CN102104318A - 用于电功率转换电路的驱动器件 - Google Patents

用于电功率转换电路的驱动器件 Download PDF

Info

Publication number
CN102104318A
CN102104318A CN2010106150841A CN201010615084A CN102104318A CN 102104318 A CN102104318 A CN 102104318A CN 2010106150841 A CN2010106150841 A CN 2010106150841A CN 201010615084 A CN201010615084 A CN 201010615084A CN 102104318 A CN102104318 A CN 102104318A
Authority
CN
China
Prior art keywords
fly
wheel diode
current
voltage side
switch element
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN2010106150841A
Other languages
English (en)
Other versions
CN102104318B (zh
Inventor
三浦亮太郎
前原恒男
进藤祐辅
福田纯一
永田淳一
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Denso Corp
Original Assignee
Denso Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP2009287325A external-priority patent/JP4935889B2/ja
Priority claimed from JP2009287326A external-priority patent/JP4935890B2/ja
Application filed by Denso Corp filed Critical Denso Corp
Priority to CN201410208470.7A priority Critical patent/CN103997276B/zh
Publication of CN102104318A publication Critical patent/CN102104318A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN102104318B publication Critical patent/CN102104318B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/24—Arrangements for stopping
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0828—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in composite switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0051—Diode reverse recovery losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明提供了一种用于控制电功率转换电路的操作的驱动器件。该驱动器件具有断路器。断路器输入从安装在电动发电机的电路径上的相电流传感器传递的相电流值。功率开关元件配备有彼此并联连接的续流二极管。逆变器具有成对的功率开关元件。在每对中，高电压侧中的功率开关元件和低电压侧值的功率开关元件串联连接。当正向电流在续流二极管中流动时针对续流二极管检测为处于续流模式中。当相电流值不小于预定门限值时，断路器检测其中电流在上臂中的续流二极管中流动的续流模式。当相电流不大于门限电流值时，断路器检测其中电流在上臂中的续流二极管中流动的续流模式。

Description

用于电功率转换电路的驱动器件
技术领域
本发明涉及用于控制连接到旋转电机(诸如电动发电机)的电功率转换电路(或者逆变器)的操作的驱动器件。
背景技术
电功率转换电路(或者逆变器)是周知的。通常，这样的电功率转换电路布置在直流电源与旋转电机之间。电功率转换电路将直流电源的端子与旋转电机的端子连接。通常，电功率转换电路包括高电压侧中的开关元件与低电压侧中的开关元件。例如，使用诸如绝缘栅双极型晶体管(IGBT)的功率开关元件作为这些开关元件。电功率转换电路包括若干对这些开关元件。每对包括串联连接的高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件。
电功率转换电路中的高电压侧和低电压侧中的至少一个中的每个开关元件配备有续流二极管。特别地，开关元件和相应续流二极管并联连接。
为了在旋转电机中生成具有正弦曲线波形的电流、并然后使该电流流动，需要驱动高电压侧中的开关元件和低电压侧的开关元件，以使得交替驱动高电压侧中的开关元件和低电压侧的开关元件。这使得有可能以互补方式驱动成对的高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件。
另一方面，通常，在以上电功率转换电路(即，逆变器)中使用的每个开关元件由绝缘栅双极型晶体管(IGBT)构成。最近的趋势使用具有续流二极管的IGBT。特别地，IGBT与续流二极管在同一半导体基底上并联连接。
因为在IGBT中从集电极流动到发射极的电流是正向电流，因此没有正向电流的反向电流在IGBT中流动。然而，当以互补方式驱动成对的逆变器中的开关元件时，存在如下可能性：根据正弦曲线波形的电流的方向，没有电流在接通的开关元件中流动。该情况进一步引起并联连接到开关元件的续流二极管进入续流模式。在续流模式中，电流在续流二极管中流动，其中，开关元件和续流二极管彼此反向并联连接。
已知当正向电流在续流二极管中流动时，通过将电压提供给IGBT的栅极端子，以上功率开关元件(即，具有续流二极管的IGBT)中的压降量增加。这增加了在续流二极管中生成的电功率损耗，并且进一步增加具有续流二极管的IGBT的整体电功率损耗。
为了避免这样的传统问题，日本特开JP 2008-72848号公报公开了如下的传统技术：其中，即使接收到以互补方式接通具有续流二极管的一对IGBT的指示信号，当检测到在续流二极管中流动的电流时，控制器件也强制断开续流二极管。具体地，在其上形成内置于IGBT中的续流二极管的同一半导体基底上，形成小尺寸电极，并且控制器件通过该小尺寸电极来检测小电流。例如，这样的小电流在续流二极管中实际流动的电流的几千分之一到万分之一的范围内。当通过小尺寸电极检测到流经续流二极管的小电流时，控制器件强制断开诸如IGBT的开关元件。这可以抑制具有续流二极管的IGBT的电功率损耗增加。
然而，因为这样的小电流值非常小，因此通常难以基于通过小尺寸电极检测到的这样的小电流来提高检测在续流二极管中流动的实际电流的检测精度。换句话说，利用高精度检测电流值、并且基于通过小尺寸电极的小电流的检测结果来断开开关元件(诸如配备有续流二极管的IGBT)是困难的，除非大电流在续流二极管中流动。
使用除了这种具有内置续流二极管的IGBT之外的具有内置续流二极管的其它类型的开关元件的控制系统也具有如下相同困难：当续流二极管处于其中正向电流在续流二极管中流动的续流模式中时，难以及时禁止开关元件的接通操作。
发明内容
本发明的目的是提供一种如下驱动器件：当并联连接到功率开关元件的续流二极管处于其中正向电流在续流二极管中流动的续流模式中时，该驱动器件能够正确并及时地禁止该功率开关元件被接通。这可以降低在电功率转换电路(诸如逆变器)中的功率开关元件中生成的电功率损耗。例如，电功率转换电路布置在直流电源与诸如电动发电机的旋转电机之间。
例如，高电压侧中的诸如功率开关元件(IGBT)的开关元件连接到三相旋转电机的三相(U相、V相以及W相)中的正电极。低电压侧中的诸如功率开关元件(IGBT)的开关元件连接到三相旋转电机的三相中的负电极。高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件构成诸如逆变器的电功率转换电路。
为了实现以上目的，本发明提供了一种驱动器件，其控制配备有多对开关元件的电功率转换电路的操作。每对包括高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件。特别地，高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件串联连接。
成对的开关元件中的至少一个有可能配备有续流二极管。开关元件和内置于开关元件中的续流二极管彼此并联连接。每对中的高电压侧中的开关元件与低电压侧中的开关元件之间的连接节点连接到旋转电机(诸如电动发电机)的电感器。驱动器件具有续流模式检测装置和禁止装置。续流模式检测装置检测续流二极管是否处于其中电流在续流二极管中流动的续流模式中。禁止装置接收关于从电流检测装置传递的电流信息的检测信号。电流检测装置检测在电感器侧处的电路径、而不是每对中的高电压侧中的开关元件与低电压侧中的开关元件之间的连接节点中流动的电流。禁止装置还基于所接收到的关于电流信息的检测信号，检测续流二极管是否处于续流模式中。
根据本发明的驱动器件中的禁止装置当检测到续流二极管处于其中电流在续流二极管中流动的续流模式中时，禁止配备有续流二极管的开关元件的接通操作。
通常，当电流检测装置检测在电路径上的检测点中流动的电流时，生成关于检测续流二极管的续流模式的检测延迟。该检测点被放置为朝向电感器侧而远离高电压侧中的开关元件与低电压侧中的开关元件之间的连接节点。因此，该检测方法具有引起长延迟时间的可能性，该长延迟时间长于由通过使用在小尺寸电极中流动的小电流来检测续流模式的方法引起的延迟。在其上形成续流二极管的同一半导体基底上，形成这些小尺寸电极。
本发明的发明人基于以下原因，提供根据本发明的驱动器件。
关于检测续流二极管的续流模式，通过小尺寸电极来检测小电流的传统技术的检测精度低于根据本发明的驱动器件的检测精度，根据本发明的驱动器件检测在电路径上的检测点中流动的电流，而不使用这样的小尺寸电极。检测点被放置为朝向电感器侧而远离高电压侧中的开关元件与低电压侧中的开关元件之间的连接节点。
因此，关于正确地执行控制处理以禁止接通开关元件的指示，更适合使用由根据本发明的驱动器件执行的检测方法，而不是使用通过小尺寸电极而检测到的小电流的传统检测方法。
在作为本发明的另一个方面的驱动器件中，每对中的高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件中的至少一个与并联连接到该开关元件的续流二极管在同一半导体基底上形成。
通常，当与开关元件断开时的导通功率损耗相比时，在开关元件接通时续流二极管具有大导通功率损耗。禁止装置可以有效地降低诸如逆变器的电功率转换电路的导通功率损耗(即，电功率损耗)。
在作为本发明的另一个方面的驱动器件中，续流模式检测装置基于从电流检测装置传递的电流信息与门限电流值之间的比较结果，检测续流二极管是否处于续流模式中。该门限电流值是从零向如下值变化的值：通过该值，正向电流可以在作为检测出现续流模式的目标的续流二极管中流动。
在根据本发明的驱动器件中，续流模式检测装置基于从电流检测装置传递的检测信号，检测续流二极管是否处于续流模式中，然后，禁止装置基于续流模式检测装置的检测结果，禁止配备有续流二极管的开关元件的接通操作。这些处理需要预定时段。因此，通过该预定时段对执行这样的禁止处理的实际定时进行延迟。
当基于续流二极管从续流模式过渡到非续流模式的检测结果来对执行禁止处理的定时进行延迟时，存在如下可能性：当开关元件必须接通以便使电流在该开关元件中流动时，禁止装置指示开关元件断开。
为了避免出现这样的错误或者不正确的操作，根据本发明的驱动器件使用向如下值变化的门限电流值：当正向电流在续流二极管中流动时，利用该值可以同时正确并及时地断开开关元件而没有任何延迟时间。也就是说，根据本发明的驱动器件有可能避免自续流二极管的状态从续流模式切换到非续流模式的定时起，对输出如下指示进行延迟：该指示解除开关元件的接通操作的禁止指示。换句话说，根据本发明的驱动器件，有可能在续流二极管的状态从续流模式切换到非续流模式的相同定时处，同时执行解除开关元件的断开操作的解除操作。
在作为本发明的另一个方面的驱动器件中，续流模式检测装置使用彼此不同的第一门限值和第二门限值，其中，当续流二极管的状态从非续流模式切换到续流模式时，使用第一门限值，并且当续流二极管的状态从续流模式切换到非续流模式时，使用第二门限值。
根据本发明，有可能在续流模式的检测中避免摆动现象，在摆动现象中，续流模式和非续流模式在续流二极管中频繁切换。由此，禁止装置有可能避免对禁止处理和解除处理进行切换的高频率操作。
在作为本发明的另一个方面的驱动器件中，驱动器件接收控制高电压侧中的开关元件的操作的操作信号和控制低电压侧中的开关元件的操作的操作信号，并且基于所接收到的操作信号，控制这些开关元件的操作。这些操作信号是互补信号，其能够交替接通和断开高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件。禁止装置接收控制高电压侧中的开关元件的操作的操作信号和控制低电压侧中的开关元件的操作的操作信号，并且根据通过续流模式检测装置进行的检测结果，当所接收到的操作信号指示开关元件接通时，将所接收到的操作信号切换成指示开关元件断开的操作信号。
根据本发明，禁止装置有可能在不增加生成互补信号的装置的算术运算负荷的情况下，执行禁止处理和解除处理。
在作为本发明的另一个方面的驱动器件中，电感器安装到诸如电动发电机的旋转电机。驱动器件还具有用于执行软件程序的装置。软件程序具有生成操作信号以便控制高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件的操作的功能。这可以调整旋转电机的控制值。通过执行软件程序来实现续流模式检测装置和禁止装置。
在作为本发明的另一个方面的驱动器件中，电感器安装到作为车上主器件的电动发电机。续流模式检测装置和禁止装置构成低电压系统，其与配备有电功率转换电路和电动发电机的高电压系统电绝缘。
通常，用于检测电流(例如，检测旋转电机的相电流)的电流检测装置与连接在旋转电机和诸如逆变器的电功率转换电路之间的电路径电绝缘。当用于生成互补信号的装置布置在低电压系统中时，有可能消除如下电路径上的任何绝缘装置：通过该电路径，来自电流检测装置的检测信号传递到续流模式检测装置和禁止装置。
根据本发明的另一个方面，提供了一种用于控制电功率转换电路的操作的驱动器件。电功率转换电路配备有多对开关元件。每对包括高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件。高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件串联连接。直流电源的正电极通过高电压侧中的开关元件连接到三相旋转电机的每相。此外，直流电源的负电极通过低电压侧中的开关元件连接到三相旋转电机的每相。成对的开关元件中的至少一个配备有续流二极管。开关元件和续流二极管彼此并联连接。高电压侧中的开关元件与低电压侧中的开关元件之间的连接节点连接到电感器。驱动器件具有续流模式检测装置和禁止装置。续流模式检测装置基于第一电流检测装置的检测结果和第二电流检测装置的检测结果，检测续流二极管的状态是否处于其中电流在续流二极管中流动的续流模式中。第一电流检测装置检测在旋转电机的第一相中流动的电流。第二电流检测装置检测在旋转电机的第二相中流动的电流。禁止装置禁止并联连接到处于续流模式中的续流二极管的开关元件的接通操作。特别地，禁止装置具有第一相检测装置、第二相检测装置以及第三相检测装置。第一相检测装置基于由第一电流检测装置检测到的在旋转电机的第一相中流动的电流值，检测第一相中的续流二极管是否处于续流模式中。第二相检测装置基于由第二电流检测装置检测到的在旋转电机的第二相中流动的电流值，检测第二相中的续流二极管是否处于续流模式中。第三相检测装置基于由第一电流检测装置检测到的在旋转电机的第一相中流动的电流值与由第二电流检测装置检测到的在旋转电机的第二相中流动的电流值的反相后的值之间的比较结果，检测第三相中的续流二极管是否处于续流模式中。
在续流模式检测装置通过使用由第一电流检测装置和第二电流检测装置检测到的电流值来检测到续流二极管处于续流模式中时的实际定时之后，直到禁止操作信号的接通指示的实际操作为止，花费了延迟时间。
当与基于通过小尺寸电极而检测到的小电流来执行以上禁止处理的方法相比时，这样的延迟时间将引起各种问题。在其上也形成续流二极管的相同半导体基底上，直接形成这些小尺寸电极。
本发明的发明人基于以下原因，提供了根据本发明的驱动器件。
关于检测续流二极管的续流模式，通过基于通过小尺寸电极检测到的这样的小电流的传统技术获得的检测精度下降大于通过根据本发明的、使用第一电流检测装置和第二电流检测装置的驱动器件而获得的续流模式的检测精度。这意味着，更适合通过使用第一电流检测装置和第二电流检测装置来执行禁止处理。从该观点来看，根据本发明的驱动器件通过使用第一电流检测装置和第二电流检测装置来执行禁止处理。
通常，在三相旋转电机的三相(U相、V相以及W相)中流动的电流的总和变成零。这意味着，在第三相中流动的电流值具有通过在符号上对在第一相中流动的电流值和在第二相中流动的电流值的和进行反相而获得的电流值。对在第三相中流动的电流值进行反相的定时是对在第一相中流动的电流值和在第二相中流动的反相后的电流值之间的不均衡进行反转的定时。有可能基于该关系来正确地检测在第三相中的续流二极管中续流模式的出现，而不使用任何第三电流检测装置来检测在第三相中流动的电流。
在作为本发明的另一个方面的驱动器件中，每对中的高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件中的至少一个以及并联连接到该开关元件的续流二极管在同一半导体基底上形成。也就是说，开关元件和并联连接到该开关元件的续流二极管在同一半导体基底上形成，其中，该开关元件是高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件中的至少一个。
通常，当与开关元件断开时的导通功率损耗相比时，在开关元件接通时续流二极管具有大导通功率损耗。禁止装置可以有效地降低诸如逆变器的电功率转换电路的导通功率损耗(即电功率损耗)。
在作为本发明的另一个方面的驱动器件中，第三相检测装置调整一相的电流值和另一相的反相后的电流值中的至少一个，并且对这些电流值进行比较，以便将边界电压朝着正向电流在续流二极管中流动的电压侧进行偏移，在该边界电压检测到续流二极管的续流模式。
在根据本发明的的驱动器件中，续流模式检测装置基于从第一和第二电流检测装置传递的相电流值，检测续流二极管的续流模式的出现。然后，禁止装置基于续流模式检测装置的检测结果，禁止开关元件的接通操作。这些处理需要预定时段。因此，通过该预定时段来对执行这样的禁止处理的实际定时进行延迟。
当基于从续流模式过渡到非续流模式的检测结果来对执行禁止处理的定时进行延迟时，存在如下可能性：当开关元件必须接通、并且电流必须在开关元件中流动时，禁止装置指示开关元件断开。
为了避免这样的缺点，根据本发明的驱动器件可以通过将以上未匹配的时刻向其中正向电流在续流二极管中流动的方向进行偏移，避免续流二极管从续流模式切换到非续流模式的时刻起，对通过禁止装置进行的禁止的解除操作进行延迟。
在作为本发明的另一个方面的驱动器件中，第三相检测装置在以下两种情况(I)和(II)中使用不同偏移值：(I)当续流二极管的状态从非续流模式切换到续流模式时；以及(II)当续流二极管的状态从续流模式切换到非续流模式时。
根据本发明，有可能在续流模式的检测中避免摆动现象，在摆动现象中，续流模式和非续流模式在续流二极管中频繁切换。由此，禁止装置有可能避免对禁止处理和解除处理进行切换的高频率操作。
在作为本发明的另一个方面的驱动器件中，第一电流检测装置检测电流作为正电流。该电流从电功率转换电路和三相旋转电机中的一个流动到另一个。第二电流检测装置检测以上正电流的反相后的电流作为正电流。
根据本发明，禁止装置有可能在不增加生成互补信号的装置的算术运算负荷的情况下，执行禁止处理和解除处理。
在作为本发明的另一个方面的驱动器件中，驱动器件接收控制高电压侧中的开关元件的操作的操作信号和控制低电压侧中的开关元件的操作的操作信号。驱动器件基于这些操作信号，控制这些开关元件的操作，并且这些操作信号是互补信号，其能够交替接通/断开高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件。禁止装置接收控制高电压侧中的开关元件的操作的操作信号和控制低电压侧中的开关元件的操作的操作信号，并且根据通过续流模式检测装置进行的检测结果，当所接收到的操作信号指示开关元件接通时，将所接收到的操作信号切换成指示开关元件断开的操作信号。
根据本发明，禁止装置有可能在不增加用于生成互补信号的装置的算术负荷的情况下，执行禁止处理。
在作为本发明的另一个方面的驱动器件中，驱动器件还包括用于执行软件程序的装置，该软件程序能够生成控制高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件的操作的操作信号，以便调整三相旋转电机的控制值。通过执行软件程序来实现续流模式检测装置和禁止装置。
在作为本发明的另一个方面的驱动器件中，三相旋转电机是车上主器件。续流模式检测装置和禁止装置构成低电压系统，其与配备有电功率转换电路和旋转电机的高电压系统电绝缘。
通常，用于检测电流(例如，检测相电流)的电流检测装置与连接在三相旋转电机和诸如逆变器的电功率转换电路之间的电路径电绝缘。当用于生成互补信号的装置布置在低电压系统中时，有可能消除如下电路径上的任何绝缘装置：通过该电路径，来自电流检测装置的检测信号传递到续流模式检测装置和禁止装置。
附图说明
将参照附图、以示例方式来描述本发明的优选的、非限制性的实施例，在附图中：
图1是示出包括电动发电机、作为电功率转换电路的逆变器(包括作为高电压侧中和低电压侧中的功率开关元件的IGBT以及内置续流二极管)、以及根据本发明的第一实施例的驱动器件(包括控制器件、断路器、以及驱动单元DU)的系统的配置的视图；
图2A是示出由图1中示出的、根据第一实施例的驱动器件控制的电功率转换电路中具有内置续流二极管的IGBT的横截面的视图；
图2B是示出内置于图2A中示出的IGBT中的续流二极管的横截面的视图；
图3是示出电阻的压降量(分流电阻电压)与流入内置续流二极管FD的正向电流(续流电流)之间关系的视图，该内置续流二极管FD与图1中示出的作为IGBT的功率开关元件Sw(Swp、Swn)并联布置；
图4是示出通过图1中示出的、根据第一实施例的驱动器件来检测续流二极管的续流模式的方法的时序图；
图5是示出图1中示出的系统中的、根据第一实施例的驱动器件中的断路器的配置的视图；
图6是示出包括电动发电机、作为电功率转换电路的逆变器(包括作为高电压侧中和低电压侧中的功率开关元件的IGBT以及内置续流二极管)、以及根据本发明的第二实施例的驱动器件(包括控制器件和驱动单元DU)的系统的配置的视图；
图7是示出根据本发明的第一和第二实施例的系统的另一配置的视图；
图8是示出包括电动发电机、诸如电功率转换电路的逆变器、功率开关元件、以及根据本发明的第三实施例的驱动器件(包括控制器件、断路器、以及驱动单元DU)的系统的配置的视图；
图9A是示出由图8中示出的、根据第三实施例的驱动器件控制的电功率转换电路中具有内置续流二极管的IGBT的横截面的视图；
图9B是示出内置于图9A中示出的IGBT中的续流二极管的横截面的视图；
图10是示出通过图8中示出的、根据第三实施例的驱动器件中的断路器来检测续流二极管的续流模式的方法的时序图；
图11是示出图8中示出的系统中的根据第三实施例的断路器的视图；
图12是示出通过图8中示出的、根据第三实施例的驱动器件来检测W相中的续流二极管的续流模式的方法的时序图；
图13是示出根据本发明的第四实施例的系统中的电流传感器的布置的视图；并且
图14是示出包括电动发电机、作为电功率转换电路的逆变器IV、驱动单元DU、以及根据本发明的第五实施例的驱动器件的系统的配置的视图。
具体实施方式
在下文中，将参照附图描述本发明的各个实施例。在以下各个实施例的描述中，贯穿几个图中，相同的附图标记字符或数字标出相同或等同的组成部分。
第一实施例
将参照图1至图5对根据本发明的第一实施例的、控制电功率转换电路的操作的驱动器件给出描述。
图1是示出包括电动发电机10、作为电功率转换电路的逆变器IV、以及根据第一实施例的驱动器件的系统的配置的视图。驱动器件主要包括控制器件16、断路器50、以及驱动单元DU。驱动单元DU的数量与功率开关元件Sw(Swp、Swn)的对数对应。如稍后将描述的那样，每对包括串联连接的高电压侧中的功率开关元件Swp(诸如绝缘栅双极型晶体管(IGBT))和低电压侧中的功率开关元件Swn(诸如IGBT)。作为电功率转换电路的逆变器IV配备有要由根据第一实施例的驱动器件控制的功率开关元件Sw(Swp、Swn)。
如图1中所示，作为车上主器件的电动发电机10通过逆变器IV电连接到高电压电池12。
逆变器IV包括三对功率开关元件。也就是说，这三对并联连接。三对中的每对包括串联连接的高电压侧中的功率开关元件Swp和低电压侧中的开关元件Swn。
每对中的高电压侧中的功率开关元件Swp和低电压侧中的功率开关元件Swn之间的连接节点电连接到电动发电机10的相应相端子。
续流二极管FDp并联连接到高电压侧中的功率开关元件Swp。续流二极管FDn也并联连接到低电压侧中的功率开关元件Swn。更详细地，高电压侧中的功率开关元件Swp的输入端子和输出端子分别连接到高电压侧中的续流二极管FDp的阴极和阳极。低电压侧中的功率开关元件Swn的输入端子和输出端子分别连接到低电压侧中的续流二极管FDn的阴极和阳极。
另一方面，控制器件16在低电压电池14下操作，并且控制逆变器IV的操作，以便控制作为控制目标的电动发电机10的各个参数。
控制器件16基于作为电流传感器52、54以及56的检测结果的电流值，生成电动发电机10的U相、V相以及W相中的功率开关元件Swp的操作信号gup、gvp、gwp。此外，控制器件16基于作为电流传感器52、54以及56的检测结果的电流值，生成电动发电机10的U相、V相以及W相中的功率开关元件Swn的操作信号gun、gvn、gwn。
由控制器件16和断路器50通过驱动单元DU来驱动作为逆变器IV的电功率转换电路中的功率开关元件Sw(Swp、Swn)。也就是说，每个驱动单元DU连接到相应功率开关元件Sw(Swp、Swn)的导通控制端子(栅极端子)。
配备有逆变器IV的高电压系统通过诸如光耦合器的电绝缘装置，与配备有控制器件16和断路器50的低电压系统电绝缘。
低电压系统中的控制器件16和断路器50生成操作信号gup、gvp、gwp、gun、gvn、gwn等。然后，操作信号gup、gvp、gwp、gun、gvn、gwn等通过诸如光耦合器的绝缘装置被传递到高电压系统中的驱动单元DU。
电流传感器52、54以及56分别检测在U相、V相以及W相的电线中流动的电流。电流传感器52、54以及56还检测在U相、V相以及W相的电线中流动的电流的方向。
在图1中示出的系统配置中，电流传感器52、54以及56布置在低电压系统侧中，这是因为这些电流传感器52、54以及56是非接触式传感器，并且能够检测流经放置于电动发电机10与逆变器IV之间的电线的电流，而不需要任何电子接触构件和绝缘装置。
每个功率开关元件Sw(Swp、Swn)禁止电流从其输出端子流动到其输入端子。每个功率开关元件Sw(Swp、Swn)包括绝缘栅双极型晶体管(IGBT)。
每个功率开关元件Sw(Swp、Swn)具有感测端子St，以便检测小电流。小电流表示在功率开关元件Sw(Swp、Swn)的输入和输出端子中流动的电流与在续流二极管FD(FDp、FDn)中流动的电流之间的相关性。
具有内置续流二极管的这样的IGBT的配置可以提供感测端子St的功能。也就是说，在根据第一实施例的驱动器件的配置中，高电压侧中的功率开关元件Swp和续流二极管FDp在同一半导体基底上彼此相邻地形成，并且低电压侧中的功率开关元件Swn和续流二极管FDn在同一半导体基底上彼此相邻地形成。
图2A是示出由图1中示出的根据第一实施例的驱动器件中的驱动单元DU控制的、具有内置续流二极管FD(FDp、FDn)的IGBT(Swp、Swn)的横截面的视图。图2B是示出内置于图2A中示出的IGBT中的续流二极管FD(FDp、FDn)的横截面的视图。
在以下说明中，功率开关元件的附图标记字符“Sw”表示功率开关元件Swp和功率开关元件Swn两者，并且附图标记字符“FD”表示内置续流二极管FDp、FDn两者。
如图2A和2B中所示，IGBT区域和续流二极管区域彼此相邻。另外，IGBT区域和续流二极管区域在同一半导体基底20上形成。从半导体基底20的主表面向背表面延伸的区域是N传导型的N型区域22。
P传导型区域(简称P型区域)24在半导体基底20的主表面上形成。N传导型区域(简称N型区域)26在P型区域24中形成。N型区域26具有高浓度，其高于N型区域22的浓度。P型区域24和N型区域26连接到IGBT的发射极端子E和续流二极管的阳极端子。在P型区域24和N型区域26上通过栅极氧化膜28形成栅极电极30。
另一方面，N型区域36和P型区域34在半导体基底20的背表面上彼此相邻地形成。N型区域36具有高浓度，其高于N型区域22的浓度。
P型区域34构成IGBT的集电极区域，N型区域36构成续流二极管的阴极区域。N型区域32在N型区域22与包括P型区域34和N型区域36的区域之间形成。N型区域32具有比N型区域22的浓度低的浓度。
图2B是示出半导体基底20的主表面的平面视图。如图2B中所示，发射极区域E占用半导体基底20的主表面的大部分。栅极区域G和感测电极38占用半导体基底20的主表面的剩余区域。感测电极38的实际面积尺寸是发射极区域E的面积的几千分之一。这使得有可能输出具有与在IGBT和续流二极管中流动的电流的相关性的小电流。
驱动单元DU除了具有基于操作信号g(gup、gvp、gwp、gun、gvn、gwn)来接通和断开功率开关元件的功能之外，还具有如下功能：当所检测到的在功率开关元件Sw的输入端子(集电极端子)与输出端子(发射极端子)之间流动的电流是过大的值时，强制断开功率开关元件Sw(Swp、Swn)。更详细地，驱动单元DU基于从功率开关元件Sw的感测端子St输出的小电流，当在功率开关元件的输入端子与输出端子之间流动的电流不小于门限电流值Ith时，强制断开功率开关元件Sw。
如在图1的上排中所示，驱动单元DU中的电阻40和比较器42的组合可以提供以上功能。也就是说，比较器42对当来自感测端子St的小电流在电阻40中流动时电阻40中的压降值与对应于门限电流值Ith的门限电压值Vth进行比较。比较器42的比较结果被传递到驱动电路44，其执行对功率开关元件Sw的栅极端子的充电和放电操作。当驱动单元DU检测到在功率开关元件Sw中流动的电流超过门限电流值Ith时，驱动单元DU中的驱动电路44断开功率开关元件Sw。
控制器件16配备有中央处理单元(CPU)16a，并且执行应用程序以生成操作信号g，其中，操作信号g是针对操作信号gup、gvp、gwp、gun、gvn、gwn等的概括术语。
在没有电流在功率开关元件Sw中流动但是电流在续流二极管FD中流动期间，控制器件16除了执行续流二极管FD是否处于其中电流在续流二极管FD中流动的续流模式中的检测之外，当其生成这些操作信号gup、gvp、gwp、gun、gvn、gwn等时还具有重的处理负荷，其中，功率开关元件Sw和续流二极管FD彼此并联连接。为了避免这样的缺点，控制器件16生成用作互补信号的操作信号g，其能够指示高电压侧中的功率开关元件Sw和低电压侧中的功率开关元件Sw来交替接通和断开，而不管续流二极管FD的续流模式如何。
当配备有内置续流二极管FD的IGBT用作功率开关元件Sw时，在内置续流二极管FD的、其中电流在续流二极管中流动的续流模式下功率开关元件Sw接通时，功率开关元件Sw的功率损耗增大。
当检测到内置续流二极管FD的续流模式时，控制器件16需要具有快速并及时地取消操作信号g的接通指示的功能。当内置续流二极管FD处于续流模式中时，驱动单元DU需要基于功率开关元件Sw的感测端子St的输出，取消从控制器件16传递的操作信号g的接通指示。这使得当续流二极管FD处于续流模式中时，有可能快速地执行切断功率开关元件Sw的操作。也就是说，在驱动单元DU检测到从电流传感器52、54以及56传递的输出之后，直到驱动单元DU取消操作信号g的接通指示为止，需要预定延迟时段。通常，从感测端子St输出的小电流不足以与在功率开关元件Sw的输入端子与输出端子之间流动的电流对应。
图3是示出电阻40的压降量(分流电阻电压)与在续流二极管FD中流动的正向电流(续流电流)之间关系的视图，续流二极管FD与图1中示出的作为IGBT的功率开关元件Sw(Swp、Swn)并联布置。
特别地，图3示出了续流二极管FD的温度(-40℃、27℃以及150℃)与以下两种情况(1)和(2)之间的关系：
(1)当功率开关元件Sw的栅极端子与发射极端子之间的电压Vge是零伏特(Vge＝0V)时；以及
(2)当功率开关元件Sw的栅极端子与发射极端子之间的电压Vge是15伏特(Vge＝15V)时。
如图3中所示，电阻40的压降值根据电压Vge和续流二极管FD的温度的改变而剧烈变化。这表明如下可能性：当分流电阻的电压不小于门限电压值Vth时，在续流二极管FD中流动的电流关于电压Vge和续流二极管的温度变成大值。
因为对应于上述电压Vge和温度的压降值由于制造的IGBT和续流二极管的个体差异而波动，因此难以通过改变门限电压值Vth来消除基于以上电压Vge和续流二极管FD的温度的影响。这意味着，难以在续流二极管FD进入续流模式之后，立即检测到其中小电流在续流二极管FD中流动的续流模式。这引起功率开关元件Sw的功率损耗(也就是说，配备有内置续流二极管FD的IGBT的功率损耗)的增加。
在图1中示出的、根据第一实施例的驱动器件的配置中，断路器50接收从电动发电机10的U相、V相以及W相中的电流传感器52、54以及56传递的电流值，并且基于检测结果来调整操作信号g的接通指示。具体地，断路器50输入通过控制器件16生成且从控制器件16传递的操作信号g，并调整操作信号g，并且将调整后的操作信号g输出到每个控制单元DU。
图4是示出通过图1中示出的、根据第一实施例的驱动器件中的断路器50执行的检测续流模式的操作的时序图。断路器50执行这样的特定处理。在图4中示出的时序图中，正电流从作为电功率转换电路的逆变器IV流动到电动发电机10。
如图4中所示，当在电动发电机10中流动的一相(U相、V相或者W相)中的电流不小于门限电流值IHn(＞0)时，断路器50检测该相中的下臂中的续流二极管的续流模式。
此外，当在电动发电机10中流动的一相(U相、V相或者W相)中的电流不大于门限电流值IHp(＜0)时，断路器50检测该相中的上臂中的续流二极管的续流模式。
此外，当在电动发电机10中流动的一相(U相、V相或者W相)中的电流不大于门限电流值ILn(＞0)时，断路器50检测该相中的下臂中的续流二极管的续流模式。当在电动发电机10中流动的该相(U相、V相或者W相)中的电流不小于门限电流值ILp(＜0)时，断路器50检测该相中的上臂中的续流二极管的续流模式。
特别地，考虑从基于来自电流传感器52、54以及56的输出、电流状态不处于续流模式中的定时起，直到实际解除用于取消操作信号g的接通指示的操作的定时为止所计数的延迟时段，确定门限电流值ILn和ILp。
另一方面，当门限电流值ILn、ILp是零时，存在如下可能性：取消操作信号g的接通指示，而不管由时间延迟引起的不处于续流模式中的情况。
此外，如前所述，断路器50使用不同门限电流值IHn和ILn，其中，门限电流值IHn用于检测下臂变化到续流模式，并且门限电流值ILn用于检测下臂变化到除续流模式之外的模式。
此外，断路器50使用不同门限电流值IHp和ILp，其中，门限电流值IHp用于检测上臂变化到续流模式，并且门限电流值ILp用于检测上臂变化到除续流模式之外的模式。使用这些门限电流值IHn、ILn、IHp以及ILp可以增加噪声抵抗能力。也就是说，断路器50频繁地检测续流模式和非续流模式，这是因为在电动发电机10中流动的每个相电流都是非常小的电流值，并且噪声影响断路器50的检测操作。这利用高频率接通和断开功率开关元件Sw，并在功率开关元件Sw中生成热能，并且提高配备有内置续流二极管FD的功率开关元件的温度。
有可能将预定值设置作为从电流不小于门限电流值IHn的定时起直到电流变成不大于门限电流值ILn的定时为止和/或从电流不小于门限电流值IHp的定时起直到电流变成不大于门限电流值ILp的定时为止所计数的时段，其中，预定值不长于基于电阻40的压降来检测续流模式的检测时段。这是为何断路器50不基于从电流传感器52、54以及56传递的电流信号来取消操作信号g的接通指示的原因。
图5是示出图1中示出的系统中的根据第一实施例的驱动器件中的断路器50的配置的视图。
如图5中所示，磁滞比较器62输入由电流传感器52检测到的U相中的电流值iu(实际上，与电压信号对应)和基准电源63的基准电压值Vthp。AND电路61输入从磁滞比较器62传递的输出信号和从控制器件16传递的操作信号gup。AND电路61执行它们之间的逻辑相乘，并且将逻辑相乘信号输出作为操作信号gup，以便控制U相中的上臂的操作。
磁滞比较器62生成在图5中的下排处示出的门限值VHp和VLp。门限值VHp与与图4中示出的门限电流值IHp对应，并且门限值VLp与图4中示出的门限电流值ILp对应。
如在对于上述磁滞比较器62的情况中一样，磁滞比较器67输入由电流传感器52检测到的U相中的电流值iu(实际上，电压信号)和基准电源68的基准电压Vthn。AND电路66输入从磁滞比较器67传递的输出信号和从控制器件16传递的U相中的下臂的操作信号gun。AND电路66执行它们之间的逻辑相乘，并且将逻辑相乘信号输出作为操作信号gun，以便控制U相中的下臂的操作。
磁滞比较器67生成在图5中的下排处示出的门限值VHn和VLn。门限值VHn与与图4中示出的门限电流值IHn对应，并且门限值VLn与图4中示出的门限电流值ILn对应。
如在对于磁滞比较器62的情况中一样，磁滞比较器72输入由电流传感器54检测到的V相中的电流值iv(实际上，电压信号)和基准电源73的基准电压Vthp。AND电路71输入从磁滞比较器72传递的输出信号和从控制器件16传递的操作信号gvp。AND电路71执行它们之间的逻辑相乘，并且将逻辑相乘信号输出作为操作信号gvp，以便控制V相中的上臂的操作。
类似地，磁滞比较器77输入由电流传感器54检测到的V相中的电流值iv和基准电源78的基准电压Vthn。AND电路76输入从磁滞比较器77传递的输出信号和从控制器件16传递的V相中的下臂的操作信号gvn。AND电路76执行它们之间的逻辑相乘，并且将逻辑相乘信号输出作为操作信号gvn，以便控制V相中的下臂的操作。
类似地，磁滞比较器82输入由电流传感器56检测到的W相中的电流值iw(实际上，电压信号)和基准电源83的基准电压Vthp。AND电路81输入从磁滞比较器82传递的输出信号和从控制器件16传递的操作信号gwp。AND电路81执行它们之间的逻辑相乘，并且将逻辑相乘信号输出作为操作信号gwp，以便控制W相中的上臂的操作。
类似地，磁滞比较器87输入由电流传感器56检测到的W相中的电流值iw(实际上，电压信号)和基准电源88的基准电压Vthn。AND电路86输入从磁滞比较器87传递的输出信号和从控制器件16传递的W相中的下臂的操作信号gwn。AND电路86执行它们之间的逻辑相乘，并且将逻辑相乘信号输出作为操作信号gwn，以便控制W相中的下臂的操作。
根据本发明的第一实施例的驱动器件提供以下效果(1)到(5)。
(1)根据第一实施例的驱动器件仅基于电流信息，检测内置于功率开关元件Sw中的续流二极管的续流模式。电流信息从电流传感器52、54以及56传递。这使得有可能扩展可检测的电流范围或者电压范围，以检测续流二极管的续流模式，并且当与使用从功率开关元件Sw的感测端子St提供的输出电流作为电流信息的传统检测方法相比时，降低功率开关元件Sw(诸如配备有内置续流二极管FD的IGBT)的电功率损耗。
(2)在要由根据第一实施例的驱动器件控制的功率开关元件Sw(Swp、Swn)的配置中，高电压侧中的具有内置续流二极管FDp的功率开关元件Swp和低电压侧中的具有内置续流二极管FDn的功率开关元件Swn在同一半导体基底上彼此相邻地布置。这使得在续流二极管的续流模式期间，当功率开关元件Sw接通时，有可能增加导通功率损耗。因此，驱动器件中的断路器50可以容易地检测续流模式的出现，并且容易地检测取消如下接通指示的定时：该接通指示是接通功率开关元件Sw的操作信号g的接通指示。
(3)门限电流值从零向在续流二极管FD中流动的正向电流值侧变化，以便检测续流二极管FD是否处于续流模式中。这使得有可能避免从通过解除用于取消操作信号g的接通指示的操作来将续流模式切换到非续流模式的定时起计数的任何延迟时段。
(4)根据第一实施例的驱动器件中的断路器50使用诸如门限值IHp、IHn以及门限值ILp和ILn的不同门限值，其中，通过使用门限值IHp和IHn来检测续流二极管FD的操作模式从续流模式切换到非续流模式，并且通过使用门限值ILp和ILn来检测续流二极管FD的操作模式从非续流模式变化到续流模式。这使得有可能有效地避免对取消操作信号g的接通指示和解除该取消操作的高频率重复。
(5)断路器50取消作为互补信号的操作信号g的接通指示，该操作信号g通过执行控制器件16中的应用程序而生成、并且从控制器件16传递。这使得有可能有效地执行取消操作信号g的接通指示的取消操作，而不增加控制器件16的操作负荷。
第二实施例
将参照图6和图7对根据本发明的第二实施例的驱动器件给出描述。
下面将详细说明第二实施例与第一实施例之间的配置中的不同。这里省略了对第二实施例与第一实施例之间的相同部件的说明。
图6是示出包括电动发电机10、作为电功率转换电路的逆变器IV、以及根据第二实施例的驱动器件的系统的另一配置的视图。根据本发明的驱动器件主要包括控制器件16和驱动单元DU，而没有断路器50。
也就是说，如图6中所示，根据第二实施例的驱动器件主要包括控制器件16和驱动单元DU，而没有断路器50。断路器50用于在图1中示出的第一实施例的系统中。
控制器件16执行应用程序，其执行断路器50的功能。因为先前详细描述了用于根据第一实施例的系统中的断路器50的功能，因此这里省略了对断路器50的这些功能的说明。
因为根据第二实施例的驱动器件中的控制器件16可以执行用于根据第一实施例的驱动器件中的断路器50的相同功能，因此控制器件16有可能具有由断路器50提供的相同效果。
(其它修改)
(用于检测续流二极管的续流模式的装置)
前述根据第一实施例的断路器50和根据第二实施例的控制器件16通过设置磁滞比较器62、67、72、77、82以及87来生成不同的门限电流值，以便检测高电压侧中的续流二极管FDp是否处于续流模式中或者低电压侧中的续流二极管FDn是否处于续流模式中。本发明不受该配置的限制。例如，有可能通过对电流值与门限值进行比较，检测续流二极管的续流模式。这可以通过调整电流值本身或者调整检测电流的电流传感器的输出来实现。
根据前述第一和第二实施例的断路器50和控制器件16使用不同的门限电流值，以便检测当续流二极管FD的状态从非续流模式切换到续流模式时以及当续流二极管FD的状态从续流模式切换到非续流模式时的两种情况。本发明不受该配置的限制。根据本发明的驱动器件有可能在不使用这些不同的门限电流值的情况下，获得以上效果(1)。
根据前述第一和第二实施例的断路器50和控制器件16使用不同的门限电流值，以便检测高电压侧中的续流二极管FDp的状态是否处于续流模式中或者低电压侧中的续流二极管FDn的状态是否处于续流模式中。本发明不受该配置的限制。根据本发明的驱动器件有可能在不使用这些不同的门限电流值的情况下，获得以上效果(1)。
(电流传感器)
在根据前述第一和第二实施例的驱动器件中，在电动发电机10的U相、V相以及W相中提供了电流传感器52、54以及56。本发明不受该配置的限制。有可能在电动发电机10的两相中提供两个电流传感器，并且基于基尔霍夫定律来计算剩余相的电流值。根据本发明的第三、第四以及第五实施例将稍后示出使用两个电流检测传感器的系统中的驱动器件。(功率开关元件Sw(Swp、Swn))
前述第一和第二实施例使用IGBT作为功率开关元件，该功率开关元件作为要由驱动器件控制的目标器件，其中，IGBT配备有续流二极管FD，并且IGBT和续流二极管在同一半导体基底上形成。本发明不受该配置的限制。有可能使用另一IGBT，其中，续流二极管和IGBT不在同一半导体基底上形成。当电流在续流二极管FD中流动时，后一配置有可能通过禁止作为IGBT的功率开关元件Swp被接通来降低IGBT和续流二极管的电功率消耗。
还有可能具有使用功率MOS FET(功率金属氧化物半导体场效应晶体管)作为功率开关元件Sw以替代IGBT的修改，该功率开关元件Sw作为要控制的目标。在该修改中，因为功率MOS FET的导通电阻小于续流二极管的导通电阻，因此可以考虑在除功率MOS FET的停滞时段之外的时期期间，使电流在功率MOS FET中流动。因为当功率MOS FET的温度增加时，更适合将续流二极管FD设置成续流模式，因此有可能将根据本发明的驱动器件的概念应用于该修改。
有可能将前述本发明的概念应用于如下系统配置：其中，功率MOSFET用作功率开关元件Sw(Swp、Swn)，并且消除一组高电压侧中的续流二极管FDp和低电压侧中的续流二极管FDn。通过将功率MOS FET的输入端子与输出端子切换，电流可以在这样的功率MOS FET的两个方向中流动。虽然当关于接通/断开高电压侧中的功率开关元件Swp和低电压侧中的功率开关元件Swn可以使用停滞时段时，需要使用要并联布置到每个功率开关元件Sw(Swp、Swn)的续流二极管FD，但是存在不使用任何停滞时段的、作为逆变器的传统功率转换电路，例如，在美国专利文献USP第7130205号中公开的功率转换电路。
(电感器)
本发明不限制使用安装在图1中示出的电动发电机10上的电感器，其连接到作为电功率转换电路IV的逆变器IV中的高电压侧中的功率开关元件Swp与低电压侧中的功率开关元件Swn之间的连接节点。
图7是示出根据本发明的第一和第二实施例的系统的修改的配置的视图。
如图7中所示，有可能使用安装到换流器CV的电抗器L，以替代安装到电动发电机10的电感器。在图7中，将通过相同附图标记数字和字符指定图1和图6中示出的根据第一和第二实施例的系统的相同部件。这里省略对相同部件的说明。
在图7中示出的换流器CV配备有高电压侧中的功率开关元件Swp、低电压侧中的功率开关元件Swn以及电抗器L。高电压侧中的功率开关元件Swp和低电压侧中的功率开关元件Swn串联连接。电抗器L连接到高电压侧中的功率开关元件Swp与低电压侧中的功率开关元件Swn之间的连接节点。驱动单元DU基于从断路器50和控制器件16传递的操作信号g(gcp、gcn)，控制换流器CV中的功率开关元件Sw(Swp、Swn)的操作。
也就是说，控制器件16生成控制高电压侧中的功率开关元件Swp的操作信号gcp和控制低电压侧中的功率开关元件Swn的操作信号gcp作为互补信号。控制器件16将所生成的操作信号gcp和gcn输出到断路器50。
当接收到操作信号gcp和gcn时，断路器50根据在电抗器L中流动的电流，取消指示功率开关元件接通的操作信号gcp和gcn，其中，内置于该功率开关元件中的续流二极管FD的状态当前处于续流模式中，该功率开关元件是高电压侧中的功率开关元件Swp和低电压侧中的功率开关元件Swn之一。图7中示出的电流传感器58检测在电抗器L中流动的电流。
如同在对于第二实施例的情况中一样，有可能通过使用软件程序，获得通过在根据第一实施例的驱动器件中的断路器50提供的以上功能。
当断路器50布置在高电压系统侧中时，有可能获得前述相同效果(1)。
根据第一实施例、第二实施例的驱动器件和根据本发明的其修改应用于具有同步电动发电机的电动发电机10的系统。本发明不受这些配置的限制。例如，有可能将根据本发明的驱动器件应用于配备有两相和至多三相的感应电动发电机与两相和至多三相的同步电动机之一的系统。
除了混合动力车之外，还有可能将根据本发明的功率转换电路和驱动器件应用于电动车。
第三实施例
将参照图8至图12对根据本发明的第三实施例的驱动器件给出描述。
图8是示出包括电动发电机10、作为电功率转换电路的逆变器IV、以及根据本发明的第三实施例的驱动器件的系统的配置的视图。
根据第三实施例的驱动器件主要包括断路器50、控制器件16以及驱动单元DU。作为电功率转换电路的逆变器IV配备有功率开关元件Sw(Swp、Swn)。由根据第三实施例的驱动器件在操作上控制功率开关元件Sw(Swp、Swn)。
如图8中所示，作为车上主器件的电动发电机10通过逆变器IV电连接到高电压电池12。逆变器IV包括三对功率开关元件Sw(Swp、Swn)。也就是说，在电功率转换电路中，这三对并联连接。三对中的每对包括高电压侧中的功率开关元件Swp和低电压侧中的功率开关元件Swn。特别地，每对中的高电压侧中的功率开关元件Swp和低电压侧中的功率开关元件Swn串联连接。
每对中的高电压侧中的功率开关元件Swp和低电压侧中的功率开关元件Swn之间的连接节点电连接到电动发电机10的相应相端子。
续流二极管FDp并联连接到高电压侧中的功率开关元件Swp。续流二极管FDn也并联连接到低电压侧中的功率开关元件Swn。高电压侧中的功率开关元件Swp的输入端子和输出端子分别连接到高电压侧中的续流二极管FDp的阴极和阳极。低电压侧中的功率开关元件Swn的输入端子和输出端子分别连接到低电压侧中的续流二极管FDn的阴极和阳极。
另一方面，控制器件16在低电压系统中在低电压电池14下操作，并且控制逆变器IV的操作，以便控制作为控制目标的电动发电机10的各个参数。
如图8中所示，控制器件16基于作为电流传感器52和54的检测结果的电流值，生成电动发电机10的U相、V相以及W相中的功率开关元件Swp的操作信号gup、gvp、gwp。此外，控制器件16基于作为电流传感器52和54的检测结果的电流值，生成电动发电机10的U相、V相以及W相中的功率开关元件Swn的操作信号gun、gvn、gwn。
由控制器件16和断路器50通过驱动单元DU来驱动功率开关元件Sw(Swp、Swn)。每个驱动单元DU连接到相应功率开关元件Sw(Swp、Swn)的导通控制端子(栅极端子)。
配备有作为电功率转换电路的逆变器IV的高电压系统通过绝缘装置(例如，通过光耦合器)，与配备有控制器件16的低电压系统电绝缘。控制器件16和断路器50生成这些操作信号gup、gvp、gwp、gun、gvn、gwn等。然后，操作信号gup、gvp、gwp、gun、gvn、gwn等通过绝缘装置被传递到高电压系统侧中的驱动单元DU。
电流传感器52和54检测在两相(例如，U相和V相)中的每相中流动的电流。另外，电流传感器52和54还检测电流的方向。
在图8中示出的系统配置中，电流传感器52和54布置在低电压侧中，这是因为这些电流传感器52和54是非接触式传感器，并且能够检测流经电动发电机10与逆变器IV之间的电线的电流，而不需要与这些电线电接触，并且不需要通过绝缘装置。
每个功率开关元件Sw(Swp、Swn)禁止电流从其输出端子流动到其输入端子。每个功率开关元件Sw(Swp、Swn)包括绝缘栅双极型晶体管(IGBT)。
每个功率开关元件Sw(Swp、Swn)具有感测端子St，以便检测小电流。该小电流表示在功率开关元件Sw(Swp、Swn)的输入和输出端子中流动的电流与在续流二极管FD(FDp、FDn)中流动的电流之间的相关性。
具有内置续流二极管的这样的IGBT的配置可以提供感测端子St的功能。也就是说，在根据第三实施例的驱动器件的配置中，高电压侧中的功率开关元件Swp和续流二极管FDp在同一半导体基底上彼此相邻地形成，并且低电压侧中的功率开关元件Swn和续流二极管FDn在同一半导体基底上彼此相邻地形成。
图9A是示出由图8中示出的根据第三实施例的驱动器件中的驱动单元DU控制的、具有内置续流二极管FD(FDp、FDn)的IGBT(Swp、Swn)的横截面的视图。图9B是示出内置于图9A中示出的IGBT中的续流二极管FD(FDp、FDn)的横截面的视图。
如在对于前述第一和第二实施例的情况中一样，在以下说明中，功率开关元件的附图标记字符“Sw”表示功率开关元件Swp和功率开关元件Swn两者，并且附图标记字符“FD”表示内置续流二极管FDp、FDn两者。
如图9A和9B中所示，IGBT区域和续流二极管区域彼此相邻，并且在同一半导体基底20上形成。从半导体基底20的主表面向背表面延伸的区域是N传导型的N型区域22。
P传导型区域(简称P型区域)24在半导体基底20的主表面上形成。N传导型区域(简称N型区域)26在P型区域24中形成。N型区域26具有高浓度，其高于N型区域22的浓度。P型区域24和N型区域26连接到IGBT的发射极端子E和续流二极管的阳极端子。在P型区域24和N型区域26上通过栅极氧化膜28形成栅极电极30。
另一方面，N型区域36和P型区域34在半导体基底20的背表面上彼此相邻地形成。N型区域36具有高浓度，其高于N型区域22的浓度。
P型区域34构成IGBT的集电极区域，N型区域36构成续流二极管的阴极区域。在N型区域22与包括P型区域34和N型区域36的区域之间形成N型区域32。N型区域32具有比N型区域22的浓度低的浓度。
图9B是示出半导体基底20的主表面的平面视图。如图9B中所示，发射极区域E占用半导体基底20的主表面的大部分。栅极区域G和感测电极38占用半导体基底20的主表面的剩余区域。感测电极38的实际面积尺寸是发射极区域E的面积的几千分之一。这使得有可能输出具有与在IGBT和续流二极管中流动的电流的相关性的小电流。
驱动单元DU除了具有基于操作信号g(gup、gvp、gwp、gun、gvn、gwn)来接通和断开功率开关元件的功能之外，还具有如下功能：当所检测到的在功率开关元件Sw的输入端子(集电极端子)与输出端子(发射极端子)之间流动的电流是过大的值时，强制断开功率开关元件Sw(Swp、Swn)。更详细地，驱动单元DU基于从功率开关元件Sw的感测端子St输出的小电流，当在功率开关元件的输入端子与输出端子之间流动的电流不小于门限电流值Ith时，强制断开功率开关元件Sw。
如在图8的上排中所示，驱动单元DU中的电阻40和比较器42的组合可以提供以上功能。也就是说，比较器42对当来自感测端子St的小电流在电阻40中流动时电阻40中的压降值与对应于门限电流值Ith的门限电压值Vth进行比较。比较器42的比较结果被传递到驱动电路44，其执行对功率开关元件Sw的栅极端子的充电/放电操作。当驱动单元DU检测到在功率开关元件Sw中流动的电流超过门限电流值Ith时，驱动单元DU中的驱动电路44断开功率开关元件Sw。
控制器件16配备有中央处理单元(CPU)16a，并且执行应用程序以生成操作信号g，其中，操作信号g是针对操作信号gup、gvp、gwp、gun、gvn、gwn等的概括术语。
在没有电流在功率开关元件Sw中流动但是电流在续流二极管FD中流动时，控制器件16除了执行在续流二极管FD中流动的电流是否处于续流模式中的检测之外，还具有当其生成这些操作信号gup、gvp、gwp、gun、gvn、gwn等时的处理中的重负荷，其中，功率开关元件Sw和续流二极管FD彼此并联连接。为了避免这样的缺点，控制器件16生成用作互补信号g的操作信号g，其能够指示高电压侧中的功率开关元件Sw和低电压侧中的功率开关元件Sw交替接通和断开，而不管续流二极管FD的续流模式如何。
当配备有内置续流二极管的IGBT用作功率开关元件Sw时，在电流在续流二极管中流动的续流模式下，当功率开关元件Sw接通时，功率开关元件Sw的功率损耗增大。
当检测到续流模式时，控制器件16需要具有取消操作信号g的接通指示的功能。
当续流二极管FD的状态处于续流模式中时，驱动单元DU需要基于功率开关元件Sw的感测端子St的输出，取消从控制器件16传递的操作信号g的接通指示。这使得当续流二极管FD的状态处于续流模式中时，有可能快速地执行切断功率开关元件Sw的操作。也就是说，在驱动单元DU检测到来自电流传感器52和54的输出之后，直到驱动单元DU取消操作信号g的接通指示为止，花费了延迟时段。通常，从感测端子St输出的小电流不足以与在功率开关元件Sw的输入端子与输出端子之间流动的电流对应。因此，难以在续流二极管FD处于较小的电流在续流二极管中流动的续流模式中之后，立即检测到续流二极管FD的续流模式的出现。
在图8中示出的、根据第三实施例的驱动器件的配置中，断路器50接收从电动发电机10的两相(例如，U相和V相)中的电流传感器52和54传递的电流值，并且基于检测结果来调整操作信号g的接通指示。具体地，断路器50输入通过控制器件16生成且从控制器件16传递的操作信号g，并调整操作信号g，并且将调整后的操作信号g输出到每个控制单元DU。
图10是示出由图8中示出的、根据第三实施例的驱动器件中的断路器50执图10中示出的行的检测续流模式的操作的时序图。断路器50执行这样的特定操作。在图10中示出的时序图中，正电流从逆变器IV流动到电动发电机10。
如图10中所示，当在电动发电机10中流动的一相(U相、V相或者W相)中的电流不小于门限电流值IHn(＞0)时，断路器50检测该相中的下臂中的续流二极管的续流模式。
此外，当在电动发电机10中流动的一相(U相、V相或者W相)中的电流不大于门限电流值IHp(＜0)时，断路器50检测该相中的上臂中的续流二极管的续流模式。
此外，当在电动发电机10中流动的一相(U相、V相或者W相)中的电流不大于门限电流值ILn(＞0)时，断路器50检测该相中的下臂中的续流二极管的续流模式。当在电动发电机10中流动的该相(U相、V相或者W相)中的电流不小于门限电流值ILp(＜0)时，断路器50检测该相中的上臂中的续流二极管的续流模式。
特别地，考虑从基于来自电流传感器52和54的输出、电流状态不是续流模式的定时起直到实际解除用于取消操作信号g的接通指示的操作的定时为止所计数的延迟时段，确定门限电流值ILn和ILp。
另一方面，当门限电流值ILn、ILp变成零时，存在如下可能性：取消操作信号g的接通指示，而不管由延迟引起的不处于续流模式中的情况。
此外，如前所述，断路器50使用不同的门限电流值IHn和ILn，其中，门限电流值IHn用于检测下臂变化到续流模式，并且门限电流值ILn用于检测下臂变化到除续流模式之外的模式。
此外，断路器50使用不同的门限电流值IHp和ILp，其中，门限电流值IHp用于检测上臂变化到续流模式，并且门限电流值ILp用于检测上臂变化到除续流模式之外的模式。使用这些门限电流值IHn、ILn、IHp、ILp可以增加噪声抵抗能力。也就是说，断路器50频繁地检测续流模式和非续流模式，这是因为在电动发电机10中流动的每个相电流都是非常小的电流，并且噪声影响断路器50的检测操作。这利用高频率接通和断开功率开关元件Sw，并在功率开关元件Sw中生成热能，并且提高配备有内置续流二极管FD的功率开关元件的温度。
图11示出了在根据第三实施例的驱动器件中的断路器50的配置。
现在将对执行以下操作(a)和(b)的断路器50给出描述：
(a)基于从检测在电动发电机10的U相中流动的电流值的电流传感器52传递的检测结果，调整U相中的操作信号gup和gun；以及
(b)基于从检测在电动发电机10的V相中流动的电流值的电流传感器54传递的检测结果，调整V相中的操作信号gvp和gvn。
如图11中所示，磁滞比较器62输入由电流传感器52检测到的U相中的电流值iu(实际上，电压信号)和基准电源63的基准电压值Vthp。AND电路61输入从磁滞比较器62传递的输出信号和从控制器件16传递的操作信号gup。AND电路61执行它们之间的逻辑相乘，并且将逻辑相乘信号输出作为操作信号gup，以便控制U相中的上臂的操作。
磁滞比较器62生成在图11中的下排处示出的门限值VHp和VLp。门限值VHp与图10中示出的门限电流值IHp对应，并且门限值VLp与图10中示出的门限电流值ILp对应。
如在对于上述磁滞比较器62的情况中一样，磁滞比较器67输入由电流传感器52检测到的U相中的电流值iu(在实际情形中，与电压信号对应)和基准电源68的基准电压Vthn。AND电路66输入从磁滞比较器67传递的输出信号和从控制器件16传递的U相中的下臂的操作信号gun。AND电路66执行它们之间的逻辑相乘，并且将逻辑相乘信号输出作为操作信号gun，以便控制U相中的下臂的操作。
磁滞比较器67生成在图11中的下排处示出的门限值VHn和VLn。门限值VHn与图10中示出的门限电流值IHn对应，并且门限值VLn与图10中示出的门限电流值ILn对应。
如在对于磁滞比较器62的情况中一样，磁滞比较器72输入由电流传感器54检测到的V相中的电流值iv(实际上，电压信号)和基准电源73的基准电压Vthp。AND电路71输入从磁滞比较器72传递的输出信号和从控制器件16传递的操作信号gvp。AND电路71执行它们之间的逻辑相乘，并且将逻辑相乘信号输出作为操作信号gvp，以便控制V相中的上臂的操作。
类似地，磁滞比较器77输入由电流传感器54检测到的V相中的电流值iv和基准电源78的基准电压Vthn。AND电路76输入从磁滞比较器77传递的输出信号和从控制器件16传递的V相中的下臂的操作信号gvn。AND电路76执行它们之间的逻辑相乘，并且将逻辑相乘信号输出作为操作信号gvn，以便控制V相中的下臂的操作。
接下来，现在将对用于调整W相中的操作信号gwp和gwn的处理给出描述，在W相中，W相电流没有由任何电流传感器直接检测。
因为根据第三实施例的驱动器件的配置不具有检测在电动发电机10的W相中的电路径中流动的任何W相电流的电流传感器，因此驱动器件中的断路器50通过对由电流传感器52检测到的电流值iu与由电流传感器54检测到的电流值iv的反相后的值进行比较，检测W相电流的符号，并且最终基于通过比较结果而获得的W相电流的符号，检测续流二极管的出现。
也就是说，根据基尔霍夫定律，因为iu+iv+iw＝零，因此有可能获得以下等式：
iw＝-(iu+iv)＝-{iu-(-iv)}.
也就是说，在切换U相电流值iu与-iv(V相电流值的反相后的符号)之间的差异的定时处，对W相电流值的符号进行反相。图12示出了这样的关系。
如图11中所示，磁滞比较器82输入由电流传感器52检测到的U相的电流值iu和由反相和放大电路83-1进行反相的偏移值。该反相和放大电路83-1对由电流传感器54检测到的V相的电流值iv进行反相和放大。该反相和放大电路83-1将电流值iv的增大转换成降低，并将电流值iv的降低转换成增大，并且将偏移值相加到转换后的值。
另一方面，当所接收的U相的电流值iu变得比反相后的值-iv大预定值(与VHp对应)时，磁滞比较器82输出逻辑高(H)值，其中，通过对V相的电流值iv进行反转而获得反相后的值-iv。在此之后，当U相的电流值iu变得不大于通过将预定值(与值-VLp对应)相加到反相后的值-iv而获得的值时，磁滞比较器82输出逻辑低(L)值。
反相和放大电路83-1输出V相的反相后电流值iv的偏移值的原因是，要增加磁滞比较器82的门限值对中的每个、而不是V相的电流值iv。AND电路81执行磁滞比较器82的输出信号与操作信号gwp之间的逻辑相乘，并且将它的逻辑相乘输出作为操作信号gwp，其被作为最终指示信号gwp直接传递到相应驱动单元DU。
磁滞比较器87输入由电流传感器52检测到的U相的电流值iu以及由反相和放大电路88-1进行反相的偏移值。反相和放大电路88-1对由电流传感器54检测到的V相的电流值iv进行反相和放大。该反相和放大电路88-1将电流值iv的增大转换成降低，并将电流值iv的降低转换成增大，并且将偏移值相加到转换后的值。
另一方面，当所接收的U相的电流值iu变得比反相后的电流值-iv大预定值(与VHn对应)时，磁滞比较器87输出逻辑高(H)值，其中，通过对V相的电流值iv进行反转而获得反相后的电流值-iv。在此之后，当U相的电流值iu变得不大于通过将预定值(与值-VLn对应)相加到反相后的值-iv而获得的值时，磁滞比较器87输出逻辑低(L)值。
反相和放大电路88-1输出V相的反相后电流值iv的偏移值的原因是，要增加磁滞比较器87的门限值对中的每个、而不是V相的电流值iv。AND电路86执行磁滞比较器87的输出信号与操作信号gwn之间的逻辑相乘，并且将它的逻辑相乘输出作为操作信号gwn，其被作为最终指示信号gwn直接传递到相应驱动单元DU。
根据本发明的第三实施例的驱动器件提供以下效果(6)到(10)。
(6)根据第三实施例的驱动器件中的断路器50通过对由电流传感器52检测到的U相的电流值iu与对由电流传感器54检测到的V相的电流值iv进行反相而获得的反相后的电流值-iv进行比较，检测W相中的续流二极管的续流模式。由此，有可能有效地检测W相中的续流二极管的续流模式，而不使用任何电流传感器来检测电动发电机10的W相中的电流值。
(7)在要由根据第三实施例的驱动器件控制的功率开关元件Sw(Swp、Swn)的配置中，高电压侧中的具有内置续流二极管FDp的功率开关元件Swp和低电压侧中的具有内置续流二极管FDn的功率开关元件Swn在同一半导体基底上彼此相邻地布置。这使得在续流二极管的续流模式期间，当功率开关元件Sw接通时，有可能增加导通功率损耗。因此，驱动器件中的断路器50可以容易地检测续流模式的出现，并且容易地检测取消如下接通指示的定时：该接通指示是指示功率开关元件Sw接通的操作信号g的接通指示。
(8)门限电流值从零向在续流二极管FD中流动的正向电流侧变化，以便检测续流二极管FD是否处于续流模式中。这使得有可能避免从通过解除用于取消操作信号g的接通指示的操作来将续流模式变化到非续流模式的定时起计数的任何延迟。
(9)根据第三实施例的驱动器件中的断路器50使用诸如门限值IHp、IHn以及门限值ILp和ILn的不同门限值，其中，通过使用门限值IHp和IHn来检测续流二极管FD的操作模式从续流模式变化到非续流模式，并且通过使用门限值ILp和ILn来检测续流二极管FD的操作模式从非续流模式变化到续流模式。这使得有可能有效地避免对取消操作信号g的接通指示和解除该取消操作的高频率重复。
(10)断路器50取消作为互补信号的操作信号g的接通指示，该操作信号g通过执行控制器件16中的应用程序而生成、并且从控制器件16传递。这使得有可能及时并有效地执行取消操作信号g的接通指示的取消操作，而不增加控制器件16的操作负荷。
第四实施例
将参照图13对根据本发明的第四实施例的驱动器件给出描述。
下面将详细说明第四实施例与第三实施例之间的不同。这里省略了对第四实施例与第三实施例之间的相同部件的说明。
第四实施例使用具有彼此反转的、不同的正向电流方向的电流传感器52′和54′。另一方面，前述实施例使用具有相同的正向电流方向的电流传感器。用于第四实施例中的电流传感器52′和54′具有在图13中示出的配置。也就是说，如图13中所示，电流传感器52′配备有芯52a和孔元件52b。孔元件52b放置于芯52a的间隙中。类似地，电流传感器54′配备有芯54a和孔元件54b。孔元件54b放置于芯54a的间隙中。孔元件52b和54b检测通过在芯52a和54a的轴方向中流动的电流而生成的磁场。当电流从逆变器IV流动到电动发电机10时，布置电流传感器52′和54′，以使得由孔元件52b检测到的磁场的方向与由孔元件54b检测到的磁场的方向相反。这使得从电流传感器54′输出的反相后的电流值变成在第三实施例中示出的反相后的电流值。
第四实施例中的断路器50的配置不具有对由电流传感器54′检测并从电流传感器54′传递的电流值进行反相的反相器。然而，偏移值被相加到从电流传感器54′传递的电流值。
第四实施例中的断路器50除了通过第三实施例而获得的效果(6)到(11)之外还具有以下效果(12)。
(12)在第四实施例中，断路器50使用在电流流动方向上彼此反转的、由电流传感器52′检测到的电流和由电流传感器54′检测到的电流。这使得断路器50有可能对U相的电流值iu与通过对由电流传感器54′检测到的V相的电流值iv进行反相而获得的反相后的电流值-iv进行比较，而不需要使用任何器件来执行对由电流传感器54′检测到的电流值进行反相的处理。
第五实施例
将参照图14对根据本发明的第五实施例的驱动器件给出描述。
图14是示出包括电动发电机10、主要包括功率开关元件Sw(Swp、Swn)的逆变器IV、以及根据本发明的第五实施例的驱动器件的系统的配置的视图。驱动器件主要包括控制器件16和驱动单元DU。
下面将详细说明第五实施例与第三实施例之间的不同。这里省略了对第五实施例与第三实施例之间的相同部件的说明。
也就是说，如图14中所示，根据第五实施例的驱动器件主要包括控制器件16和驱动单元DU，而没有在图8中示出的断路器50。
控制器件16执行应用程序，利用该应用程序，实现断路器50的功能。先前在第三实施例中详细描述了断路器50的功能，并且这里省略了对断路器50的这些功能的说明。
因此，根据第五实施例的驱动器件有可能具有在根据第三实施例的驱动器件中的断路器50的相同效果。
(其它修改)
(用于检测续流二极管的续流模式的装置)
在第三实施例中，反相和放大电路83以及反相和放大电路88对由电流传感器54检测到的V相的电流值iv进行反相，并且将偏移值相加到反相后的电流值。本发明不受此限制。例如，高电压侧中的磁滞比较器82和低电压侧中的磁滞比较器87之一有可能通过调整电流传感器52和54的输出来使用偏移值。该方法可以应用于根据前述第四实施例的驱动器件。
根据前述第三实施例的断路器50和控制器件16通过设置磁滞比较器62、67、72、77、82以及87来生成不同的门限电流值，以便检测高电压侧中的续流二极管FDp是否处于续流模式中或者低电压侧中的续流二极管FDn是否处于续流模式中。本发明不受该配置的限制。例如，有可能通过对电流值与门限值进行比较，检测续流二极管的续流模式。这可以通过调整电流值自身或者调整检测电流的电流传感器的输出来实现。
根据前述第三实施例的断路器50和控制器件16使用不同的门限电流值，以便检测当续流二极管FD从非续流模式变化到续流模式时以及当续流二极管FD从续流模式变化到非续流模式时的两种情况。本发明不受该配置的限制。根据本发明的第三实施例的驱动器件有可能在不使用不同的门限电流值的情况下，获得以上效果(6)。
根据前述第三实施例的断路器50和控制器件16使用不同的门限电流值，以便检测高电压侧中的续流二极管FDp是否处于续流模式中或者低电压侧中的续流二极管FDn是否处于续流模式中。本发明不受该配置的限制。根据本发明的第三实施例的驱动器件有可能在不使用不同的门限电流值的情况下，获得以上效果(6)。
(功率开关元件Sw)
前述第一到第五实施例使用IGBT作为功率开关元件，该功率开关元件作为要由驱动器件控制的目标器件，其中，IGBT配备有内置续流二极管FD，并且IGBT和续流二极管在同一半导体基底上形成。本发明不受该配置的限制。有可能使用另一IGBT，其中，续流二极管和IGBT不在同一半导体基底上形成。当电流在续流二极管FD中流动时，后一配置有可能通过禁止作为IGBT的功率开关元件Swp被接通来降低IGBT和续流二极管的电功率消耗。
还有可能具有使用功率MOS(金属氧化物半导体)场效应晶体管作为功率开关元件Sw以替代IGBT的修改，该功率开关元件Sw作为要控制的目标。在该修改中，因为功率MOS FET的导通电阻小于续流二极管FD的导通电阻，因此可以考虑在除功率MOS FET的停滞时段之外的时期期间，使电流在功率MOS FET中流动。因为当功率MOS FET的温度增加时，更适合将续流二极管FD设置成续流模式，因此有可能将根据本发明的驱动器件的概念应用于该修改。
有可能将前述本发明的概念应用于如下系统配置：其中，功率MOSFET用作功率开关元件Sw，并且消除一组高电压侧中的续流二极管FDp和低电压侧中的续流二极管FDn。通过将功率MOS FET的输入端子与输出端子切换，电流可以在这样的功率MOS FET的两个方向中流动。虽然当关于接通/断开高电压侧中的功率开关元件Swp和低电压侧中的功率开关元件Swn可以使用停滞时段时，需要使用要并联布置到每个功率开关元件Sw(Swp、Swn)的续流二极管FD，但是存在不使用任何停滞时段的、作为逆变器的传统功率转换电路，例如，在美国专利文献USP第7130205号中公开的功率转换电路。
在第四实施例中使用具有图13中示出的配置的电流传感器52′和54′。本发明不受该配置的限制。例如，有可能使用MRE(磁致电阻元件)传感器等，以替代电流传感器52′和54′
当断路器50布置在高电压系统侧中时，有可能获得由前述第三实施例中的断路器50提供的效果(6)。
根据本发明、根据第三到第五实施例的驱动器件应用于具有同步电动发电机的电动发电机10的系统。本发明不受这些配置的限制。例如，有可能将根据本发明的驱动器件应用于配备有两相和至多三相的感应电动发电机与两相和至多三相的同步电动机之一的系统。
除了混合动力车之外，还有可能将根据本发明的功率转换电路和驱动器件应用于电动车。
虽然已经详细描述了本发明的具体实施例，但是本领域的技术人员将明白，可以根据本公开的整体教导提出对这些细节的各种修改和替代。因此，所公开的特定布置意在仅为示例性的，而非对本发明的范围的限制，本发明的范围将由所附权利要求及其所有等同物的完整范围所给出。

Claims (15)

1.一种用于控制电功率转换电路的操作的驱动器件，所述电功率转换电路配备有多对开关元件，每对包括串联连接的高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件，成对的开关元件中的至少一个配备有续流二极管，该开关元件和所述续流二极管彼此并联连接，并且每对中的高电压侧中的开关元件与低电压侧中的开关元件之间的连接节点连接到电感器，
所述驱动器件包括：
续流模式检测装置，其检测所述续流二极管的状态是否处于其中电流在所述续流二极管中流动的续流模式中；以及
禁止装置，其接收关于从电流检测装置传递的电流信息的信号，基于所接收到的关于所述电流信息的信号，检测所述续流二极管的状态是否处于所述续流模式中，并且当检测结果表示所述续流二极管的状态处于其中电流在所述续流二极管中流动的续流模式中时，禁止配备有所述续流二极管的开关元件的接通操作，所述电流检测装置检测在所述电感器侧处的电路径、而不是每对中的高电压侧中的开关元件与低电压侧中的开关元件之间的连接节点中流动的电流。
2.根据权利要求1所述的驱动器件，其中，每对中的高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件中的至少一个与并联连接到该开关元件的所述续流二极管在同一半导体基底上形成。
3.根据权利要求1所述的驱动器件，其中，所述续流模式检测装置基于从所述电流检测装置传递的电流信息与门限电流值之间的比较结果，检测所述续流二极管的状态是否处于所述续流模式中，并且所述门限电流值从零向如下值变化：通过所述值，正向电流能够在作为检测出现所述续流模式的目标的续流二极管中流动。
4.根据权利要求3所述的驱动器件，其中，所述续流模式检测装置使用彼此不同的第一门限值和第二门限值，其中，当所述续流二极管的状态从非续流模式切换到所述续流模式时，使用所述第一门限值，并且当所述续流二极管的状态从所述续流模式切换到所述非续流模式时，使用所述第二门限值。
5.根据权利要求1所述的驱动器件，其中，所述驱动器件接收控制高电压侧中的开关元件的操作的操作信号和控制低电压侧中的开关元件的操作的操作信号，并且所述驱动器件基于所接收到的操作信号，控制这些开关元件的操作，其中，这些操作信号是互补信号，其能够交替接通和断开高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件，并且
所述禁止装置接收控制高电压侧中的开关元件的操作的操作信号和控制低电压侧中的开关元件的操作的操作信号，并且根据通过所述续流模式检测装置进行的检测结果，当所接收到的操作信号指示所述开关元件接通时，将所接收到的操作信号切换成指示开所述关元件断开的操作信号。
6.根据权利要求1所述的驱动器件，其中，所述电感器安装到旋转电机，并且所述驱动器件还包括用于执行软件程序的装置，所述软件程序能够生成控制高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件的操作的操作信号，以便调整所述旋转电机的控制值，并且通过执行所述软件程序来实现所述续流模式检测装置和所述禁止装置。
7.根据权利要求1所述的驱动器件，其中，所述电感器安装在作为车上主器件的旋转电机上，所述续流模式检测装置和所述禁止装置构成低电压系统，其与配备有所述电功率转换电路和所述旋转电机的高电压系统电绝缘。
8.一种用于控制电功率转换电路的操作的驱动器件，所述电功率转换电路配备有多对开关元件，每对包括串联连接的高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件，直流电源的正电极通过高电压侧中的开关元件连接到三相旋转电机的每相，并且所述直流电源的负电极通过低电压侧中的开关元件连接到所述三相旋转电机的每相，成对的开关元件中的至少一个配备有续流二极管，该开关元件和所述续流二极管彼此并联连接，并且每对中的高电压侧中的开关元件与低电压侧中的开关元件之间的连接节点连接到电感器，
所述驱动器件包括：
续流模式检测装置，其基于第一电流检测装置的检测结果和第二电流检测装置的检测结果，检测所述续流二极管是否处于其中电流在所述续流二极管中流动的续流模式中，所述第一电流检测装置检测在旋转电机的第一相中流动的电流，所述第二电流检测装置检测在所述旋转电机的第二相中流动的电流；以及
禁止装置，其禁止并联连接到处于所述续流模式中的续流二极管的开关元件的接通操作，所述禁止装置包括：
第一相检测装置，其用于基于由所述第一电流检测装置检测到的在所述旋转电机的第一相中流动的电流值，检测第一相中的续流二极管的状态是否处于所述续流模式中；
第二相检测装置，其用于基于由所述第二电流检测装置检测到的在所述旋转电机的第二相中流动的电流值，检测第二相中的续流二极管的状态是否处于所述续流模式中；以及
第三相检测装置，其用于基于由所述第一电流检测装置检测到的在所述旋转电机的第一相中流动的电流值与由所述第二电流检测装置检测到的在所述旋转电机的第二相中流动的电流值的反相后的值之间的比较结果，检测第三相中的续流二极管的状态是否处于所述续流模式中。
9.根据权利要求8所述的驱动器件，其中，每对中的高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件中的至少一个以及并联连接到该开关元件的续流二极管在同一半导体基底上形成。
10.根据权利要求8所述的驱动器件，其中，所述第三相检测装置调整一相的电流值和另一相的反相后的电流值中的至少一个，并且对这些电流值进行比较，以便将偏移值朝着正向电流在所述续流二极管中流动的电压侧添加到边界电压，在所述边界电压检测到所述续流二极管的所述续流模式。
11.根据权利要求10所述的驱动器件，其中，所述第三相检测装置在以下两种情况I和II中使用不同偏移值：
I、当所述续流二极管的状态从非续流模式切换到所述续流模式时；以及
II、当所述续流二极管的状态从所述续流模式切换到所述非续流模式时。
12.根据权利要求8所述的驱动器件，其中，所述第一电流检测装置检测从所述电功率转换电路和所述三相旋转电机中的一个流动到另一个的电流作为正电流，并且所述第二电流检测装置检测以上正电流的反相后的电流作为正电流。
13.根据权利要求8所述的驱动器件，其中，所述驱动器件接收控制高电压侧中的开关元件的操作的操作信号、并接收控制低电压侧中的开关元件的操作的操作信号，并且所述驱动器件基于所述操作信号，控制这些开关元件的操作，并且这些操作信号是互补信号，其能够交替接通和断开高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件，并且
所述禁止装置接收控制高电压侧中的开关元件的操作的操作信号和控制低电压侧中的开关元件的操作的操作信号，并且根据通过所述续流模式检测装置进行的检测结果，当所接收到的操作信号指示所述开关元件接通时，将所接收到的操作信号切换成指示所述开关元件断开的操作信号。
14.根据权利要求8所述的驱动器件，其中，所述驱动器件还包括用于执行软件程序的装置，所述软件程序能够生成控制高电压侧中的开关元件和低电压侧中的开关元件的操作的操作信号，以便调整所述三相旋转电机的控制值，并且通过执行软件程序来实现所述续流模式检测装置和所述禁止装置。
15.根据权利要求8所述的驱动器件，其中，所述三相旋转电机是车上主器件，并且
所述续流模式检测装置和所述禁止装置构成低电压系统，其与配备有所述电功率转换电路和所述旋转电机的高电压系统电绝缘。
CN201010615084.1A 2009-12-18 2010-12-17 用于电功率转换电路的驱动器件 Active CN102104318B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201410208470.7A CN103997276B (zh) 2009-12-18 2010-12-17 用于电功率转换电路的驱动器件

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2009-287325 2009-12-18
JP2009287325A JP4935889B2 (ja) 2009-12-18 2009-12-18 電力変換回路の駆動装置
JP2009-287326 2009-12-18
JP2009287326A JP4935890B2 (ja) 2009-12-18 2009-12-18 電力変換回路の駆動装置

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410208470.7A Division CN103997276B (zh) 2009-12-18 2010-12-17 用于电功率转换电路的驱动器件

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN102104318A true CN102104318A (zh) 2011-06-22
CN102104318B CN102104318B (zh) 2014-10-29

Family

ID=44156902

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410208470.7A Active CN103997276B (zh) 2009-12-18 2010-12-17 用于电功率转换电路的驱动器件
CN201010615084.1A Active CN102104318B (zh) 2009-12-18 2010-12-17 用于电功率转换电路的驱动器件

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410208470.7A Active CN103997276B (zh) 2009-12-18 2010-12-17 用于电功率转换电路的驱动器件

Country Status (2)

Country Link
US (1) US8659248B2 (zh)
CN (2) CN103997276B (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103828216A (zh) * 2012-09-20 2014-05-28 富士电机株式会社 电力转换装置
CN107112922A (zh) * 2014-11-14 2017-08-29 罗伯特·博世有限公司 变流器和用于运行变流器的方法
JP2018182881A (ja) * 2017-04-11 2018-11-15 株式会社デンソー スイッチの駆動回路

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5857394B2 (ja) * 2010-09-15 2016-02-10 日産自動車株式会社 インバータ装置及びインバータ制御方法
CN103221829B (zh) * 2010-11-17 2016-01-06 西门子公司 电器设备和用于确定电器设备中的断相的方法
JP5387691B2 (ja) * 2011-06-02 2014-01-15 トヨタ自動車株式会社 電圧駆動型素子を駆動する駆動装置
US9945348B2 (en) * 2011-12-22 2018-04-17 Ocean Power Technologies, Inc. Ocean wave energy converter including control system for disabling active rectification when generator output power is less than a conversion loss
US9197146B2 (en) * 2012-07-26 2015-11-24 Milwaukee Electric Tool Corporation Brushless direct-current motor and control for power tool
US10821591B2 (en) 2012-11-13 2020-11-03 Milwaukee Electric Tool Corporation High-power cordless, hand-held power tool including a brushless direct current motor
CN106464162B (zh) * 2014-06-20 2019-02-19 通用电气公司 用于对多逆变器功率变换器的控制的装置及方法
JP5979184B2 (ja) * 2014-07-14 2016-08-24 トヨタ自動車株式会社 半導体装置及び電力変換装置
JP2017060276A (ja) 2015-09-16 2017-03-23 富士電機株式会社 三相インバータ装置

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1176025A (zh) * 1995-02-23 1998-03-11 西门子尼克斯多夫资讯系统公开股份有限公司 供电设备
JPH10323016A (ja) * 1997-05-14 1998-12-04 Fuji Electric Co Ltd 電力変換装置のデバイス定常電流バランス制御回路
US6008549A (en) * 1999-03-19 1999-12-28 Eldec Corporation Solid-state high voltage switch and switching power supply
JP2003272884A (ja) * 2002-03-13 2003-09-26 Koito Mfg Co Ltd 放電灯点灯回路
US20040222767A1 (en) * 2003-05-08 2004-11-11 Denso Corporation Inverter system of automotive motor
CN1819420A (zh) * 2005-01-21 2006-08-16 株式会社日立制作所 电源装置、使用该电源装置的电源系统及电子装置
US20080018311A1 (en) * 2004-06-09 2008-01-24 Masaru Sakai Level Shift Circuit And Switching Regulator Therewith
JP2008072848A (ja) * 2006-09-14 2008-03-27 Mitsubishi Electric Corp 半導体装置

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0354435B1 (en) * 1988-08-12 1995-12-20 Hitachi, Ltd. A drive circuit for an insulated gate transistor; and its use in a switching circuit, a current switching apparatus and an induction motor system
JP3653997B2 (ja) 1998-07-30 2005-06-02 セイコーエプソン株式会社 ステップモータの駆動制御装置およびステップモータの駆動制御方法
JP3671770B2 (ja) 1999-10-07 2005-07-13 トヨタ自動車株式会社 三相交流電流の平衡状態検出方法を利用した電流センサの故障検出方法
DE10059173C5 (de) * 2000-11-29 2004-07-15 Siemens Ag Antriebssteuerung für einen Drehstrommotor über einen Wechselrichter in sicherer Technik
JP2002325498A (ja) 2001-04-24 2002-11-08 Toyota Motor Corp 交流電動機の制御装置
JP2003235285A (ja) 2002-02-08 2003-08-22 Denso Corp 三相ブラシレスｄｃモータの回転方向検出装置
JP3681374B2 (ja) * 2002-12-19 2005-08-10 株式会社日立製作所 電流検出装置及びそれを用いたｐｗｍインバータ
ITTO20040366A1 (it) * 2004-05-31 2004-08-31 C E Set Srl Circuito per il pilotaggio di un motore elettrico sincrono
US7471055B2 (en) * 2005-03-15 2008-12-30 The Boeing Company Controller, drive assembly and half-bridge assembly for providing a voltage
JP2006345683A (ja) 2005-05-10 2006-12-21 Honda Motor Co Ltd 電流検出装置
JP3833688B2 (ja) 2005-05-20 2006-10-18 株式会社日立産機システム インバータ装置
JP4339872B2 (ja) * 2006-05-25 2009-10-07 株式会社日立製作所 半導体素子駆動装置、電力変換装置、及びモータ駆動装置、並びに半導体素子駆動方法、電力変換方法、及びモータ駆動方法
CN201018450Y (zh) * 2007-03-09 2008-02-06 东莞市友美电源设备有限公司 抽油机变频节能控制装置
CN201309430Y (zh) * 2008-11-14 2009-09-16 唐明辉 电动汽车用直流电机电子调速器
JP4924705B2 (ja) * 2009-04-15 2012-04-25 株式会社デンソー 内燃機関点火装置

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1176025A (zh) * 1995-02-23 1998-03-11 西门子尼克斯多夫资讯系统公开股份有限公司 供电设备
JPH10323016A (ja) * 1997-05-14 1998-12-04 Fuji Electric Co Ltd 電力変換装置のデバイス定常電流バランス制御回路
US6008549A (en) * 1999-03-19 1999-12-28 Eldec Corporation Solid-state high voltage switch and switching power supply
JP2003272884A (ja) * 2002-03-13 2003-09-26 Koito Mfg Co Ltd 放電灯点灯回路
US20040222767A1 (en) * 2003-05-08 2004-11-11 Denso Corporation Inverter system of automotive motor
US20080018311A1 (en) * 2004-06-09 2008-01-24 Masaru Sakai Level Shift Circuit And Switching Regulator Therewith
CN1819420A (zh) * 2005-01-21 2006-08-16 株式会社日立制作所 电源装置、使用该电源装置的电源系统及电子装置
JP2008072848A (ja) * 2006-09-14 2008-03-27 Mitsubishi Electric Corp 半導体装置

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103828216A (zh) * 2012-09-20 2014-05-28 富士电机株式会社 电力转换装置
CN103828216B (zh) * 2012-09-20 2015-06-17 富士电机株式会社 电力转换装置
CN107112922A (zh) * 2014-11-14 2017-08-29 罗伯特·博世有限公司 变流器和用于运行变流器的方法
US10236676B2 (en) 2014-11-14 2019-03-19 Robert Bosch Gmbh Power converter and method for operating a power converter to minimize a number of triggering processes of a semiconductor switch
CN107112922B (zh) * 2014-11-14 2020-08-04 罗伯特·博世有限公司 变流器和用于运行变流器的方法
JP2018182881A (ja) * 2017-04-11 2018-11-15 株式会社デンソー スイッチの駆動回路

Also Published As

Publication number Publication date
CN103997276A (zh) 2014-08-20
CN103997276B (zh) 2018-03-27
US20110163706A1 (en) 2011-07-07
US8659248B2 (en) 2014-02-25
CN102104318B (zh) 2014-10-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN102104318B (zh) 用于电功率转换电路的驱动器件
US10890493B2 (en) Systems and methods for measuring transistor junction temperature while operating
JP5578197B2 (ja) 温度検出装置
US8884577B2 (en) Control apparatus for rotary electric machines
JP5389730B2 (ja) 電力変換システムの放電装置
CN105827135B (zh) 死区时间插入预补偿的功率变换器
CN102742141B (zh) 用于具有电容器的功率变换系统的放电控制设备
CN102195503B (zh) 用于电力转换系统的放电控制装置
EP2866038B1 (en) Leak detection device
US20070229050A1 (en) Power converter
US20160362004A1 (en) Pre-Charging Switch Arrangement, Power Supplying Arrangement and Method For Connecting a Load to a High Direct-Current Voltage Source
CN105191133A (zh) 驱动装置及开关电路的控制方法
CN104181462A (zh) 一种半导体开关器件导通压降的测量电路
CN112242831A (zh) 栅极驱动器电路和检测逆变器支路中的短路事件的方法
CN102545556A (zh) 驱动压控开关装置的基于集成电路的驱动电路及制造方法
CN105991037B (zh) 电力转换电路系统
CN101893666B (zh) 用于检查功率转换器的方法和检查设备
JP2006238546A (ja) インバータ温度検出装置
CN103166550B (zh) 用于控制dc电动机的开关设备的装置和方法
JP2011217429A (ja) 電力変換システムの放電制御装置
CN111917295A (zh) 功率转换装置及功率转换控制装置
CN102545557A (zh) 功率半导体系统
US20240291307A1 (en) Charging device
WO2015092522A1 (en) Drive control apparatus for semiconductor device
CN112098800B (zh) 一种dab双晶体管时频衔接匹配度在线评定方法

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant