WO2017208730A1 - モータ制御装置、並びにそれを用いる電動システム - Google Patents

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motor control
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崇文 原
安島　俊幸
浩晃 柳沢
裕幸 太田
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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    • B60T13/00—Transmitting braking action from initiating means to ultimate brake actuator with power assistance or drive; Brake systems incorporating such transmitting means, e.g. air-pressure brake systems
    • B60T13/74—Transmitting braking action from initiating means to ultimate brake actuator with power assistance or drive; Brake systems incorporating such transmitting means, e.g. air-pressure brake systems with electrical assistance or drive
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D6/00—Arrangements for automatically controlling steering depending on driving conditions sensed and responded to, e.g. control circuits
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device that controls a motor current using a detected value of a DC bus current, and an electric system using the motor control device.
  • a motor control device including a power converter such as an inverter that drives a motor, in order to appropriately control the motor, in addition to flowing the motor current by appropriately controlling the magnitude and phase of the motor applied voltage, In order to reduce the number of current sensors to be detected, it is required to detect the motor current with high accuracy using the detected value of the DC bus current of the inverter.
  • the current detection circuit uses the DC bus current detection value of the V0 vector section in which all three phases are turned off. Detect the offset amount.
  • the offset is detected in the section of the V0 vector in the above prior art, when the PWM duty is close to 100%, the current detected by the V0 vector is buried in the current ringing. Detection accuracy decreases.
  • the present invention provides a motor control device that appropriately detects a current offset amount included in a detected value of a DC bus current current without erroneous detection and appropriately controls a motor, and an electric system using the motor control device.
  • a motor control device includes a power converter, a three-phase motor driven by the power converter, and a motor current flowing through the three-phase motor based on a detected value of the DC bus current. And a control unit that detects and creates a command voltage based on the motor current and controls the power converter using the command voltage.
  • the control unit includes a DC bus current that does not include a current offset amount. The current phase in the case is calculated, and the current offset amount included in the detected value of the DC bus current is estimated based on the current phase.
  • the current offset amount is estimated based on the current phase when the current offset amount is not included, the current offset amount included in the detected value of the DC bus current can be detected accurately without erroneous detection. Can do.
  • the relationship between an output voltage vector, a motor current, and a DC bus current is shown.
  • the PWM phase voltage pulse and the DC bus current are shown.
  • 1 shows a block diagram of an offset detector.
  • An example of a detection current including a current offset is shown.
  • An estimated DC bus current calculated from the voltage phase and the current estimation phase and a current detection value detected based on the DC bus current are shown.
  • the relationship of the d-axis voltage and d-axis current in 1st Embodiment is shown.
  • It is a block diagram of the electric power steering apparatus which is 2nd Embodiment.
  • It is a system block diagram which shows the structure of the vehicle brake device which is 3rd Embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a motor control device having an inverter device according to the first embodiment of the present invention.
  • the motor control apparatus of this embodiment is suitable for the use which drives a motor highly efficiently by changing the PWM carrier frequency of an inverter according to a motor output, and improving the detection precision of the DC bus current of an inverter. It is.
  • the motor control device 500 includes a three-phase motor 300 and an inverter device 100 that drives the three-phase motor 300.
  • the inverter device 100 includes an inverter circuit 130 that is a power converter, a shunt resistor Rsh that detects a DC bus current of the inverter circuit, a current detector 120, a pulse shift calculator 230, an offset detector 240, and a three-phase / dq calculator 111.
  • the battery 200 is a DC voltage source of the inverter device 100, and the DC voltage (VB) of the battery 200 is converted into a three-phase AC voltage having a variable voltage and a variable frequency by the inverter circuit 130 of the inverter device 100. A voltage is applied to the three-phase motor 300.
  • the inverter circuit 130 constitutes a three-phase bridge circuit composed of six semiconductor switching elements (IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor in FIG. 1)). These six semiconductor switching elements are turned on / off by a pulse width modulation signal, whereby the DC power of the battery 200 is converted into three-phase AC power.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor in FIG. 1
  • the three-phase motor 300 is a synchronous motor that is rotationally driven by supplying a three-phase AC voltage, for example, a permanent magnet synchronous motor.
  • a rotational position sensor 320 is attached to the three-phase motor 300 in order to control the phase of the three-phase AC applied voltage in accordance with the phase of the induced voltage of the three-phase motor 300.
  • the rotational position detector 150 calculates the detected position ⁇ from the input signal of the rotational position sensor 320.
  • a resolver composed of an iron core and a winding
  • a magnetoresistive element such as a GMR (Giant Magneto Resistive) sensor, a sensor using a Hall element, or the like can be applied.
  • the inverter device 100 has a current control function for controlling the output of the three-phase motor 300, and a pulsed DC bus current flowing into the inverter circuit 130 is inserted between the smoothing capacitor and the inverter circuit 130. It is detected as the voltage (current detection value Idc) across the shunt resistor Rsh.
  • the shunt resistor Rsh is attached to the negative electrode side of the battery 200 in FIG. 1, but may be attached to the positive electrode side of the battery 200.
  • the current detector 120 detects at least two detection values (I d1 , I d2 ) as DC bus current values within the PWM1 period by the trigger timing (Trig) of the pulse shift calculator 230.
  • the current corrector 250 calculates a three-phase motor current from the DC bus current value (I d1 , I d2 ), the current offset amount of the DC bus current detected by the offset detector 240, and the PWM pulse pattern (PWM).
  • the value I uvw (I u , I v , I w ) is calculated.
  • the three-phase / dq calculator 111 uses the rotational position ⁇ detected by the rotational position detector 150 to convert the three-phase motor current value I uvw (I u , I v , I w ) into the dq axis in the rotational coordinate system. Conversion to current values (Id, Iq).
  • the dq axis voltage command value (V d * , V q * ) in the system is calculated.
  • the current controller 110 converts the dq voltage command value (V d * , V q * ) into the three-phase voltage command value V uvw * (V u * , V v * , V w * ) using the rotational position ⁇ . Convert to and output.
  • the PWM generator 220 uses a three-phase voltage command value V uvw * (V u * , V v * , V w * ) as a modulation wave signal, a carrier wave signal (triangular wave, sawtooth wave, etc.) and a three-phase voltage command value V uvw. By comparing with * , a so-called pulse width modulation (PWM) pulse signal is output.
  • PWM pulse width modulation
  • the PWM pulse signal performs on / off control of the semiconductor switch element in the inverter circuit 130 via a drive circuit (not shown). Thereby, the output voltage of the inverter circuit 130 is adjusted.
  • FIG. 2 shows the relationship between the output voltage vector (PWM pattern) of the inverter device, the three-phase motor currents (I u , I v , I w ), and the DC bus current (I dc ).
  • FIG. 3 shows PWM phase voltage pulses V u , V v , V w for one cycle of the carrier frequency (PWM 1 cycle) and a pulsed DC bus current.
  • FIG. 3 shows the generation timing of the U-phase voltage pulse V u as an example.
  • the U-phase voltage pulse V u rises at the timing T1 when the sawtooth waveform timer count value coincides with the voltage command value V u 1, the U-phase voltage (V u ) is output as the inverter output, and the saw with the voltage command value V u 2
  • the U-phase voltage pulse V u falls at the timing when the wavy timer count values match.
  • (C) shows the DC bus current Idc flowing in the DC bus according to the relationship shown in FIG. 2 according to the phase voltage pulses V u , V v and V w shown in (b).
  • a negative current of W-phase is the minimum phase (-I w) is detected as I d1 when the voltage vector V2 is output when the voltage vector V1 is output
  • a positive current (I u ) of the U phase that is the maximum phase is detected as I d2 .
  • the minimum phase current is detected at the first current detection timing and the maximum phase current is detected at the second current detection timing during one PWM period.
  • the pulse shift calculator 230 uses a signal difference (line voltage) between two phases of PWM pulses. ) In advance, and current sampling is executed at an appropriate detection timing (Trig) of the current detector 120.
  • FIG. 4 shows a block diagram of the offset detector 240.
  • the offset detector 240 includes a speed calculation unit 241, a dq axis voltage command conversion unit 242, a voltage phase calculation unit 243, a current phase calculation unit 244, a phase angle estimation unit 245, and an offset derivation unit 246.
  • the speed calculation unit 241, the dq axis voltage command conversion unit 242, and the voltage phase calculation unit 243 will be described.
  • the speed calculation means 241 derives the electrical angular velocity ⁇ of the three-phase motor by differentiating the electrical angle ⁇ of the three-phase motor detected by the rotational position detector 150.
  • the dq-axis voltage command conversion unit 242 uses the equation (1) to convert the three-phase voltage commands V u * , V v * , V w * using the electrical angle ⁇ of the three-phase motor ( ⁇ d in equation (1)).
  • the dq-axis voltage commands V d * and V q * are converted.
  • the voltage phase calculation means 243 converts the dq axis voltage commands V d * and V q * into the voltage phase ⁇ Vdq using the equation (2).
  • the current phase calculation unit 244 derives the current phase ⁇ Idq from the current not including the offset.
  • the current phase ⁇ Idq ′ calculated from the detected current (I dc , I qc ) that can include an offset is expressed by Equation (3), and the actual current phase ⁇ Idq is expressed by Equation (4).
  • the detected dq-axis current (I dc , I qc ) matches the dq-axis current (I d , I q ) that actually flows through the three-phase motor.
  • I dc is the detected d-axis current
  • I qc is the detected q-axis current
  • I d is the d-axis current that actually flows through the three-phase motor
  • I q is the q-axis current that actually flows through the three-phase motor. is there.
  • the current phase ⁇ Idq ′ calculated from the detected current is different from the actual current phase ⁇ Idq . Therefore, in this embodiment, the dq-axis voltage commands V d * and V q * and three motor constants, that is, the d-axis inductance, the q-axis inductance, the winding resistance R, and the induced voltage constant are used, and the current does not include an offset.
  • the phase angle is estimated, and the current offset amount is obtained from the current phase angle.
  • Equation (5) is a voltage equation of a commonly used three-phase synchronous motor.
  • V d is a d-axis voltage
  • V q is a q-axis voltage
  • L d is a d-axis inductance
  • L q is a q-axis inductance
  • K e is an induced voltage constant
  • p is a differential term. If the steady state is assumed, Equation (5) is transformed into Equation (6) with the differential term set to zero.
  • Equation 9 When the inverse matrix in Equation (8) is calculated and the d-axis estimated current is divided by the q-axis estimated current, the current estimated phase ( ⁇ Idq ) is expressed by Equation (9).
  • the equation (9) is used, and the d-axis inductance In the case of a surface magnet type synchronous motor in which L d and q-axis inductance L q substantially match, Expression (10) is used.
  • the current estimation phase that does not include the current offset amount can be derived from Expression (9) and Expression (10).
  • Formula (10) since the amount of calculation becomes small compared with Formula (9), calculation time can be shortened.
  • equation (10) can be simplified as equation (11), and the calculation time can be shortened.
  • the phase angle estimation unit 245 uses the voltage phase ⁇ Vdq , the current phase ⁇ Idq, and the electrical angle ⁇ , which are outputs of the voltage phase calculation unit 243, as described later, the first phase ⁇ mod1 and the second phase ⁇ . mod2 is derived.
  • FIG. 5 shows an example of a detected current including a current offset.
  • the three-phase motor voltage command value (a) and the three-phase motor current (b) are shown.
  • the current phase is on the q axis that is perpendicular to the direction of the magnet magnetic flux of the three-phase motor
  • the voltage phase is advanced 30 degrees with respect to the q axis
  • the voltage phase ⁇ Vdq is 120 degrees
  • the estimated phase ⁇ Idq is 90 degrees.
  • the waveform of the current detection value detected based on the DC bus current changes according to the maximum phase and the minimum phase of the three-phase voltage.
  • the peak value of the estimated current not including the current offset amount is Ip .
  • This peak value Ip can be derived from the mean square sum of the d-axis estimated current ⁇ Id and the q-axis estimated current ⁇ Iq in the equation (8), but the first current detection timing and the second The calculation can be omitted when the current offset amounts substantially coincide with each other at the current detection timing (see (c) in FIG. 3).
  • the minimum phase current I d1 and the maximum phase current I d2 are expressed by Expression (12) and Expression (13), respectively. .
  • the first current phase angle ⁇ mod1 and the second current phase angle ⁇ mod2 are expressed by Expression (14) and Expression (15), respectively.
  • MOD (A, B) is a kind of so-called mathematical Modular operator, and indicates a remainder obtained by dividing A by B.
  • Expressions (12) and (13) show current waveforms that include the offset amount shown in FIG. 6 and have a partial sine wave shape.
  • the peak value I p is not included in the equation (16). Therefore, it can be derived from the DC current I d1 detected at the first current detection timing, the DC current I d2 detected at the second current detection timing, and the phases ⁇ mod1 and ⁇ mod2 . Therefore, the calculation load is reduced.
  • the current offset amount generated between the minimum phase current I d1 acquired at the first current detection timing and the maximum phase current I d2 acquired at the second current detection timing is the same, but the offset amount is If they are different, the offset amount can be calculated individually at the first current detection timing and the second current detection timing using the equations (12) and (13) and the estimated current peak value Ip. .
  • the current offset amount can be calculated based on the motor constant and the DC bus current detected at a predetermined timing. Is prevented. Therefore, since the detection accuracy of the current offset amount is improved, the accuracy of motor current detection based on the DC bus current is improved. Thereby, a three-phase motor can be controlled appropriately.
  • the current offset amount As described above at a predetermined timing, it is possible to detect a failure in the current detection circuit for the DC bus current. For example, when the detected current offset amount is larger than a predetermined value, for example, 10% of the rated current, it is determined that an abnormality has occurred in the current detection circuit or the like, thereby preventing failure of the inverter device or the power supply. be able to. Further, when the current offset amount fluctuates more than a predetermined amount, it is determined that the motor constant is incompatible if it is determined to be abnormal when the three-phase motor to be driven is changed.
  • a predetermined value for example, 10% of the rated current
  • the derivation of the current offset amount in the present embodiment uses a motor constant of a three-phase motor, and thus is highly sensitive to changes in the motor constant.
  • a measuring means for the winding resistance R having the highest sensitivity among the motor constants will be described with reference to FIG.
  • FIG. 7 shows the relationship between the d-axis voltage and the d-axis current in the present embodiment.
  • the winding resistance R is measured from the relationship between the d-axis command voltage and the d-axis command current while changing the d-axis command voltage.
  • the relationship between the d-axis command voltage and the d-axis command current is expressed by equations (17) and (18), respectively (note that the q-axis current is zero).
  • the relationship between the d-axis command voltage and the d-axis command current is represented by a straight line
  • the slope of the straight line indicates the winding resistance
  • the current offset amount is a straight line. Appears as section size. Therefore, as shown in FIG. 7, when the d-axis voltage is applied to the three-phase motor while changing the operating point of the d-axis voltage, the d-axis command current at that time is plotted, and the slope of the approximate straight line is derived.
  • the winding resistance can be obtained without being affected by the offset amount. If the value of this winding resistance is used, the current offset amount can be obtained with high accuracy even if the magnitude of the winding resistance changes with temperature or the like.
  • the current offset amount is calculated using the DC bus current detection values (I d1 , I d2 ) detected by the current detector 120 while using the motor constant for the calculation of the current phase. Yes.
  • variation in a motor constant is relieve
  • the current offset amount generated by the direct current due to the q-axis current can be detected. Therefore, even if there is a current detection error due to the current offset amount, the current can be controlled to be constant, and torque pulsation can be reduced. .
  • the DC bus current detection value detected at the general DC bus current detection timing shown in FIG. 3 is used, and as described above, the offset detector 240 shown in FIG.
  • the current offset amount I ofst can be calculated.
  • the current corrector 250 (FIG. 1) calculates a DC bus current value that does not include the current offset amount from the detected current value (I d1 , I d2 ) and the current offset amount I ofst , and further includes this current offset amount.
  • the three-phase motor currents (I u , I v , I w ) are calculated based on the current DC bus current value. Thereby, highly accurate motor control becomes possible.
  • FIG. 8 is a pulse waveform diagram showing the operation of the pulse shift calculator 230 (FIG. 1) in the present embodiment.
  • A is a sawtooth timer value indicating a carrier cycle for generating a PWM pulse
  • (b) is a PWM pulse of a general inverter, and shows a 1 PWM section with an instantaneous voltage command
  • (c) is A DC bus current waveform I dc is shown.
  • the pulse width between each of the U-phase PWM pulse width U pw , V-phase PWM pulse width V pw and W-phase PWM pulse width W pw is smaller than the time Tad required for sampling of the A / D converter and can be detected by a microcomputer or the like. difficult.
  • the DC bus current Idc can be detected by generating the minimum pulse width TPS by phase-shifting (pulse-shifting) the inter-phase waveform of the PWM pulse.
  • the pulse width (U pw , V pw , W pw ) of each phase shown in (d) is the same as the pulse width of each phase in (b), and on the falling edge side of the PWM pulse, with reference to the V-phase pulse.
  • the phase of the U phase pulse is delayed by the pulse shift amount Tt2, the pulse width is widened so that the interphase pulse width of the U phase pulse and the V phase pulse becomes the minimum pulse width TPS, and A / D sampling is performed.
  • the inter-phase pulse width of the U-phase pulse and the V-phase pulse is reduced, and as shown in (b), the polarity is different from the inter-phase pulse of the U-phase pulse and the V-phase pulse when the pulse is not shifted.
  • An inversion pulse is generated.
  • the average value of the motor applied voltage can be equivalent to the case where the pulse shift shown in (b) is not performed within one PWM interval, and the motor is adjusted by adjusting the motor applied voltage and phase. Can be controlled.
  • the current offset amount is estimated based on the current phase when the current offset amount is not included, the current offset amount included in the detected value of the DC bus current is erroneously detected. And can be detected with high accuracy. Accordingly, since the offset correction amount can be detected even when the motor has a ground fault and a power fault, the motor current detection accuracy can be improved and the motor can be controlled with high accuracy. Further, even when the PWM duty is close to 100%, the current offset amount can be detected.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of an electric power steering apparatus according to the second embodiment of the present invention.
  • the electric actuator includes a torque transmission mechanism 902 and a motor control device 500 that applies torque to the torque transmission mechanism 902.
  • the motor control device 500 includes a motor 300 that outputs torque, an inverter device 100 that drives the motor 300, and the like, and the first embodiment described above is applied.
  • the electric power steering apparatus includes an electric actuator, a handle (steering wheel) 900, a steering detector 901, and an operation amount command unit 903, and the operation force of the handle 900 that is steered by the driver is torque-assisted by the electric actuator. .
  • the torque command ⁇ * for the electric actuator is a steering assist torque command for the handle 900 and is generated by the operation amount command unit 903 according to the operation force of the handle 900 detected by the steering detector 901.
  • the operating force (steering force) applied to the steering wheel 900 by the driver is reduced by the motor torque output from the electric actuator in response to the torque command ⁇ * .
  • the motor control device 500 receives the torque command ⁇ * , and uses the motor constant of the motor 300 set in advance to compensate the current offset amount as described above, while the output torque ⁇ m of the motor 300 becomes the torque command value ⁇ . * Control motor current to follow.
  • the output torque ⁇ m of the motor 300 output from the output shaft directly connected to the rotor of the motor 300 is transmitted through a torque transmission mechanism 902 using a speed reduction mechanism such as a worm, a wheel, or a planetary gear, or a hydraulic mechanism. 910 is transmitted. As a result, the driver's operating force is reduced (assisted) by the electric force, and the steering angles of the wheels (tires) 920 and 921 are operated.
  • the assist amount at this time is the operation amount detected as the steering angle and the steering torque by the steering detector 901 that detects the steering state incorporated in the steering shaft, and the state amount such as the vehicle speed and the road surface state. Is generated by the operation amount command unit 903 based on the above.
  • the motor control device by applying the motor control device according to the first embodiment, when the vehicle is put in the garage or the like, or when the steering operation at extremely low vehicle speed is repeated for a long time, an excessive motor is used.
  • the current offset amount due to the temperature drift of the current detection circuit when the temperature of the ECU (Electronic Control Unit) rises due to flowing a large motor current to obtain the output can be compensated with high accuracy.
  • the motor controllability is prevented from being lowered, and the operation force can be assisted appropriately.
  • the current can be detected with high accuracy, so that the operating force can be assisted smoothly even during the steering wheel turning operation.
  • FIG. 10 is a system block diagram showing the configuration of the vehicle brake device according to the third embodiment of the present invention.
  • the motor control device is applied to the assist control unit 706 and the motor 731 in FIG.
  • the control microcomputer in the assist control unit 706 having the inverter device and its control unit is programmed so as to perform a vehicle brake operation.
  • the motor 731 is integrally attached to the braking assist device 700 and further has an integral structure with the assist control unit 706 via the casing 712.
  • the vehicle brake device includes a brake pedal 701, a brake assist device 700, a booster mechanism 800, and wheel mechanisms 850a to 850d.
  • the braking assist device 700 includes an assist mechanism 720, a master cylinder 721, and a reservoir tank 712. Inside the master cylinder 721, a primary piston 726 and a secondary piston 727 are disposed, thereby forming a primary liquid chamber 721a and a secondary liquid chamber 721b.
  • the amount of operation of the brake pedal 701 that the driver steps on is input to the assist mechanism 720 via the input rod 722, and is transmitted to the primary fluid chamber 721a by moving the primary piston 726 to generate fluid pressure.
  • each of the wheel mechanisms 850a to 850d is provided with a wheel cylinder 851.
  • Each wheel cylinder 851 brakes the vehicle by the hydraulic pressure applied from the master cylinder 721.
  • a brake operation amount detected by a stroke sensor 702 attached to the brake pedal 701 or a pedaling force sensor (not shown) is input to an assist control unit 706 that controls the assist mechanism 720.
  • the assist control unit 706 controls the motor 731 so that the rotational position is in accordance with the input brake operation amount. Then, the rotational torque of the motor is transmitted to the rotation-translation conversion device 725 that converts the rotational power into the translation power via the speed reduction device 723, presses the primary piston 726, and increases the hydraulic pressure in the primary fluid chamber 721a.
  • the secondary piston 727 is pressurized to increase the fluid pressure in the secondary fluid chamber 721b.
  • the booster mechanism 800 inputs the hydraulic pressure of the hydraulic fluid pressurized in the liquid chambers 721a and 721b via the master pipes 750a and 750b, and supplies the hydraulic pressure to the wheel mechanisms 850a to 850d according to a command from the boost control unit 830. To communicate. Thereby, the braking force of the vehicle is obtained.
  • Assist control unit 706 controls the displacement amount of primary piston 726 in order to adjust the pressing amount of primary piston 726. Since the displacement amount of the primary piston 726 is not directly detected, the rotation angle of the drive motor 731 is calculated on the basis of a signal from a rotation position sensor (not shown) provided in the motor 731 and rotation-translation. The displacement amount of the primary piston 726 is obtained by calculation from the propulsion amount of the ball screw 725 which is the conversion device.
  • the booster mechanism 800 includes two systems of hydraulic pressure adjustment mechanisms 810a and 810b that adjust hydraulic fluid for each of the two diagonal wheels of the four wheels, and stably stops the vehicle even if one system failure occurs.
  • the braking force of the diagonal two-wheel wheel mechanisms 850a and 850b can be individually adjusted. Since the two systems of hydraulic pressure adjustment mechanisms 810a and 810b operate in the same manner, the hydraulic pressure adjustment mechanism 810a will be described below.
  • the hydraulic pressure adjustment mechanism 810a controls the supply of hydraulic fluid to the pump 853 that boosts the master pressure generated by the hydraulic fluid pressure from the master pipe 750a, the pump motor 852 that drives the pump 853, and the wheel cylinder 851.
  • Gate OUT valve 811, gate IN valve 812 that controls supply of hydraulic fluid to pump 853, and IN valve that controls hydraulic fluid pressure from master pipe 750 a or supply of hydraulic fluid from pump 853 to each wheel cylinder 851 814a and 814b and OUT valves 813a and 813b for controlling the pressure reduction of the wheel cylinder 851 are provided.
  • a signal from the wheel rotation sensor 853 in the wheel mechanisms 850a and 850b is processed by the boost control unit 830 to detect wheel lock during braking. Then, each IN / OUT valve (electromagnetic type) and pump 853 are operated to adjust the hydraulic pressure of the hydraulic fluid to such a hydraulic pressure value that each wheel does not lock. Note that this hydraulic pressure adjustment mechanism can also be applied when hydraulic pressure control is performed for vehicle behavior stabilization control.
  • the assist control unit 706 is configured to include the motor control device described in the first embodiment, and the motor control device is used to control the displacement amount of the primary piston 726, and the driver.
  • the brake pedal depressing force by is stably assisted. For this reason, in a vehicle brake device, it is possible to continue a highly accurate and stable operation and to detect an abnormality accurately.
  • the assist amount is reduced, so that the brake assist operation can be continued using the auxiliary power source 400 as a power source.
  • the auxiliary power supply 400 is for emergency backup, it is required to suppress a large current output.
  • the assist control unit 706 in the present embodiment may limit the current from the power source to about 1/10 of the normal when the power source is switched to the auxiliary power source 400. Even when such a current is small, the motor control device can control the power source current with high accuracy by detecting the DC bus current with high accuracy and controlling the motor current. Thereby, stable brake assist control can be continued even when the battery is abnormal.
  • the current phase angle calculated by the voltage command is used to estimate the current offset amount (current detection error) included in the detected value of the DC bus current.
  • the current offset amount can be estimated with high accuracy and in a short time.
  • Brake assist device 701 ... Brake pedal, 702 ... Stroke sensor, 706 ... Assist control unit, 712 ... Reservoir tank, 720 ... Assist mechanism, 721a ... Primary fluid chamber, 721b ... secondary liquid chamber, 722 ... input rod, 723 ... speed reducer, 725 ... Ball screw, 726 ... Primary piston, 727 ... Secondary piston, 728 ... Return spring, 731 ... Motor, 750a, 750b ... Master piping, 800 ... Boost mechanism, 810a, 810b ... Hydraulic pressure adjustment mechanism, 811 ... Gate OUT valve, 812 ... Gate IN valve, 813a, 813b ... OUT valve, 814a, 814b ...

Abstract

直流母線電流の検出値に含まれる電流オフセット量を誤検知することなく精度良く検出して、モータを適切に制御するモータ制御装置を提供する。モータ制御装置は、電力変換器と、電力変換器により駆動される三相モータと、直流母線電流の検出値に基づいて三相モータに流れるモータ電流を検出し、モータ電流に基づいて指令電圧を作成し、指令電圧を用いて電力変換器を制御する制御手段と、を備え、制御手段は、直流母線電流が電流オフセット量を含まない場合の電流位相を算出し、電流位相に基づいて、直流母線電流の検出値に含まれる電流オフセット量を推定する。

Description

モータ制御装置、並びにそれを用いる電動システム
　本発明は、直流母線電流の検出値を用いてモータ電流を制御するモータ制御装置、並びにそれを用いる電動システムに関する。
　モータを駆動するインバータなどの電力変換器を備えるモータ制御装置では、モータを適切に制御するために、モータ印加電圧の大きさと位相を適切に制御してモータ電流を流すことに加え、モータ電流を検出する電流センサを削減するために、インバータの直流母線電流の検出値を用いてモータ電流を高精度で検出することが要求される。
　これに対し、特許文献１に記載の従来技術が知られている。本技術では、直流母線電流の瞬時値を検出して直流母線電流検出回路の電流オフセット量を検出する。特に、インバータの高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子の内の一方がオフ操作される期間（ゼロ電圧（Ｖ０）ベクトル期間）のタイミングにおける直流母線電流をオフセット補償量として検出する。
特開２０１４－１２８０８７号公報
　上記従来技術では、ＰＷＭパルスとインバータに流入するパルス状の直流母線電流を検出する際に、三相全相がオフ操作されたＶ０ベクトルの区間の直流母線電流検出値を用いて電流検出回路のオフセット量を検出する。
　しかしながら、モータ巻線の地絡（巻線－接地（ＧＮＤ）間短絡）が発生した場合には、Ｖ０ベクトルを生成するＰＷＭ区間において地絡電流の環流電流が流れるため、地絡電流をオフセット電流と誤検知してしまい、誤検知したオフセット検出値を用いたオフセット補正処理によって電流検出精度が低下してしまう。また、モータ巻線の天絡（巻線－電源間の短絡）が発生した場合には、Ｖ０ベクトルを生成するＰＷＭ区間において天絡電流が直流母線に流れるため、天絡電流をオフセット電流と誤検知してしまい、誤検知したオフセット検出値を用いたオフセット補正処理によって電流検出精度が低下してしまう。
　さらに、上記従来技術では、Ｖ０ベクトルの区間でオフセットを検出しているため、ＰＷＭのＤｕｔｙが１００％近傍になってきた場合、Ｖ０ベクトルで検出された電流が電流リンギングに埋もれてしまうため、電流検出精度が低下する。
　そこで、本発明は、直流母線電流の検出値に含まれる電流オフセット量を誤検知することなく精度良く検出して、モータを適切に制御するモータ制御装置並びにそれを用いる電動システムを提供する。
　上記課題を解決するために、本発明によるモータ制御装置は、電力変換器と、電力変換器により駆動される三相モータと、直流母線電流の検出値に基づいて三相モータに流れるモータ電流を検出し、モータ電流に基づいて指令電圧を作成し、指令電圧を用いて電力変換器を制御する制御手段と、を備えるものであって、制御手段は、直流母線電流が電流オフセット量を含まない場合の電流位相を算出し、この電流位相に基づいて、直流母線電流の検出値に含まれる電流オフセット量を推定する。
　本発明によれば、電流オフセット量を含まない場合の電流位相に基づいて電流オフセット量を推定するので、直流母線電流の検出値に含まれる電流オフセット量を誤検知することなく精度良く検出することができる。
　上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
第１の実施形態であるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 出力電圧ベクトルとモータ電流および直流母線電流の関係を示す。 ＰＷＭ相電圧パルスと直流母線電流を示している。 オフセット検出器のブロック図を示す。 電流オフセットを含む検出電流の一例を示す。 電圧位相と電流推定位相より算出される推定直流母線電流と、直流母線電流に基づいて検出される電流検出値を示す。 第１の実施形態におけるｄ軸電圧とｄ軸電流の関係を示す。 第１の実施形態におけるパルスシフト演算器の動作を示すパルス波形図である。 第２の実施形態である電動パワーステアリング装置の構成図ある。 第３の実施形態である車両用ブレーキ装置の構成を示すシステムブロック図である。
　以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。なお、各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。
　（第１の実施形態）
　図１は、本発明の第１の実施形態である、インバータ装置を有するモータ制御装置の構成を示すブロック図である。なお、本実施形態のモータ制御装置は、モータ出力に応じてインバータのＰＷＭキャリア周波数を切替えて、インバータの直流母線電流の検出精度を向上することでモータを高効率に駆動する用途に適したものである。
　図１に示すように、モータ制御装置５００は、三相モータ３００と、三相モータ３００を駆動するインバータ装置１００を有している。
　インバータ装置１００は、電力変換器であるインバータ回路１３０、インバータ回路の直流母線電流を検出するシャント抵抗Ｒｓｈ、電流検出器１２０、パルスシフト演算器２３０、オフセット検出器２４０、三相／ｄｑ演算器１１１、電流制御器１１０、ＰＷＭ生成器２２０を有している。バッテリ２００は、インバータ装置１００の直流電圧源であり、バッテリ２００の直流電圧（ＶＢ）は、インバータ装置１００のインバータ回路１３０によって可変電圧・可変周波数の三相交流電圧に変換され、この三相交流電圧が三相モータ３００に印加される。
　インバータ回路１３０は、６個の半導体スイッチング素子（図１ではＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））からなる三相ブリッジ回路を構成する。これら６個の半導体スイッチング素子が、パルス幅変調信号によってオン・オフ制御されることにより、バッテリ２００の直流電力が三相交流電力に変換される。
　三相モータ３００は、三相交流電圧の供給により回転駆動される同期モータ、例えば永久磁石式同期モータである。三相モータ３００には、三相モータ３００の誘起電圧の位相に合わせて三相交流の印加電圧の位相を制御するために回転位置センサ３２０が取り付けられている。回転位置検出器１５０によって、回転位置センサ３２０の入力信号から検出位置θが演算される。ここで、回転位置センサ３２０として、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバ、ＧＭＲ（Giant Magneto Resistive）センサなどの磁気抵抗素子や、ホール素子を用いたセンサなどが適用できる。
　インバータ装置１００は、三相モータ３００の出力を制御するための電流制御機能を有しており、インバータ回路１３０に流入するパルス状の直流母線電流を、平滑コンデンサとインバータ回路１３０の間に挿入されたシャント抵抗Ｒｓｈの両端の電圧（電流検出値Ｉｄｃ）として検出する。シャント抵抗Ｒｓｈは、図１ではバッテリ２００の負極側に取り付けているが、バッテリ２００の正極側に取り付けても良い。
　電流検出器１２０はパルスシフト演算器２３０のトリガタイミング（Ｔｒｉｇ）によってＰＷＭ１周期内で少なくとも二つの検出値（Ｉｄ１，Ｉｄ２）を直流母線電流値として検出する。電流補正器２５０は、直流母線電流値（Ｉｄ１，Ｉｄ２)と、オフセット検出器２４０によって検出される直流母線電流の電流オフセット量と、ＰＷＭパルスパターン（ＰＷＭ）とから、三相のモータ電流値Ｉｕｖｗ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を演算する。
　三相／ｄｑ演算器１１１は、回転位置検出器１５０によって検出される回転位置θを用いて、三相のモータ電流値Ｉｕｖｗ（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を回転座標系におけるｄｑ軸電流値（Ｉｄ，Ｉｑ）に変換する。電流制御器１１０は、ｄｑ軸電流値（Ｉｄ，Ｉｑ）と、目標トルクに応じて作成されるｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ＊，Ｉｑ＊）とが一致するように、回転座標系におけるｄｑ軸電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）を演算する。さらに、電流制御器１１０は、回転位置θを用いて、ｄｑ電圧指令値（Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊）を三相電圧指令値Ｖｕｖｗ ＊（Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊）に変換して出力する。
　ＰＷＭ生成器２２０は、三相電圧指令値Ｖｕｖｗ ＊（Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊）を変調波信号として、搬送波信号（三角波、のこぎり波など）と三相電圧指令値Ｖｕｖｗ ＊とを比較することにより、いわゆるパルス幅変調（ＰＷＭ）パルス信号を出力する。ＰＷＭパルス信号は、図示されないドライブ回路を介して、インバータ回路１３０における半導体スイッチ素子をオン・オフ制御する。これにより、インバータ回路１３０の出力電圧が調整される。
　なお、モータ制御装置５００において、三相モータ３００の回転速度を制御する場合には、回転位置θの時間変化からモータ回転速度（ωｒ）を演算し（ωｒ＝ｄθ／ｄｔ）、上位の制御器からの速度指令と一致するように電圧指令値あるいは電流指令値が作成される。また、モータ出力トルクを制御する場合には、ｄｑ軸電流（Ｉｄ，Ｉｑ）とモータトルクの関係を示す数式あるいはマップを用いて、ｄｑ軸電流指令値（Ｉｄ ＊，Ｉｑ ＊）が作成される。
　次に、図２および図３を用いて、直流母線電流を検出して三相のモータ電流を演算する動作について説明する。
　図２は、インバータ装置の出力電圧ベクトル（ＰＷＭパターン）と三相のモータ電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）および直流母線電流（Ｉｄｃ）の関係を示す。
　図２に示すように、ＰＷＭパターンに応じてインバータ回路１３０の半導体スイッチング素子がオン・オフすることによって、電圧ベクトル（Ｖ０～Ｖ７）が出力される。それぞれのＰＷＭパターンと、三相のモータ電流およびそれらが流れる方向と、直流母線電流とは、図２のように対応しており、パルス状の直流母線電流の検出値から図２の対応関係に基づいて、三相のモータ電流を演算することができる。
　図３はキャリア周波数の１周期（ＰＷＭ１周期）分のＰＷＭ相電圧パルスＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗとパルス状の直流母線電流を示している。
　（ａ）はＰＷＭ生成タイマ動作を示し、（ａ）において、のこぎり波（三角波でもよい）と電圧指令値とが一致するタイミングで、（ｂ）に示すＰＷＭ相電圧パルスが生成される。図３では、一例として、Ｕ相電圧パルスＶｕの生成タイミングを示す。電圧指令値Ｖｕ１とのこぎり波状のタイマカウント値が一致するタイミングＴ１でＵ相電圧パルスＶｕが立ち上がり、インバータ出力としてＵ相電圧（Ｖｕ）が出力され、電圧指令値Ｖｕ２とのこぎり波状のタイマカウント値が一致するタイミングでＵ相電圧パルスＶｕが立ち下がる。図示されないが、Ｖ相およびＷ相についても同様である。このとき、Ｕ相が最大相となり、Ｗ相が最小相となる。
　（ｃ）は、（ｂ）に示す相電圧パルスＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じて、図２に示す関係に従って直流母線に流れる直流母線電流Ｉｄｃを示す。ＰＷＭ１周期内で２回の電流サンプリングを行うことで、二つの相のモータ電流を検出することができ、残り一相は、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係から演算によって求めることができる。例として、本図においては、電圧ベクトルＶ２が出力されているときは最小相であるＷ相の負の電流（－Ｉｗ）がＩｄ１として検出され、電圧ベクトルＶ１が出力されているときは最大相であるＵ相の正の電流（Ｉｕ）がＩｄ２として検出される。このように、１ＰＷＭ周期中に第１の電流検出タイミングで最小相電流を検出し、第２の電流検出タイミングで最大相電流を検出している。
　パルス状の直流母線電流のピーク（図ではＩｄ１，Ｉｄ２）を確実に検出するには、電流検出回路の特性に依存する最小パルス幅（ＴＰＳ）以上の電流検出幅が必要となる。最小パルス幅（ＴＰＳ）の決定要因として、インバータの主回路インダクタンスの大きさ、検出回路のスルーレートや応答性、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング時間などがある。これに対し、本実施形態では、幅の狭いＰＷＭパルスに対して検出精度を向上するために、パルスシフト演算器２３０（図１）にて、二つの相のＰＷＭパルスの信号差（線間電圧のパルス幅）を予め演算し、電流検出器１２０の適切な検出タイミング（Ｔｒｉｇ）で電流サンプリングが実行される。
　次に、本実施形態におけるオフセット検出器（図１の２４０）について説明する。
　図４は、オフセット検出器２４０のブロック図を示す。オフセット検出器２４０は、速度算出手段２４１、ｄｑ軸電圧指令変換部２４２、電圧位相算出手段２４３、電流位相算出手段２４４、位相角推定手段２４５、オフセット導出手段２４６により構成される。まず、速度算出手段２４１、ｄｑ軸電圧指令変換部２４２、電圧位相算出手段２４３について説明する。
　速度算出手段２４１は、回転位置検出器１５０により検出された三相モータの電気角θを微分することで、三相モータの電気角速度ωを導出している。
　ｄｑ軸電圧指令変換部２４２は式（１）を用いて三相電圧指令Ｖｕ ＊，Ｖｖ ＊，Ｖｗ ＊を三相モータの電気角θ（式（１）ではθｄ）を用いてｄｑ軸電圧指令Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊に変換している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　電圧位相算出手段２４３は式（２）を用いてｄｑ軸電圧指令Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊を電圧位相θＶｄｑに変換している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　次に、オフセット検出器２４０における電流位相算出手段２４４、位相角推定手段２４５、オフセット導出手段２４６について説明する。
　電流位相算出手段２４４は、オフセットを含まない電流から電流位相θＩｄｑを導出する。オフセットを含み得る検出電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）より算出される電流位相θＩｄｑ’は式（３）、実際の電流位相θＩｄｑは式（４）であらわされる。電流オフセット量が０のとき、検出されるｄｑ軸電流（Ｉｄｃ，Ｉｑｃ）と、実際に三相モータを流れるｄｑ軸電流（Ｉｄ，Ｉｑ）は一致する。なお、Ｉｄｃは検出されたｄ軸電流、Ｉｑｃは検出されたｑ軸電流、Ｉｄは実際に三相モータを流れるｄ軸電流、Ｉｑは実際に三相モータを流れるｑ軸電流である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　しかし、オフセットを含む場合、検出電流より算出される電流位相θＩｄｑ’と実際の電流位相θＩｄｑは異なる。そこで、本実施形態では、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ ＊，Ｖｑ ＊と、三つのモータ定数、すなわちｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス、巻線抵抗Ｒおよび誘起電圧定数を用い、オフセットを含まない電流位相角を推定し、その電流位相角より電流オフセット量を求める。
　式（５）は、一般的に使用される三相同期モータの電圧方程式である。Ｖｄはｄ軸電圧、Ｖｑはｑ軸電圧、Ｌｄはｄ軸インダクタンス、Ｌｑはｑ軸インダクタンス、Ｋｅは誘起電圧定数、ｐは微分項である。定常状態とするならば、式（５）は、微分項を零として、式（６）に変形される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　ｄｑ軸指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を用いてｄ軸推定電流＾Ｉｄおよびｑ軸推定電流＾Ｉｑを推定する場合、式（６）から式（７）が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　式（７）からｄ軸推定電流およびｑ軸推定電流を求めると、式（８）を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　式（８）における逆行列を計算して、ｄ軸推定電流をｑ軸推定電流で除算すると、電流推定位相（θＩｄｑ）は式（９）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑが略一致している表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ：Surface Permanent Magnet Synchronous Motor）の場合、正接の逆関数の加法定理を用いて式（９）は式（１０）のように簡略化できる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　電流位相算出手段２４４においては、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑが異なる埋込磁石型同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）の場合、式（９）が用いられ、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑが略一致する表面磁石型同期モータの場合、式（１０）が用いられる。式（９）および式（１０）によって、電流オフセット量を含まない電流推定位相を導出することができる。なお、式（１０）を用いた場合は、式（９）と比較して計算量が少なくなるため、計算時間を短縮できる。
　さらに、三相モータが停止しているとき（ω＝０）、式（１０）は式（１１）のように簡易化することができ、計算時間を短縮することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　位相角推定手段２４５は、電圧位相算出手段２４３の出力である電圧位相θＶｄｑ、電流位相θＩｄｑおよび電気角θを用いて、後述するように、第１の位相θｍｏｄ１および
第２の位相θｍｏｄ２を導出する。
　図５は、電流オフセットを含む検出電流の一例を示す。直流母線電流に基づいて検出される電流検出値（ｃ）のほか、三相のモータ電圧指令値（ａ）、並びに三相のモータ電流（ｂ）を示す。本例では、電流位相が三相モータの磁石磁束の方向に対して垂直方向であるｑ軸にあり、電圧位相がｑ軸に対して３０度進んでおり、電圧位相θＶｄｑが１２０度、電流推定位相θＩｄｑが９０度である。図中の電流検出値（ｃ）が示すように、三相電圧の最大相と最小相に応じて、直流母線電流に基づいて検出される電流検出値の波形は変化する。
　図６は、式（２）より算出した電圧位相θＶｄｑと、式（９）～(１１)のいずれかより算出される電流推定位相θＩｄｑより算出される推定直流母線電流と、直流母線電流に基づいて検出される電流検出値を示す。推定された最小相電流および最大相電流はオフセットを含んでいないため、これら推定電流と直流母線電流検出値を用いて電流オフセットＩｏｆｓｔを導出できる。
　以下で、電圧位相と電流位相から推定直流母線電流を導出する手段について説明する。なお、電流オフセット量を含まない推定電流の波高値をＩｐとする。この波高値Ｉｐは、式（８）のｄ軸推定電流＾Ｉｄとｑ軸推定電流＾Ｉｑの２乗平均和より導出することができるが、第１の電流検出タイミングと第２の電流検出タイミング（図３における（ｃ）参照）で電流オフセット量が略一致する場合は計算を省略できる。
　第１の電流検出タイミングと第２の電流検出タイミングで電流オフセット量が略一致する場合、最小相電流Ｉｄ１および最大相電流Ｉｄ２は、それぞれ式（１２）および式（１３）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　第１の電流位相角θｍｏｄ１および第２の電流位相角θｍｏｄ２は、それぞれ式（１４）および式（１５）で表される。ここで、ＭＯＤ（Ａ，Ｂ）は、いわゆる数学上のModular演算子の一種であり、ＡをＢで除算した余りを示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　従って、式（１２）および式（１３）は、図６に示したオフセット量を含みかつ部分的に正弦波状を有する電流波形を示している。
　式（１２）および式（１３）から、電流オフセット量Ｉｏｆｓｔは式（１６）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　式（１６）に波高値Ｉｐは含まれていない。そのため、第１の電流検出タイミングで検出した直流電流Ｉｄ１および第２の電流検出タイミングで検出した直流電流Ｉｄ２と、位相θｍｏｄ１およびθｍｏｄ２とで導出できる。従って、演算負荷が軽減される。
　上記の説明では、第１の電流検出タイミングで取得した最小相電流Ｉｄ１と第２の電流検出タイミングで取得した最大相電流Ｉｄ２とで発生する電流オフセット量が同一としているが、オフセット量が異なる場合には、式（１２）および式（１３）と、推定電流波高値Ｉｐを用いて、第１の電流検出タイミングおよび第２の電流検出タイミングにおいて個別にオフセット量を算出することができる。
　上述のように、本実施形態によれば、モータ定数および所定のタイミングで検出される直流母線電流に基づいて電流オフセット量を演算できるので、モータ巻線の天絡や地絡などによる誤検知が防止される。従って、電流オフセット量の検出精度が向上するので、直流母線電流に基づくモータ電流検出の精度が向上する。これにより、三相モータを適切に制御することができる。
　上記のような電流オフセット量の算出を所定のタイミングにおいて行うことにより、直流母線電流の電流検出回路の故障を検出することができる。例えば、検出された電流オフセット量が、所定値、例えば定格電流の１０％よりも大きい場合に、電流検出回路などに異常が発生していると判定することにより、インバータ装置や電源の故障を防ぐことができる。また、電流オフセット量が所定量よりも変動したら異常と判定することにより、駆動する三相モータを替えた場合に、異常と判定されればモータ定数が不適合であることが分かる。
　本実施形態における電流オフセット量の導出は、三相モータのモータ定数を使用しているため、モータ定数の変化に対する感度が高い。そこで、モータ定数の内で最も感度が高い巻線抵抗Ｒについての計測手段について、図７を用いて述べる。
　図７は、本実施形態におけるｄ軸電圧とｄ軸電流の関係を示す。本実施形態では、ｄ軸指令電圧を変化させながら、ｄ軸指令電圧とｄ軸指令電流の関係から巻線抵抗Ｒを計測する。ここで、電流オフセット量が有る場合および無い場合、ｄ軸指令電圧とｄ軸指令電流の関係はそれぞれ式（１７）および式（１８）で表される（なお、ｑ軸電流は零としている）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　式（１７）および式（１８）並びに図７が示すように、ｄ軸指令電圧とｄ軸指令電流の関係は直線で表され、直線の傾きが巻線抵抗を示し、電流オフセット量は直線の切片の大きさとして現れる。従って、図７に示すように、ｄ軸電圧の動作点を変化させながらｄ軸電圧を三相モータに印加し、その時のｄ軸指令電流をプロットし、近似直線の傾きを導出すれば、電流オフセット量の影響を受けずに巻線抵抗を求めることができる。この巻線抵抗の値を用いれば、巻線抵抗の大きさが温度などによって変化しても、精度良く電流オフセット量を求めることができる。
　本実施形態のように、モータ定数を用いて電流オフセット量を算出する場合、三相モータを変更したときに、モータ定数のばらつきにより、的確な電流オフセット量が算出されず、三相モータの過大な電流オフセット量によるトルク脈動が発生する懸念がある。
　これに対し、本実施形態においては、電流位相の演算にモータ定数を用いながら、電流検出器１２０で検出した直流母線電流検出値（Ｉｄ１，Ｉｄ２）を用いて電流オフセット量を算出している。これにより、モータ定数のばらつきの影響が緩和される。例えば、モータ速度が小さい場合でモータがほぼロック状態と見なせるとき、ｄ軸電流指令Ｉｄ ＊はほぼ０とみなせる。このとき、本実施形態によれば、ｑ軸電流による直流電流により発生する電流オフセット量を検出できるため，電流オフセット量による電流検出誤差があっても電流を一定に制御でき、トルク脈動を低減できる。
　本実施形態では、図３に示した一般的な直流母線電流の検出タイミングで検出した直流母線電流検出値を用い、上述したように、図４に示したオフセット検出器２４０によって電流検出器１２０の電流オフセット量Ｉｏｆｓｔを演算することができる。電流補正器２５０（図１）では、電流検出値（Ｉｄ１，Ｉｄ２）と電流オフセット量Ｉoｆｓｔから、電流オフセット量を含まない直流母線電流値を演算し、さらに、この電流オフセット量を含まない直流母線電流値に基づいて三相のモータ電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）を演算する。これにより、高精度なモータ制御が可能になる。
　次に、直流母線電流の検出が可能になる最小パルス幅ＴＰＳについて、図８を用いて説明する。
　図８は、本実施形態におけるパルスシフト演算器２３０（図１）の動作を示すパルス波形図である。（ａ）はＰＷＭパルス生成用のキャリア周期を示すノコギリ波状のタイマカウント値、（ｂ）は一般的なインバータのＰＷＭパルスで、瞬時の電圧指令での１ＰＷＭ区間を示しており、（ｃ）は直流母線電流波形Ｉｄｃを示している。Ｕ相ＰＷＭパルス幅ＵｐｗとＶ相ＰＷＭパルス幅ＶｐｗおよびＷ相ＰＷＭパルス幅Ｗｐｗの各相間のパルス幅はＡ／Ｄ変換器のサンプリングに必要な時間Ｔａｄより小さく、マイコン等による検出が難しい。微少なモータ電流を流すときには三相各相のＰＷＭパルスの信号差に応じて線間電圧がモータに印加されてモータ電流が流れるが、最小パルス幅ＴＰＳが確保されていない場合には直流母線電流Ｉｄｃを確実に検出することができずに、適切なモータ電流の制御ができない。
　そこで、（ｄ）に示すように、ＰＷＭパルスの相間波形を位相シフト（パルスシフト）することにより、最小パルス幅ＴＰＳを生成することで直流母線電流Ｉｄｃを検出可能とする。（ｄ）に示す各相のパルス幅（Ｕｐｗ，Ｖｐｗ，Ｗｐｗ）は、（ｂ）の各相のパルス幅と同じで、ＰＷＭパルスの立ち下りエッジ側で、Ｖ相パルスを基準としてＵ相パルスをパルスシフト量Ｔｔ２だけ位相を遅らせて、Ｕ相パルスとＶ相パルスの相間パルス幅が最小パルス幅ＴＰＳになるようにパルス幅を広げ、Ａ／Ｄサンプリングする。
　ＰＷＭパルスの立ち上がりエッジ側では、Ｕ相パルスとＶ相パルスの相間パルス幅が小さくなり、（ｂ）のように、パルスシフトしない場合のＵ相パルスとＶ相パルスの相間パルスに対して極性が反転するパルスが生成される。これにより十分なＡ／Ｄサンプリング時間を生成しながら、モータ印加電圧の平均値は１ＰＷＭ区間内で（ｂ）に示すパルスシフトしない場合と同等にでき、モータ印加電圧と位相を調整してモータを制御できる。このときの（ｅ）に示す直流母線電流波形Ｉｄｃは、ＰＷＭパルスエッジの立ち上がり側の電流パルスの面積は小さくなり（図では小さくなって負の大きさの面積である）、ＰＷＭパルスエッジの立ち下がり側の電流パルスの面積は大きくなる。（ｅ）に示す１ＰＷＭ区間での電流パルスの総面積は、（ｃ）に示す１ＰＷＭ区間での電流パルスの面積と同等であるが、Ａ／Ｄ検出した電流検出値はパルスシフト相当電流（Ｉｐｓ）だけ大きくなった直流母線電流値（Ｉ１，Ｉ２）となる。
　このように、モータ電流がゼロ付近の電流を検出する場合などにおいて、ＰＷＭパルスシフトする場合にも、電流オフセット量を検出し、電流検出値をオフセット補償することで、精度良くモータ電流を演算してモータを適切に制御することができる。
　上述のように、本実施形態によれば、電流オフセット量を含まない場合の電流位相に基づいて電流オフセット量を推定するので、直流母線電流の検出値に含まれる電流オフセット量を誤検知することなく精度良く検出することができる。従って、モータが地絡および天絡した場合であってもオフセット補正量を検出できるため、モータ電流の検出精度を向上してモータを高精度に制御することができる。また、ＰＷＭのＤｕｔyが１００％近傍になった場合においても、電流オフセット量を検出できる。
　（第２の実施形態）
　次に、本発明によるモータ制御装置が適用される電動システムの一例として電動パワーステアリング装置について説明する。
　図９は、本発明の第２の実施形態である電動パワーステアリング装置の構成図ある。
　図９に示すように、電動アクチュエータは、トルク伝達機構９０２と、トルク伝達機構９０２にトルクを与えるモータ制御装置５００から構成される。モータ制御装置５００は、トルクを出力するモータ３００と、モータ３００を駆動するインバータ装置１００などを含み、前述した第１の実施形態が適用される。
　電動パワーステアリング装置は、電動アクチュエータと、ハンドル（ステアリングホイール）９００と、操舵検出器９０１および操作量指令器９０３を備え、運転者が操舵するハンドル９００の操作力が、電動アクチュエータによってトルクアシストされる。
　電動アクチュエータに対するトルク指令τ＊は、ハンドル９００の操舵アシストトルク指令であり、操舵検出器９０１によって検出されるハンドル９００の操作力に応じて、操作量指令器９０３によって作成される。このトルク指令τ＊に応じて電動アクチュエータが出力するモータトルクによって、運転者がハンドル９００に与える操作力（操舵力）が軽減される。
　モータ制御装置５００は、トルク指令τ＊を受け、予め設定されるモータ３００のモータ定数を用いて、前述したように電流オフセット量を補償しながら、モータ３００の出力トルクτｍがトルク指令値τ＊に追従するようにモータ電流を制御する。
　モータ３００のロータに直結される出力軸から出力されるモータ３００の出力トルクτｍは、ウォーム、ホイールや遊星ギヤなどの減速機構あるいは油圧機構を用いたトルク伝達機構９０２を介し、ステアリング装置のラック９１０に伝達される。これにより、運転者の操作力が電動力によって軽減（アシスト）されると共に、車輪（タイヤ）９２０，９２１の操舵角が操作される。
　このときのアシスト量すなわちトルク指令τ＊は、ステアリングシャフトに組み込まれた操舵状態を検出する操舵検出器９０１により操舵角や操舵トルクとして検出される操作量と、車両速度や路面状態などの状態量に基づいて操作量指令器９０３により作成される。
　本実施形態によれば、上記第１の実施形態によるモータ制御装置を適用することにより、車両を車庫入れする際などに停車もしくは極低車速でのハンドル操作を長時間繰り返し行う際、過大なモータ出力を得ようとして大きなモータ電流を流すことに起因してＥＣＵ（Electronic Control Unit）が温度上昇した際における電流検出回路の温度ドリフトによる電流オフセット量を高精度に補償できる。これにより、モータ制御性の低下が防止され、操作力が適切にアシストできる。さらに、インバータ駆動回路のｄｉ／ｄｔ特性変化によるパルスシフト電流のバラツキが発生する場合にも、高精度に電流を検出することができるため、ハンドルの切り返し動作時にも滑らかに操作力がアシストできる。
　（第３の実施形態）
　次に、本発明によるモータ制御装置が適用される電動システムの一例として車両用ブレーキ装置について説明する。
　図１０は、本発明の第３の実施形態である車両用ブレーキ装置の構成を示すシステムブロック図である。
　図１０におけるアシスト制御ユニット７０６およびモータ７３１には、上述した第１の実施形態によるモータ制御装置が適用される。インバータ装置およびその制御部を有するアシスト制御ユニット７０６における制御用マイクロコンピュータは、車両用ブレーキ動作を行えるようにプログラムされている。また、モータ７３１は、制動アシスト装置７００に一体に取り付けられ、さらに、ケーシング７１２を介してアシスト制御ユニット７０６と一体構造をなしている。
　車両用ブレーキ装置は、ブレーキペダル７０１と制動アシスト装置７００と倍力機構８００およびホイール機構８５０ａ～８５０ｄを備えている。制動アシスト装置７００は、アシスト機構７２０、マスタシリンダ７２１およびリザーバタンク７１２を備えている。マスタシリンダ７２１の内部には、プライマリピストン７２６およびセカンダリピストン７２７が配設され、これらによって、プライマリ液室７２１ａ及びセカンダリ液室７２１ｂが形成されている。運転者が踏み込むブレーキペダル７０１の操作量は、インプットロッド７２２を介してアシスト機構７２０に入力され、プライマリピストン７２６を移動させることでプライマリ液室７２１ａへ伝達されて液圧を発生する。さらに、プライマリ液室７２１ａでの発生液圧によってセカンダリピストン７２７が移動することでセカンダリ液室７２１ｂにおいても液圧は発生する。ホイール機構８５０ａ～８５０ｄには、それぞれホイールシリンダ８５１が設けられている。各ホイールシリンダ８５１は、マスタシリンダ７２１から付与される液圧によって車両を制動する。
　また、ブレーキペダル７０１に取り付けられたストロークセンサ７０２、若しくは、図示しない踏力センサにより検出されるブレーキ操作量は、アシスト機構７２０を制御するアシスト制御ユニット７０６へ入力される。アシスト制御ユニット７０６は、入力されたブレーキ操作量に応じた回転位置となるようにモータ７３１を制御する。そして、モータの回転トルクは、減速装置７２３を介して、回転動力を並進動力に変換する回転－並進変換装置７２５へ伝達され、プライマリピストン７２６を押圧し、プライマリ液室７２１ａの液圧を高めると共に、セカンダリピストン７２７を加圧し、セカンダリ液室７２１ｂの液圧を高める。
　倍力機構８００は、液室７２１ａ，７２１ｂで加圧された作動液の液圧をマスタ配管７５０ａ，７５０ｂを介して入力し、倍力制御ユニット８３０の指令に従って、ホイール機構８５０ａ～８５０ｄに液圧を伝達する。これにより、車両の制動力が得られる。
　アシスト制御ユニット７０６は、プライマリピストン７２６の押圧量を調整するためにプライマリピストン７２６の変位量を制御する。プライマリピストン７２６の変位量は直接的には検出していないため、モータ７３１内に備えた回転位置センサ（図示省略）からの信号に基づいて、駆動モータ７３１の回転角を算出し、回転－並進変換装置であるボールネジ７２５の推進量からプライマリピストン７２６の変位量を演算により求める。
　なお、駆動モータ７３１が故障により停止し、ボールネジ７２５の軸の戻し制御が不能となった場合、戻しバネ７２８の反力によってボールネジ７２５の軸を初期位置に戻すことにより運転者の制動操作を阻害しないようにしている。このため、ブレーキの引きずりによる車両挙動の不安定化を回避することができる。
　倍力機構８００では、４輪ある内の対角２輪ずつの作動液を調整する２系統の液圧調整機構８１０ａ，８１０ｂを備え、１系統の故障が発生しても安定して車両を停止できるようになっており、対角２輪のホイール機構８５０ａ，８５０ｂの制動力を個々に調整できる。２系統の液圧調整機構８１０ａ，８１０ｂはどちらも同様に動作するため、以下では液圧調整機構８１０ａについて説明する。
　液圧調整機構８１０ａは、マスタ配管７５０ａからの作動液圧で生成されるマスタ圧を昇圧するポンプ８５３と、ポンプ８５３を駆動するポンプモータ８５２と、ホイールシリンダ８５１への作動液の供給を制御するゲートＯＵＴ弁８１１と、ポンプ８５３への作動液の供給を制御するゲートＩＮ弁８１２と、マスタ配管７５０ａからの作動液圧またはポンプ８５３から各ホイールシリンダ８５１への作動液の供給を制御するＩＮ弁８１４ａ，８１４ｂと、ホイールシリンダ８５１を減圧制御するＯＵＴ弁８１３ａ，８１３ｂを備えている。
　例えば、アンチロックブレーキ制御のために液圧制御をする場合には、ホイール機構８５０ａ，８５０ｂ内の車輪回転センサ８５３からの信号を倍力制御ユニット８３０で処理して制動時の車輪ロックを検知すると、各ＩＮ／ＯＵＴ弁（電磁式）とポンプ８５３を作動させて各車輪がロックしないような液圧値に作動液の液圧が調整される。なお、車両挙動安定化制御のための液圧制御をする場合においても、本液圧調整機構は適用できる。
　車両用ブレーキ装置において、アシスト制御ユニット７０６は上述の第１の実施形態に記載したモータ制御装置を含んで構成されており、モータ制御装置は、プライマリピストン７２６の変位量制御に用いられ、運転者によるブレーキペダルの踏み込み力を安定にアシストする。このため、車両用ブレーキ装置において、高精度かつ安定な動作を続けることや、異常を適確に検知することができる。
　また、通常電源であるバッテリ２００の充電容量が低下してしまった場合には、アシスト量の低下が生じるため、補助電源４００を電源としてブレーキアシスト動作を継続することができるようになっている。この場合、補助電源４００は、緊急バックアップ用であることから大きな電流出力を抑制することが要求される。
　これに対し、本実施形態におけるアシスト制御ユニット７０６は、補助電源４００に電源を切替えた際には、通常の１／１０程度まで電源からの電流を制限することがある。このような電流が小さい場合でも、モータ制御装置は、直流母線電流を高精度に検出してモータ電流を制御することで、高精度に電源電流を制御できる。これにより、バッテリ異常時にも安定したブレーキアシスト制御を継続することができる。
　また、本実施形態によれば、作動液の液圧が略一定のとき、直流母線電流の検出値に含まれる電流オフセット量（電流検出誤差）の推定に電圧指令により算出される電流位相角を用いることで（前述の式（１１）参照）、高精度かつ短時間で電流オフセット量を推定することができる。
　なお、本発明は前述した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。
１００…インバータ装置、１１０…電流制御器、１１１…三相／ｄｑ演算器、
１２０…電流検出器、１３０…インバータ回路、１５０…回転位置検出器、
２００…バッテリ、２２０…ＰＷＭ生成器、２３０…パルスシフト演算器、
２４０…オフセット検出器、２４１…速度算出手段、２４２…ｄｑ軸電圧指令変換部、
２４３…電圧位相算出手段、２４４…電流位相算出手段、２４５…位相角推定手段、
２４６…オフセット導出手段、３００…三相モータ、３２０…回転位置センサ、
４００…補助電源、５００…モータ制御装置、７００…制動アシスト装置、
７０１…ブレーキペダル、７０２…ストロークセンサ、７０６…アシスト制御ユニット、７１２……リザーバタンク、７２０…アシスト機構、７２１ａ…プライマリ液室、
７２１ｂ…セカンダリ液室、７２２…インプットロッド、７２３…減速装置、
７２５…ボールネジ、７２６…プライマリピストン、７２７…セカンダリピストン、
７２８…戻しバネ、７３１…モータ、７５０ａ，７５０ｂ…マスタ配管、
８００…倍力機構、８１０ａ，８１０ｂ…液圧調整機構、８１１…ゲートＯＵＴ弁、
８１２…ゲートＩＮ弁、８１３ａ，８１３ｂ…ＯＵＴ弁、８１４ａ，８１４ｂ…ＩＮ弁、
８３０…倍力制御ユニット、８５０ａ，８５０ｂ，８５０ｃ，８５０ｄ…ホイール機構、
８５１…ホイールシリンダ、８５２…ポンプモータ、８５３…ポンプ、
９００…ハンドル、９０１…操舵検出器、９０２…トルク伝達機構、
９０３…操作量指令器、９１０…ラック、９２０，９２１…車輪

Claims (17)

  1. 　電力変換器と、
    　前記電力変換器により駆動される三相モータと、
    　直流母線電流の検出値に基づいて前記三相モータに流れるモータ電流を検出し、前記モータ電流に基づいて指令電圧を作成し、前記指令電圧を用いて前記電力変換器を制御する制御手段と、
    を備えるモータ制御装置において、
    　前記制御手段は、前記直流母線電流が電流オフセット量を含まない場合の電流位相を算出し、前記電流位相に基づいて、前記直流母線電流の前記検出値に含まれる前記電流オフセット量を推定することを特徴とするモータ制御装置。
  2. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　前記電流位相は、前記指令電圧と、前記三相モータのモータ定数と、前記三相モータの回転速度とから算出されることを特徴とするモータ制御装置。
  3. 　請求項２に記載のモータ制御装置において、
    　前記指令電圧が、ｄ軸指令電圧およびｑ軸指令電圧であり、
    　前記モータ定数は、前記三相モータの巻線抵抗、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンスおよび誘起電圧定数であることを特徴とするモータ制御装置。
  4. 　請求項３に記載のモータ制御装置において、
    　前記ｄ軸指令電圧および前記ｑ軸指令電圧を、それぞれＶｄ ＊およびＶｑ ＊とし、
    　前記巻線抵抗、前記ｄ軸インダクタンス、前記ｑ軸インダクタンスおよび前記誘起電圧定数を、それぞれ、Ｒ，Ｌｄ，ＬｑおよびＫｅとし、
    　前記回転速度をωとして、
    　前記電流位相（θIdq）は式（９）
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
     によって算出されることを特徴とするモータ制御装置。
  5. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　前記三相モータが停止しているとき、前記電流位相は、前記指令電圧から算出されることを特徴とするモータ制御装置。
  6. 　請求項５に記載のモータ制御装置において、
    　前記指令電圧が、ｄ軸指令電圧およびｑ軸指令電圧であることを特徴とするモータ制御装置。
  7. 　請求項６に記載のモータ制御装置において、
    　前記ｄ軸指令電圧および前記ｑ軸指令電圧を、それぞれＶｄ ＊およびＶｑ ＊として、
    　前記電流位相（θIdq）は式（１１）、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
     によって算出されることを特徴とするモータ制御装置。
  8. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　前記制御手段は、さらに、前記指令電圧の電圧位相を算出し、前記電圧位相と、前記電流位相、前記直流母線電流の前記検出値と、前記三相モータの回転位置と、に基づいて、前記電流オフセット量を推定することを特徴とするモータ制御装置。
  9. 　請求項８に記載のモータ制御装置において、
    　前記直流母線電流の前記検出値は、異なるタイミングで検出される、二つの検出値であることを特徴とするモータ制御装置。
  10. 　請求項９に記載のモータ制御装置において、
    　前記電流位相をθＩｄｑとし、
    　前記電圧位相をθＶｄｑとし、
    　前記二つの検出値をＩｄ１およびＩｄ２とし、
    　前記三相モータの前記回転位置をθとして、
    　前記電流オフセット量（Ｉｏｆｓｔ）は、式（１４）、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
     式（１５）、
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
     式（１６）
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
     によって推定されることを特徴とするモータ制御装置。
  11. 　請求項３に記載のモータ制御装置において、
    　前記制御手段は、前記巻線抵抗を、指令電流および前記指令電圧に基づき導出することを特徴とするモータ制御装置。
  12. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　前記制御手段は、前記電流オフセット量が所定値より大きい時、異常を判定することを特徴とするモータ制御装置。
  13. 　請求項１のモータ制御装置において、
    　前記三相モータを、モータ定数が異なる他の三相モータに変更したときに、前記電流オフセット量に基づいて、異常を判定することを特徴とするモータ制御装置。
  14. 　電力変換器と、
    　前記電力変換器により駆動される三相モータと、
    　直流母線電流の検出値に基づいて前記三相モータに流れるモータ電流を検出し、前記モータ電流に基づいて指令電圧を作成し、前記指令電圧を用いて前記電力変換器を制御する制御手段と、
    を備えるモータ制御装置において、
    　前記制御手段は、
    　前記直流母線電流の前記検出値に含まれる電流オフセット量を検出するオフセット検出器を備え、
    　前記オフセット検出器は、電圧指令とモータ定数から前記モータ電流の電流位相を推定し、
    　前記電流位相から前記電流オフセット量を補正して電流制御を行うことを特徴とするモータ制御装置。
  15. 　ハンドルと、
    　前記ハンドルの操作力をトルクアシストする電動アクチュエータと、
    を備える電動パワーステアリング装置において、
    　前記電動アクチュエータは、請求項１に記載のモータ制御装置を備えることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
  16. 　車両のホイール機構へ制動液圧を付与すべく電動モータの作動によって移動するピストンと、
    　ブレーキペダルの操作量に基づき前記電動モータを制御して前記ピストンを移動させる制御装置と、を有し、
    　前記制御装置は、請求項１に記載されるモータ制御装置を含んで構成されることを特徴とする車両用ブレーキ装置。
  17. 　請求項１６に記載の車両用ブレーキ装置において、
    　前記制御装置の通常電源であるバッテリと、
    　前記バッテリの異常時に前記制御装置の電源となる補助電源と、
    　該補助電源に切替った後も、前記請求項１に記載されるモータ制御装置による制御を継続することを特徴とする車両用ブレーキ装置。
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Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7403416B2 (ja) 2020-08-25 2023-12-22 ニチコン株式会社 スイッチング電源装置
JP2023031835A (ja) 2021-08-25 2023-03-09 日本電産株式会社 モータ調整方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2000014866A1 (fr) * 1998-09-03 2000-03-16 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Unite de commande pour moteur a courant alternatif
JP2008160915A (ja) * 2006-12-21 2008-07-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動用インバータ制御装置および該装置を用いた機器
JP2010284017A (ja) * 2009-06-05 2010-12-16 Toyota Motor Corp 交流電動機の制御装置
JP2014128087A (ja) * 2012-12-26 2014-07-07 Denso Corp 回転機の制御装置

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2013243832A (ja) * 2012-05-21 2013-12-05 Jtekt Corp 電動パワーステアリング装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2000014866A1 (fr) * 1998-09-03 2000-03-16 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Unite de commande pour moteur a courant alternatif
JP2008160915A (ja) * 2006-12-21 2008-07-10 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動用インバータ制御装置および該装置を用いた機器
JP2010284017A (ja) * 2009-06-05 2010-12-16 Toyota Motor Corp 交流電動機の制御装置
JP2014128087A (ja) * 2012-12-26 2014-07-07 Denso Corp 回転機の制御装置

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