JP2013081360A - 半導体装置における負荷電流のゼロ交差の検出 - Google Patents

Abstract

【課題】 半導体装置における負荷電流のゼロ交差検出を提供する。
【解決手段】 ゲート電極と、エミッタとコレクタ電極との間の負荷電流経路と、を有する逆導通トランジスタを含む回路装置が開示される。トランジスタは、負荷電流経路を介し順方向と逆方向に負荷電流を導通できるようにするとともにゲート電極においてそれぞれの信号により活性化または非活性化されるように構成される。回路装置はさらにゲート制御手段と監視手段を含む。ゲート制御手段はゲート電極に接続されるとともに、トランジスタが逆導通状態である場合にゲート電極を介しトランジスタを非活性化するまたはトランジスタの活性化を防止するように構成される。監視手段は、トランジスタが非活性化されるまたは非活性化がゲート制御手段により防止されている間に負荷電流がゼロを交差するときに発生する逆導通トランジスタのコレクタ−エミッタ電圧の突然の上昇を検出するように構成される。
【選択図】図２

Description

本開示は、半導体装置を通る負荷電流のゼロ交差を検出する回路装置と方法に関し、特に絶縁ゲートバイポーラトランジスタ等の逆導通トランジスタ（ｒｅｖｅｒｓｅ ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）に関する。

絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）は、例えば電気機械等の誘導負荷を調節するインバータ回路に使用される。インバータ回路では、双方向電流を許容するためにＩＧＢＴは還流ダイオードと並列に接続される。還流ダイオードは例えばＩＧＢＴが誘導負荷に適用され接続される場合に必要になる。しかしながら、並列の還流ダイオードの適用は多くの欠点を含む。例えば、ＩＧＢＴ筐体はＩＧＢＴ本体と個別還流ダイオードの両方を収容するように設計されなければならず、２つの部品の接着は複雑で高価である。

これらの欠点を克服するために、ＩＧＢＴと還流ダイオードが１つの単純な半導体部品としてモノリシックに形成される（特許文献１）に開示されたものなどの逆導通ＩＧＢＴ（所謂ＲＣ−ＩＧＢＴ：ｒｅｖｅｒｓｅ ｃｏｎｄｕｃｔｉｎｇ ＩＧＢＴ）が普及した。ｐドープコレクタ領域は切り込みにより局所的に分離され、ｎドープ半導体材料はコレクタ金属化部分と接触し、これによりＭＯＳチャネル領域内にエミッタ構造と低ドープドリフト領域とｐドープ材料の所謂ＰＩＮ電極構造が得られる。

ＩＧＢＴと逆並列に接続された従来の還流ダイオードの導通状態はＩＧＢＴの導通状態に依存せず、一方、ＲＣ−ＩＧＢＴの固有還流ダイオードはＲＣ−ＩＧＢＴのＭＯＳチャネル領域の導通状態に影響される。すなわち、ＲＣ−ＩＧＢＴがその逆導通状態中にそのゲート電極を介しトリガされるとＭＯＳチャネルは導通する。ＭＯＳチャネルは双方向電流を許容するので、逆導通経路中の電子はゲート電極がトリガされた場合は追加の電流経路を経ることがある。その過程では、電子のすべてがＰＩＮダイオードのフラッディング（ｆｌｏｏｄｉｎｇ）に貢献するとは限らないので順方向電圧降下はＰＩＮダイオード構造内で著しく増加される可能性が有り、これは大抵の場合望ましくない。

（特許文献２）では、上に説明された問題を克服する制御方法および対応する回路構造が開示されており、制御方法はＲＣ−ＩＧＢＴ内の電流方向を検出する方法を含む。この方法の１つの欠点は、少なくとも１つ（または複数の直列）の高阻止能力のダイオードが必要であり、これらのダイオードは高価であり、かつ必要な電気的沿面距離のためにパワーエレクトロニクス配置内に大きなスペースを必要とするということである。

（特許文献３）には、上述の問題を克服するとともに、ＲＣ−ＩＧＢＴがその逆導通状態中にそのゲート電極を介しスイッチオンされるのを防止する回路装置および対応する制御方法を開示しており、制御方法はＲＣ−ＩＧＢＴ内の電流方向を検出する方法を含む。この方法は、同装置が受動的にスイッチングされた場合にＲＣ−ＩＧＢＴのゲート接続部を介し転送される電荷電流を検出することに基づく。受動的スイッチング事象は、ＲＣ−ＩＧＢＴが順方向阻止から逆導通モードに入る（または逆もまた同様）場合、その専用ゲート駆動の能動的スイッチング事象無しに発生する。

しかしながら受動的スイッチング事象はハーフブリッジ構成における不感時間（ｄｅａｄ−ｔｉｍｅ）の始めだけに発生し得ることが問題である。受動的スイッチング事象が発生し、したがってＲＣ−ＩＧＢＴのスイッチオンが防止され、ＲＣ−ＩＧＢＴが依然としてスイッチオフされている間に負荷電流のゼロ交差が発生すると、非常に歪んだ電流波形を生じ、真のゼロ交差が不可能になる。

一般的に、上に検討した問題を克服または少なくとも緩和する必要がある。負荷電流のゼロ交差を検出するとともに、ゼロ交差が発生した場合にＲＣ−ＩＧＢＴをスイッチオンする回路装置および対応する方法も提供する必要がある。

米国特許出願公開第２００７／０２３１９７３Ａ１号明細書 独国特許出願公開第１０２００９００１０２９Ａ１号明細書 米国特許出願公開第１２／９４３，０７９号明細書

一実施形態によると、回路装置は、順方向および逆方向に負荷電流を導通することができるように構成され、負荷電流経路とゲート電極とを有する逆導通トランジスタと；ゲート電極に接続されるとともに、逆導通トランジスタが逆導通状態である場合にそのゲート電極を介し逆導通トランジスタを非活性化するまたは逆導通トランジスタの活性化を防止するように構成されたゲート制御手段と；逆導通トランジスタが非活性化されるまたは非活性化がゲート制御手段により防止されている間に逆導通トランジスタを介した負荷電流がゼロを交差するときに発生する逆導通トランジスタのコレクタ−エミッタ電圧の突然の上昇を検出するように構成される監視手段と、を含む。

別の実施形態によると、トランジスタがその逆導通状態にあり、非活性化されるかまたは活性化がゲート制御手段により防止されている間にトランジスタの負荷電流のゼロ交差を検出する方法が開示される。

当業者は、以下の詳細な説明を読み添付図面を見ればさらなる特徴と利点を理解することになる。

本発明は、以下の図面と記載を参照してさらに良く理解されることができる。添付図面における構成要素は、必ずしも一定の縮尺ではなく、むしろ本発明の原理を説明することに重点が置かれる。添付図面では、同様な参照符号は対応部分を示す。

インダクタを含む負荷インピーダンスに接続されたＲＣ−ＩＧＢＴハーフブリッジ回路装置を示す概略図である。 各トランジスタのゲート制御手段を含む図１のＲＣ−ＩＧＢＴハーフブリッジを説明する概略図である。 対応するＲＣ−ＩＧＢＴの導通状態を監視し、その導通状態に依存してトランジスタをスイッチングするゲート制御手段を有するＲＣ−ＩＧＢＴを説明する概略図である。 ゲート駆動回路を使用するゲート電流検知の様々な選択肢を説明する概略図である。 ゲート駆動回路に接続されたカレントミラーによるゲート電流検知の回路装置を説明する概略図である。 負荷電流のゼロ交差が発生しないときの図１におけるインバータハーフブリッジと図４の回路装置の制御信号、電流、電圧の時間応答を示すタイムチャートである。 ゼロ交差検知のための回路装置を説明する概略図である。 図７における回路装置の制御信号、電流、電圧の時間応答を示すタイムチャートである。 ゼロ交差検知のための別の回路装置を説明する概略図である。 ゼロ交差検知のための別の回路装置を説明する概略図である。 ゼロ交差検知のための別の回路装置を説明する概略図である。 インダクタを含む負荷インピーダンスに接続された電界効果トランジスタハーフブリッジ回路装置を説明する概略図である。

トランジスタが使用されることになる多くのアプリケーションでは、複数のタイプのトランジスタを使用することが可能である。例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）または絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を使用することがしばしば可能である。ＩＧＢＴは例えば、通常、それらの負荷電流経路と逆並列に接続された還流ダイオードと共に動作される。所謂逆導通ＩＧＢＴ（ＲＣ−ＩＧＢＴ）は、別個の還流ダイオードがもはや必要とされないように固有の逆ダイオードを有する。このようなＲＣ−ＩＧＢＴもまた、ＩＧＢＴ、ＦＥＴまたは他のトランジスタの代わりに使用されてよい。

ＲＣ−ＩＧＢＴは例えば、各相電流を制御するためにＩＧＢＴハーフブリッジが使用される（電力）変換器に使用されてもよい。図１にこのようなハーフブリッジを模式的に示す。ＩＧＢＴハーフブリッジは、直列に接続された２つのｎチャネルＩＧＢＴであるＴ_１ＴＯＰとＴ_１ＢＯＴを含んでよい、動作電圧Ｖ_ＤＣ（中間電圧または直流リンク電圧）はハーフブリッジ全体にわたって、すなわち高側トランジスタＴ_１ＴＯＰのコレクタと低側トランジスタＴ_１ＢＯＴのエミッタとの間に印加される。高側トランジスタＴ_１ＴＯＰのコレクタ電位は本明細書ではＶ_ＣＣと呼ばれ、一方、底側トランジスタＴ_１ＢＯＴのエミッタ電位は本明細書ではＶ_ＥＥと呼ばれる。トランジスタＴ_１ＴＯＰ、Ｔ_１ＢＯＴの共通回路ノードは、接続負荷インピーダンスに出力電流ｉ_ＯＵＴ（相電流とも呼ばれる）を供給するハーフブリッジの出力ノードである。大抵の場合、負荷インピーダンスは誘導負荷を含む。一般的には、直流リンク電圧は基準電位ＧＮＤに対して対称的である。すなわちＶ_ＣＣ＝Ｖ_ＤＣ／２、Ｖ_ＥＥ＝−Ｖ_ＤＣ／２。この場合、負荷はハーフブリッジの出力と基準電位ＧＮＤとの間に接続される。

ゲート制御手段１０は、出力電流Ｉ_Ｌ（ハーフブリッジ出力電流）を制御するために各トランジスタＴ_１ＴＯＰおよびＴ_１ＢＯＴ毎に設けられる。ゲート制御手段１０は、電流Ｉ_Ｌの一定時間応答（すなわち、エッジ整形された電流段差）を実現し、および／またはハーフブリッジが短絡するのを防止するように構成されてよいゲートスイッチング手段１０２（以下にさらに説明される図３を参照）を含んでよい。両方のゲート制御手段１０には、対応するトランジスタＴ_１ＴＯＰまたはＴ_１ＢＯＴの所望の導通状態をそれぞれ示す（２進）ゲート制御信号Ｓ_１ＴＯＰ、Ｓ_１ＢＯＴが供給される。ゲート制御手段１０を含む変換器ハーフブリッジを図２に示す。

ハーフブリッジ（例えば図２に示すハーフブリッジ）は４つの可能な切り替え状態を有することができる。制御信号Ｓ_１ＴＯＰ、Ｓ_１ＢＯＴと、誘導負荷により判断することができる出力電流Ｉ_Ｌ（負荷電流）の方向と、に依存して、ハーフブリッジ出力ノードの出力電位は値Ｖ_ＥＥ＝−Ｖ_ＤＣ／２またはＶ_ＣＣ＝Ｖ_ＤＣ／２のいずれかを取る。

ＲＣ−ＩＧＢＴ制御信号Ｓ_１ＴＯＰとＳ_１ＢＯＴの両方が対応するトランジスタをそのオフ状態（Ｓ_１ＴＯＰ＝０、Ｓ_１ＢＯＴ＝０）に切り替える第１の状態を考慮すると、出力電流Ｉ_Ｌは、出力電流Ｉ_Ｌの方向に従ってトランジスタＴ_１ＴＯＰまたはトランジスタＴ_１ＢＯＴのいずれかの固有逆ダイオードを介してだけ流れることができる。すなわち、出力電流Ｉ_Ｌは頂部側トランジスタＴ_１ＴＯＰの固有還流ダイオードまたは底側トランジスタＴ_１ＢＯＴの還流ダイオードのいずれかを介し流れる。結果的に、出力電位はＶ_ＥＥ（負出力電流Ｉ_Ｌの場合）またはＶ_ＣＣ（正出力相電流Ｉ_Ｌの場合）のいずれかである。これは、固有ダイオードの順方向電圧降下が上記考察では無視されるので単なる近似である。

第２の状態で、トランジスタＴ_１ＢＯＴだけが、出力電流Ｉ_Ｌの方向とは無関係に、オン状態とも呼ばれるその導通状態（Ｓ_１ＴＯＰ＝０、Ｓ_１ＢＯＴ＝１）に切り替えられると、出力電位はＶ_ＥＥにほぼ等しい。正出力電流Ｉ_Ｌ（正電流は出力電流Ｉ_Ｌを指す矢印により図２に示す方向に流れる）の場合、トランジスタＴ_１ＢＯＴはその順方向導通状態であり、一方、負出力電流の場合、トランジスタＴ_１ＢＯＴはその逆の導通状態である。トランジスタＴ_１ＴＯＰだけがその導通状態（Ｓ_１ＴＯＰ＝１、Ｓ_１ＢＯＴ＝０）に切り替えられた第３の切り替え状態は、上述の第２の切り替え状態と相補的である。したがって、この第３の状態では、出力電位はＶ_ＣＣにほぼ等しい。

第４の状態は、トランジスタＴ_１ＢＯＴとＴ_１ＴＯＰの両方がそれらの順方向導通状態（Ｓ_１ＴＯＰ＝Ｓ_１ＢＯＴ＝１）に切り替えられた状態を指す。しかしながらこのような状態では、直流リンク電圧Ｖ_ＤＣは短絡し、誤動作またはハーフブリッジの破壊すら生じるであろう。したがって、ゲート駆動回路はこのようなハーフブリッジシュートスルーを防止するように構成されなければならない。

トランジスタＴ_１ＴＯＰまたはトランジスタＴ_１ＢＯＴのいずれかだけがスイッチオンされる第２と第３の切り替え状態では、トランジスタが逆導通状態である間に活性化される（すなわち、Ｓ_１ＴＯＰ＝１またはＳ_１ＢＯＴ＝１）と上記問題が発生し得る。この場合、その負荷経路全体にわたる電圧降下は著しく増加し、必然的に損失の増加、そして結果的に深刻な熱発生を生じるであろう。より正確には、この問題は、負出力電流ｉ_ＯＵＴの場合には第２の状態において、正出力電流ｉ_ＯＵＴの場合には第３の状態において、発生し得る。

図３に、その負荷経路を介し逆方向（固有の逆並列逆ダイオードを介し）だけでなく順方向（ＭＯＳチャネルを介し）の負荷電流を導通することができる逆導通ＩＧＢＴ Ｔ１を含む回路装置を示す。

トランジスタＴ_１は、対応する制御信号Ｓ_１に従ってＩＧＢＴの順方向電流経路をスイッチオンおよびオフするゲート制御手段１０に接続されたゲート電極Ｇを含む。ゲート制御手段１０はゲート電極Ｇに接続されたゲートスイッチング手段１０２を含み、ゲート制御手段１０は、制御信号Ｓ_１に従ってゲートＧに適切なゲート制御信号を供給しこれによりトランジスタの順方向電流経路をオン状態またはオフ状態に切り替えるように構成される。

ゲート電極Ｇに供給されるゲート制御信号は、トランジスタＴ_１が電流駆動されるか電圧駆動されるかに依存して、好適なゲート−エミッタ電圧Ｖ_ＧＥであってもゲート電流ｉ_ＧＡＴＥであってもよい。

信号Ｓ_１が高レベルにあるときでもトランジスタＴ_１のスイッチオンを防止するように信号Ｓ_１を阻止または消去（ｂｌａｎｋ）する多くの代替案がある。例えば、信号Ｓ_１は、ゲート制御信号を生成するゲート駆動手段１０２に入力許可される前にＡＮＤゲート１０３に通される。電流方向信号Ｓ_ＶＲは、ゲート駆動手段１０２および別の部品（以下に説明される）により生成され、ＡＮＤゲート１０３の入力に印加される。Ｓ_ＶＲ＝０と仮定すると、トランジスタＴ_１がその逆導通状態にあれば信号Ｓ_１はゲート駆動手段１０２に到達する前に消去されるであろう。したがって信号Ｓ_１は、トランジスタがその逆導通状態である間、トランジスタＴ_１を活性化することを妨げられる。さらにＳ_ＶＲ＝１と仮定すると、トランジスタがその逆導通状態でない（オン状態または阻止状態の）場合、信号Ｓ_１は消去されずゲートスイッチング手段１０２上に渡される。この信号は次に、トランジスタをそのオン状態に切り替える適切なゲート制御信号を生成してもよい。

すべての電子スイッチに固有したがってまた図１〜図３に紹介した実施形態に使用されるようなＲＣ−ＩＧＢＴに固有であると考えられる寄生容量が存在する。ゲート−コレクタ容量Ｃ_ＧＣとゲート−エミッタ容量Ｃ_ＧＥを図５の回路図に示す。しかしながらゲート−コレクタ容量Ｃ_ＧＣと比較して、ゲート−エミッタ容量Ｃ_ＧＥは以下の考察では無視することができる。上述の容量、特にゲート−コレクタ容量Ｃ_ＧＣは、ゲート電極Ｇにおけるゲート電流ｉ_ＧＡＴＥにより充電または放電される。容量Ｃ_ＧＣはＲＣ−ＩＧＢＴの負荷経路（コレクタ−エミッタ経路）全体にわたる電圧降下の方向の変化と同時に充電または放電される。電圧降下方向の変化はＩＧＢＴの負荷電流の変化により引き起こされる。容量Ｃ_ＧＣの充電は、対応するＲＣ−ＩＧＢＴの導通状態を判断するために利用されてよい対応するゲート電流ｉ_ＧＡＴＥとなる変位電流を示唆する。

ＲＣ−ＩＧＢＴのダイオードを介し電流Ｉ_Ｌが正であるが時間と共に減少しある時点でゼロを交差すると、ダイオードはたちまち阻止できなくなる。これは、ダイオード内に蓄積されたキャリヤが存在するからである。短時間の間、負荷電流は既に負であるが依然としてトランジスタを介し流れる。蓄積されたキャリヤがダイオードから完全に除去されると、装置はもはや電流を導通することができない。このダイオードを介した電流経路がもはや利用可能でなくなった時点で、電流は異なる電流経路を見つけなければならない。ハーフブリッジ回路では、電流はこのような場合、反対側トランジスタ（スイッチ）のダイオードに方向を変える。したがってもはや電流を導通しないダイオードに関係するトランジスタのコレクタ−エミッタ電圧は、突然Ｖ_ＤＣのレベルまで上昇する。コレクタ−エミッタ電圧が上昇すると、コレクタ−ゲート電圧も上昇し寄生容量Ｃ_ＣＧの電荷電流を生じる。

導通状態信号Ｓ_ＶＲを獲得するために、ゲート駆動手段１０２はＲＣ−ＩＧＢＴのゲート電極Ｇへおよび／またはゲート電極Ｇから流れるゲート電流を検知できるように構成される。図４に可能な実施形態を示す。電流測定装置（例えば、適切な電流計）をゲートドライバの第１の供給線に（装置Ａ１）、および／または第２の供給線に（装置Ａ２）、および／またはゲートドライバ出力線に（装置Ａ３）、配置することができる。ゲートドライバ出力線はゲート配線と呼ばれることがある。恐らく、３つの電流測定装置のうちの２つ以上を回路に配置してもよい。しかしながら多くのアプリケーションでは３つの電流測定装置の１つだけで十分となり得る。

図４に示す実施形態によると、シャント抵抗Ｒ_ｓが、ゲート駆動手段１０２と接続トランジスタのゲート電極との間の電流測定装置として接続されてもよい（すなわち、ゲート抵抗はゲートドライバ出力線内に挿入される）。この場合、例えば並列の電圧測定装置Ｖ１をゲート電流を感知するように使用してよい。本明細書に記載のゲート電流検知に対し、１つ又は複数の電流測定装置または方法を組み合わせることが可能である。別の実施形態によると、シャント抵抗は、ゲート駆動手段１０２に供給する第１の（高側）および／または第２の（低側）供給線内に配置される。再び、シャント抵抗両端の電圧降下が測定され、これによりゲート電流を表す測定値を得てもよい。

抵抗は通常、ゲートＧとゲートドライバ１０２の出力との間に配置される。ゲート抵抗Ｒ_Ｇ（図示せず）と通常呼ばれるこの抵抗は、追加のシャント抵抗Ｒ_Ｓの代わりに電流検知用シャント抵抗としても使用できるであろう。本明細書に明示的に言及されなくても、電流測定装置とシャント（またはゲート）抵抗の任意の組み合わせを使用してもよい。

依然として図４を参照すると、ゲートスイッチング手段１０２は電圧源（Ｖ＋、Ｖ−）により供給されるように示されている。電流検出装置Ａ１またはＡ２は、ゲート駆動手段１０２へ電流を供給する供給線内に挿入されてもよい。ゲート電流を表す信号はゲート制御回路１０内の様々な位置で感知されてよいであろう。さらに、電流検知は同回路内の２つ以上の位置で行われてもよい。

図５に、図４の電流測定装置Ａ１の特定の一実施形態を示す。ゲートスイッチング手段１０２のいくつかの詳細を図５に示す。ゲート制御信号Ｓ_１（もし消去されなければ）は、直列抵抗Ｒ_Ｖの向こう側のエミッタフォロワ段のゲート電極に供給される。エミッタフォロワ段（出力段）は例えばバイポーラトランジスタＤ_１（ｎｐｎトランジスタであってよい）とバイポーラトランジスタＤ_２（ｐｎｐトランジスタであってよい）により形成される。バイポーラトランジスタの代わりに、任意のトランジスタタイプ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）をエミッタフォロワ段の実施形態に適用することができる。エミッタフォロワ段はゲート制御出力線（またはゲート配線）全体にわたってＲＣ−ＩＧＢＴ Ｔ_１にゲート電流ｉ_ＧＡＴＥを供給する。スイッチング速度制御（例えば「エッジ整形」）目的のため、大抵の場合、ゲート抵抗Ｒ_Ｇはゲート配線内に置かれる。

図５に示すように、電流測定装置は例えば、トランジスタＭ_１とＭ_２により形成されるカレントミラーを含むことができる。容量Ｃ_Ｇとそれに並列に接続された電子スイッチＥ_１（例えば、別のトランジスタ）は、ミラー電流が容量Ｃ_Ｇを充電するようにカレントミラーに接続される。カレントミラーは、トランジスタＭ_１両端にわたる第１の電流経路とトランジスタＭ_２両端にわたる第２の電流経路を提供する。第１の電流経路はゲート電流ｉ_ＧＡＴＥを運び、第２の電流経路はゲート電流ｉ_ＧＡＴＥに等しいかまたは正比例するミラー電流ｉ_ＧＡＴＥ ^＊＝ｎ・ｉ_ＧＡＴＥ（ここで、ｎは通常１以下である）を運ぶ。ゲート電流ｉ_ＧＡＴＥとミラー電流ｉ_ＧＡＴＥ ^＊の両方は、電圧源Ｖ＋とＶ−により供給されてよい。

上に説明したように、そのコレクタ−エミッタ経路両端の電圧に突然の変化（例えばＶ_ＣＥ電圧ピーク）が生じると固有寄生容量Ｃ_ＧＣ（とＣ_ＧＥ）が充電または放電されて対応するゲート電流ｉ_ＧＡＴＥを生じることはＲＣ−ＩＧＢＴ Ｔ_１の性質である。寄生ゲート−コレクタ容量Ｃ_ＧＣの放電は特に、順方向阻止からその逆導通状態に同時に移るトランジスタのコレクタ−エミッタ電圧（Ｖ_ＣＥ）ディップにより引き起こされ、電圧ディップは、ゲート配線（ゲート供給線）において測定することができる変位電流とそれぞれのゲート電流を生じる。ゲート電流ｉ_ＧＡＴＥがトランジスタＭ１を通ると、それは、感知容量Ｃ_Ｇがミラー電流ｉ_ＧＡＴＥ ^＊から生じたその電荷状態の変化を「見る」ように、カレントミラーによりミラーされることになる。スイッチＥ_１は容量Ｃ_Ｇを短絡および放電するために使用されてよい。容量Ｃ_Ｇに蓄積された電荷Ｑ_Ｇは、関係式Ｑ_Ｇ＝Ｃ_Ｇ×Ｖ_ＣＧを利用することにより、すなわち容量Ｃ_Ｇ両端の降下電圧Ｖ_ＣＧを測定することにより適切に監視される。容量Ｃ_Ｇの適切な値は、電流ｉ_ＧＡＴＥとｉ_ＧＡＴＥ ^＊との間の関係に従って選択される。したがって、容量Ｃ_Ｇに蓄積された電荷はゲート電流ｉ_ＧＡＴＥの尺度であり、またＲＣ−ＩＧＢＴの導通状態の尺度である。ＲＣ−ＩＧＢＴ Ｔ_１の図５に示す回路装置、特にゲートスイッチング回路は、インバータハーフブリッジのＲＣ−ＩＧＢＴ毎に設けられる（図１に示すように）。ＲＣ−ＩＧＢＴの導通状態がゲート電流ｉ_ＧＡＴＥから（すなわち、容量Ｃ_Ｇの電荷の状態から）どのように導かれ得るかの詳細説明を以下に行う。

スイッチＥ_１に関し、容量Ｃ_ＧはスイッチＥ_１が開いている限り電流ｉ_ＧＡＴＥ ^＊により充電される。スイッチＥ_１が閉じれば、容量Ｃ_Ｇは放電され、測定サイクルは初期化される。一実施形態によると、スイッチＥ_１は、対応するＲＣ−ＩＧＢＴのゲート制御信号Ｓ_１と同期して切り替えられてもよい。感知期間の開始前に感知容量Ｃ_Ｇの電荷状態をリセットすること（すなわち、初期化工程）がスイッチＥ_１の目的である、感知期間はＲＣ−ＩＧＢＴ導通状態が判断されている間の時限である。

図６には、ゲート制御手段１０を有する例えば図１に示すようなインバータハーフブリッジにおける信号、電圧、電流の時間応答を描写するタイミング図が示される。各ハーフブリッジＲＣ−ＩＧＢＴ（Ｔ_１ＢＯＴ、Ｔ_１ＴＯＰ）は、トランジスタＴ_１が高側トランジスタ（Ｔ_１ＴＯＰ）または低側トランジスタ（Ｔ_１ＢＯＴ）であってよい図５によるゲートスイッチング回路装置を含む。ＲＣ−ＩＧＢＴが逆方向に導通した場合、論理ターンオン信号が阻止され、ゲートスイッチング手段はオフ状態のままである。

制御信号Ｓ_１ＢＯＴ、Ｓ_１ＴＯＰの時間応答を図６に示す。ここで、高信号は「トランジスタをターンオンする」ことを意味し、低信号は「トランジスタをターンオフする」ことを意味する。正負荷電流Ｉ_Ｌ（図１に示す負荷電流方向を指す）を仮定すると、頂部側トランジスタＴ_１ＴＯＰは、底側トランジスタＴ_１ＢＯＴがその制御信号Ｓ_１ＢＯＴによりターンオフされると直ちにその逆導通状態になるであろう。トランジスタＴ_１ＴＯＰの論理ターンオン信号Ｓ_１ＴＯＰが阻止されゲートスイッチング手段がオフ状態のままであるので、信号Ｓ_１ＴＯＰは破線で示される。破線は、信号Ｓ_１ＴＯＰが阻止されなければそうであるような信号Ｓ_１ＴＯＰを示す。負負荷電流方向Ｉ_Ｌ（また図１に示す方向を指す）に関しては、同じ議論の一貫性が成り立つが、表記「頂部側」と「底側」は交換されなければならない。

底側トランジスタＴ_１ＢＯＴをターンオフする（すなわち、時刻ｔ_２またはｔ_６で）ことで頂部側トランジスタＴ_１ＴＯＰの逆導通状態を開始することが図６からわかる。実際には、例えば時刻ｔ_２〜ｔ_３またはｔ_６〜ｔ_７間の不感時間または遅延時間ｔ_{ＤＥＬＡＹ}が避けられず、このことは、いずれの制御信号（Ｓ_{１ＴＯＰま}たはＳ_１ＢＯＴ）も高くないということと、いずれのトランジスタ（Ｔ_１ＴＯＰまたはＴ_１ＢＯＴ）もシュートスルーを回避するようにそのゲート電極Ｇを介しターンオンされないということと、を意味する。時刻ｔ_３またはｔ_７では、不感時間ｔ_{ＤＥＬＡＹ}がすでに経過し、逆導通頂部側トランジスタＴ_１ＴＯＰの制御信号Ｓ_１ＴＯＰは阻止されなければ高レベルに切り替わるであろう。

現在逆導通状態のＲＣ−ＩＧＢＴ（この場合、頂部側トランジスタＴ_１ＴＯＰ）および対応する制御信号（すなわち、Ｓ_１ＴＯＰ）の切迫した「低−高」遷移の場合、そのコレクタ‐エミッタ電圧Ｖ_{ＣＥ（ＴＯＰ）}がゼロであるということが図６からさらに分かる。コレクタ‐エミッタ電圧Ｖ_{ＣＥ（ＴＯＰ）}は、信号Ｓ_１ＴＯＰが通常は時刻ｔ_３に高くなるであろう瞬間の前の時刻ｔ_２でゼロになる。トランジスタＴ_１ＢＯＴが導通している間、底側トランジスタＶ_{ＣＥ（ＢＯＴ）}両端の電圧はゼロである。信号Ｓ_１ＢＯＴが時刻ｔ_２でゼロになると、電圧Ｖ_{ＣＥ（ＢＯＴ）}は高レベルになる。

この瞬間ｔ_２に、正負荷電流Ｉ_Ｌは頂部側トランジスタに方向を変え、そこに逆方向に流れる。スイッチＴ_１ＴＯＰに関しては、そのゲート信号を変更せずに装置が順方向阻止から逆導通状態に入ったので、この遷移は受動的転流（ｐａｓｓｉｖｅ ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ）である。したがって時刻ｔ_２では、受動的スイッチング事象は、時刻ｔ_３にＴ_１ＴＯＰの論理ターンオン信号を阻止するために例えばゲートドライバの監視手段により監視されることができる。

時刻ｔ_２〜ｔ_６の期間に、Ｔ_１ＴＯＰの逆導通状態が阻止され、Ｔ_１ＴＯＰのターンオン動作は発生しない。次に、この情報は時刻ｔ_６で更新される。図６の実施形態では、負荷電流Ｉ_Ｌのゼロ交差は発生しない。ゼロ交差が、信号Ｓ_１ＴＯＰが阻止されずに例えば時刻ｔ_２〜ｔ_５間に起これば、電流はＴ_１ＴＯＰダイオードからＴ_１ＴＯＰ ＩＧＢＴに方向を変えるであろう。この場合、信号が阻止された状態で、ダイオードが時刻ｔ_２に導通し、したがってターンオン信号がＩＧＢＴに送信されないので、これは、可能な真のゼロ交差が無い非常に歪んだ電流および電圧波形を生じる。これらの波形を図８に示す。

図８に、上に説明したのと同様の状況を示す。違いは、時刻ｔ_２における負荷電流Ｉ_Ｌが非常に小さいので、時刻ｔ_２〜ｔ_６間にゼロ交差が起こるということである。ＲＣ−ＩＧＢＴのゲートＧがスイッチオフされる。ダイオードを介した電流Ｉ_Ｌは、時刻ｔ_２で低下し始め、時刻ｔ_４でゼロに交差する。トランジスタＴ_１ＴＯＰの内部ダイオードはその電流が既にゼロであっても蓄積されたキャリヤを含むので、ダイオードは直ちには阻止できない。したがって時刻ｔ_４〜ｔ_５間に負荷電流は負になるが、トランジスタＴ_１ＴＯＰを介し依然として流れる。時刻ｔ_５では、蓄積されたキャリヤは、Ｔ_１ＴＯＰダイオードから完全に除去され、装置はもはや電流を導通することができない。負荷インダクタＬ_Ｌはこの時までに負電流により充電される。負電流は次に、Ｔ_１ＴＯＰのダイオードを介した電流経路がもはや利用可能でないのでトランジスタＴ_１ＢＯＴのダイオードを介し流れる必要がある。このために、電圧Ｖ_{ＣＥ（ＢＯＴ）}は時刻ｔ_５にゼロに達し、トランジスタＴ_１ＴＯＰにおいて突然のコレクタ−エミッタ電圧Ｖ_{ＣＥ（ＴＯＰ）}上昇を引き起こす。この突然のコレクタ−エミッタ電圧Ｖ_{ＣＥ（ＴＯＰ）}上昇を検出することにより、負荷電流Ｉ_Ｌのゼロ交差も検出することができる。

コレクタ−エミッタ電圧Ｖ_{ＣＥ（ＴＯＰ}）が上昇すると、トランジスタＴ_１ＴＯＰのコレクタ−ゲート電圧もまた上昇し、寄生容量Ｃ_ＣＧの電荷電流を生じる。この電流はゲートドライバ段を通る必要があり、したがって監視手段により検出することができる。このような監視手段の一実施形態を図７に示す。図７に示す監視手段は、カレントミラーを形成する２つのｎｐｎトランジスタＭ３、Ｍ４と、スイッチＳ_３（例えば、別のトランジスタ）と、それに並列に接続されカレントミラーに接続される容量Ｃ_２と、を含む。図７の回路に示されるが監視手段の一部でないスイッチＳ_２と容量Ｃ_１だけでなく、ｐｎｐトランジスタＭ１、Ｍ２も、逆電流流れを検出する責任を負う。

図８では、容量Ｃ_１とＣ_２の両端電圧すなわち電圧Ｖ_Ｃ１とＶ_Ｃ２だけでなくスイッチＳ_２とＳ_３の動作もまた、図７に示す監視手段の動作についてさらに説明するために頂部側と底側ゲート駆動手段の両方について示される。スイッチＳ_２とＳ_３は頂部側と底側の元の制御信号によりそれぞれ制御される。論理「１」は対応するスイッチが閉じていることを意味し、一方、論理「０」はスイッチが開いていることを意味する。スイッチＳ_２が開いている場合、スイッチＳ_３は閉じておりその逆も正しい。時刻ｔ_３では、頂部側スイッチＳ_３が開かれ、並列容量Ｃ_２の両端電圧を許容する。上に説明したように、時刻ｔ_５では、トランジスタＴ_１ＴＯＰは阻止状態となり、正ゲート電流がゲートに供給される。この電流はトランジスタＤ_２とＭ３を通る。トランジスタＭ３は、トランジスタＭ４によりゲート電流をミラーするカレントミラーの一部である。このミラー電流は容量Ｃ_２を介し流れ、時刻ｔ_５に容量Ｃ_２の両端に電圧ハブ（ｖｏｌｔａｇｅ ｈｕｂ）を引き起こす。

所与の実施形態では、容量Ｃ_２における電圧上昇がトランジスタＴ_１ＴＯＰのターンオンを引き起こす信号である。これは信号Ｓ_１ＴＯＰを０から１へ切り替えることにより行われる。時刻ｔ_６では、スイッチＳ_３は閉じられ、容量Ｃ_２における電圧はゼロにされる。この時点で、回路は新しい期間の準備ができた。

図８にも示す次の時刻ｔ_６〜ｔ_９の期間中、負荷電流は負である。この負負荷電流Ｉ_Ｌ（図１に示す負荷電流方向を指す）を仮定すると、底側トランジスタＴ_１ＢＯＴは頂部側トランジスタＴ_１ＴＯＰがその制御信号Ｓ_１ＴＯＰによりターンオフされると直ちにその逆導通状態になるであろう。トランジスタＴ_１ＢＯＴの論理ターンオン信号Ｓ_１ＢＯＴが阻止され、ゲートドライバがオフ状態のままなので、阻止が無い場合にそうなるであろう信号Ｓ_１ＢＯＴをまた破線で示す。このｔ_６〜ｔ_９の期間中、負荷電流のゼロ交差Ｉ_Ｌは発生しない。

上に述べた図７の配置は、コレクタ−エミッタ電圧Ｖ_{ＣＥ（ＴＯＰ）}の突然の上昇、したがって負荷電流Ｉ_Ｌのゼロ交差を検出するために使用することができる監視手段の実施形態の単に一実施形態であることを当業者は容易に認識するであろう。

図９に、監視手段の別の実施形態を示す。カレントミラーの代わりに、トランジスタＴ_１のコレクタ−エミッタ経路と電気的に並列に接続された電流源Ｉ_ＳとダイオードＤ１を含む監視手段を示す。コレクタ−エミッタ電圧Ｖ_{ＣＥ（ＴＯＰ）}のハブは電圧測定装置Ｖを使用して検出され得る。その出力により、電圧測定装置Ｖはトランジスタのエミッタに接続される。その入力により、電圧測定装置Ｖは電流源Ｉ_ＳとダイオードＤ１の接続点に接続される。

監視手段の実施のための別の実施形態を図１０と図１１に示す。図１０では、配置は、トランジスタＴ_１のコレクタ−エミッタ経路と電気的に並列に接続された電圧源Ｖ_Ｓ、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ２を含む。電圧測定装置Ｖはその出力がトランジスタのエミッタに接続され、その入力が抵抗Ｒ１とダイオードＤ２の接続点に接続される。図１１の配置は、トランジスタＴ_１のコレクタ−エミッタ経路に電気的に並列に接続された２つの抵抗Ｒ２とＲ３を含む周波数補正された分圧器を含む。各抵抗Ｒ２、Ｒ３は並列に接続された容量Ｃ３、Ｃ４を有する。分圧器の１つの出力は電圧測定装置Ｖの入力に接続される。その出力上で、電圧測定装置Ｖはトランジスタのエミッタに接続される。２つの抵抗Ｒ２とＲ３の接続点は分圧器の出力を表す。各実施形態において、ゲートスイッチング手段１０２はトランジスタＴ_１のゲートとエミッタとの間に接続される。図１１に示す分圧器は２つの抵抗Ｒ２とＲ３を含むが、この数に限定されない。それぞれが並列に接続された容量を有する２またはさらに多くの抵抗を有する周波数補正された分圧器を実装することも可能である。

既に上に述べたように、本発明により開示された回路装置はまた、任意の他のトランジスタタイプ（例えば、電界効果トランジスタ）に対し使用されてもよく、ＩＧＢＴに限定されない。図１２に、ＩＧＢＴの代わりに電界効果トランジスタＴ_１ＴＯＰとＴ_１ｂｏｔを使用した図１に示すようなハーフブリッジを示す。また、図２〜図１１内に開示された回路装置において、電界効果トランジスタをＩＧＢＴの代わりに使用してもよい。

「第１」、「第２」等の用語は様々な構成要素、領域、部分等を説明するために使用され、限定することを意図していない。同様の用語は本明細書を通し同様の構成要素を指す。

本明細書で使用されるように、用語「有する」、「含有する」、「含む」等は、明示された要素または特徴の存在を示すが追加要素または追加特徴を排除しない開放型用語である。単数形式の冠詞は文脈が明確に示さない限り単数だけでなく複数形式のものを含むように意図される。

本明細書に記載の様々な実施形態の特徴は特に明記しない限り互いに組み合わせられ得るということを理解すべきである。

本明細書では特定の実施形態が例示され説明されたが、様々な代替のおよび／または均等な実施形態が本発明の範囲から逸脱することなく、上に示され説明された特定の実施形態を置換し得るということを当業者は理解することになる。本出願は、本明細書で検討された特定の実施形態のあらゆる適合形態または変形形態をカバーするように意図されている。したがって本発明は特許請求の範囲とその均等物だけにより限定されるように意図されている。

１０ ゲート制御手段
１０２ ゲート駆動手段
１０３ ＡＮＤゲート

Claims (14)

1. ゲート電極と、エミッタとコレクタ電極との間の負荷電流経路と、を有する逆導通トランジスタであって、前記負荷電流経路を介し順方向と逆方向に負荷電流を導通できるようにするとともに前記ゲート電極においてそれぞれの信号により活性化または非活性化されるように構成された、逆導通トランジスタと、
   前記ゲート電極に接続されるとともに、前記トランジスタが逆導通状態である場合に前記ゲート電極を介し前記トランジスタを非活性化するまたは前記トランジスタの活性化を防止するように構成されたゲート制御手段と、
   前記トランジスタが非活性化されるまたは非活性化が前記ゲート制御手段により防止されている間に前記負荷電流がゼロを交差するときに発生する前記逆導通トランジスタのコレクタ−エミッタ電圧の突然の上昇を検出するように構成された監視手段と、を含む回路装置。
2. 前記コレクタ−エミッタ電圧の前記突然の上昇はゲート電流を生じ、前記監視手段は前記ゲート電流から前記トランジスタの前記負荷電流のゼロ交差を示す信号を生成するように構成される、請求項１に記載の回路装置。
3. 前記監視手段により生成される前記信号は前記トランジスタを活性化する、請求項２に記載の回路装置。
4. 前記監視手段は電圧源により提供される、請求項１に記載の回路装置。
5. 前記監視手段はカレントミラーを含む、請求項１に記載の回路装置。
6. 前記監視手段は電流源とダイオードとを含む、請求項１に記載の回路装置。
7. 前記監視手段は電圧源、抵抗、ダイオードを含む、請求項１に記載の回路装置。
8. 前記監視手段は周波数補正された分圧器を含む、請求項１に記載の回路装置。
9. 前記カレントミラーは第１と第２の電流経路を含み、
   前記カレントミラーは前記第１の経路内の電流が前記ゲート電流から導出されるように配置され、
   前記カレントミラーは前記第２の経路内の電流が前記第１の電流経路内の前記電流に等しいかまたは正比例するように構成される、請求項５に記載の回路装置。
10. スイッチが前記カレントミラーの前記第２の電流経路内に配置され、
    前記スイッチが開いているときに前記カレントミラーの前記第２の電流経路内に流れる前記電流により充電される前記スイッチと並列に、容量が前記カレントミラーの前記第２の電流経路内に配置される、請求項９に記載の回路装置。
11. ゲート電極と、エミッタとコレクタ電極との間の負荷電流経路と、を有する逆導通トランジスタの負荷電流のゼロ交差を検出する方法であって、
    前記トランジスタが逆導通状態であって、非活性化されるか、または活性化が前記ゲート電極におけるそれぞれの信号により防止される間に、前記トランジスタを介した負荷電流がゼロを交差するときに発生する前記逆導通トランジスタのコレクタ−エミッタ電圧の突然の上昇を検出する工程、を含む方法。
12. 前記逆導通トランジスタに接続された監視手段の一部である容量内に電圧ハブを引き起こす工程をさらに含む、請求項１１に記載の方法。
13. 前記容量における前記電圧ハブに応答して前記逆導通トランジスタを活性化する工程をさらに含む、請求項１２に記載の方法。
14. 順方向および逆方向に負荷電流を導通することができるように構成された２つの逆導通トランジスタを含むハーフブリッジスイッチング回路であって、前記トランジスタは、負荷電流経路と、ゲート電極と、出力電流を供給するように構成されたハーフブリッジ出力である２つの前記トランジスタの共通回路ノードと、を有する、ハーフブリッジスイッチング回路と、
    それぞれの前記ゲート電極に接続されるとともに、前記トランジスタが逆導通状態である場合にそれぞれの前記ゲート電極を介しそれぞれの前記トランジスタを非活性化するまたはそれぞれの前記トランジスタの活性化を防止するように構成された各トランジスタのゲート制御手段と、
    それぞれの前記ゲート制御手段に接続され、前記トランジスタが非活性化されるまたは非活性化が前記ゲート制御手段により防止されている間に、前記トランジスタを介した前記負荷電流がゼロを交差するときに発生する前記逆導通トランジスタのコレクタ−エミッタ電圧の突然の上昇を検出するように構成された、少なくとも１つの前記トランジスタのための監視手段と、を含む回路装置。

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