JP6669589B2 - モータ制御装置、並びにそれを用いる電動システム - Google Patents

Description

本発明は、直流母線電流の検出値を用いてモータ電流を制御するモータ制御装置、並びにそれを用いる電動システムに関する。

モータを駆動するインバータなどの電力変換器を備えるモータ制御装置では、モータを適切に制御するために、モータ印加電圧の大きさと位相を適切に制御してモータ電流を流すことに加え、モータ電流を検出する電流センサを削減するために、インバータの直流母線電流の検出値を用いてモータ電流を高精度で検出することが要求される。

これに対し、特許文献１に記載の従来技術が知られている。本技術では、直流母線電流の瞬時値を検出して直流母線電流検出回路の電流オフセット量を検出する。特に、インバータの高電位側スイッチング素子および低電位側スイッチング素子の内の一方がオフ操作される期間（ゼロ電圧（Ｖ０）ベクトル期間）のタイミングにおける直流母線電流をオフセット補償量として検出する。

特開２０１４−１２８０８７号公報

上記従来技術では、ＰＷＭパルスとインバータに流入するパルス状の直流母線電流を検出する際に、三相全相がオフ操作されたＶ０ベクトルの区間の直流母線電流検出値を用いて電流検出回路のオフセット量を検出する。

しかしながら、モータ巻線の地絡（巻線−接地（ＧＮＤ）間短絡）が発生した場合には、Ｖ０ベクトルを生成するＰＷＭ区間において地絡電流の環流電流が流れるため、地絡電流をオフセット電流と誤検知してしまい、誤検知したオフセット検出値を用いたオフセット補正処理によって電流検出精度が低下してしまう。また、モータ巻線の天絡（巻線−電源間の短絡）が発生した場合には、Ｖ０ベクトルを生成するＰＷＭ区間において天絡電流が直流母線に流れるため、天絡電流をオフセット電流と誤検知してしまい、誤検知したオフセット検出値を用いたオフセット補正処理によって電流検出精度が低下してしまう。

さらに、上記従来技術では、Ｖ０ベクトルの区間でオフセットを検出しているため、ＰＷＭのＤｕｔｙが１００％近傍になってきた場合、Ｖ０ベクトルで検出された電流が電流リンギングに埋もれてしまうため、電流検出精度が低下する。

そこで、本発明は、直流母線電流の検出値に含まれる電流オフセット量を誤検知することなく精度良く検出して、モータを適切に制御するモータ制御装置並びにそれを用いる電動システムを提供する。

上記課題を解決するために、本発明によるモータ制御装置は、電力変換器と、電力変換器により駆動される三相モータと、直流母線電流の検出値に基づいて三相モータに流れるモータ電流を検出し、モータ電流に基づいて指令電圧を作成し、指令電圧を用いて電力変換器を制御する制御手段と、を備えるものであって、制御手段は、直流母線電流が電流オフセット量を含まない場合の電流位相を算出し、電流位相に基づいて、直流母線電流の検出値に含まれる電流オフセット量を推定する。

本発明によれば、電流オフセット量を含まない場合の電流位相に基づいて電流オフセット量を推定するので、直流母線電流の検出値に含まれる電流オフセット量を誤検知することなく精度良く検出することができる。

上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

第１の実施形態であるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 出力電圧ベクトルとモータ電流および直流母線電流の関係を示す。 ＰＷＭ相電圧パルスと直流母線電流を示している。 オフセット検出器のブロック図を示す。 電流オフセットを含む検出電流の一例を示す。 電圧位相と電流推定位相より算出される推定直流母線電流と、直流母線電流に基づいて検出される電流検出値を示す。 第１の実施形態におけるｄ軸電圧とｄ軸電流の関係を示す。 第１の実施形態におけるパルスシフト演算器の動作を示すパルス波形図である。 第２の実施形態である電動パワーステアリング装置の構成図ある。 第３の実施形態である車両用ブレーキ装置の構成を示すシステムブロック図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。なお、各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態である、インバータ装置を有するモータ制御装置の構成を示すブロック図である。なお、本実施形態のモータ制御装置は、モータ出力に応じてインバータのＰＷＭキャリア周波数を切替えて、インバータの直流母線電流の検出精度を向上することでモータを高効率に駆動する用途に適したものである。

図１に示すように、モータ制御装置５００は、三相モータ３００と、三相モータ３００を駆動するインバータ装置１００を有している。

インバータ装置１００は、電力変換器であるインバータ回路１３０、インバータ回路の直流母線電流を検出するシャント抵抗Ｒｓｈ、電流検出器１２０、パルスシフト演算器２３０、オフセット検出器２４０、三相／ｄｑ演算器１１１、電流制御器１１０、ＰＷＭ生成器２２０を有している。バッテリ２００は、インバータ装置１００の直流電圧源であり、バッテリ２００の直流電圧（ＶＢ）は、インバータ装置１００のインバータ回路１３０によって可変電圧・可変周波数の三相交流電圧に変換され、この三相交流電圧が三相モータ３００に印加される。

インバータ回路１３０は、６個の半導体スイッチング素子（図１ではＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor））からなる三相ブリッジ回路を構成する。これら６個の半導体スイッチング素子が、パルス幅変調信号によってオン・オフ制御されることにより、バッテリ２００の直流電力が三相交流電力に変換される。

三相モータ３００は、三相交流電圧の供給により回転駆動される同期モータ、例えば永久磁石式同期モータである。三相モータ３００には、三相モータ３００の誘起電圧の位相に合わせて三相交流の印加電圧の位相を制御するために回転位置センサ３２０が取り付けられている。回転位置検出器１５０によって、回転位置センサ３２０の入力信号から検出位置θが演算される。ここで、回転位置センサ３２０として、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバ、ＧＭＲ（Giant Magneto Resistive）センサなどの磁気抵抗素子や、ホール素子を用いたセンサなどが適用できる。

インバータ装置１００は、三相モータ３００の出力を制御するための電流制御機能を有しており、インバータ回路１３０に流入するパルス状の直流母線電流を、平滑コンデンサとインバータ回路１３０の間に挿入されたシャント抵抗Ｒｓｈの両端の電圧（電流検出値Ｉｄｃ）として検出する。シャント抵抗Ｒｓｈは、図１ではバッテリ２００の負極側に取り付けているが、バッテリ２００の正極側に取り付けても良い。

電流検出器１２０はパルスシフト演算器２３０のトリガタイミング（Ｔｒｉｇ）によってＰＷＭ１周期内で少なくとも二つの検出値（Ｉ_ｄ１，Ｉ_ｄ２）を直流母線電流値として検出する。電流補正器２５０は、直流母線電流値（Ｉ_ｄ１，Ｉ_ｄ２)と、オフセット検出器２４０によって検出される直流母線電流の電流オフセット量と、ＰＷＭパルスパターン（ＰＷＭ）とから、三相のモータ電流値Ｉ_ｕｖｗ（Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗ）を演算する。

三相／ｄｑ演算器１１１は、回転位置検出器１５０によって検出される回転位置θを用いて、三相のモータ電流値Ｉ_ｕｖｗ（Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗ）を回転座標系におけるｄｑ軸電流値（Ｉｄ，Ｉｑ）に変換する。電流制御器１１０は、ｄｑ軸電流値（Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ）と、目標トルクに応じて作成されるｄｑ軸電流指令値（Ｉ_ｄ＊，Ｉ_ｑ＊）とが一致するように、回転座標系におけるｄｑ軸電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊）を演算する。さらに、電流制御器１１０は、回転位置θを用いて、ｄｑ電圧指令値（Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊）を三相電圧指令値Ｖ_ｕｖｗ ^＊（Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊）に変換して出力する。

ＰＷＭ生成器２２０は、三相電圧指令値Ｖ_ｕｖｗ ^＊（Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊）を変調波信号として、搬送波信号（三角波、のこぎり波など）と三相電圧指令値Ｖ_ｕｖｗ ^＊とを比較することにより、いわゆるパルス幅変調パルス信号（ＰＷＭ）を出力する。ＰＷＭパルス信号は、図示されないドライブ回路を介して、インバータ回路１３０における半導体スイッチ素子をオン・オフ制御する。これにより、インバータ回路１３０の出力電圧が調整される。

なお、モータ制御装置５００において、三相モータ３００の回転速度を制御する場合には、回転位置θの時間変化からモータ回転速度（ω_ｒ）を演算し（ω_ｒ＝ｄθ／ｄｔ）、上位の制御器からの速度指令と一致するように電圧指令値あるいは電流指令値が作成される。また、モータ出力トルクを制御する場合には、ｄｑ軸電流（Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ）とモータトルクの関係を示す数式あるいはマップを用いて、ｄｑ軸電流指令値（Ｉ_ｄ ^＊，Ｉ_ｑ ^＊）が作成される。

次に、図２および図３を用いて、直流母線電流を検出して三相のモータ電流を演算する動作について説明する。

図２は、インバータ装置の出力電圧ベクトル（ＰＷＭパターン）と三相のモータ電流（Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗ）および直流母線電流（Ｉ_ｄｃ）の関係を示す。

図２に示すように、ＰＷＭパターンに応じてインバータ回路１３０の半導体スイッチング素子がオン・オフすることによって、電圧ベクトル（Ｖ０〜Ｖ７）が出力される。それぞれのＰＷＭパターンと、三相のモータ電流およびそれらが流れる方向と、直流母線電流とは、図２のように対応しており、パルス状の直流母線電流の検出値から図２の対応関係に基づいて、三相のモータ電流を演算することができる。

図３はキャリア周波数の１周期（ＰＷＭ１周期）分のＰＷＭ相電圧パルスＶ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗとパルス状の直流母線電流を示している。

（ａ）はＰＷＭ生成タイマ動作を示し、（ａ）において、のこぎり波（三角波でもよい）と電圧指令値とが一致するタイミングで、（ｂ）に示すＰＷＭ相電圧パルスが生成される。図３では、一例として、Ｕ相電圧パルスＶ_ｕの生成タイミングを示す。電圧指令値Ｖ_ｕ１とのこぎり波状のタイマカウント値が一致するタイミングＴ１でＵ相電圧パルスＶ_ｕが立ち上がり、インバータ出力としてＵ相電圧（Ｖ_ｕ）が出力され、電圧指令値Ｖ_ｕ２とのこぎり波状のタイマカウント値が一致するタイミングでＵ相電圧パルスＶ_ｕが立ち下がる。図示されないが、Ｖ相およびＷ相についても同様である。このとき、Ｕ相が最大相となり、Ｗ相が最小相となる。

（ｃ）は、（ｂ）に示す相電圧パルスＶ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗに応じて、図２に示す関係に従って直流母線に流れる直流母線電流Ｉｄｃを示す。ＰＷＭ１周期内で２回の電流サンプリングを行うことで、二つの相のモータ電流を検出することができ、残り一相は、Ｉ_ｕ＋Ｉ_ｖ＋Ｉ_ｗ＝０の関係から演算によって求めることができる。例として、本図においては、電圧ベクトルＶ２が出力されているときは最小相であるＷ相の負の電流（−Ｉ_ｗ）がＩ_ｄ１として検出され、電圧ベクトルＶ１が出力されているときは最大相であるＵ相の正の電流（Ｉ_ｕ）がＩ_ｄ２として検出される。このように、１ＰＷＭ周期中に第１の電流検出タイミングで最小相電流を検出し、第２の電流検出タイミングで最大相電流を検出している。

パルス状の直流母線電流のピーク（図ではＩ_ｄ１，Ｉ_ｄ２）を確実に検出するには、電流検出回路の特性に依存する最小パルス幅（ＴＰＳ）以上の電流検出幅が必要となる。最小パルス幅（ＴＰＳ）の決定要因として、インバータの主回路インダクタンスの大きさ、検出回路のスルーレートや応答性、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング時間などがある。これに対し、本実施形態では、幅の狭いＰＷＭパルスに対して検出精度を向上するために、パルスシフト演算器２３０（図１）にて、二つの相のＰＷＭパルスの信号差（線間電圧のパルス幅）を予め演算し、電流検出器１２０の適切な検出タイミング（Ｔｒｉｇ）で電流サンプリングが実行される。

次に、本実施形態におけるオフセット検出器（図１の２４０）について説明する。

図４は、オフセット検出器２４０のブロック図を示す。オフセット検出器２４０は、速度算出手段２４１、ｄｑ軸電圧指令変換部２４２、電圧位相算出手段２４３、電流位相算出手段２４４、位相角推定手段２４５、オフセット導出手段２４６により構成される。まず、速度算出手段２４１、ｄｑ軸電圧指令変換部２４２、電圧位相算出手段２４３について説明する。

速度算出手段２４１は、回転位置検出器１５０により検出された三相モータの電気角θを微分することで、三相モータの電気角速度ωを導出している。

ｄｑ軸電圧指令変換部２４２は式（１）を用いて三相電圧指令Ｖ_ｕ ^＊，Ｖ_ｖ ^＊，Ｖ_ｗ ^＊を三相モータの電気角θ（式（１）ではθ_ｄ）を用いてｄｑ軸電圧指令Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊に変換している。

電圧位相算出手段２４３は式（２）を用いてｄｑ軸電圧指令Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊を電圧位相θ_Ｖｄｑに変換している。

次に、オフセット検出器２４０における電流位相算出手段２４４、位相角推定手段２４５、オフセット導出手段２４６について説明する。

電流位相算出手段２４４は、オフセットを含まない電流から電流位相θ_Ｉｄｑを導出する。オフセットを含み得る検出電流（Ｉ_ｄｃ，Ｉ_ｑｃ）より算出される電流位相θ_Ｉｄｑ’は式（３）、実際の電流位相θ_Ｉｄｑは式（４）であらわされる。電流オフセット量が０のとき、検出されるｄｑ軸電流（Ｉ_ｄｃ，Ｉ_ｑｃ）と、実際に三相モータを流れるｄｑ軸電流（Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ）は一致する。なお、Ｉ_ｄｃは検出されたｄ軸電流、Ｉ_ｑｃは検出されたｑ軸電流、Ｉ_ｄは実際に三相モータを流れるｄ軸電流、Ｉ_ｑは実際に三相モータを流れるｑ軸電流である。

しかし、オフセットを含む場合、検出電流より算出される電流位相θ_Ｉｄｑ’と実際の電流位相θ_Ｉｄｑは異なる。そこで、本実施形態では、ｄｑ軸電圧指令Ｖ_ｄ ^＊，Ｖ_ｑ ^＊と、三つのモータ定数、すなわちｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス、巻線抵抗Ｒおよび誘起電圧定数を用い、オフセットを含まない電流位相角を推定し、その電流位相角より電流オフセット量を求める。

式（５）は、一般的に使用される三相同期モータの電圧方程式である。Ｖ_ｄはｄ軸電圧、Ｖ_ｑはｑ軸電圧、Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンス、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンス、Ｋ_ｅは誘起電圧定数、ｐは微分項である。定常状態とするならば、式（５）は、微分項を零として、式（６）に変形される。

ｄｑ軸指令電圧Ｖ_ｄ＊，Ｖ_ｑ＊を用いてｄ軸推定電流＾Ｉ_ｄおよびｑ軸推定電流＾Ｉ_ｑを推定する場合、式（６）から式（７）が得られる。

式（７）からｄ軸推定電流およびｑ軸推定電流を求めると、式（８）を得る。

式（８）における逆行列を計算して、ｄ軸推定電流をｑ軸推定電流で除算すると、電流推定位相（θ_Ｉｄｑ）は式（９）で表される。

ｄ軸インダクタンスＬ_ｄとｑ軸インダクタンスＬ_ｑが略一致している表面磁石型同期モータ（ＳＰＭＳＭ：Surface Permanent Magnet Synchronous Motor）の場合、正接の逆関数の加法定理を用いて式（９）は式（１０）のように簡略化できる。

電流位相算出手段２４４においては、ｄ軸インダクタンスＬ_ｄとｑ軸インダクタンスＬ_ｑが異なる埋込磁石型同期モータ（ＩＰＭＳＭ：Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）の場合、式（９）が用いられ、ｄ軸インダクタンスＬ_ｄとｑ軸インダクタンスＬ_ｑが略一致する表面磁石型同期モータの場合、式（１０）が用いられる。式（９）および式（１０）によって、電流オフセット量を含まない電流推定位相を導出することができる。なお、式（１０）を用いた場合は、式（９）と比較して計算量が少なくなるため、計算時間を短縮できる。

さらに、三相モータが停止しているとき（ω＝０）、式（１０）は式（１１）のように簡易化することができ、計算時間を短縮することができる。

位相角推定手段２４５は、電圧位相算出手段２４３の出力である電圧位相θ_Ｖｄｑ、電流位相θ_Ｉｄｑおよび電気角θを用いて、後述するように、第１の位相θ_ｍｏｄ１および第２の位相θ_ｍｏｄ２を導出する。

図５は、電流オフセットを含む検出電流の一例を示す。直流母線電流に基づいて検出される電流検出値（ｃ）のほか、三相のモータ電圧指令値（ａ）、並びに三相のモータ電流（ｂ）を示す。本例では、電流位相が三相モータの磁石磁束の方向に対して垂直方向であるｑ軸にあり、電圧位相がｑ軸に対して３０度進んでおり、電圧位相θ_Ｖｄｑが１２０度、電流推定位相θ_Ｉｄｑが９０度である。図中の電流検出値（ｃ）が示すように、三相電圧の最大相と最小相に応じて、直流母線電流に基づいて検出される電流検出値の波形は変化する。

図６は、式（２）より算出した電圧位相θ_Ｖｄｑと、式（９）〜(１１)のいずれかより算出される電流推定位相θ_Ｉｄｑより算出される推定直流母線電流と、直流母線電流に基づいて検出される電流検出値を示す。推定された最小相電流および最大相電流はオフセットを含んでいないため、これら推定電流と直流母線電流検出値を用いて電流オフセットＩ_ｏｆｓｔを導出できる。

以下で、電圧位相と電流位相から推定直流母線電流を導出する手段について説明する。なお、電流オフセット量を含まない推定電流の波高値をＩ_ｐとする。この波高値Ｉ_ｐは、式（８）のｄ軸推定電流＾Ｉ_ｄとｑ軸推定電流＾Ｉ_ｑの２乗平均和より導出することができるが、第１の電流検出タイミングと第２の電流検出タイミング（図３における（ｃ）参照）で電流オフセット量が略一致する場合は計算を省略できる。

第１の電流検出タイミングと第２の電流検出タイミングで電流オフセット量が略一致する場合、最小相電流Ｉ_ｄ１および最大相電流Ｉ_ｄ２は、それぞれ式（１２）および式（１３）で表される。

第１の電流位相角θ_ｍｏｄ１および第２の電流位相角θ_ｍｏｄ２は、それぞれ式（１４）および式（１５）で表される。ここで、ＭＯＤ（Ａ，Ｂ）は、いわゆる数学上のModular演算子の一種であり、ＡをＢで除算した余りを示す。

従って、式（１２）および式（１３）は、図６に示したオフセット量を含みかつ部分的に正弦波状を有する電流波形を示している。

式（１２）および式（１３）から、電流オフセット量Ｉ_ｏｆｓｔは式（１６）で表される。

式（１６）に波高値Ｉ_ｐは含まれていない。そのため、第１の電流検出タイミングで検出した直流電流Ｉ_ｄ１および第２の電流検出タイミングで検出した直流電流Ｉ_ｄ２と、位相θ_ｍｏｄ１およびθ_ｍｏｄ２とで導出できる。従って、演算負荷が軽減される。

上記の説明では、第１の電流検出タイミングで取得した最小相電流Ｉ_ｄ１と第２の電流検出タイミングで取得した最大相電流Ｉ_ｄ２とで発生する電流オフセット量が同一としているが、オフセット量が異なる場合には、式（１２）および式（１３）と、推定電流波高値Ｉ_ｐを用いて、第１の電流検出タイミングおよび第２の電流検出タイミングにおいて個別にオフセット量を算出することができる。

上述のように、本実施形態によれば、モータ定数および所定のタイミングで検出される直流母線電流に基づいて電流オフセット量を演算できるので、モータ巻線の天絡や地絡などによる誤検知が防止される。従って、電流オフセット量の検出精度が向上するので、直流母線電流に基づくモータ電流検出の精度が向上する。これにより、三相モータを適切に制御することができる。

上記のような電流オフセット量の算出を所定のタイミングにおいて行うことにより、直流母線電流の電流検出回路の故障を検出することができる。例えば、検出された電流オフセット量が、所定値、例えば定格電流の１０％よりも大きい場合に、電流検出回路などに異常が発生していると判定することにより、インバータ装置や電源の故障を防ぐことができる。また、電流オフセット量が所定量よりも変動したら異常と判定することにより、駆動する三相モータを替えた場合に、異常と判定されればモータ定数が不適合であることが分かる。

本実施形態における電流オフセット量の導出は、三相モータのモータ定数を使用しているため、モータ定数の変化に対する感度が高い。そこで、モータ定数の内で最も感度が高い巻線抵抗Ｒについての計測手段について、図７を用いて述べる。

図７は、本実施形態におけるｄ軸電圧とｄ軸電流の関係を示す。本実施形態では、ｄ軸指令電圧を変化させながら、ｄ軸指令電圧とｄ軸指令電流の関係から巻線抵抗Ｒを計測する。ここで、電流オフセット量が有る場合および無い場合、ｄ軸指令電圧とｄ軸指令電流の関係はそれぞれ式（１７）および式（１８）で表される（なお、ｑ軸電流は零としている）。

式（１７）および式（１８）並びに図７が示すように、ｄ軸指令電圧とｄ軸指令電流の関係は直線で表され、直線の傾きが巻線抵抗を示し、電流オフセット量は直線の切片の大きさとして現れる。従って、図７に示すように、ｄ軸電圧の動作点を変化させながらｄ軸電圧を三相モータに印加し、その時のｄ軸指令電流をプロットし、近似直線の傾きを導出すれば、電流オフセット量の影響を受けずに巻線抵抗を求めることができる。この巻線抵抗の値を用いれば、巻線抵抗の大きさが温度などによって変化しても、精度良く電流オフセット量を求めることができる。

本実施形態のように、モータ定数を用いて電流オフセット量を算出する場合、三相モータを変更したときに、モータ定数のばらつきにより、的確な電流オフセット量が算出されず、三相モータの過大な電流オフセット量によるトルク脈動が発生する懸念がある。

これに対し、本実施形態においては、電流位相の演算にモータ定数を用いながら、電流検出器１２０で検出した直流母線電流検出値（Ｉ_ｄ１，Ｉ_ｄ２）を用いて電流オフセット量を算出している。これにより、モータ定数のばらつきの影響が緩和される。例えば、モータ速度が小さい場合でモータがほぼロック状態を見なせるとき、ｄ軸電流指令Ｉ_ｄ ^＊はほぼ０とみなせる。このとき、本実施形態によれば、ｑ軸電流による直流電流により発生する電流オフセット量を検出できるため，電流オフセット量による電流検出誤差があっても電流を一定に制御でき、トルク脈動を低減できる。

本実施形態では、図３に示した一般的な直流母線電流の検出タイミングで検出した直流母線電流検出値を用い、上述したように、図４に示したオフセット検出器２４０によって電流検出器１２０の電流オフセット量Ｉ_ｏｆｓｔを演算することができる。電流補正器２５０（図１）では、電流検出値（Ｉ_ｄ１，Ｉ_ｄ２）と電流オフセット量Ｉ_oｆｓｔから、電流オフセット量を含まない直流母線電流値を演算し、さらに、この電流オフセット量を含まない直流母線電流値に基づいて三相のモータ電流（Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗ）を演算する。これにより、高精度なモータ制御が可能になる。

次に、直流母線電流の検出が可能になる最小パルス幅ＴＰＳについて、図８を用いて説明する。

図８は、本実施形態におけるパルスシフト演算器２３０（図１）の動作を示すパルス波形図である。（ａ）はＰＷＭパルス生成用のキャリア周期を示すノコギリ波状のタイマカウント値、（ｂ）は一般的なインバータのＰＷＭパルスで、瞬時の電圧指令での１ＰＷＭ区間を示しており、（ｃ）は直流母線電流波形Ｉ_ｄｃを示している。Ｕ相ＰＷＭパルス幅Ｕ_ｐｗとＶ相ＰＷＭパルス幅Ｖ_ｐｗおよびＷ相ＰＷＭパルス幅Ｗ_ｐｗの各相間のパルス幅はＡ／Ｄ変換器のサンプリングに必要な時間Ｔａｄより小さく、マイコン等による検出が難しい。微少なモータ電流を流すときには三相各相のＰＷＭパルスの信号差に応じて線間電圧がモータに印加されてモータ電流が流れるが、最小パルス幅ＴＰＳが確保されていない場合には直流母線電流Ｉｄｃを確実に検出することができずに、適切なモータ電流の制御ができない。

そこで、（ｄ）に示すように、ＰＷＭパルスの相間波形を位相シフト（パルスシフト）することにより、最小パルス幅ＴＰＳを生成することで直流母線電流Ｉｄｃを検出可能とする。（ｄ）に示す各相のパルス幅（Ｕ_ｐｗ，Ｖ_ｐｗ，Ｗ_ｐｗ）は、（ｂ）の各相のパルス幅と同じで、ＰＷＭパルスの立ち下りエッジ側で、Ｖ相パルスを基準としてＵ相パルスをパルスシフト量Ｔｔ２だけ位相を遅らせて、Ｕ相パルスとＶ相パルスの相間パルス幅が最小パルス幅ＴＰＳになるようにパルス幅を広げ、Ａ／Ｄサンプリングする。

ＰＷＭパルスの立ち上がりエッジ側では、Ｕ相パルスとＶ相パルスの相間パルス幅が小さくなり、（ｂ）のように、パルスシフトしない場合のＵ相パルスとＶ相パルスの相間パルスに対して極性が反転するパルスが生成される。これにより十分なＡ／Ｄサンプリング時間を生成しながら、モータ印加電圧の平均値は１ＰＷＭ区間内で（ｂ）に示すパルスシフトしない場合と同等にでき、モータ印加電圧と位相を調整してモータを制御できる。このときの（ｅ）に示す直流母線電流波形Ｉｄｃは、ＰＷＭパルスエッジの立ち上がり側の電流パルスの面積は小さくなり（図では小さくなって負の大きさの面積である）、ＰＷＭパルスエッジの立ち下がり側の電流パルスの面積は大きくなる。（ｅ）に示す１ＰＷＭ区間での電流パルスの総面積は、（ｃ）に示す１ＰＷＭ区間での電流パルスの面積と同等であるが、Ａ／Ｄ検出した電流検出値はパルスシフト相当電流（Ｉｐｓ）だけ大きくなった直流母線電流値（Ｉ１，Ｉ２）となる。

このように、モータ電流がゼロ付近の電流を検出する場合などにおいて、ＰＷＭパルスシフトする場合にも、電流オフセット量を検出し、電流検出値をオフセット補償することで、精度良くモータ電流を演算してモータを適切に制御することができる。

上述のように、本実施形態によれば、電流オフセット量を含まない場合の電流位相に基づいて電流オフセット量を推定するので、直流母線電流の検出値に含まれる電流オフセット量を誤検知することなく精度良く検出することができる。従って、モータが地絡および天絡した場合であってもオフセット補正量を検出できるため、モータ電流の検出精度を向上してモータを高精度に制御することができる。また、ＰＷＭのＤｕｔyが１００％近傍になった場合においても、電流オフセット量を検出できる。

（第２の実施形態）
次に、本発明によるモータ制御装置が適用される電動システムの一例として電動パワーステアリング装置について説明する。

図９は、本発明の第２の実施形態である電動パワーステアリング装置の構成図ある。

図９に示すように、電動アクチュエータは、トルク伝達機構９０２と、トルク伝達機構９０２にトルクを与えるモータ制御装置５００から構成される。モータ制御装置５００は、トルクを出力するモータ３００と、モータ３００を駆動するインバータ装置１００などを含み、前述した第１の実施形態が適用される。

電動パワーステアリング装置は、電動アクチュエータと、ハンドル（ステアリングホイール）９００と、操舵検出器９０１および操作量指令器９０３を備え、運転者が操舵するハンドル９００の操作力が、電動アクチュエータによってトルクアシストされる。

電動アクチュエータに対するトルク指令τ^＊は、ハンドル９００の操舵アシストトルク指令であり、操舵検出器９０１によって検出されるハンドル９００の操作力に応じて、操作量指令器９０３によって作成される。このトルク指令τ^＊に応じて電動アクチュエータが出力するモータトルクによって、運転者がハンドル９００に与える操作力（操舵力）が軽減される。

モータ制御装置５００は、トルク指令τ＊を受け、予め設定されるモータ３００のモータ定数を用いて、前述したように電流オフセット量を補償しながら、モータ３００の出力トルクτ_ｍがトルク指令値τ^＊に追従するようにモータ電流を制御する。

モータ３００のロータに直結される出力軸から出力されるモータ３００の出力トルクτ_ｍは、ウォーム、ホイールや遊星ギヤなどの減速機構あるいは油圧機構を用いたトルク伝達機構９０２を介し、ステアリング装置のラック９１０に伝達される。これにより、運転者の操作力が電動力によって軽減（アシスト）されると共に、車輪（タイヤ）９２０，９２１の操舵角が操作される。

このときのアシスト量すなわちトルク指令τは、ステアリングシャフトに組み込まれた操舵状態を検出する操舵検出器９０１により操舵角や操舵トルクとして検出される操作量と、車両速度や路面状態などの状態量に基づいて操作量指令器９０３により作成される。

本実施形態によれば、上記第１の実施形態によるモータ制御装置を適用することにより、車両を車庫入れする際などに停車もしくは極低車速でのハンドル操作を長時間繰り返し行う際、過大なモータ出力を得ようとして大きなモータ電流を流すことに起因してＥＣＵ（Electronic Control Unit）が温度上昇した際における電流検出回路の温度ドリフトによる電流オフセット量を高精度に補償できる。これにより、モータ制御性の低下が防止され、操作力が適切にアシストできる。さらに、インバータ駆動回路のｄｉ／ｄｔ特性変化によるパルスシフト電流のバラツキが発生する場合にも、高精度に電流を検出することができるため、ハンドルの切り返し動作時にも滑らかに操作力がアシストできる。

（第３の実施形態）
次に、本発明によるモータ制御装置が適用される電動システムの一例として車両用ブレーキ装置について説明する。

図１０は、本発明の第３の実施形態である車両用ブレーキ装置の構成を示すシステムブロック図である。

図１０におけるアシスト制御ユニット７０６およびモータ７３１には、上述した第１の実施形態によるモータ制御装置が適用される。インバータ装置およびその制御部を有するアシスト制御ユニット７０６における制御用マイクロコンピュータは、車両用ブレーキ動作を行えるようにプログラムされている。また、モータ７３１は、制動アシスト装置７００に一体に取り付けられ、さらに、ケーシング７１２を介してアシスト制御ユニット７０６と一体構造をなしている。

車両用ブレーキ装置は、ブレーキペダル７０１と制動アシスト装置７００と倍力装置８００およびホイール機構８５０ａ〜８５０ｄを備えている。制動アシスト装置７００は、アシスト機構７２０、マスタシリンダ７２１およびリザーバタンク７１２を備えている。マスタシリンダ７２１の内部には、プライマリピストン７２６およびセカンダリピストン７２７が配設され、これらによって、プライマリ液室７２１ａ及びセカンダリ液室７２１ｂが形成されている。運転者が踏み込むブレーキペダル７０１の操作量は、インプットロッド７２２を介してアシスト機構７２０に入力され、プライマリピストン７２６を移動させることでプライマリ液室７２１ａへ伝達されて液圧を発生する。さらに、プライマリ液圧室７２１ａでの発生液圧によってセカンダリピストン７２７が移動することでセカンダリ液室７２１ｂにおいても液圧は発生する。ホイール機構８５０ａ〜８５０ｄには、それぞれホイールシリンダ８５１が設けられている。各ホイールシリンダ８５１は、マスタシリンダ７２１から付与される液圧によって車両を制動する。

また、ブレーキペダル７０１に取り付けられたストロークセンサ７０２、若しくは、図示しない踏力センサにより検出されるブレーキ操作量は、アシスト機構７２０を制御するアシスト制御ユニット７０６へ入力される。アシスト制御ユニット７０６は、入力されたブレーキ操作量に応じた回転位置となるようにモータ７３１を制御する。そして、モータの回転トルクは、減速装置７２３を介して、回転動力を並進動力に変換する回転−並進変換装置７２５へ伝達され、プライマリピストン７２６を押圧し、プライマリ液室７２１ａの液圧を高めると共に、セカンダリピストン７２７を加圧し、セカンダリ液室７２１ｂの液圧を高める。

倍力機構８００は、液室７２１ａ，７２１ｂで加圧された作動液の液圧をマスタ配管７５０ａ，７５０ｂを介して入力し、倍力制御ユニット８３０の指令に従って、ホイール機構８５０ａ〜８５０ｄに液圧を伝達する。これにより、車両の制動力が得られる。

アシスト制御ユニット７０６は、プライマリピストン７２６の押圧量を調整するためにプライマリピストン７２６の変位量を制御する。プライマリピストン７２６の変位量は直接的には検出していないため、モータ７３１内に備えた回転位置センサ（図示省略）からの信号に基づいて、駆動モータ７３１の回転角を算出し、回転−並進変換装置７２５の推進量からプライマリピストン７２６の変位量を演算により求める。

なお、駆動モータ７３１が故障により停止し、ボールネジ７２５の軸の戻し制御が不能となった場合、戻しバネ７２８の反力によってボールネジ７２５の軸を初期位置に戻すことにより運転者の制動操作を阻害しないようにしている。このため、ブレーキの引きずりによる車両挙動の不安定化を回避することができる。

倍力機構８００では、４輪ある内の対角２輪ずつの作動液を調整する２系統の液圧調整機構８１０ａ，８１０ｂを備え、１系統の故障が発生しても安定して車両を停止できるようになっており、対角２輪のホイール機構８５０ａ，８５０ｂの制動力を個々に調整できる。２系統の液圧調整機構８１０ａ，８１０ｂはどちらも同様に動作するため、以下では液圧調整機構８１０ａについて説明する。

液圧調整機構８１０ａは、マスタ配管７５０ａからの作動液圧で生成されるマスタ圧を昇圧するポンプ８５３と、ポンプ８５３を駆動するポンプモータ８５２と、ホイールシリンダ８５１への作動液の供給を制御するゲートＯＵＴ弁８１１と、ポンプ８５３への作動液の供給を制御するゲートＩＮ弁８１２と、マスタ配管７５０ａからの作動液圧またはポンプ８５３から各ホイールシリンダ８５１への作動液の供給を制御するＩＮ弁８１４ａ，８１４ｂと、ホイールシリンダ８５１を減圧制御するＯＵＴ弁８１３ａ，８１３ｂを備えている。

例えば、アンチロックブレーキ制御のために液圧制御をする場合には、ホイール機構８５０ａ，８５０ｂ内の車輪回転センサ８５３からの信号を倍力制御ユニット８３０で処理して制動時の車輪ロックを検知すると、各ＩＮ／ＯＵＴ弁（電磁式）とポンプ８５３を作動させて各車輪がロックしないような液圧値に作動液の液圧が調整される。なお、車両挙動安定化制御のための液圧制御をする場合においても、本液圧調整機構は適用できる。

車両用ブレーキ装置において、アシスト制御ユニット７０６は上述の第１の実施形態に記載したモータ制御装置を含んで構成されており、モータ制御装置は、プライマリピストン７２６の変位量制御に用いられ、運転者によるブレーキペダルの踏み込み力を安定にアシストする。このため、車両用ブレーキ装置において、高精度かつ安定な動作を続けることや、異常を適確に検知できることができる。

また、通常電源であるバッテリ２００の充電容量が低下してしまった場合には、アシスト量の低下が生じるため、補助電源４００を電源としてブレーキアシスト動作を継続することができるようになっている。この場合、補助電源４００は、緊急バックアップ用であることから大きな電流出力を抑制することが要求される。

これに対し、本実施形態におけるアシスト制御ユニット７０６は、補助電源４００に電源を切替えた際には、通常の１／１０程度まで電源からの電流を制限することがある。このような電流が小さい場合でも、モータ制御装置は、直流母線電流を高精度に検出してモータ電流を制御することで、高精度に電源電流を制御できる。これにより、バッテリ異常時にも安定したブレーキアシスト制御を継続することができる。

また、本実施形態によれば、作動液の液圧が略一定のとき、直流母線電流の検出値に含まれる電流オフセット量（電流検出誤差）の推定に電圧指令により算出される電流位相角を用いることで（前述の式（１１）参照）、高精度かつ短時間で電流オフセット量を推定することができる。

なお、本発明は前述した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。

１００…モータ制御装置、１１０…電流制御器、１１１…三相／ｄｑ変換器、
１２０…電流検出器、１３０…インバータ回路、１５０…回転位置検出器、
２００…バッテリ、２２０…ＰＷＭ生成器、２３０…パルスシフト演算器、
２４０…オフセット検出器、２４１…速度算出手段、２４２…ｄｑ軸電圧指令変換部、
２４３…電圧位相算出手段、２４４…電流位相算出手段、２４５…位相角推定手段、
２４６…オフセット導出手段、３００…三相モータ、３２０…回転位置センサ、
４００…補助電源、５００…モータ制御装置、７００…制動アシスト装置、
７０１…ブレーキペダル、７０２…ストロークセンサ、７０６…アシスト制御ユニット、
７１２……リザーバタンク、７２０…アシスト機構、７２１ａ…プライマリ液室、
７２１ｂ…セカンダリ液室、７２２…インプットロッド、７２３…減速装置、
７２５…ボールネジ、７２６…プライマリピストン、７２７…セカンダリピストン、
７２８…戻しバネ、７３１…モータ、７５０ａ，７５０ｂ…マスタ配管、
８００…倍力機構、８１０ａ，８１０ｂ…液圧調整機構、８１１…ゲートＯＵＴ弁、
８１２…ゲートＩＮ弁、８１３ａ，８１３ｂ…ＯＵＴ弁、８１４ａ，８１４ｂ…ＩＮ弁、
８３０…倍力制御ユニット、８５０ａ，８５０ｂ，８５０ｃ，８５０ｄ…ホイール機構、
８５１…ホイールシリンダ、８５２…ポンプモータ、８５３…ポンプ、
９００…ハンドル、９０１…操舵検出器、９０２…トルク伝達機構、
９０３…操作量指令器、９１０…ラック、９２０，９２１…車輪

Claims (17)

1. 電力変換器と、
   前記電力変換器により駆動される三相モータと、
   直流母線電流の検出値に基づいて前記三相モータに流れるモータ電流を検出し、前記モータ電流に基づいて指令電圧を作成し、前記指令電圧を用いて前記電力変換器を制御する制御手段と、
   を備えるモータ制御装置において、
   前記制御手段は、前記直流母線電流が電流オフセット量を含まない場合の電流位相を算出し、前記電流位相に基づいて、前記直流母線電流の前記検出値に含まれる前記電流オフセット量を推定することを特徴とするモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記電流位相は、前記指令電圧と、前記三相モータのモータ定数と、前記三相モータの回転速度とから算出されることを特徴とするモータ制御装置。
3. 請求項２に記載のモータ制御装置において、
   前記指令電圧が、ｄ軸指令電圧およびｑ軸指令電圧であり、
   前記モータ定数は、前記三相モータの巻線抵抗、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンスおよび誘起電圧定数であることを特徴とするモータ制御装置。
4. 請求項３に記載のモータ制御装置において、
   前記ｄ軸指令電圧および前記ｑ軸指令電圧を、それぞれＶ_ｄ ^＊およびＶ_ｑ ^＊とし、
   前記巻線抵抗、前記ｄ軸インダクタンス、前記ｑ軸インダクタンスおよび前記誘起電圧定数を、それぞれ、Ｒ，Ｌ_ｄ，Ｌ_ｑおよびＫ_ｅとし、
   前記回転速度をωとして、
   前記電流位相（θ_Idq）は式（９）
   

   

   によって算出されることを特徴とするモータ制御装置。
5. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記三相モータが停止しているとき、前記電流位相は、前記指令電圧から算出されることを特徴とするモータ制御装置。
6. 請求項５に記載のモータ制御装置において、
   前記指令電圧が、ｄ軸指令電圧およびｑ軸指令電圧であることを特徴とするモータ制御装置。
7. 請求項６に記載のモータ制御装置において、
   前記ｄ軸指令電圧および前記ｑ軸指令電圧を、それぞれＶ_ｄ ^＊およびＶ_ｑ ^＊として、
   前記電流位相（θ_Idq）は式（１１）、
   

   

   によって算出されることを特徴とするモータ制御装置。
8. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記制御手段は、さらに、前記指令電圧の電圧位相を算出し、前記電圧位相と、前記電流位相、前記直流母線電流の前記検出値と、前記三相モータの回転位置と、に基づいて、前記電流オフセット量を推定することを特徴とするモータ制御装置。
9. 請求項８に記載のモータ制御装置において、
   前記直流母線電流の前記検出値は、異なるタイミングで検出される、二つの検出値であることを特徴とするモータ制御装置。
10. 請求項９に記載のモータ制御装置において、
    前記電流位相をθ_Ｉｄｑとし、
    前記電圧位相をθ_Ｖｄｑとし、
    前記二つの検出値をＩ_ｄ１およびＩ_ｄ２とし、
    前記三相モータの前記回転位置をθとして、
    前記電流オフセット量（Ｉ_ｏｆｓｔ）は、式（１４）、
    

    

    式（１５）、
    

    

    式（１６）
    

    

    によって推定されることを特徴とするモータ制御装置。
11. 請求項３に記載のモータ制御装置において、
    前記制御手段は、前記巻線抵抗を、指令電流および前記指令電圧に基づき導出することを特徴とするモータ制御装置。
12. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
    前記制御手段は、前記電流オフセット量が所定値より大きい時、異常を判定することを特徴とするモータ制御装置。
13. 請求項１のモータ制御装置において、
    前記三相モータを、モータ定数が異なる他の三相モータに変更したときに、前記電流オフセット量に基づいて、異常を判定することを特徴とするモータ制御装置。
14. 電力変換器と、
    前記電力変換器により駆動される三相モータと、
    直流母線電流の検出値に基づいて前記三相モータに流れるモータ電流を検出し、前記モータ電流に基づいて指令電圧を作成し、前記指令電圧を用いて前記電力変換器を制御する制御手段と、
    を備えるモータ制御装置において、
    前記制御手段は、
    前記直流母線電流の前記検出値に含まれる電流オフセット量を検出するオフセット検出器を備え、
    前記オフセット検出器は、電圧指令とモータ定数から前記モータ電流の電流位相を推定し、
    前記直流母線電流の前記検出値に対して前記電流オフセット量を補正して電流制御を行うことを特徴とするモータ制御装置。
15. ハンドルと、
    前記ハンドルの操作力をトルクアシストする電動アクチュエータと、
    を備える電動パワーステアリング装置において、
    前記電動アクチュエータは、請求項１に記載のモータ制御装置を備えることを特徴とする電動パワーステアリング装置。
16. 車両のホイール機構へ制動液圧を付与すべく電動モータの作動によって移動するピストンと、
    ブレーキペダルの操作量に基づき前記電動モータを制御して前記ピストンを移動させる制御装置と、を有し、
    前記制御装置は、請求項１に記載されるモータ制御装置を含んで構成されることを特徴とする車両用ブレーキ装置。
17. 請求項１６に記載の車両用ブレーキ装置において、
    前記制御装置の通常電源であるバッテリと、
    前記バッテリの異常時に前記制御装置の電源となる補助電源と、
    該補助電源に切替った後も、前記請求項１に記載されるモータ制御装置による制御を継続することを特徴とする車両用ブレーキ装置。

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