在从放电开始起算的特定时间段过去后，电流放电时间段内的放电电流值被减小。

根据权利要求2的本发明使得，在该输出信号接收电路中，在该特定时间段过去后，该放电电流值被减小为零。

根据权利要求3的本发明使得，在该输出信号接收电路中，该第一恒流电路包括电流镜像电路，且该放电电流值通过改变该电流镜像电路的偏置电流来减小。

本发明的优点

根据本发明，在光电耦合器输出信号被输入其中、且具有相对于光电耦合器的电流放电功能和吸收功能的接收电路中，可能通过减少放电的电流的值来减少将由光电耦合器吸取的电流值，从而在从电流放电点起算的特定时间段过去后，上拉来自光电耦合器的输入信号的电压电平。因此，即使使用其中经时劣化被发展且不可致使较大电流流动的光电耦合器，可能将输入信号电压电平减少至阈值，且因此可能增加光电耦合器寿命并防止电路故障。

并且，根据本发明，还存在减少电路电流消耗的优势。

附图说明

图1是根据本发明的实施例的输出信号接收电路的电路图。

图2是其中图1的电路被安装在预驱动器中的情况下的电路图。

图3是示出在本发明的实施例和示例1中的输入信号电压电平和电流波形的图。

图4是根据本发明的示例1的输出信号接收电路的电路图。

图5是根据本发明的示例2的输出信号接收电路的电路图。

图6是示出在本发明的示例2中的输入信号电压电平和电流波形的图。

图7是示出逆变器设备电路配置的框图。

图8是示出图7中的预驱动器的输入单元的电路图。

图9是示出在图8中的预驱动器的输入信号电压电平和电流波形的图。

图10示出V_ce-I_c特性，以流过光电耦合器发光二极管的电流I_f作为参数。

图11是示出光电耦合器电流转换效率的寿命劣化特性的图。

用于实现本发明的模式

下面，将参考附图给出对本发明的实施例的描述。由于根据实施例的输出信号接收电路被应用于上文所述的图7中的预驱动器12、18等的输入电路，与上文所述的电路组件具有相同功能的电路组件被给予相同的参考标号和标记。

首先，图8的现有技术使得，当在图9的时间t₂光电耦合器21被截止且输入信号电压电平超过阈值V_inH时，开关SW₁被导通、恒流电路121将电流I_inH放电至外部、且这个情况持续到在时间t₁输入信号电压电平变得低于阈值V_inL。即，该现有技术使得，由于较大的电流I_inH在电流放电期间流动达较长时间，在下一次光电耦合器21被导通时将由光电耦合器21吸取的电流值，即，流过发光二极管21a的电流，也增加。

与之相反，本发明的实施例使得，通过在从时间t₂起算的特定时间段过后减少放电电流值，如图3中所示将在下文描述，减少了在光电耦合器21下一次被导通时将吸取的电流值。由于此，即使在光电耦合器21随时间劣化、电流转换效率CTR减少、且光电晶体管21b的集电极电流减少的情况下，本实施例使得可能相比如现有技术般将放电电流维持在较大值的情况而言，实现更为稳定的操作。并且，本实施例使得可能在不增加被致使流过发光二极管21a的电流的情况下防止电路故障，且增加光电耦合器的寿命。

同时，根据本实施例，由于整体上减少了放电电流，还可能减少功耗。

首先，图1示出根据本发明的实施例的输出信号接收电路30的配置。输出信号接收电路30配置了一种类型的恒流电路，其被从光电耦合器21的光电晶体管21b输入至预驱动器的输入信号V_in所驱动。该恒流电路具有相对于光电耦合器21的电流放电功能和电流吸收功能。

在图1中，向其施加电源电压V_cc的电源端子123经由第一开关元件MP1的源极和漏极连接至第一和第二电流源I1和I2，且电流源I1和I2的输出侧经由第三和第四开关元件NM1和NM2的漏极和源极连接至接地端子125。并且，电源端子123经由第二开关元件MP2的源极和漏极连接至预驱动器输入端子124和第三电流源I3，且电流源I3的输出侧经由第五开关元件NM3的漏极和源极连接至接地端子125。进一步，第一和第二开关元件MP1和MP2的栅极一起连接至第一和第二电流源I1和I2的接触点。

此处，第一和第二开关元件MP1和MP2，例如，是p-沟道增强型MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管），且开关元件MP1和MP2配置电流镜像电路。第三、第四、和第五开关元件NM1、NM2、和NM3也由n-沟道增强型MOSFET构成。

至预驱动器的输入信号V_in经由延迟电路DLY被施加至第三开关元件NM1的栅极，且直接被施加至第四开关元件NM2的栅极。并且，输入信号V_in还经由非电路NOT被施加至第五开关元件NM3的栅极。

在前述配置中，开关元件MP1和MP2和电源I1和I2对应于权利要求1中的第一恒流电路，且同样地，电源I3对应于第二恒流电路。并且，第一和第二恒流电流还分别对应于图8中的恒流电路121（放电侧）和122（吸收侧）。

进一步，开关元件NM1到NM3对应于以互补方式操作第一和第二恒流电路的开关元件。

接着，图2是其中图1的输出信号接收电路30被安装在预驱动器40中的情况的电路图。尽管预驱动器40包括生成图7的逆变器11的驱动信号（栅极信号）的电路，图2中省略了这些电路的描述。

在图2中，26是连接至发光二极管21a（用作光电耦合器21的发光单元）的PWM信号生成器电路，R_pu是连接在光电晶体管21b（用作光电耦合器21的光接收单元）的集电极和直流电源25的正电极之间的上拉电阻器，且ZD是齐纳二极管，与图8中一样。

并且，在预驱动器40的输出侧上，27和28是分压电源电压V_cc的电阻器，且其分压点被输入至比较器29的反相输入端子。进一步，光电晶体管21b的集电极被输入至比较器29的非反相输入端子，且其输出被传送至输出信号接收电路30作为输入信号V_in。

接着，将参考图3描述实施例的操作。图3示出输入信号V_in的电压电平和电流波形。

当图2的光电耦合器21从导通转换至截止时，输入信号V_in的电压电平增加，且由于在图3的时间t₂电压电平超过阈值V_inH时，输入信号电压电平由上拉电阻器R_pu上拉，输出信号接收电路30的操作从电流吸取转换至电流放电。在图1和图2的电路中，经由非电路NOT向其栅极施加输入信号V_in的开关元件NM3从导通转换为截止，且反之，开关元件NM1和NM2从截止转换为导通。

由于输入信号V_in经由延迟电路DLY输入至开关元件NM1的栅极，开关元件在时间t₃被截止，此时从时间t₂起算经过了特定时间段（延迟电路DLY延迟时间）。

此处，由于开关元件MP1和MP2配置电流镜像电路，当电流被放电时，作为流过开关元件MP1的电流I_bias的k倍大小（k是可变化的比例）的电流（k×I_bias）流过开关元件MP2，且该电流被放电至输入端子124作为放电电流I_inH。

由于该实施例使得，在输入信号电压电平在图3的时间t₂超过阈值V_inH且操作转换至电流放电的即刻之后，操作使得放电更大的电流从而更快地将输入信号电压电平拉高，开关元件NM1和NM2被导通，且致使电流源I1和I2之和的电流通过开关元件MP1作为I_bias。通过以此方式致使更大的电流流过开关元件MP1，流过另一个开关元件MP2的电流，即，放电电流I_inH，也增加。

因此，在短于PWM信号周期的一半的时间内，通过充分地拉高输入信号电压电平、且通过在时间t₃通过延迟电路DLY的操作截止开关元件NM1，减少了流过开关元件MP1的电流，且开关元件MP2的放电电流被减少为图3的I_inHD。

当光电耦合器21从截止转换为导通时，来自光电耦合器21的输入信号的电压电平下降，且当电压电平在图3的时间t₁下降至低于阈值V_inL时，输出信号接收电路30的操作从电流放电转换至电流吸收。在图1和图2的电路中，经由延迟电流DLY向其栅极施加输入信号V_in的开关元件NM1、和直接向其栅极施加输入信号V_in的开关元件NM2，从导通转换为截止，且经由非电路NOT向其栅极施加输入信号V_in的开关元件NM3从截止转换为导通。

由于此时开关元件NM1和NM2截止，没有电流流过开关元件MP1和Mp2，且同时，由于开关元件NM3导通，吸收电流I_inL从输入端子124流至开关元件NM3侧达图3的从时间t₁到t₂的时间段。

此处，在光电耦合器21从截止转换为导通的即刻之后，必须通过光电耦合器21的光电晶体管21b吸取用于上拉输入信号电压电平的放电电流I_inHD和流过上拉电阻器R_pu的电流I_R，以降低输入信号电压电平。在这个情况下，假设光电耦合器是没有经受经时劣化的健全的耦合器，可能致使电流充分流动来降低输入信号电压电平，但是随着经时劣化的发展，可被致使流动的电流值减少，且所需来降低输入信号电压电平的时间增加。然后，最终变得不可能在PWM信号周期内将输入信号电压电平减少为V_inL，这减少了光电耦合器的寿命。

然而，该实施例使得，由于为上拉电压电平而被放电的电流值从I_inH减少为I_inHD，如上所述，将由光电耦合器21吸收的电流值减少。因此，即使使用其中经时劣化被发展的光电耦合器，也可能降低输入信号电压电平，作为这个的结果，可能增加光电耦合器21的寿命。

示例1

接着，图4是示出根据本发明的示例1的输出信号接收电路31的电路图。

这个示例使得n-沟道耗尽型MOSFET ND1到ND3被用作图1的电流源I1到I3。在这个示例中的输入信号电压电平和电流波形与图3中的一样。

在这个示例中，V_cc=15(V),上拉电阻器R_pu=90(kΩ),放电电流I_inH=1(mA),在经过上述延迟时间后的放电电流I_inHD=200(μA),吸取电流I_inL=50(μA),V_inL=1.5(V)，

V_inH=2(V),且延迟电路DLY延迟时间=3(μsec)。

从图1到图3的实施例中明显看出，当光电耦合器21从导通转换至截止时，电路操作从电流吸收转换至电流放电，且1(mA)被放电作为I_inH。此时，开关元件NM3从导通转换为截止，且开关元件NM1和NM2从截止转换为导通。因此，3(μsec)后，通过延迟电路DLY的操作，开关元件NM1被截止。同IPM中所使用的PWM信号的周期相比，3(μsec)是足够短的时间。

此处，构成电流镜像电路的开关元件MP1和MP2的沟道长度是相同的，且MP1与MP2栅极沟道宽度比值为1比5。在这个情况下，当电流被放电时，作为流过开关元件MP1的电流I_bias(=200(μA))五倍的电流，即1(mA)，流过开关元件MP2，且这个电流作为放电电流I_inH被放电至输出端子124。

在输入信号电压电平超过阈值V_inH且操作转换至电流放电的即刻之后，开关元件NM1和NM2被导通。由于此，电流(=200(μA))（其中流过开关元件NM1的电流I₁(=160(μA))和流过开关元件NM2的电流I₂(=40(μA))被加在一起）流过开关元件MP1作为I_bias。在此后3(μsec)，通过使用延迟电路DLY的操作来截止开关元件NM1，流过开关元件MP1的电流I_bias变得仅为开关元件NM2的40(μA)。因此，根据电流镜像电路比值，流过开关元件MP2的电流变为I_inHD=40(μA)×5=200(μA)，且被放电的电流减少为五分之一。

当光电耦合器21从截止转换为导通时，输入信号电压电平下降，且当电压电平下降至低于阈值V_inL时，电路操作从放电转换为吸收。在图4中，开关元件NM2从导通转换为截止，且开关元件NM3从截止转换为导通。由于开关元件NM1和NM2在此时截止，没有电流流过开关元件NM1和NM2，且由于开关元件NM3被导通，吸收电流I_inL=50(μA)从输入端子124流向开关元件NM3侧。

此处，在光电耦合器21从截止转换为导通的即刻之后，必须通过光电耦合器21的光电晶体管21b吸取用于上拉输入信号电压电平的被放电的电流的全部值I_inHD=200(μA)和流过上拉电阻器R_pu的电流I_R=750(μA)，以降低输入信号电压电平。没有经受经时劣化的初始状态光电耦合器具有被设计为使得在3(mA)范围内的电流流过，且在初始状态中，可能致使足以降低输入信号电压电平的电流的流动。然而，当经时劣化发展时，且CTR为，例如，50%时，可由光电耦合器吸收的电流在1.5(mA)的范围内。

作为现有技术描述的图9的操作使得，必须由光电耦合器21吸取的电流是1.75(mA)的电流（其中是I_inH=1(mA)和I_R=750(μA)加起来），且不可能以1.5(mA)吸取充分的电流，这是可被引起在具有被劣化至50%的CTR的光电耦合器中流动的极限。由于此，不可能将输入信号电压电平减少至阈值V_inL，PWM信号没有由预驱动器准确地传输，且故障发生。与此相反，根据示例1的电路，在光电耦合器21从截止转换至导通的即刻之后，必须由光电耦合器21吸收的电流是950(μA)，这是I_inHD=200(μA)和I_R=750(μA)加在一起的值。因此，即使当可被致使在被劣化至CTR50%的光电耦合器中流动的电流是1.5(mA)时，响应是非常充分的，且可能减少输入信号电压电平，且因此使用该光电耦合器增加寿命。

并且，该示例还具有减少电流消耗的优势。

即，在图4中，在输出信号接收电路31放电的时间段中，I_bias=200(μA)流动作为电流镜像电路偏置电流。然而，由于在电路操作转换为电流放电侧3(μsec)后，放电电流减少为五分之一，用于致使放电电流流动的偏置电流I_bias也变为五分之一，此后可能减少直到操作转换为电流吸收侧为止的时间段内所消耗的偏置电流。

示例2

图5是示出根据本发明的示例2的输出信号接收电路32的电路图。该示例使得去除了图4的示例1中的开关元件ND2和NM2。图5的示例2使得，图4中的开关元件ND3和NM3的参考标号和标记分别被变化为ND2和NM2，但是图4中的开关元件ND3和NM3的功能分别与图5中的开关元件ND2和NM2的功能相同。

图6是示出示例2的输入信号电压电平和电流波形的图。

在示例2中，V_cc=15(V),上拉电阻器R_pu=20(kΩ),放电电流I_inH=1(mA),在经过上述延迟时间后的放电电流I_inHD=0(μA),吸取电流I_inL=50(μA),V_inL=1.5(V)，

V_inH=2(V),且延迟电路DLY延迟时间=5(μsec)。

当光电耦合器21从导通转换为截止时，电路操作从电流吸收转换为电流放电，且在图6的时间t₂，1(mA)被放电作为I_inH。此时，开关元件NM2从导通转换为截止，且开关元件NM1从截止转换为导通。随后，在时间t₂之后5(μsec)的时间t₃，通过延迟电路DLY的操作，开关元件NM1被截止。与IPM中所使用的PWM信号的周期相比，5(μsec)是足够短的时间。

构成电流镜像电流的开关元件MP1和MP2的特性与示例1中的一样，1(mA)的电流，五倍于流过开关元件MP1的电流I_bias(=200(μA))，流过开关元件MP2，且作为电流I_inH被放电至输入端子124。

在输入信号电压电平超过阈值V_inH且操作转换至电流放电的即刻之后，通过开关元件NM1被导通，电流(=200(μA))经由开关元件ND1流过开关元件MP1作为I_bias。在此后经过5(μsec)，在图6的时间t₃，使用延迟电路DLY的操作，通过截止开关元件NM1，流过开关元件MP1的电流I_bias变成零。由于此，没有电流流过开关元件MP2，且放电电流I_inH也变成零（I_inHD=0），如图6中所示。

当光电耦合器21从截止转换为导通时，输入信号电压电平下降，且当电压电平下降至低于阈值V_inL时，在图6的时间t₁，电路操作从放电转换为吸收，且开关元件NM2从导通转换至截止。由于开关元件NM1在此时截止，没有电流流过开关元件MP1和MP2，且由于开关元件NM2被导通，吸收电流I_inL=50(μA)从输入端子124流向开关元件NM2侧。

此处，在光电耦合器21从截止转换为导通的即刻之后，必须通过光电耦合器21吸收流过上拉电阻器R_pu从而上拉输入信号电压电平的电流I_R=750(μA)，以降低输入信号电压电平。

以与上文所述相同的方式，在其中设计使得在初始状态中在3(mA)范围内的电流流过光电耦合器的情况下，当经时劣化发展且CTR为例如30%时，可由光电耦合器吸收的电流的上限值为900(μA)。

在这个情况下，由于示例使得必须由光电耦合器21吸收的电流仅为上述的I_R=750(μA)，可能吸取充足电流，借此减少了输入信号电压电平，即使是光电耦合器已经被劣化至CTR30%，且因此可能使用增加寿命的光电耦合器。

然而，由于示例2使得由于将放电电流减少为零，由于外部噪声的影响引起的故障可能发生，有必要在其中外部噪声被充分抑制的电路中使用该光电耦合器。

并且，尽管示例使得当电流被放电时，200(μA)流动作为偏置电流I_bias，在操作转换为电流放电侧之后5(μsec)，放电电流I_inH变成零。因此，用于致使放电电流流动的偏置电流I_bias也变成零，此后，可能减少在直到操作转换为电流吸收侧为止的时间段内所消耗的偏置电流，与示例1中一样。

工业实用性

可利用本发明用于增加光电耦合器寿命，并且不仅在IPM的预驱动器输入电路中、还在处理由光电耦合器隔离并传输的信号的任何种类的信号处理电路中防止故障。

参考标号和标记说明

1:转换器

2:电解电容器

3:智能功率模块（IPM）

4:缓冲器

5:控制器

6:中央处理单元（CPU/ROM）

7:开关晶体管

8,9:变压器

10:开关调节器

11:逆变器

12,18:预驱动器

13:保护电路

14,15:传感器

16:制动功率部件

17:电阻器

21至23:光电耦合器

21a：发光二极管

21b:光电晶体管

24:控制电路

25:直流电源

26:PWM信号发生器电路

27,28:电阻器

29:比较器

30,31,32:输出信号接收电路

40:预驱动器

121,122:恒流电路

123:电源端子

124:输入端子

125:接地端子

SW1、SW2：开关

CT：电流变换器

M：三相交流电机

DLY:延迟电路

MP1,MP2,NM1,NM2,NM3：开关元件

I1,I2,I3：电流源

NOT：非电路

R_pu:上拉电阻器

Claims (3)

1.一种接收光电耦合器的输出信号的光电耦合器输出信号接收电路，其中从发光单元输出的信号被传输至绝缘状态的光接收单元，且上拉电阻器连接至所述光接收单元的输出侧，所述输出信号接收电路的特征在于，其包括：

连接在供所述输出信号输入的输入端子和直流电源的高电位侧之间的第一恒流电路，所述第一恒流电路放电至所述光接收单元；

连接在所述输入端子和所述直流电源的低电位侧之间的第二恒流电路，所述第二恒流电路吸收来自所述直流电源的电流；以及

以互补方式操作所述第一恒流电路和第二恒流电路的开关元件，其中

所述开关元件被操作以使在所述光电耦合器被导通后电流被所述第二恒流电路吸收，且所述开关元件被操作以使在所述光电耦合器被截止后电流被所述第一恒流电路放电，且在从放电开始起算的特定时间段过去后，电流放电时间段内的放电电流值被减小。

2.如权利要求1所述的光电耦合器输出信号接收电路，其特征在于，

在所述特定时间段过去后，所述放电电流值被减小为零。

3.如权利要求1或2所述的光电耦合器输出信号接收电路，其特征在于，

所述第一恒流电路包括电流镜像电路，且所述放电电流值通过改变所述电流镜像电路的偏置电流来减小。

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