JP2014128087A - 回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電動機１０の制御に用いる母線電流を高精度に検出可能な機会を拡大することのできる回転機の制御装置を提供する。
【解決手段】インバータＩＮＶを構成する高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子の操作状態を電気角１２０°毎に相ごとに順次固定しつつ、インバータＩＮＶの固定された相以外の２相を構成する高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を指令変調率Ｄ￥＊及びキャリアｔａの大小比較に基づくパルス幅変調によりオンオフ操作する。こうした構成において、インバータＩＮＶの３相全てについて、高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子のうち一方がオン操作又はオフ操作される期間以外の期間であってかつキャリアｔａが極小値となるタイミングにおいて電流センサ１８によって母線電流を検出する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、直流電源と、３相回転機と、前記直流電源及び前記回転機を電気的に接続可能な３相インバータと、を備える回転機の制御システムに適用される回転機の制御装置に関する。

従来、下記特許文献１に見られるように、３相電動機の回転速度に比例したフィードフォワード操作量としてのインバータ出力電圧を、インバータ及び電源間に介在する負極側母線に流れる電流（以下、母線電流）のピーク値に基づきフィードバック補正する技術が知られている。詳しくは、この技術では、シャント抵抗及びピークホールド回路からなる電流検出手段によって母線電流を検出する。そして、検出された母線電流のピーク値を電動機の相電流のピーク値として用いてインバータの出力電圧をフィードバック補正する。

特許第４９８３３２２号公報

ここで、上記特許文献１に記載された技術では、電動機制御に用いる母線電流を高精度に検出可能な機会が制約されるおそれがある。詳しくは、インバータを構成するスイッチング素子の操作状態が変更されることで、母線電流にリンギングが生じる。このリンギングの影響を電動機制御に用いる母線電流の検出値から除去すべく、ピークホールド回路を構成するピークホールド用コンデンサの静電容量及び放電用抵抗体の抵抗値から定まる時定数を設定する。

ここで、例えば、インバータの出力電圧ベクトルが特定の有効電圧ベクトルとなる期間における母線電流の検出値を相電流として電動機制御に用いる場合、特定の有効電圧ベクトルとなる期間においてリンギングの影響を除去可能なように上記時定数を設定することとなる。ただし、こうした設定は、電動機の特定の運転状態に対応した設定となる。このため、電動機の運転状態が変化し、上記特定の有効電圧ベクトルとなる期間の長さが短くなる場合には、この期間においてリンギングの影響を除去できなくなるおそれがある。すなわち、こうした運転状態においては、母線電流を高精度に検出可能な機会が制約されることとなる。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機の制御に用いる母線電流を高精度に検出可能な機会を拡大できる回転機の制御装置を提供することにある。

上記課題を解決すべく、請求項１記載の発明は、直流電源（１２）と、３相回転機（１０）と、前記直流電源及び前記回転機を電気的に接続可能な３相インバータ（ＩＮＶ）と、を備える回転機の制御システムに適用され、前記直流電源及び前記インバータを電気的に接続する母線（Ｌｎ）に流れる電流を検出する電流検出手段（１８）と、前記インバータを構成する高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子の操作状態を所定期間毎に相ごとに順次固定しつつ、前記インバータの固定された相以外の２相を構成する高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を指令信号及び三角波信号の大小比較に基づくパルス幅変調によりオンオフ操作する２相変調手段（２４，２８，９０）と、を備え、前記電流検出手段は、前記インバータの３相全てについて前記２相変調手段によって前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子のうち一方がオン操作又はオフ操作される期間以外の検出可能期間であってかつ、前記三角波信号が極値となるタイミングにおいて前記母線に流れる電流を検出することを特徴とする。

２相変調手段によってインバータを構成するスイッチング素子を操作することにより、回転機の相電流として回転機制御に用いることができる母線電流を検出可能な機会が拡大する。この点に鑑み、上記発明では、２相変調手段及び電流検出手段を備えた。これにより、回転機の制御に用いる母線電流を高精度に検出可能な機会を拡大することができる。

さらに、上記発明によれば、母線電流の検出タイミングを三角波信号が極値となるタイミングに固定することができる。このため、回転機制御に用いる母線電流の検出タイミングを設定するためのハードウェア負担を低減させることもできる。

第１の実施形態にかかる制御システムの構成図。 相電流の振幅のずれを示す図。 各出力電圧ベクトルにおいて母線電流によって把握可能な相電流を示す図。 第１の実施形態にかかる２相変調手法を示す図。 同実施形態にかかる母線電流によって把握可能な相電流の推移を示す図。 同実施形態にかかる母線電流の検出タイミングを示す図。 同実施形態にかかる振幅補正処理の効果を示す図。 比較技術にかかる母線電流の検出タイミングを示す図。 第２の実施形態にかかる２相変調手法を示す図。 同実施形態にかかる母線電流によって把握可能な相電流の推移を示す図。 同実施形態にかかる母線電流の検出タイミングを示す図。 第３の実施形態にかかる２相変調手法を示す図。 同実施形態にかかる母線電流によって把握可能な相電流の推移を示す図。 同実施形態にかかる母線電流の検出タイミングを示す図。 同実施形態にかかる母線電流の検出タイミングを示す図。 第４の実施形態にかかるオフセット誤差の検出可能期間を示す図。 同実施形態にかかるオフセット補正処理の手順を示す流れ図。 第５の実施形態にかかるオフセット誤差の検出可能期間を示す図。 第６の実施形態にかかるデッドタイム補償態様を示す図。 同実施形態にかかる電流検出禁止期間を示す図。 第７の実施形態にかかる相電流に生じるリンギングを示す図。 同実施形態にかかる２相，３相変調の切替手法を示す図。 第８の実施形態にかかる変調率の線形領域及び非線形領域を示す図。 同実施形態にかかる２相，３相変調の切替手法を示す図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載電動パワーステアリングの制御システムに適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、電動機１０は、３相回転機（同期機）である。詳しくは、電動機１０は、表面磁石同期機（ＳＰＭＳＭ）である。

電動機１０は、３相インバータＩＮＶ、及び一対の母線（正極側母線Ｌｐ、負極側母線Ｌｎ）を介して「直流電源」としてのバッテリ１２に電気的に接続されている。インバータＩＮＶは、高電位側スイッチング素子Ｓ￥ｐ及び低電位側スイッチング素子Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点（インバータＩＮＶの出力端子）のそれぞれは、電動機１０のＵ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれの端子に接続されている。本実施形態では、これらスイッチング素子Ｓ￥＃（＃＝ｐ，ｎ）として、ＮチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタを用いている。そして、これらスイッチング素子Ｓ￥＃にはそれぞれ、フリーホイールダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。なお、フリーホイールダイオードＤ￥＃は、スイッチング素子Ｓ￥＃のボディーダイオードであってもよい。

本実施形態では、電動機１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まず、電動機１０の回転角（電気角θ）を検出する回転角センサ１４を備えている。また、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１６を備えている。さらに、負極側母線Ｌｎに流れる電流（以下、母線電流）を検出する電流センサ１８を備えている。ここで、電流センサ１８としては、例えば、負極側母線Ｌｎに直列接続されるシャント抵抗と、その両端の電位差を検出する手段とを備えて構成すればよい。なお、本実施形態において、電流センサ１８が「電流検出手段」を構成する。

上記各種センサの検出値は、制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成して出力する。なお、図１には、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ￥＃を操作する信号を操作信号ｇ￥＃として示している。

図１には、制御装置２０によって実行される処理をブロック図で示してある。以下、これについて説明する。

指令電流設定部２２は、トルク指令値Ｔｒｑ＊を入力とし、電動機１０のトルクがトルク指令値Ｔｒｑ＊となる上で要求される電流を３相の指令値（指令電流ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊）として設定する。ここで、これら指令電流ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊は、位相が互いに１２０°ずれた正弦波状の信号である。

指令電圧設定部２４は、これら指令電流ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊と、速度算出部２６から出力される電気角速度ωとを入力として、電動機１０に流れる電流を指令電流ｉ￥＊とする上でのフィードフォワード操作量（指令電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊，ｖｗ＊）を設定する。ここでは、以下の式（ｅｑ１）によって表わされる電圧方程式を用いて指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を設定する。

ここで、「Ｒ」は電機子巻線抵抗を示し、「Ｌ」はコイルのインダクタンスを示し、「ｐ」は微分演算子を示し、「φ」は１相あたりの永久磁石による電機子鎖交磁束の最大値を示す。

操作信号生成部２８では、指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に応じた信号を、電源電圧ＶＤＣによって規格化した指令変調率Ｄｕ＊，Ｄｖ＊，Ｄｗ＊（「指令信号」に相当）と、三角波形状のキャリアｔａ（「三角波信号に相当」）との大小比較に基づくパルス幅変調により、スイッチング素子Ｓ￥＃の操作信号ｇ￥＃を生成する。詳しくは、大小比較に基づき論理「Ｈ」及び論理「Ｌ」が定まるＰＷＭ信号ｇ￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）と、付与すべきデッドタイムとから、高電位側スイッチング素子Ｓ￥ｐのオン操作信号ｇ￥ｐと、低電位側スイッチング素子Ｓ￥ｎのオン操作信号ｇ￥ｎとを生成する。

本実施形態では、上述したフィードフォワード制御が基本となるものの、電動機１０のトルクリップルを低減することなどを狙って、電動機１０の相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのそれぞれの振幅と当初想定した値とのずれを低減する振幅補正処理を行う。ここで、当初想定した値とは、具体的には、電動機１０を構成する電機子巻線抵抗「Ｒ」、コイルのインダクタンス「Ｌ」及び電機子鎖交磁束の最大値「φ」のそれぞれの実際の値が設計時に想定した値となる場合の相電流の振幅である。図２には、フィードフォワード制御において当初想定した理想的な相電流Ｉ１に対して実際の相電流Ｉ２がずれることで相電流の振幅がずれる様子の一例を示した。相電流の振幅がずれる要因としては、例えば、電動機１０を構成する電機子の温度変化によって電機子抵抗値が変化することが挙げられる。以下、先の図１を用いて、振幅補正処理について説明する。

指令電流設定部２２から出力されたＵ相指令電流ｉｕ＊は、第１の絶対値算出部３０によって絶対値に変換され、第１の偏差算出部４０に入力される。また、指令電流設定部２２から出力されたＶ相指令電流ｉｕ＊は、第２の絶対値算出部３２によって絶対値に変換され、第２の偏差算出部４２に入力される。さらに、指令電流設定部２２から出力されたＷ相指令電流ｉｗ＊は、第３の絶対値算出部３４によって絶対値に変換され、第３の偏差算出部４４に入力される。

一方、電流センサ１８によって検出された母線電流ＩＤＣは、第４の絶対値算出部５０によって絶対値に変換された後、セレクタ５２に入力される。セレクタ５２は、操作信号生成部２８からセレクタ５２に入力されるインバータＩＮＶの出力電圧ベクトルに関する情報に基づき、第１〜第３の偏差算出部４０，４２，４４のいずれか１つに母線電流ＩＤＣを選択的に出力する。詳しくは、セレクタ５２は、図３に示す関係を記憶しており、出力電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７に基づき、母線電流ＩＤＣの絶対値が相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのいずれの絶対値に相当するかを識別する。そして、識別結果に基づき、第１〜第３の偏差算出部４０，４２，４４のうち識別された相に対応するものに第４の絶対値算出部５０の出力値を出力する。なお、図３において、相電流ｉ￥の符号は、電動機１０側からインバータＩＮＶ側に出力される場合を正と定義している。また、本実施形態において、セレクタ５２は、「識別手段」を構成する。

先の図１の説明に戻り、第１のフィードバック操作量算出部６０は、第１の偏差算出部４０の出力値を入力として、Ｕ相電流ｉｕの絶対値をＵ相指令電流ｉｕ＊の絶対値にフィードバック制御するための操作量を算出する。第２のフィードバック操作量算出部６２は、第２の偏差算出部４２の出力値を入力として、Ｖ相電流ｉｖの絶対値をＶ相指令電流ｉｖ＊の絶対値にフィードバック制御するための操作量を算出する。第３のフィードバック操作量算出部６４は、第３の偏差算出部４４の出力値を入力として、Ｗ相電流ｉｗの絶対値をＷ相指令電流ｉｗ＊の絶対値にフィードバック制御するための操作量を算出する。本実施形態では、第１〜第３のフィードバック操作量算出部６０，６２，６４のそれぞれにおいて、第１〜第３の偏差算出部４０，４２，４４のそれぞれの出力値を入力とした比例積分制御によって操作量を算出する。

第１の加算部７０は、第１のフィードバック操作量算出部６０の出力値に「１」を加算し、第１の乗算部８０に出力する。これにより、第１の乗算部８０は、指令電圧設定部２４から出力された指令電圧Ｖｕ＊に第１の加算部７０の出力値を乗算することで指令電圧Ｖｕ＊を補正する。同様に、第２の加算部７２は、第２のフィードバック操作量算出部６２の出力値に「１」を加算して第２の乗算部８２に出力し、第３の加算部７４は、第３のフィードバック操作量算出部６４の出力値に「１」を加算して第３の乗算部８４に出力する。第１〜第３の乗算部８０，８２，８４において指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のそれぞれは個別に補正され、これら乗算部８０，８２，８４から出力された指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、変調切替部９０に入力される。

なお、本実施形態において、第１〜第３の絶対値算出部３０，３２，３４、第１〜第３の偏差算出部４０，４２，４４、第１〜第３のフィードバック操作量算出部６０，６２，６４、第１〜第３の加算部７０，７２，７４及び第１〜第３の乗算部８０，８２，８４が「振幅補正手段」を構成する。

変調切替部９０は、インバータＩＮＶを３相変調又は２相変調によって操作すべく、第１〜第３の乗算部８０，８２，８４から出力された指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を変更し得る。

詳しくは、３相変調を採用する場合、変調切替部９０は、第１〜第３の乗算部８０，８２，８４から出力された指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をそのまま操作信号生成部２８に対して出力する。

一方、２相変調を採用する場合、変調切替部９０は、高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子の操作状態を所定期間毎に相ごとに順次固定しつつ、インバータＩＮＶの固定された相以外の２相を構成する高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を指令変調率及びキャリアｔａとの大小比較に基づくパルス幅変調によりオンオフ操作するように、第１〜第３の乗算部８０，８２，８４から出力された指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を変更する。本実施形態では、図４に示すように、電動機１０の電気角１２０°毎に相ごとに、高電位側スイッチング素子のオフ操作固定及び低電位側スイッチング素子のオン操作固定が順次行われるように指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を変更する。ここでは、相間電圧が正弦波となるように操作状態が固定される２相の指令電圧を変更する。なお、本実施形態において、キャリアｔａの最大値が「１」に設定されてかつ最小値が「０」に設定されている。こうした設定を前提として、本実施形態では、オフ操作固定されるスイッチング素子の指令変調率がその下限値「０」に固定され、オン操作固定されるスイッチング素子の指令変調率がその上限値「１」に固定されることとする。

ちなみに、本実施形態において、指令電圧設定部２４及び変調切替部９０が「指令電圧設定手段」を構成し、操作信号生成部２８が「オンオフ操作手段」を構成する。また、指令電圧設定部２４及び操作信号生成部２８が「３相変調手段」を構成し、指令電圧設定部２４、操作信号生成部２８及び変調切替部９０が「２相変調手段」を構成する。

更に、変調切替部９０において３相変調の説明をしたが、本実施形態では、２相変調のみ行うものとする。

続いて、振幅補正処理で用いられる母線電流ＩＤＣの検出手法について説明する。

図５に、電動機１０の１電気角周期において母線電流ＩＤＣによって把握可能な相電流の推移を示す。こうした把握が可能となる母線電流の検出タイミングを図６を用いて説明する。ここで、図６は、先の図４の「α」部分を時間スケールについて拡大した図である。詳しくは、図６（ａ）は、指令変調率Ｄ￥＊及びキャリアｔａの推移を示し、図６（ｂ）は、ＰＷＭ信号ｇ￥の推移を示し、図６（ｃ）は、出力電圧ベクトルの推移を示し、図６（ｄ）〜図６（ｆ）は、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの推移を示す。

なお、図６（ｂ）では、デッドタイムの図示を省略し、また、オン操作されるスイッチング素子の符号を併記した。さらに、図６（ｄ）〜図６（ｆ）に示す「Ｉｕａｖｅ」，「Ｉｖａｖｅ」、「Ｉｗａｖｅ」は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのキャリアｔａの１周期Ｔにおける平均値を示す。

図示される例では、Ｖ相の高電位側スイッチング素子Ｓｖｐがオフ操作に固定されてかつ低電位側スイッチング素子Ｓｖｎがオン操作に固定される状況下、Ｕ，Ｗ相のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎが指令変調率Ｄｕ＊，Ｄｗ＊及びキャリアｔａの大小比較に基づくパルス幅変調によりオンオフ操作される状況である。ここで、図示される例では、出力電圧ベクトルが「Ｖ６」である。このため、先の図３によれば、一対のスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの操作状態を固定したＶ相電流ｉｖを取得可能である。本実施形態では、キャリアｔａの１周期Ｔにおいて、出力電圧ベクトルが有効電圧ベクトルとなる検出可能期間ｔ１〜ｔ３であってかつキャリアｔａが極小値となる時刻ｔ２において母線電流ＩＤＣを検出する。これにより、母線電流ＩＤＣをＶ相電流ｉｖの平均値Ｉｖａｖｅとして検出することができる。

こうして検出される母線電流ＩＤＣに基づき振幅補正処理を実行した場合の効果を図７に示す。ここで、図７（ａ）は、振幅補正処理を行った場合における理想的な相電流及び実際の相電流の誤差の推移を示し、図７（ｂ）は、振幅補正処理を行わない場合における上記誤差の推移を示す。図示されるように、振幅補正処理によれば、上記誤差を小さくできる。このため、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの振幅をフィードフォワード制御において当初想定した値とすることができ、ひいてはトルクリップルを低減させることができる。

なお、２相変調によらず３相変調を採用して母線電流ＩＤＣを検出する場合、図８に示すように、キャリアｔａの１周期Ｔのうち母線電流ＩＤＣによって相電流を高精度に検出可能な期間が制約される。ここで、図８（ａ）〜図８（ｆ）は、先の図６（ａ）〜図６（ｆ）に対応している。

３相変調を採用する場合、図示される例では、キャリアｔａの１周期Ｔのうちゼロ電圧ベクトルＶ０，Ｖ７となる期間（時刻ｔ１以前，時刻ｔ３〜ｔ４，時刻ｔ５以降）の割合が高くなる。ゼロ電圧ベクトルとなる期間においては、母線電流ＩＤＣによって相電流を把握することができない。ここで、例えば、出力電圧ベクトルが有効電圧ベクトルＶ１となる期間の時刻ｔ２においてＵ相電流ｉｕを検出することはできる。ただし、こうしたタイミングで相電流を検出する場合、電動機１０の運転状態に応じて電流検出タイミングを可変しなければならず、制御装置２０を構成するハードウェアの負担が増大するおそれがある。これに対し、本実施形態では、電流検出タイミングをキャリアｔａが極小値となるタイミングに固定することができるため、制御装置２０を構成するハードウェアの負担を低減させることができる。

また、上記特許文献１に記載された技術でも、電動機１０の制御に用いる母線電流を高精度に検出可能な機会が制約されるおそれがある。詳しくは、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルが切り替えられることでスイッチング素子Ｓ￥＃の操作状態が変更されると、母線電流にリンギングが生じる。このリンギングは、例えば、バッテリ１２、正極側母線Ｌｐ、インバータＩＮＶ及び負極側母線Ｌｎを備える閉回路における配線抵抗、上記閉回路に存在する寄生インダクタンス及びフリーホイールダイオードの寄生容量に起因した共振によって生じる。

上記リンギングの影響を電動機１０の制御に用いる母線電流から除去すべく、ピークホールド回路を構成するピークホールド用のコンデンサの静電容量及び放電用の抵抗体の抵抗値から定まる時定数を設定することとなる。ただし、発明が解決しようとする課題の欄で説明したように、こうした設定では、母線電流を高精度に検出可能な機会が制約されることとなる。これに対し、本実施形態では、２相変調が行われる状況下において母線電流を検出することで、キャリアｔａの１周期Ｔのうち有効電圧ベクトルとなる期間の割合を高くすることができる。これにより、電動機１０の運転状態によらず、母線電流を高精度に検出可能な機会を確保することができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）２相変調が行われる状況下、インバータＩＮＶの３相全てについて、高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子のうち一方がオン操作又はオフ操作される期間以外の期間であってかつキャリアｔａが極小値となるタイミングにおいて電流センサ１８によって母線電流ＩＤＣを検出した。これにより、電動機１０の制御に用いる母線電流ＩＤＣを高精度に検出可能な機会を拡大することができる。

さらに、本実施形態では、母線電流ＩＤＣの検出タイミングをキャリアｔａが極小値となるタイミングに固定した。このため、電動機１０の制御に用いる母線電流ＩＤＣの検出タイミングを設定するためのハードウェア負担を低減させることもできる。

なお、２相変調を採用することで、３相変調を採用する場合と比較して、電圧利用率を約１５％向上させることができる。

（２）指令電圧設定部２４から出力される指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に、第１〜第３の加算部７０，７２，７４の出力値を乗算することで、指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を補正する振幅補正処理を行った。相電流ｉ￥は交流であるため、第４の絶対値算出部５０の出力値と、第１〜第３の絶対値算出部３０，３２，３４のそれぞれの出力値との比によって、相電流の振幅を補正するための補正量を定量化する場合、比の演算において分母が「０」又は「０」に近づく事態が生じ、これが補正量の算出精度を低下させる要因となる。こうした事態に対処すべく、分母が小さくなる場合に比の算出を回避することも可能ではあるが、この場合には、制御が煩雑となる。これに対し、本実施形態の振幅補正処理によれば、制御を煩雑とすることなく相電流の振幅を適切に補正することができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、２相変調手法を変更する。

図９に、変調切替部９０における本実施形態にかかる指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の変更手法を示す。

図示されるように、本実施形態では、電動機１０の電気角１２０°毎に相ごとに、高電位側スイッチング素子のオン操作固定及び低電位側スイッチング素子のオフ操作固定が順次行われるように指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を変更する。

続いて、振幅補正処理で用いられる母線電流ＩＤＣの検出手法について説明する。

図１０に、電動機１０の１電気角周期において母線電流ＩＤＣによって把握可能な相電流の推移を示す。こうした把握が可能となる母線電流の検出タイミングを図１１を用いて説明する。ここで、図１１は、先の図９の「β」部分を時間スケールについて拡大した図である。なお、図１１（ａ）〜図１１（ｆ）は、先の図６（ａ）〜図６（ｆ）に対応している。

図示される例では、Ｕ相の高電位側スイッチング素子Ｓｕｐがオン操作に固定されてかつ低電位側スイッチング素子Ｓｕｎがオフ操作に固定される状況下、Ｖ，Ｗ相のスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎが指令変調率Ｄｖ＊，Ｄｗ＊及びキャリアｔａの大小比較に基づくパルス幅変調によりオンオフ操作される状況である。ここで、本実施形態では、キャリアｔａの１周期Ｔにおいて、出力電圧ベクトルが有効電圧ベクトルとなる期間ｔ１〜ｔ３であってかつキャリアｔａが極大値となる時刻ｔ２において母線電流ＩＤＣを検出する。時刻ｔ２においては、出力電圧ベクトルが「Ｖ１」であることから、先の図３によれば、一対のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの操作状態を固定したＵ相電流ｉｖを検出可能である。これにより、母線電流ＩＤＣをＵ相電流ｉｕの平均値Ｉｕａｖｅとして検出することができる。

以上説明した本実施形態によっても、上記第１の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、２相変調手法を変更する。

図１２に、変調切替部９０における本実施形態にかかる指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の変更手法を示す。

図示されるように、本実施形態では、電動機１０の電気角６０°毎に相ごとに高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子の操作状態を順次固定してかつ、電気角６０°毎に相ごとに上記操作状態を固定する高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子のそれぞれのオン操作固定及びオフ操作固定を交互に切り替えるように指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を変更する。

続いて、振幅補正処理で用いられる母線電流ＩＤＣの検出手法について説明する。

図１３に、電動機１０の１電気角周期において母線電流ＩＤＣによって把握可能な相電流の推移を示す。こうした把握が可能となる母線電流の検出タイミングを図１４及び図１５を用いて説明する。

まず、図１４に、先の図１２の「γ１」部分を時間スケールについて拡大した図を示す。なお、図１４（ａ）〜図１４（ｆ）は、先の図６（ａ）〜図６（ｆ）に対応している。

図示される例では、Ｖ相の高電位側スイッチング素子Ｓｖｐがオフ操作に固定されてかつ低電位側スイッチング素子Ｓｖｎがオン操作に固定される状況下、Ｕ，Ｗ相のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎが指令変調率Ｄｕ＊，Ｄｗ＊及びキャリアｔａの大小比較に基づくパルス幅変調によりオンオフ操作される状況である。図示される例では、キャリアｔａの１周期Ｔにおいて、出力電圧ベクトルが有効電圧ベクトルとなる期間であってかつキャリアｔａが極小値となる時刻ｔ１において母線電流ＩＤＣを検出する。時刻ｔ１においては、出力電圧ベクトルが「Ｖ６」であることから、母線電流ＩＤＣをＶ相電流ｉｖの平均値Ｉｖａｖｅとして検出することができる。

続いて、図１５に、先の図１２の「γ２」部分を時間スケールについて拡大した図を示す。なお、図１５（ａ）〜図１５（ｆ）は、先の図６（ａ）〜図６（ｆ）に対応している。

図示される例では、Ｕ相の高電位側スイッチング素子Ｓｕｐがオン操作に固定されてかつ低電位側スイッチング素子Ｓｕｎがオフ操作に固定される状況下、Ｖ，Ｗ相のスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎが指令変調率Ｄｖ＊，Ｄｗ＊及びキャリアｔａの大小比較に基づくパルス幅変調によりオンオフ操作される状況である。図示される例では、キャリアｔａの１周期Ｔにおいて、出力電圧ベクトルが有効電圧ベクトルとなる期間であってかつキャリアｔａが極大値となる時刻ｔ１において母線電流ＩＤＣを検出する。時刻ｔ１においては、出力電圧ベクトルが「Ｖ１」であることから、母線電流ＩＤＣをＵ相電流ｉｕの平均値Ｉｕａｖｅとして検出することができる。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１の実施形態で得られる効果に加えて、以下の効果を得ることができる。

（３）電動機１０の電気角６０°毎に固定される相が変更されることから、母線電流ＩＤＣによって把握可能な相の更新周期を短くすることができる。このため、例えば、補正対象とする相の更新周期を短くすることができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、電流センサ１８によって検出された母線電流ＩＤＣを補正するオフセット補正処理を行う。この処理は、母線電流ＩＤＣにオフセット誤差ΔＩが含まれ得ることに鑑みて実行される処理である。本実施形態では、図１６に示す時刻ｔ１〜ｔ３，ｔ５〜ｔ７の期間において検出された母線電流ＩＤＣをオフセット誤差ΔＩとする。この期間は、インバータＩＮＶの３相全てについて高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子のうち一方がオフ操作されるゼロ電圧ベクトル「Ｖ０」期間である。ゼロ電圧ベクトル期間においては、負極側母線Ｌｎに電流が流れない。このため、ゼロ電圧ベクトル期間における母線電流ＩＤＣが「０」以外の値であれば、これがオフセット誤差ΔＩとなる。なお、図１６には、Ｖ相電流ｉｖの検出タイミングを時刻ｔ４として示している。

図１７に、上記オフセット補正処理の手順を示す。この処理は、制御装置２０の備えるセレクタ５２において、例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、オフセット誤差ΔＩを検出可能な期間であるか否かを判断する。すなわち、出力電圧ベクトルが「Ｖ０」又は「Ｖ７」であるか否かを判断する。なお、本実施形態では、特に、ゼロ電圧ベクトル期間であってかつキャリアｔａが極大値となるタイミング（先の図１６の時刻ｔ２，ｔ６）でオフセット誤差ΔＩを補正値として検出することとする。

ステップＳ１０において肯定判断された場合には、ステップＳ１２に進み、電流センサ１８によって検出された母線電流ＩＤＣをオフセット誤差ΔＩとする。ちなみに、本実施形態において、ステップＳ１０、Ｓ１２の処理が「補正値検出手段」を構成する。

続くステップＳ１４では、有効電圧ベクトル期間において直近に検出された母線電流ＩＤＣからオフセット誤差ΔＩを減算することで母線電流ＩＤＣを補正する。これにより、補正された母線電流ＩＤＣが振幅補正処理で用いられることとなる。ちなみに、本実施形態において、本ステップの処理が「オフセット補正手段」を構成する。

なお、上記ステップＳ１０において否定判断された場合や、ステップＳ１４の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１の実施形態で得られる効果に加えて、以下の効果を得ることができる。

（４）オフセット補正処理を行った。これにより、母線電流ＩＤＣの検出精度をより高めることができ、ひいては振幅補正処理による補正精度を高めることができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、２相変調手法の変更に伴い、上記第４の実施形態で説明したオフセット補正処理手法を変更する。詳しくは、本実施形態では、上記第２の実施形態で説明した２相変調が行われる状況下においてオフセット補正処理を行う。より詳しくは、図１８に示す時刻ｔ２〜ｔ４の期間において検出された母線電流ＩＤＣをオフセット誤差ΔＩとする。なお、図１８には、Ｕ相電流ｉｕの検出タイミングを時刻ｔ１，ｔ５として示している。

ここで、本実施形態では、ゼロ電圧ベクトル期間であってかつキャリアｔａが極小値となるタイミング（図中、時刻ｔ３）でオフセット誤差ΔＩを検出する。

以上説明した本実施形態によっても、上記第４の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、２相変調が行われる状況下、高電位側スイッチング素子がパルス幅変調によるオンオフ操作からオフ操作固定に切り替えられてかつ低電位側スイッチング素子がパルス幅変調によるオンオフ操作固定からオン操作固定に切り替えられるに先立ち、デッドタイムを設定するデッドタイム設定処理を行う。本実施形態において、この処理は、操作信号生成部２８によって行われることから、操作信号生成部２８が「設定手段」を構成する。以下、図１９を用いて、この処理について説明する。

図１９に、デッドタイムの設定手法の詳細を示す。ここで、図１９（ａ）には、指令変調率Ｄ￥＊、第１のキャリアｔａ１及び第２のキャリアｔａ２の推移を示す。

図示されるように、本実施形態では、指令変調率Ｄ￥＊及び第１のキャリアｔａ１の大小比較に基づき低電位側スイッチング素子Ｓ￥ｎのオン操作期間を設定し、指令変調率Ｄ￥＊及び第２のキャリアｔａ２の大小比較に基づき高電位側スイッチング素子Ｓ￥ｐのオン操作期間を設定する。ここで、本実施形態では、図中、Ｔ（ｎ）にて示す期間が高電位側スイッチング素子Ｓ￥ｐ及び低電位側スイッチング素子Ｓ￥ｎの双方がパルス幅変調によりオンオフ操作される期間であり、Ｔ（ｎ＋２）にて示す期間が高電位側スイッチング素子Ｓ￥ｐ及び低電位側スイッチング素子Ｓ￥ｎの双方の操作状態が固定される期間である。

本実施形態では、これら期間Ｔ（ｎ），Ｔ（ｎ＋２）の間に、Ｔ（ｎ＋１）にて示す期間を介在させる。この期間Ｔ（ｎ＋１）は、低電位側スイッチング素子Ｓ￥ｎのオン操作固定期間の両端にデッドタイムＤＴが設定された期間である。こうしたデッドタイムＤＴの設定は、具体的には、指令変調率Ｄ￥＊の下限値「０」に、デッドタイムＤＴに相当する変調率「ｔｄ」を加算することで実現することができる。上述したデッドタイムＤＴの設定によれば、スイッチング素子がパルス幅変調によりオンオフ操作されるスイッチングモードから操作状態が固定されるモードに切り替えられる場合に上下アーム短絡が生じることを回避できる。

また、本実施形態では、図２０に示すように、デッドタイム設定処理によって設定されるデッドタイム中（図中、時刻ｔ１〜ｔ２）における母線電流ＩＤＣの検出を禁止する禁止処理を行う。これは、デッドタイム設定処理によって設定されるデッドタイムに含まれる時刻ｔ１は、第１，第２のキャリアｔａ１，ｔａ２が極小値となるタイミング（先の図１４の時刻ｔ１に対応）であり、相電流を把握するための母線電流ＩＤＣの検出タイミングである。ただし、デッドタイムが設定されることにより、第１，第２のキャリアｔａ１，ｔａ２が極小値となるタイミングがゼロ電圧ベクトル期間に含まれることとなるため、上記タイミングにおける母線電流ＩＤＣによって相電流を把握することはできない。このため、禁止処理を行うこととした。

ちなみに、本実施形態では、セレクタ５２において禁止処理を行うこととした。このため、セレクタ５２が「禁止手段」を構成する。

以上説明した本実施形態によれば、上記第３の実施形態で得られる効果に加えて、以下の効果を得ることができる。

（５）デッドタイム設定処理行った。これにより、２相変調を行うことに伴い上下アーム短絡が発生することを回避できる。

（６）禁止処理を行った。これにより、母線電流ＩＤＣの検出精度の低下を回避することができる。

（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、指令変調率Ｄ￥＊に基づき、上記第３の実施形態で説明した２相変調と、３相変調とを切り替える切替操作処理を行う。この処理は、「切替操作手段」を構成する変調切替部９０において実行され、図２１に示すように、出力電圧ベクトルが切り替えられた直後において相電流ｉ￥にリンギングが生じることにより、母線電流ＩＤＣの検出精度が低下するおそれがあることに鑑みて実行される。

図２１に、出力電圧ベクトルが切り替えられる場合に生じる相電流に生じるリンギングを示す。ここで、図２１は、先の図１５に対応しており、図２１（ａ），図２１（ｂ）は、先の図１５（ｃ），図１５（ｄ）に対応している。

図示される例では、時刻ｔ１においてインバータＩＮＶを構成するスイッチング素子の操作状態（出力電圧ベクトル）が切り替えられてから、Ｕ相電流ｉｕがその想定値の許容範囲内（±５％）となるまでの時間が０よりも長い有限の時間となっている。本実施形態では、上記時間（より詳しくは、上記時間の最大値）を整定時間Ｔｓｔａと定義する。ここで、指令変調率Ｄ￥＊が低くなって有効電圧ベクトル「Ｖ１」となる期間が短くなると、時刻ｔ１から整定時間Ｔｓｔａが経過するまでの期間に母線電流ＩＤＣの検出タイミング（キャリアｔａが極大値となるタイミング）が含まれ、母線電流ＩＤＣの検出精度が低下する懸念がある。

こうした問題に対処すべく、図２２に示すように、指令変調率Ｄ￥＊の取り得る指令範囲「０〜１」のうち、指令範囲の下限値「０」よりも大きい規定値Ｔｔｈと、指令範囲の上限値「１」とで区画される領域を２相変調を採用する領域（以下、２相変調領域）とし、指令範囲の下限値「０」及び規定値Ｔｔｈで区画される領域を３相変調を採用する領域（以下、３相変調領域）とする。そして、母線電流ＩＤＣの検出精度が低下しない２相変調領域において２相変調を行い、母線電流ＩＤＣの検出精度が低下する懸念のある３相変調領域においては、３相変調を行うこととする。ここで、３相変調が行われる場合には、セレクタ５２において母線電流ＩＤＣの検出が禁止される。なお、本実施形態において、セレクタ５２が「第２の禁止手段」を構成する。

ここで、上記規定値Ｔｔｈは、母線電流ＩＤＣの検出タイミングを含む有効電圧ベクトル期間よりも整定時間Ｔｓｔａが短くなるように設定されている。本実施形態では、規定値Ｔｔｈは、リンギングの影響を確実に除去すべく、整定時間Ｔｓｔａ（例えば１μｓｅｃ）を２倍した時間が母線電流ＩＤＣの検出タイミングを含む有効電圧ベクトル期間と等しくなる値（例えば０．０８）に設定されている。

以上説明した本実施形態によれば、上記第３の実施形態で得られる効果に加えて、以下の効果を得ることができる。

（７）切替操作処理を行った。このため、相電流ｉ￥のリンギングが終了したタイミングで母線電流ＩＤＣを検出することができ、母線電流ＩＤＣの検出精度を高めることができる。

（第８の実施形態）
以下、第８の実施形態について、先の第７の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、２相変調領域及び３相変調領域の設定手法を変更する。以下、図２３を用いて、この理由について説明する。

図２３には、操作信号生成部２８において算出される指令変調率Ｄ￥＊（図中、プログラム上の指令変調率Ｄ￥＊と表記）と、算出された指令変調率Ｄを元にインバータＩＮＶが実際に動作した場合の変調率（図中、実際の変調率と表記）とが非線形となる領域が示されている。ここで、図中、２相変調領域を、指令変調率Ｄ￥＊の取り得る指令範囲「０〜１」のうち、指令範囲の下限値「０」よりも大きい第１の規定値Ｔｔｈ１（例えば０．０２）と、第１の規定値Ｔｔｈ１よりも大きくてかつ指令範囲の上限値「１」よりも小さい第２の規定値Ｔｔｈ２（例えば０．９８）とで区画される領域に設定する。一方、３相変調領域を、指令範囲の下限値「０」及び第１の規定値Ｔｔｈ１で区画される領域、並びに第２の規定値Ｔｔｈ２及び指令範囲の上限値「１」で区画される領域に設定する。これら３相変調領域が上記非線形となる領域である。

ここで、上記非線形となるのは、デットタイムやスイッチング素子Ｓ￥＃のオン特性（ターンオン時間）のばらつき等に起因する。非線形となる領域においては、キャリアｔａの１周期のうちキャリアｔａが極値となるタイミングを含む有効電圧ベクトル期間が短くなる。さらに、非線形となる領域においては、インバータＩＮＶの動作が不安定となることから、指令変調率Ｄ￥＊に対して実際の変調率がずれることで、振幅補正処理で用いる母線電流ＩＤＣの検出可能な期間が過度に短くなったり、無くなったりする。ここで、母線電流ＩＤＣを検出するには、上記第７の実施形態で説明したように、ある程度の時間を要することから、非線形となる領域においては、母線電流ＩＤＣの検出精度が低下する懸念がある。

こうした理由から、図２４に示すように、インバータＩＮＶの動作が不安定とならずかつ母線電流ＩＤＣの検出可能な期間が過度に短くならない２相変調領域において２相変調を行い、インバータＩＮＶの動作が不安定となってかつ母線電流ＩＤＣの検出可能な期間が過度に短くなる懸念のある３相変調領域においては、３相変調を行うこととする。そして、３相変調が行われる場合には、セレクタ５２において母線電流ＩＤＣの検出を禁止する。なお、本実施形態では、実際には、図２４に示すように、２相変調領域を区画する第１の規定値Ｔｔｈ１を「０．０４」とし、第２の規定値Ｔｔｈ２を「０．９６」に設定した。

以上説明した本実施形態によっても、上記第７の実施形態で得られる効果と同様の効果を得ることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・第４，第５の実施形態で説明したオフセット誤差ΔＩの補正手法を第３の実施形態で説明した２相変調を行う構成に適用してもよい。

・「指令信号」としては、指令電圧Ｖ￥＊を電源電圧ＶＤＣで規格化した信号に限らず、指令電圧Ｖ￥＊そのものであってもよい。この場合、電源電圧ＶＤＣに基づきキャリア信号の振幅を可変すればよい。

・「指令電圧設定手段」としては、上記第１の実施形態に例示したものに限らず、例えば以下のものであってもよい。詳しくは、指令電流設定部２２において回転座標系のｄ軸指令電流ｉｄ＊及びｑ軸指令電流ｉｑ＊を設定し、設定されたこれら指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊及び電気角速度ωに基づきｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出する。そして、算出されたこれら指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を電気角θに基づき３相の指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。なお、この場合、第１〜第３の絶対値算出部３０，３２，３４に入力される３相指令電流ｉｕ＊，ｉｖ＊，ｉｗ＊は、指令電流設定部２２から出力されたｄ軸指令電流ｉｄ＊及びｑ軸指令電流ｉｑ＊を電気角θに基づき座標変換した電流となる。

・第１〜第３のフィードバック操作量算出部６０，６２，６４において算出されるフィードバック操作量としては、比例積分制御によって算出されるものに限らず、比例積分微分制御によって算出されたものであってもよい。

・「３相変調領域」としては、上記第８の実施形態に例示したものに限らない。例えば、指令範囲の下限値及び第１の規定値Ｔｔｈ１で区画される領域、並びに第２の規定値Ｔｔｈ２及び指令範囲の上限値で区画される領域のうちいずれか一方であってもよい。

・「電流検出手段」を構成する電流センサ１８としては、負極側母線Ｌｎに設けられるものに限らず、正極側母線Ｌｐに設けられるものであってもよい。

・「直流電源」としては、バッテリ１２に限らない。例えば、バッテリ１２とインバータＩＮＶとの間に昇圧コンバータが介在するシステムを採用する場合、昇圧コンバータが直流電源となる。

・「回転機」としては、電動パワーステアリングシステムを構成するものに限らず、例えば、車載主機として用いられるものであってもよい。また、「回転機」としては、トルクを制御量とするものに限らず、例えば、空調用の電動コンプレッサを構成する回転機等、回転速度を制御量とするものであってもよい。

さらに、「回転機」としては、ＳＰＭＳＭに限らず、例えばＩＰＭＳＭであってもよい。加えて、「回転機」としては、同期機に限らず、誘導機であってもよい。この場合、「指令電圧設定手段」としては、上記特許文献１に記載されているように、Ｖ／ｆ制御を行う場合の出力電圧を設定するものであってもよい。

１０…電動機、１２…バッテリ、１８…電流センサ、２８…操作信号生成部、５２…セレクタ、９０…変調切替部、Ｌｎ…負極側母線、ＩＮＶ…インバータ。

Claims (10)

1. 直流電源（１２）と、３相回転機（１０）と、前記直流電源及び前記回転機を電気的に接続可能な３相インバータ（ＩＮＶ）と、を備える回転機の制御システムに適用され、
   前記直流電源及び前記インバータを電気的に接続する母線（Ｌｎ）に流れる電流を検出する電流検出手段（１８）と、
   前記インバータを構成する高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子の操作状態を所定期間毎に相ごとに順次固定しつつ、前記インバータの固定された相以外の２相を構成する高電位側スイッチング素子及び低電位側スイッチング素子を指令信号及び三角波信号の大小比較に基づくパルス幅変調によりオンオフ操作する２相変調手段（２４，２８，９０）と、
   を備え、
   前記電流検出手段は、前記インバータの３相全てについて前記２相変調手段によって前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子のうち一方がオン操作又はオフ操作される期間以外の検出可能期間であってかつ、前記三角波信号が極値となるタイミングにおいて前記母線に流れる電流を検出することを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記２相変調手段は、前記回転機の電気角６０°毎に相ごとに前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子の操作状態を順次固定してかつ、前記電気角６０°毎に相ごとに前記操作状態を固定する前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子のそれぞれのオン操作固定及びオフ操作固定を交互に切り替え、
   前記三角波信号が極値となるタイミングとは、該三角波信号が極小値となるタイミング及び該三角波信号が極大値となるタイミングのそれぞれであることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記２相変調手段は、前記回転機の電気角１２０°毎に相ごとに、前記高電位側スイッチング素子のオフ操作固定及び前記低電位側スイッチング素子のオン操作固定を順次行い、
   前記三角波信号が極値となるタイミングとは、該三角波信号が極小値となるタイミングであることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
4. 前記２相変調手段は、前記回転機の電気角１２０°毎に相ごとに、前記高電位側スイッチング素子のオン操作固定及び前記低電位側スイッチング素子のオフ操作固定を順次行い、
   前記三角波信号が極値となるタイミングとは、該三角波信号が極大値となるタイミングであることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
5. 前記２相変調手段によって前記高電位側スイッチング素子が前記パルス幅変調によるオンオフ操作からオフ操作固定に切り替えられてかつ前記低電位側スイッチング素子が前記パルス幅変調によるオンオフ操作からオン操作固定に切り替えられるに先立ち、デッドタイムを設定する設定手段（２８）を更に備えることを特徴とする請求項２又は３記載の回転機の制御装置。
6. 前記設定手段によって設定されるデッドタイム中において前記電流検出手段による電流の検出を禁止する禁止手段（５２）を更に備えることを特徴とする請求項５記載の回転機の制御装置。
7. 前記インバータの３相全てについて前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子のうち一方がオフ操作される期間であってかつ、前記三角波信号が極値となるタイミングにおいて、前記母線に流れる電流を補正値として検出する補正値検出手段と、
   前記電流検出手段の検出値を前記補正値によって補正するオフセット補正手段と、
   を更に備えることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
8. 前記インバータの３相全てを構成する前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子を前記指令信号及び前記三角波信号の大小比較に基づくパルス幅変調によりオンオフ操作する３相変調手段（２４，２８，９０）と、
   前記指令信号が２相変調領域にある場合、前記２相変調手段によって前記インバータを構成する前記スイッチング素子を操作し、前記指令信号が３相変調領域にある場合、前記３相変調手段によって前記インバータを構成する前記スイッチング素子を操作する切替操作手段（９０）と、
   前記３相変調手段によって前記スイッチング素子が操作される場合、前記電流検出手段による電流の検出を禁止する第２の禁止手段（５２）と、
   を更に備え、
   前記２相変調領域は、前記指令信号の取り得る指令範囲のうち、該指令範囲の下限値よりも大きい第１の規定値と、該第１の規定値よりも大きくてかつ前記指令範囲の上限値よりも小さい第２の規定値とで区画される領域であり、
   前記３相変調領域は、前記指令範囲の下限値及び前記第１の規定値で区画される領域、並びに前記第２の規定値及び前記指令範囲の上限値で区画される領域のうち少なくとも一方であることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
9. 前記インバータの３相全てを構成する前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子を前記指令信号及び前記三角波信号の大小比較に基づくパルス幅変調によりオンオフ操作する３相変調手段（２４，２８，９０）と、
   前記指令信号が２相変調領域にある場合、前記２相変調手段によって前記インバータを構成する前記スイッチング素子を操作し、前記指令信号が３相変調領域にある場合、前記３相変調手段によって前記インバータを構成する前記スイッチング素子を操作する切替操作手段（９０）と、
   前記３相変調手段によって前記スイッチング素子が操作される場合、前記電流検出手段による電流の検出を禁止する第２の禁止手段（５２）と、
   を更に備え、
   前記２相変調領域は、前記指令信号の取り得る指令範囲のうち、該指令範囲の下限値よりも大きい規定値と、前記指令範囲の上限値とで区画される領域であり、
   前記３相変調領域は、前記指令範囲の下限値及び前記規定値で区画される領域であり、
   前記規定値は、前記２相変調手段によって前記インバータを構成する前記スイッチング素子の操作状態が切り替えられてから、前記電流検出手段の検出値がその想定値の許容範囲内となるまでの時間が前記検出可能期間より短くなるように設定されていることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
10. 前記２相変調手段は、
    前記回転機のトルク及び回転速度の少なくとも一方である制御量をその指令値に制御すべく、該指令値を入力として前記制御量のフィードフォワード操作量としての前記回転機の指令電圧を設定する指令電圧設定手段（２４，９０）と、
    前記指令電圧設定手段によって設定された前記指令電圧及び前記三角波信号に基づくパルス幅変調により前記固定された相以外の２相を構成する前記高電位側スイッチング素子及び前記低電位側スイッチング素子をオンオフ操作するオンオフ操作手段（２８）と、
    を備え、
    前記電流検出手段の検出値が前記回転機のいずれの相電流であるかを識別する識別手段（５２）と、
    前記識別手段による識別結果及び前記電流検出手段の検出値に基づき、前記回転機に流れる交流電流の振幅のずれを低減すべく、前記インバータの３相のそれぞれに対応する前記指令電圧を個別に補正する振幅補正手段（３０〜３４，４０〜４４，６０〜６４，７０〜７４，８０〜８４）と、
    を更に備えることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。