JP4935890B2 - 電力変換回路の駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、３相回転機の各相を直流電源の正極に接続する高電位側のスイッチング素子と、前記各相を前記直流電源の負極に接続する低電位側のスイッチング素子と、これら高電位側および低電位側のスイッチング素子の少なくとも一方に並列接続されるフリーホイールダイオードとを備える電力変換回路に適用され、前記フリーホイールダイオードに電流が流れる還流モードであるか否かを判断する還流モード判断手段と、該還流モードと判断されたフリーホイールダイオードに並列接続されるスイッチング素子のオン操作を禁止する禁止手段とを備える電力変換回路の駆動装置に関する。

直流電源の各端子と回転機の端子とを接続する高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子の直列接続体を備えて構成される電力変換回路（インバータ）が周知である。また、インバータは、上記スイッチング素子の入出力端子に並列接続されたフリーホイールダイオードを備えている。ここで、回転機に正弦波形状の電流を流すべく高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子を操作するに際しては、これら高電位側のスイッチング素子および低電位側のスイッチング素子を交互にオン状態およびオフ状態とすることで、これら一対のスイッチング素子を相補的に駆動する手法が一般に用いられている。

一方、インバータのスイッチング素子としては、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられることがある。また、近年では、こうしたインバータを構成する半導体素子として、フリーホイールダイオードがＩＧＢＴと同一基板上に併設されたいわゆるダイオード内蔵型ＩＧＢＴが提案されている。

上記ＩＧＢＴはコレクタからエミッタへと進む方向を順方向とするものであるため、逆側には電流が流れない。このため、インバータの一対のスイッチング素子が相補的に駆動される場合、上記正弦波形状の電流の流通方向によっては、オン状態とされているスイッチング素子に電流が流れないことがある。そしてこの場合、これに逆並列に接続されたフリーホイールダイオードに電流が流れる還流モードとなる。

ところで、上記ダイオード内蔵型ＩＧＢＴにおいては、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる際の電圧降下量が、ＩＧＢＴのゲートに電圧が印加されることで増大することが知られている。このため、スイッチング素子を相補的に操作する場合には、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる際のフリーホイールダイオードによる電力損失が大きくなり、ひいてはダイオード内蔵型ＩＧＢＴの発熱量が多くなるおそれがある。

そこで従来、例えば下記特許文献１に見られるように、フリーホイールダイオードに電流が流れることを検出する場合、上記相補的な操作によるオン操作指令にかかわらず、スイッチング素子を強制的にオフ状態とすることも提案されている。具体的には、フリーホイールダイオードと同一の半導体基板上に微小な電極を備え、フリーホイールダイオードに流れる電流の数千分の１から１万分の１程度の微少電流を上記電極から取り出す。そして、この微少電流に基づき、フリーホイールダイオードに電流が流れたと判断される場合に、スイッチング素子を強制的にオフ状態とする。これにより、電力損失の増大を抑制することができる。

特開２００８−７２８４８号公報

ところで、上記微少電流に基づきフリーホイールダイオードに流れる電流を検出する場合、その検出精度を高くすることが困難である。このため、フリーホイールダイオードに流れる電流が大きくならない限り、スイッチング素子を強制的にオフすることが困難となる。

なお、上記還流モードと判断されたフリーホイールダイオードに並列接続されるスイッチング素子のオン操作を禁止する処理が困難となるのは、ダイオード内蔵型ＩＧＢＴに限らない。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、還流モードとなるフリーホイールダイオードに並列接続されるスイッチング素子のオン操作をより適切に禁止することのできる電力変換回路の駆動装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、３相回転機の各相を直流電源の正極に接続する高電位側のスイッチング素子と、前記各相を前記直流電源の負極に接続する低電位側のスイッチング素子と、これら高電位側および低電位側のスイッチング素子の少なくとも一方に並列接続されるフリーホイールダイオードとを備える電力変換回路に適用され、前記フリーホイールダイオードに電流が流れる還流モードであるか否かを判断する還流モード判断手段と、該還流モードと判断されたフリーホイールダイオードに並列接続されるスイッチング素子のオン操作を禁止する禁止手段とを備える電力変換回路の駆動装置において、前記還流モード判断手段は、前記３相回転機の第１相を流れる電流を検出する第１検出手段の出力および第２相を流れる電流を検出する第２検出手段の出力に基づき前記判断をするものであって且つ、前記第１相を流れる電流に基づき、前記第１相について還流モードであるか否かを判断する第１相判断手段と、前記第２相を流れる電流に基づき、前記第２相について還流モードであるか否かを判断する第２相判断手段と、前記第１相を流れる電流と、前記第２相を流れる電流の符号を反転したものとの大小比較に基づき、第３相について還流モードであるか否かを判断する第３相判断手段とを備えることを特徴とする。

第１検出手段や第２検出手段を用いて還流モードの有無を判断し、禁止手段による禁止処理を行なう場合、これらの処理が実際になされるまでに遅延が生じる。このため、フリーホイールダイオードと同一の基板上に電極を形成してこの電極から出力される微少電流を用いる場合と比較して、遅延によるハンディが生じるとも考えられる。これに対し、発明者らは、上記微少電流の精度に起因した還流モードの判断精度の低下の方が、上記遅延による還流モードの判断精度の低下よりも大きくなりやすいことを見出した。これは、禁止処理を適切に行なう上で第１検出手段や第２検出手段を用いた方が有利であることを意味する。上記発明では、この点に鑑み、第１検出手段および第２検出手段を用いる。

ところで、３相回転機の各相を流れる電流の和はゼロとなる。このため、第３相を流れる電流は、第１相を流れる電流と第２相を流れる電流との和の符号を反転したものとなる。このため、第３相を流れる電流の反転タイミングは、第１相を流れる電流と、第２相を流れる電流の符号を反転したものとの大小関係が逆転するタイミングとなる。上記発明では、この点に鑑み、第３相を流れる電流を検出する手段を備えることなく、第３相についても還流モードであるか否かを好適に判断することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の少なくとも一方と、該少なくとも一方に並列接続されるフリーホイールダイオードとは、同一半導体基板に併設されていることを特徴とする。

上記フリーホイールダイオードは、スイッチング素子がオフ状態である場合と比較してオン状態である場合の方が、導通損失が大きくなる。このため、上記禁止手段の利用価値が特に大きい。

請求項３記載の発明は、請求項１または２記載の発明において、前記第３相判断手段は、前記第２相を流れる電流の符号を反転したものと前記第１相を流れる電流との大小を比較するに際し、これらのうちの少なくとも一方を補正することで、前記還流モードと判断する領域としない領域との境界を、還流モードの判断対象となるフリーホイールダイオードに順方向電流が流れる側にオフセットさせることを特徴とする。

相電流の検出に基づき、還流モードの有無を判断し、これに基づきスイッチング素子のオン操作を禁止する処理を行なうには、処理時間を要する。このため、実際の禁止処理は、この処理時間だけ遅延したものとなるおそれがある。ここで、還流モードである状態から還流モードでない状態に移行する場合、この移行の判断に基づく禁止を解除する処理が遅れると、禁止手段によってスイッチング素子がオフされることで、スイッチング素子に電流を流すべきときに電流を流すことができない事態に陥る。この点、上記発明では、上記境界を、フリーホイールダイオードに順方向電流が流れる側にオフセットさせることで、禁止手段による禁止の解除が還流モードである状態から還流モードでない状態に移行するタイミングよりも遅れることを回避することができる。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記第３相判断手段は、フリーホイールダイオードが還流モードにない状態から還流モードに移行する場合と、前記還流モードから前記還流モードにない状態に移行する場合とで、前記オフセットの大きさを相違させることを特徴とする。

上記発明では、還流モードである旨の判断と還流モードにない旨の判断とが頻繁に入れ替わるハンチング現象を回避することができる。このため、禁止手段による禁止処理およびその解除が高周波で繰り返される事態を好適に回避することができる。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記第１検出手段は、前記電力変換回路および前記３相回転機の一方から他方へと進む電流を正とするものであって且つ、前記第２検出手段は、前記他方から前記一方へと進む電流を正とするものであることを特徴とする。

上記発明では、第２相を流れる電流の符号を反転したものを、反転演算によることなく取得することができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、当該駆動装置は、前記高電位側のスイッチング素子の操作信号および前記低電位側のスイッチング素子の操作信号を入力して、これらを駆動するものであり、前記高電位側のスイッチング素子の操作信号および前記低電位側のスイッチング素子の操作信号は、オン状態およびオフ状態が交互に切り替わる相補信号であり、前記禁止手段は、前記操作信号を入力し、前記還流モード判断手段による判断結果に基づき前記操作信号が前記スイッチング素子のオン操作指令を示すものである場合にこれをオフ操作指令に補正して出力するハードウェア手段であることを特徴とする。

上記発明では、相補信号を生成する手段の演算負荷を増加させることなく、禁止手段の処理を実行することができる。

請求項７記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記３相回転機の制御量を制御すべく前記高電位側のスイッチング素子の操作信号および前記低電位側のスイッチング素子の操作信号を生成して出力する処理をソフトウェア処理として行なうソフトウェア処理手段を更に備え、前記還流モード判断手段および前記禁止手段は、前記ソフトウェア処理手段によって構成されるものであることを特徴とする。

請求項８記載の発明は、請求項１〜７のいずれか１項に記載の発明において、前記３相回転機は、車載主機であり、前記禁止手段および前記還流モード判断手段は、前記主機を備えて構成される高電圧システムに対して絶縁された低電圧システムを構成することを特徴とする。

相電流の検出手段は、通常、３相回転機と電力変換回路とを接続する電気経路とは絶縁されている。このため、上記発明において、例えば上記請求項６の発明特定事項を有する場合、相補信号を生成する手段が低電圧システムを構成するなら、第１検出手段および第２検出手段の出力信号を伝播する経路に絶縁手段を設ける必要がない。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるＩＧＢＴおよびフリーホイールダイオードの断面構成を示す断面図。 同実施形態にかかる還流モードの判断手法を示すタイムチャート。 同実施形態にかかる遮断回路の構成を示す図。 同実施形態にかかるＷ相の還流モードの判断手法を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかる電流センサの配置を示す斜視図。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる電力変換回路の制御装置をハイブリッド車に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態のシステム構成を示す。図示されるように、車載主機としてのモータジェネレータ１０は、インバータＩＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体が３つ並列接続されて構成されている。そして、これら各パワースイッチング素子Ｓｗｐおよびパワースイッチング素子Ｓｗｎの接続点が、モータジェネレータ１０の各相にそれぞれ接続されている。なお、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐおよび低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎのそれぞれの入出力端子間（コレクタおよびエミッタ間）には、高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐおよび低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎのカソードおよびアノードが接続されている。

一方、制御装置１６は、低電圧バッテリ１４を電源とするものであり、制御対象としてのモータジェネレータ１０の制御量を制御すべく、上記インバータＩＶを操作する。詳しくは、制御装置１６は、電流センサ５２，５４の検出値等に基づき、インバータＩＶのＵ相、Ｖ相、およびＷ相のそれぞれについてのパワースイッチング素子Ｓｗｐを操作する操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、パワースイッチング素子Ｓｗｎを操作する操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとを生成し出力する。これにより、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、それらの導通制御端子（ゲート）に接続されるドライブユニットＤＵを介して制御装置１６により操作される。ちなみに、インバータＩＶを備える高電圧システムと、制御装置１６を備える低電圧システムとは、図示しないフォトカプラ等の絶縁手段によって絶縁されており、上記操作信号は、絶縁手段を介して高電圧システムに出力される。また、電流センサ５２，５４は、その大きさのみならず電流の流通方向を検出可能な手段である。図では、電流センサ５２，５４が低電圧システム側のものである旨記載されているが、これは、電流センサ５２，５４が、モータジェネレータ１０およびインバータＩＶ間の電気経路に接触することなく電流を検出する手段であって且つ、絶縁手段を介すことなく制御装置１６に接続されているためである。

上記パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、いずれも、入力端子および出力端子が一義に定義されており、出力端子から入力端子への電流の流通を阻止するスイッチング素子である。詳しくは、これらは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）にて構成されている。また、パワースイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎは、その入力端子および出力端子間に流れる電流やフリーホイールダイオードＦＤｐ、ＦＤｎに流れる電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子ＳＴを備えている。センス端子ＳＴのこの機能は、ＩＧＢＴとして、ダイオード内蔵型のものを用いることで可能となったものである。すなわち、本実施形態では、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐおよび高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐは互いに同一の半導体基板に隣接して形成されており、低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎおよび低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎは互いに同一の半導体基板に隣接して形成されている。

図２（ａ）に、本実施形態にかかるパワースイッチング素子Ｓｗｐ（Ｓｗｎ）およびフリーホイールダイオードＦＤｐ（ＦＤｎ）の断面構成を示す。なお、以下では、パワースイッチング素子Ｓｗｐ、Ｓｗｎを総括する場合、パワースイッチング素子Ｓｗと記載し、フリーホイールダイオードＦＤｐ，ＦＤｎを総括する場合、フリーホイールダイオードＦＤと記載する。

図示されるように、半導体基板２０には、ＩＧＢＴ領域とダイオード領域とが併設されて形成されている。半導体基板２０の主面側から裏面側へと伸びる領域は、導電型がＮ型であるＮ型領域２２となっている。また、半導体基板２０の主面側の表層部には、導電型がＰ型のＰ型領域２４が形成されており、Ｐ型領域２４内に、上記Ｎ型領域２２よりも濃い濃度のＮ型の導電型を有するＮ型領域２６が形成されている。そして、これらＰ型領域２４およびＮ型領域２６には、ＩＧＢＴのエミッタ端子Ｅおよびダイオードのアノード端子が接続されている。また、上記Ｐ型領域２４およびＮ型領域２６上には、ゲート酸化膜２８を介してゲート電極３０が形成されている。

一方、半導体基板２０の裏面側の表層部には、上記Ｎ型領域２２よりも濃度の濃いＮ型領域３６とＰ型領域３４とが併設されている。ここで、Ｐ型領域３４は、ＩＧＢＴのコレクタ領域を構成し、Ｎ型領域３６は、ダイオードのカソード領域を構成する。なお、これらＰ型領域３４およびＮ型領域３６と上記Ｎ型領域２２との間には、Ｎ型領域２２よりも濃度の薄いＮ型領域３２が形成されている。

図２（ｂ）は、上記半導体基板２０の主面側を模式的に示した平面図である。図示されるように、主面側の大部分は、エミッタ領域であり、これよりも小さい領域として、ゲート領域やセンス電極３８が形成されている。ここで、実際のセンス電極３８の面積は、エミッタ領域の面積の数千分の１程度とされており、これにより、ＩＧＢＴやフリーホイールダイオードに流れる電流と相関を有しつつも極微小な電流を出力することが可能となっている。

上記ドライブユニットＤＵは、操作信号ｇ（操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐ，ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎの総括表記）に応じてパワースイッチング素子Ｓｗをオン・オフ操作する機能のみならず、パワースイッチング素子Ｓｗの入力端子および出力端子（コレクタおよびエミッタ）間を流れる電流の検出値が過度に大きいと判断される場合、パワースイッチング素子Ｓｗを強制的にオフ状態とする機能をも有する。詳しくは、パワースイッチング素子Ｓｗのセンス端子ＳＴから出力される微少電流に基づき、パワースイッチング素子Ｓｗの入力端子および出力端子間に流れる電流が閾値電流Ｉｔｈ以上となると判断される場合に、パワースイッチング素子Ｓｗを強制的にオフ状態とする機能を有する。具体的には、これは、図中、Ｗ相の上側アームに対応するドライブユニットＤＵにおいて例示しているように、センス端子ＳＴから出力される微少電流による抵抗体４０での電圧降下量と、閾値電流Ｉｔｈに応じた閾値電圧Ｖｔｈとの大小を比較する手段（コンパレータ４２）を備えて行われる。すなわち、このコンパレータ４２による大小の比較結果は、操作信号ｇに応じてパワースイッチング素子Ｓｗのゲートの充放電を行なう駆動回路４４に取り込まれる。駆動回路４４では、パワースイッチング素子Ｓｗを流れる電流が閾値電流Ｉｔｈを超えると判断される場合、操作信号ｇの指示にかかわらず、パワースイッチング素子Ｓｗをオフ状態とする。

ところで、制御装置１６は、ＣＰＵ１６ａを備えてソフトウェア処理により操作信号ｇを生成する。このため、パワースイッチング素子Ｓｗに電流が流れず、これに並列接続されるフリーホイールダイオードＦＤに電流が流れる還流モードであるか否かを判断して操作信号ｇを生成したのではＣＰＵ１６ａの演算負荷が過大となる。このため、制御装置１６では、還流モードであるか否かにかかわらず、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎとを交互にオン・オフする相補信号として操作信号ｇを生成する。

ただし、上記のようにパワースイッチング素子Ｓｗとしてダイオード内蔵型のＩＧＢＴを用いる場合、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れる還流モードにおいてこれに並列接続されるパワースイッチング素子Ｓｗがオン状態となると、電力損失が増加する。このため、還流モードであると判断される場合に、操作信号ｇのオン操作指令をキャンセルする機能を搭載することが望まれる。ここで、還流モードである場合にパワースイッチング素子Ｓｗをオフする処理を迅速に行なううえで、センス端子ＳＴの出力を利用し、ドライブユニットＤＵ内で操作信号ｇのオン操作指令をキャンセルすることが有効とも考えられる。これは、電流センサ５２，５４の出力を利用したのでは、操作信号ｇのオン操作指令をキャンセルするまでに遅延が生じるからである。しかし、センス端子ＳＴの出力する微少電流は、パワースイッチング素子Ｓｗの入力端子および出力端子間を流れる電流を表現する精度が低い。このため、フリーホイールダイオードＦＤを流れる電流量が少ない還流モードへの移行直後にあっては、還流モードであることを判断することができない。

そこで本実施形態では、センス端子ＳＴの出力を利用する代わりに、電流センサ５２，５４の出力を利用して還流モードであるか否かを判断し、この判断結果に応じて操作信号ｇのオン操作指令を補正する。具体的には、こうした処理を行なう専用のハードウェア手段としての遮断回路５０を備え、制御装置１６の操作信号ｇを一旦遮断回路５０に入力した後、遮断回路５０からドライブユニットＤＵに出力する。

図３に、遮断回路５０の行なう処理を示す。

図示されるように、本実施形態では、インバータＩＶ側からモータジェネレータ１０側へと進む方向を正として、モータジェネレータ１０を流れる１の相の電流が閾値電流ＩＨｎ（＞０）以上となることで、その相の下側アームが還流モードであると判断し、１の相の電流が閾値電流ＩＨｐ（＜０）以下となることで、その相の上側アームが還流モードであると判断する。また、モータジェネレータ１０を流れる１の相の電流が閾値電流ＩＬｎ（＞０）以下となることで、その相の下側アームが還流モードでない状態に移行したと判断し、１の相の電流が閾値電流ＩＬｐ（＜０）以上となることで、その相の上側アームが還流モードでない状態に移行したと判断する。ここで、閾値電流ＩＬｎ，ＩＬｐは、いずれも電流センサ５２，５４の出力に基づき還流モードでない状態と判断されてから、操作信号ｇのオン操作指令のキャンセル処理が実際に解除されるまでに生じる遅延時間を考慮して設定されるものである。これに対し、上記閾値電流ＩＬｎ，ＩＬｐをゼロとする場合には、遅延に起因して還流モードでないにもかかわらずオン操作指令がキャンセルされる事態が生じるおそれがある。

さらに、上述したように、下側アームが還流モードに移行することを判断する閾値電流ＩＨｎと還流モードでない状態に移行することを判断する閾値電流ＩＬｎとを相違させ、また、上側アームが還流モードに移行することを判断する閾値電流ＩＨｐと還流モードでない状態に移行することを判断する閾値電流ＩＬｐとを相違させている。これは、ノイズに対する耐性を高めることなどを目的とするものである。すなわち、相電流が非常に小さい状況下、ノイズ等の影響で、還流モードである旨の判断と還流モードでない旨の判断とが頻繁に繰り返される場合、パワースイッチング素子Ｓｗが高周波でオン・オフされるおそれがあり、この場合、発熱が増大する。

図４に、本実施形態にかかる遮断回路５０の構成を示す。ここでは、まずＵ相を流れる電流を検出する電流センサ５２に基づくＵ相の操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎの補正処理、およびＶ相を流れる電流を検出する電流センサ５４に基づくＶ相の操作信号ｇｖｐ，ｇｖｎの補正処理を実現する構成について説明する。

図示されるように、電流センサ５２によって検出されるＵ相の電流ｉｕ（実際には電圧信号）と基準電源６３の基準電圧Ｖｔｈｐとが、ヒステリシスコンパレータ６２に取り込まれる。そして、ヒステリシスコンパレータ６２の出力信号と、Ｕ相上側アームの操作信号ｇｕｐとがＡＮＤ回路６１に入力され、ＡＮＤ回路６１からこれらの論理積信号が、最終的な操作信号ｇｕｐとして出力される。ここで、ヒステリシスコンパレータ６２は、図中下方に示す閾値ＶＨｐ、ＶＬｐを生成するものである。ここで、閾値ＶＨｐは、先の図３に示した閾値電流ＩＨｐに対応しており、閾値ＶＬｐは、閾値電流ＩＬｐに対応している。

一方、電流センサ５２によって検出されるＵ相の電流ｉｕと基準電源６８の基準電圧Ｖｔｈｎとが、ヒステリシスコンパレータ６７に取り込まれる。そして、ヒステリシスコンパレータ６７の出力信号と、Ｕ相下側アームの操作信号ｇｕｎとがＡＮＤ回路６６に入力され、ＡＮＤ回路６６からこれらの論理積信号が、最終的な操作信号ｇｕｎとして出力される。ここで、ヒステリシスコンパレータ６７は、図中下方に示す閾値ＶＨｎ、ＶＬｎを生成するものである。ここで、閾値ＶＨｎは、先の図３に示した閾値電流ＩＨｎに対応しており、閾値ＶＬｎは、閾値電流ＩＬｎに対応している。

同様に、電流センサ５４によって検出されるＶ相の電流ｉｖ（実際には電圧信号）と基準電源７３の基準電圧Ｖｔｈｐとが、ヒステリシスコンパレータ７２に取り込まれる。そして、ヒステリシスコンパレータ７２の出力信号と、Ｖ相上側アームの操作信号ｇｖｐとがＡＮＤ回路７１に入力され、ＡＮＤ回路７１からこれらの論理積信号が、最終的な操作信号ｇｖｐとして出力される。また、Ｖ相の電流ｉｖと基準電源７８の基準電圧Ｖｔｈｎとが、ヒステリシスコンパレータ７７に取り込まれる。そして、ヒステリシスコンパレータ７７の出力信号と、Ｖ相下側アームの操作信号ｇｖｎとがＡＮＤ回路７６に入力され、ＡＮＤ回路７６からこれらの論理積信号が、最終的な操作信号ｇｖｎとして出力される。

次に、電流センサによって直接相電流が検出されることのないＷ相について、その操作信号ｇｗｐ、ｇｗｎの補正処理について説明する。本実施形態では、Ｗ相の相電流を検出する電流センサを備えないため、電流センサ５２によって検出される電流ｉｕと電流センサ５４によって検出される電流ｉｖの符号を反転させたものとの大小比較に基づき、Ｗ相の電流ｉｗの符号を判定し、これに基づきＷ相について還流モードであるか否かを判断する。すなわち、キルヒホッフの法則によれば、「ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０」であるため、「ｉｗ＝−（ｉｕ＋ｉｖ）＝−｛ｉｕ−（−ｉｖ）｝」となり、Ｕ相の電流ｉｕと、Ｖ相の電流ｉｖの符号を反転させたもの「−ｉｖ」との大小が逆転する時点でＷ相の電流ｉｗの符号が反転する。図５に、この関係を視覚的に示す。

こうした処理を実現するため、先の図４に示すように、電流センサ５２によって検出されるＵ相の電流ｉｕと、電流センサ５４によって検出されるＶ相の電流ｉｖが反転増幅回路８３によって反転されオフセットされたものとがヒステリシスコンパレータ８２に入力される。ここで、反転増幅回路８３は、電流ｉｖの増加を減少に変換し、また減少を増加に変換して且つ、オフセットを持たせるものである。一方、ヒステリシスコンパレータ８２は、Ｕ相の電流ｉｕがＶ相の電流ｉｖの符号を反転させたもの「−ｉｖ」よりも所定以上（「−ＶＨｐ」に相当）大きくなることでその出力信号を論理「Ｈ」に反転させ、その後、Ｕ相の電流ｉｕが上記符号を反転させたもの「−ｉｖ」に所定値（「−ＶＬｐ」に相当）を加算したもの以下となることで出力信号を論理「Ｌ」に反転させる。なお、反転増幅回路８３においてＶ相の電流ｉｖを反転させるのみならずオフセットさせるのは、ヒステリシスコンパレータ８２の一対の閾値をいずれも電流ｉｖよりも大きくするための設定である。そして、ＡＮＤ回路８１では、ヒステリシスコンパレータ８２の出力信号と操作信号ｇｗｐとの論理積信号を生成して最終的な操作信号ｇｗｐとして出力する。

また、電流センサ５２によって検出されるＵ相の電流ｉｕと、電流センサ５４によって検出されるＶ相の電流ｉｖが反転増幅回路８８によって反転されオフセットされたものとがヒステリシスコンパレータ８７に入力される。ここで、反転増幅回路８８は、電流ｉｖの増加を減少に変換し、また減少を増加に変換して且つ、オフセットを持たせるものである。一方、ヒステリシスコンパレータ８７は、Ｕ相の電流ｉｕがＶ相の電流ｉｖの符号を反転させたもの「−ｉｖ」よりも所定以上（「ＶＨｎ」に相当）小さくなることでその出力信号を論理「Ｈ」に反転させ、その後、Ｕ相の電流ｉｕが上記符号を反転させたもの「−ｉｖ」に所定値（「ＶＬｎ」に相当）を加算したもの以上となることで出力信号を論理「Ｌ」に反転させる。なお、反転増幅回路８８においてＶ相の電流ｉｖを反転させるのみならずオフセットさせるのは、ヒステリシスコンパレータ８７の一対の閾値をいずれも電流ｉｖよりも小さくするための設定である。そして、ＡＮＤ回路８６では、ヒステリシスコンパレータ８７の出力信号と操作信号ｇｗｐとの論理積信号を生成して最終的な操作信号ｇｗｐとして出力する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）電流センサによって電流の検出されないＷ相について、電流センサ５２によって検出されるＵ相の電流ｉｕと、電流センサ５４によって検出されるＶ相の電流ｉｖの符号を反転したもの「−ｉｖ」との大小比較に基づき、還流モードであるか否かを判断した。これにより、Ｗ相についても還流モードであるか否かを好適に判断することができる。

（２）高電位側のパワースイッチング素子ＳｗｐおよびフリーホイールダイオードＦＤｐと、低電位側のパワースイッチング素子ＳｗｎおよびフリーホイールダイオードＦＤｎとのそれぞれを、同一半導体基板に併設して形成した。これにより、還流モードにおいてパワースイッチング素子Ｓｗがオン状態となることで導通損失が大きくなるため、還流モードである場合にパワースイッチング素子Ｓｗのオン操作指令をキャンセルする処理の利用価値が特に大きい。

（３）還流モードと判断する領域としない領域との境界（閾値電流ＩＬｐ、ＩＬｎ）を、還流モードの判断対象となるフリーホイールダイオードＦＤに順方向電流が流れる側にオフセットさせた。これにより、オン操作指令のキャンセル処理の解除が還流モードである状態から還流モードでない状態に移行するタイミングよりも遅れることを回避することができる。

（４）フリーホイールダイオードＦＤが還流モードにない状態から還流モードに移行することを判断する閾値電流ＩＨｐ、ＩＨｎと、還流モードから還流モードにない状態に移行することを判断する閾値電流ＩＬｐ、ＩＬｎとを相違させた。これにより、オン操作指令のキャンセル処理およびその解除が高周波で繰り返される事態を好適に回避することができる。

（５）制御装置１６においてソフトウェア処理によって生成された相補信号としての操作信号ｇのオン操作指令を、ハードウェア手段である遮断回路５０によってキャンセルする構成とした。これにより、制御装置１６の演算負荷を増加させることなく、キャンセル処理を実行することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、電流センサ５４の出力を反転させる代わりに、電流センサ５２と電流センサ５４とで電流の正方向が逆となるようにする。これは、図６に示す配置によって実現することができる。すなわち、電流センサ５２，５４は、ともにコア５２ａ，５４ａの有するギャップにホール素子５２ｂ，５４ｂを備えるものであり、コア５２ａ，５４ａの軸を貫いて流れる電流によって生じる磁界をホール素子５２ｂ，５４ｂによって検出するものである。このため、インバータＩＶからモータジェネレータ１０へと電流が流れる場合に、ホール素子５４ａ，５４ｂの感知する磁界の向きが互いに逆となるように電流センサ５２，５４を配置することで、電流センサ５４の出力は、先の第１の実施形態におけるものの符号を反転したものとなる。

このため、本実施形態では、電流センサ５４の出力の符号を反転させる回路を備えない。ただし、電流センサ５４の出力をオフセットさせる。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）〜（５）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（６）電流センサ５２と電流センサ５４とで電流の正方向を逆とした。これにより、電流センサ５４の出力を反転させる処理を行なうことなく、Ｕ相の電流ｉｕと、Ｖ相の電流ｉｖの符号を反転したもの「−ｉｖ」との大小を比較することができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図７に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図７において、先の図１に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、ハードウェア手段としての遮断回路５０を備えない。これに代えて、遮断回路５０の機能を、制御装置１６のソフトウェア処理によって実現する。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

＜還流モード判断手段について＞
・上記第１の実施形態では、Ｖ相を流れる電流ｉｖの検出値（電圧信号）を反転増幅回路８３，８８にて反転させるとともにオフセットさせたがこれに限らない。例えば、高電位側のヒステリシスコンパレータ８２および低電位側のヒステリシスコンパレータ８７のいずれか一方については、電流センサ５２，５６の出力自体を調節することでオフセットを設けてもよい。なお、この手法を第２の実施形態に適用することもできる。

・高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐが還流モードであるか否かを判断するための閾値電流と低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎが還流モードであるか否かを判断するための閾値電流とを相違させるものとしては、ヒステリシスコンパレータ６２，６７，７２，７７，８２，８７の入力信号のうち閾値を定める側の設定として行なうものに限らない。例えば、閾値との比較対象となる電流側の設定として行なうものであってもよい。これは、電流値を補正したり、この電流値を出力する電流センサの出力自体を調節したりすることで行うことができる。

・１のフリーホイールダイオードＦＤが還流モードにない状態から還流モードに移行する場合と還流モードから還流モードにない状態に移行する場合とで、閾値電流を相違させるものに限らない。こうした設定をしなくても上記第１の実施形態の上記（１）の効果等を得ることはできる。

・高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐが還流モードであるか否かを判断するための閾値電流と低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎが還流モードであるか否かを判断するための閾値電流とが相違するものに限らない。こうした設定をしなくても上記第１の実施形態の上記（１）の効果等を得ることはできる。

＜スイッチング素子について＞
ＩＧＢＴとしては、フリーホイールダイオードが同一半導体基板に併設されたものに限らない。こうしたものでなくても、フリーホイールダイオードＦＤに電流が流れる場合にはパワースイッチング素子Ｓｗｐをオン操作しないようにすることで、電力消費量を低減することができる。

パワースイッチング素子Ｓｗとしては、ＩＧＢＴに限らず、例えばパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタ等であってもよい。この場合、通常、フリーホイールダイオードＦＤよりもパワーＭＯＳ型電界効果トランジスタの方がオン抵抗が小さいため、デッドタイム期間以外には、パワーＭＯＳ型電界効果トランジスタに電流が流れると考えられる。ただし、トランジスタの温度が高くなる場合には、フリーホイールダイオードＦＤによる還流モードとした方がよいことも考えられるため、こうした場合に本発明を適用することもできる。

なお、パワースイッチング素子Ｓｗとして、ＭＯＳ型電界効果トランジスタのように入力端子および出力端子の機能が入れ替わることで双方向に電流を流すことが可能なものを用いる場合、高電位側のフリーホイールダイオードＦＤｐおよび低電位側のフリーホイールダイオードＦＤｎのいずれか一方を削除したものに本発明を適用することも可能である。ちなみに、高電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｐと低電位側のパワースイッチング素子Ｓｗｎとのオン・オフ操作に際してデッドタイム期間が設けられるなら、これらにそれぞれ並列接続されるフリーホイールダイオードが必要であるが、例えば米国特許第７１３０２０５号明細書に記載の電力変換回路のようにデッドタイム期間が不要なものもある。

＜その他＞
・上記第２の実施形態では、電流センサ５２，５４として図６に示す構成のものを例示したがこれに限らない。例えばＭＲＥ（磁気抵抗素子）センサ等であってもよい。

・遮断回路５０を、高電圧システムに備えても、上記第１の実施形態の上記（１）の効果等を得ることはできる。

・３相回転機としては、同期機に限らず、例えば誘導機であってもよい。

・電力変換回路としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。

１０…モータジェネレータ（３相回転機の一実施形態）、１６…制御装置（ソフトウェア処理手段の一実施形態）、５０…遮断回路（還流モード判断手段および禁止手段の一実施形態）、Ｓｗｐ，Ｓｗｎ…パワースイッチング素子、ＦＤｐ、ＦＤｎ…フリーホイールダイオード。

Claims (12)

1. ３相回転機の各相を直流電源の正極に接続する高電位側のスイッチング素子と、前記各相を前記直流電源の負極に接続する低電位側のスイッチング素子と、これら高電位側および低電位側のスイッチング素子の少なくとも一方に並列接続されるフリーホイールダイオードとを備える電力変換回路に適用され、前記フリーホイールダイオードに電流が流れる還流モードであるか否かを判断する還流モード判断手段と、該還流モードと判断されたフリーホイールダイオードに並列接続されるスイッチング素子のオン操作を禁止する禁止手段とを備える電力変換回路の駆動装置において、
   前記還流モード判断手段は、前記３相回転機の第１相を流れる電流を検出する第１検出手段の出力および第２相を流れる電流を検出する第２検出手段の出力に基づき前記判断をするものであって且つ、
   前記第１相を流れる電流に基づき、前記第１相について還流モードであるか否かを判断する第１相判断手段と、
   前記第２相を流れる電流に基づき、前記第２相について還流モードであるか否かを判断する第２相判断手段と、
   前記第１相を流れる電流と、前記第２相を流れる電流の符号を反転したものとの大小比較に基づき、第３相について還流モードであるか否かを判断する第３相判断手段とを備えることを特徴とする電力変換回路の駆動装置。
2. 前記高電位側のスイッチング素子および前記低電位側のスイッチング素子の少なくとも一方と、該少なくとも一方に並列接続されるフリーホイールダイオードとは、同一半導体基板に併設されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換回路の駆動装置。
3. 前記第３相判断手段は、前記第２相を流れる電流の符号を反転したものと前記第１相を流れる電流との大小を比較するに際し、これらのうちの少なくとも一方を補正することで、前記還流モードと判断する領域としない領域との境界を、還流モードの判断対象となるフリーホイールダイオードに順方向電流が流れる側にオフセットさせることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換回路の駆動装置。
4. 前記第３相判断手段は、フリーホイールダイオードが還流モードにない状態から還流モードに移行する場合と、前記還流モードから前記還流モードにない状態に移行する場合とで、前記オフセットの大きさを相違させることを特徴とする請求項３記載の電力変換回路の駆動装置。
5. 前記第１検出手段は、前記電力変換回路および前記３相回転機の一方から他方へと進む電流を正とするものであって且つ、前記第２検出手段は、前記他方から前記一方へと進む電流を正とするものであることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。
6. 当該駆動装置は、前記高電位側のスイッチング素子の操作信号および前記低電位側のスイッチング素子の操作信号を入力して、これらを駆動するものであり、
   前記高電位側のスイッチング素子の操作信号および前記低電位側のスイッチング素子の操作信号は、オン状態およびオフ状態が交互に切り替わる相補信号であり、
   前記禁止手段は、前記操作信号を入力し、前記還流モード判断手段による判断結果に基づき前記操作信号が前記スイッチング素子のオン操作指令を示すものである場合にこれをオフ操作指令に補正して出力するハードウェア手段であることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。
7. 前記３相回転機の制御量を制御すべく前記高電位側のスイッチング素子の操作信号および前記低電位側のスイッチング素子の操作信号を生成して出力する処理をソフトウェア処理として行なうソフトウェア処理手段を更に備え、
   前記還流モード判断手段および前記禁止手段は、前記ソフトウェア処理手段によって構成されるものであることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。
8. 前記３相回転機は、車載主機であり、
   前記禁止手段および前記還流モード判断手段は、前記主機を備えて構成される高電圧システムに対して絶縁された低電圧システムを構成することを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。
9. 当該駆動装置は、前記高電位側のスイッチング素子の操作信号および前記低電位側のスイッチング素子の操作信号に基づき、これらを駆動するものであり、
   前記高電位側のスイッチング素子の操作信号および前記低電位側のスイッチング素子の操作信号は、オン状態およびオフ状態が交互に切り替わる相補信号であることを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。
10. 前記少なくとも一方のスイッチング素子は、その入力端子および出力端子間に流れる電流と相関を有する微小電流を出力する端子を備えることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。
11. 前記電力変換回路は、前記第１検出手段および前記第２検出手段の出力に基づき前記回転機の制御量を制御すべく前記高電位側のスイッチング素子と前記低電位側のスイッチング素子とのそれぞれに操作信号を出力する出力手段を備える低電圧システムに対して絶縁手段によって絶縁された高電圧システムに搭載され、
    前記還流モード判断手段および前記禁止手段は、前記低電圧システムに備えられ、
    前記禁止手段は、前記操作信号を入力し、前記還流モード判断手段による判断結果に基づき前記操作信号が前記スイッチング素子のオン操作指令を示すものである場合にこれをオフ操作指令に補正して前記高電圧システムに出力することを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。
12. 前記禁止手段は、前記高電位側のスイッチング素子と前記低電位側のスイッチング素子との接続点から前記回転機へと流れる電流を正とした場合、前記第３相の電流が正の閾値電流以上である期間、前記第３相に対応する前記低電位側のスイッチング素子のオン操作を継続して禁止し、前記第３相の電流が負の閾値電流以下である期間、前記第３相に対応する前記高電位側のスイッチング素子のオン操作を継続して禁止することを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の電力変換回路の駆動装置。

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