JP2010252434A - 回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モデル予測制御を用いてモータジェネレータ１０の制御量を制御するに際し、モデルの予測誤差が生じること。
【解決手段】操作状態設定部３１によって設定される複数の電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれについて、予測部３３において、これによって実現される電流ｉｄｅ，ｉｑｅを予測する。この予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの差に基づき評価関数Ｊを構築する。上記設定される電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のうち評価関数Ｊの値を最小とするものを、インバータＩＶの操作状態を規定する電圧ベクトルとして採用する。上記予測部３３では、設定される電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７が電圧ベクトルの変更に該当する場合、モータジェネレータ１０の電流極性に基づきデッドタイム補償部３５において算出される電圧ベクトルＶＤＴを加味して上記予測を行う。
【選択図】 図１

Description

本発明は、回転機の端子に直流電源の正極及び負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子と該スイッチング素子の入出力端子に接続されるフリーホイールダイオードとを備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、３相電動機の各相に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、各相の指令電圧を算出し、算出される指令電圧と三角波形状のキャリアとの大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作する三角波比較ＰＷＭ制御を行うものも提案され、実用化されている。

ただし、上記三角波比較ＰＭＷ制御を、その指令電圧がインバータの入力電圧よりも大きくなるいわゆる過変調領域においても行う場合、インバータの出力電圧に大きな高調波が含まれ、これが３相電動機を流れる電流の応答性に影響を及ぼす問題がある。この問題は、インバータの出力電圧を指令電圧とすることができると仮定して電流制御系を設計していることに起因するものである。

そこで従来、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの操作状態を様々に設定した場合についての３相電動機を流れる電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差を最小化することのできる操作状態にてインバータを操作するいわゆるモデル予測制御を行うものも提案されている。これによれば、インバータの出力電圧に基づき予測される電流の挙動を最適化するようにインバータを操作するため、上記の問題を回避することができると考えられる。

なお、従来の３相電動機の制御装置としては、他にも例えば下記特許文献２に記載のもの等がある。

特開２００８−２２８４１９号公報 特許第３９３５５４号公報

しかし、上記モデル予測制御によっても、３相電動機を流れる実際の電流は、指令電流に対して誤差を有し、この誤差は時として大きくなることがある。この誤差は、モデル予測に際して生じる誤差に起因すると考えられる。

なお、回転機を流れる電流を予測するものに限らず、回転機の制御量を予測するものにあっては、その予測精度が必ずしも満足のいくものでないこうした実情も概ね共通したものとなっている。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、モデル予測制御を用いて回転機の制御量を制御するに際し、モデルの予測誤差を抑制することのできる回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、回転機の端子に直流電源の正極及び負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子と該スイッチング素子の入出力端子に接続されるフリーホイールダイオードとを備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記電力変換回路の操作状態を複数通りのそれぞれに設定した場合のこれら各操作状態に応じた前記電力変換回路の出力電圧のそれぞれによって実現される前記回転機の制御量を予測する予測手段と、前記予測に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定して前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、前記予測手段は、前記複数通りの設定のうち前記電力変換回路の操作状態の変更に対応するものについては、前記操作状態の変更に際して想定される前記回転機を流れる電流の極性に基づき、前記予測を行うことを特徴とする。

操作状態の切り替えに際しては、上記正極に接続するスイッチング素子と負極に接続するスイッチング素子との双方がオン状態となること（短絡状態）を防止する処理であるデッドタイム処理がなされる。この場合、デッドタイム期間において、双方のスイッチング素子がオフとなることで、フリーホイールダイオードを介して電流が流れることとなる。このため、この期間に回転機に印加される電圧は、設定される操作状態によって定まるものとは相違するおそれがある。ここで、デッドタイム期間に回転機に印加される電圧は、正極に接続するスイッチング素子と負極に接続するスイッチング素子とのいずれに接続されるフリーホイールダイオードに電流が流れるかに応じて変化する。そして、いずれのフリーホイールダイオードに電流が流れるかは、操作状態の変更時における回転機の電流の極性に依存する。上記発明では、この点に鑑み、操作状態の変更に際して想定される回転機を流れる電流の極性に基づき上記予測を行うことで、デッドタイム期間において回転機に印加される電圧をも反映しつつ上記予測を行うことができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記予測手段は、前記複数通りのそれぞれに応じた前記電力変換回路の出力電圧のうち前記電力変換回路の操作状態の変更に対応するものを、前記想定される前記電流の極性に基づき定めることを特徴とする。

上記発明では、操作状が変更に対応するものである場合、この操作状態によって表現される出力電圧が実際の出力電圧からずれることを考慮することで、制御量の予測を適切に行うことができる。

なお、前記予測手段は、前記複数通りのそれぞれについて、前記電力変換回路の操作状態を表現する電圧ベクトル成分が変更されるか否かを判断する変更判断手段と、前記操作状態の設定に際して想定される前記回転機の相電流の極性を判断する極性判断手段と、前記変更判断手段及び前記極性判断手段の判断結果に基づき、前記電力変換回路の操作状態の変更に伴うデッドタイム期間における操作状態を表現する電圧ベクトルを算出する算出手段とを備え、前記算出される電圧ベクトルに基づき前記出力電圧を定めることを特徴としてもよい。

請求項３記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記予測手段は、前記操作状態を複数通りのそれぞれに設定した場合のこれら各操作状態に応じた前記制御量の基本値を予測する基本値予測手段と、該基本値予測手段によって予測された制御量の基本値のうち前記電力変換回路の操作状態の変更に対応するものを、前記想定される前記電流の極性に基づき補正する補正手段とを備えることを特徴とする。

操作状態が変更に対応するものである場合、この操作状態によって表現される出力電圧が実際の出力電圧からずれるために、基本値予測手段による予測に誤差が生じる。上記発明では、この点に鑑み、予測された制御量の基本値が操作状態の変更に対応するものである場合、想定される電流の極性に基づきこの基本値を補正することで、上記デッドタイムに起因する誤差を抑制することができる。

請求項４記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記予測手段は、前記操作状態を複数通りのそれぞれに規定時間にわたって設定した場合のこれら各操作状態に応じた前記制御量についての前記規定時間の経過後の値を予測するものであり、前記電力変換回路の操作状態の変更に対応する前記制御量を予測するに際して用いる電圧印加期間を、前記電流の極性に応じて前記規定時間を補正することで設定することを特徴とする。

規定時間に渡って操作状態を固定した場合における規定時間経過後の制御量は、固定される操作状態の設定がそれ以前の操作状態からの変更でない限り、この操作状態によって定まる電圧が規定時間にわたって回転機に印加されるとして高精度に予測できる。これに対し、それ以前の操作状態からの変更に当たる場合には、この操作状態によって定まる電圧が規定時間にわたって回転機に印加されるとしたのでは、予測に誤差が生じる。上記発明では、この点に鑑み、規定時間を補正することで、この誤差を好適に抑制することができる。

請求項５記載の発明は、回転機の端子に直流電源の正極及び負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子と該スイッチング素子の入出力端子に接続されるフリーホイールダイオードとを備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記電力変換回路の操作状態を複数通りのそれぞれに設定した場合のこれら各操作状態に応じた前記電力変換回路の出力電圧のそれぞれによって実現される前記回転機の制御量を予測する予測手段と、前記予測に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定して前記電力変換回路を操作する操作手段と、前記電力変換回路の出力電圧の検出値を取得する手段とを備え、前記操作手段は、前記予測手段による予測に際して用いた前記出力電圧と前記検出値との差を入力とし、該差を補償するように前記実際の操作状態を決定することを特徴とする。

上記発明では、操作手段が、モデル予測制御を利用して電力変換回路の操作状態を決定するに際し、出力電圧のフィードバック制御を行うことができる。

請求項６記載の発明は、請求項１〜５のいずれか１項に記載の発明において、前記制御量は、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、及び前記回転機の磁束の少なくとも１つであることを特徴とする。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 インバータの操作状態を規定する電圧ベクトルを示す図。 上記実施形態におけるデッドタイムの生成態様を示すタイムチャート。 デッドタイムに起因した出力電圧の誤差を説明するための図。 上記実施形態にかかるデッドタイム補償に用いるマップを示す図。 同実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 第２の実施形態にかかるデッドタイム補償に用いる電圧ベクトルの算出処理の手順を示す流れ図。 第３の実施形態にかかるシステム構成図。 第４の実施形態にかかるシステム構成図。 第５の実施形態にかかるシステム構成図。 第６の実施形態にかかるシステム構成図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。

上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低圧システムを構成する制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。

上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流となるようにインバータＩＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量としてこれを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＶの操作状態を複数通りのそれぞれに設定した場合についてのモータジェネレータ１０を流れる電流を予測し、上記操作状態のうち予測電流が指令電流に近くなるものをインバータＩＶの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。

詳しくは、電流センサ１６によって検出された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、角度センサ１４によって検出される電気角θは、速度算出部２３の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２４は、要求トルクＴｒを入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを出力する。これら指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、実電流ｉｄ，ｉｑ、及び電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部２６に入力する。操作部２６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号を生成してインバータＩＶに出力する。

ここで、インバータＩＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図２に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＶからモータジェネレータ１０に印加する電圧がゼロとなるものであるため、ゼロベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アーム及び下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、非ゼロベクトルと呼ばれている。なお、図２（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。先の図１に示す操作状態設定部３１では、インバータＩＶの操作状態を設定する。ここでは、先の図２に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＶの操作状態として設定する。ｄｑ変換部３２では、操作状態設定部３１によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部３１における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図２において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。

予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＶの操作状態を操作状態設定部３１によって設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ （Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ ＋ωφ …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑ及び電機子鎖交磁束定数φを用いた。

上記電流の予測は、操作状態設定部３１によって設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。

一方、操作状態決定部３４では、予測部３３によって予測された電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＶの操作状態を決定する。ここでは、操作状態設定部３１によって設定された操作状態のそれぞれを評価関数Ｊによって評価し、評価のもっとも高かった操作状態を選択する。この評価関数Ｊとして、本実施形態では、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりえることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。

こうして設定された操作状態が、操作部２６に出力される。操作部２６では、操作状態決定部３４によって決定された状態に基づき、インバータＩＶを操作する。ここで、インバータＩＶの操作状態が変更される際には、上側アームと下側アームとのいずれか一方においてスイッチング状態がオン状態からオフ状態に切り替えられて且つ、いずれか他方においてオフ状態からオン状態に切り替えられる。この際、上下アームが同時にオン状態となることを回避すべく、操作部２６では、デッドタイム生成処理を行う。

すなわち、図３に示すように、上側アームの操作信号ｇ＊ｐ（ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐの総括表記）がオン指令からオフ指令に切り替えられるタイミングに対して、対応する下側アームの操作信号ｇ＊ｎ（ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎの総括表記）がオフ指令からオン指令に切り替えられるタイミングをデッドタイムＤＴだけ遅延させる。同様に、下側アームの操作信号ｇ＊ｎがオン指令からオフ指令に切り替えられるタイミングに対して、対応する上側アームの操作信号ｇ＊ｐがオフ指令からオン指令に切り替えられるタイミングをデッドタイムＤＴだけ遅延させる。

この場合、上記操作状態決定部３４によって決定された操作状態と実際の操作状態とがデッドタイム期間において相違することとなる。次に、これについて図４に基づき説明する。

図４は、電圧ベクトルＶ１から電圧ベクトルＶ２への切り替えを例示している。図示されるように、インバータＩＶの操作状態が電圧ベクトルＶ１にて規定される場合、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる一方、電圧ベクトルＶ２にて規定される場合、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｎがオン状態となる。このため、これらの切り替えに際しては、Ｖ相のスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの双方がオフ状態となるデッドタイム期間が設けられる。

この場合、モータジェネレータ１０のＶ相に電流が流入するかＶ相から電流が流出するかに応じて、Ｖ相に印加される電圧が相違する。すなわち、モータジェネレータ１０のＶ相に電流が流入する場合、ダイオードＤｖｎに電流が流れるため、Ｖ相は、高電圧バッテリ１２の負極電位相当となる。これに対し、モータジェネレータ１０のＶ相から電流が流出する場合、ダイオードＤｖｐに電流が流れるため、Ｖ相は、高電圧バッテリ１２の正極電位相当となる。このため、モータジェネレータ１０のＶ相に電流が流入する場合、デッドタイム期間におけるインバータＩＶの出力電圧は電圧ベクトルＶ１相当となる一方、モータジェネレータ１０のＶ相から電流が流出する場合、デッドタイム期間におけるインバータＩＶの出力電圧は電圧ベクトルＶ２相当となる。

上記デッドタイム期間におけるインバータＩＶの出力電圧を考慮してモデル予測制御を行うべく、モデル予測制御部３０は、先の図１に示すように、デッドタイム補償部３５と、ｄｑ変換部３６とを備えている。ここで、デッドタイム補償部３５は、電流センサ１６によって検出される相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性と、操作状態設定部３１によって設定される電圧ベクトルと、操作状態決定部３４によって決定された前回の電圧ベクトルと電源電圧ＶＤＣとを入力とし、デッドタイム期間のインバータＩＶの出力電圧（電圧ベクトルＶＤＴ）を出力する。一方、ｄｑ変換部３６は、電圧ベクトルＶＤＴをｄｑ軸成分に変換する。これにより、予測部３３では、上記の式（ｃ３）、（ｃ４）における電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）を、操作状態設定部３１によって設定される電圧ベクトルと、デッドタイム補償部３５によって設定される電圧ベクトルＶＤＴとに応じて設定することになる。

図５に、デッドタイム補償部３５の詳細を示す。図示されるように、デッドタイム補償部３５は、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの極性と、操作状態設定部３１によって設定される電圧ベクトルＶ（ｎ）と、操作状態決定部３４によって決定された前回の電圧ベクトルＶ（ｎ−１）とを入力として、電圧ベクトルＶＤＴを出力とするマップを備える。このマップは、電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ−１）の組み合わせに応じて、入力となる相電流が変化するマップである。すなわち例えば、電圧ベクトルＶ１と電圧ベクトルＶ２とのいずれか一方から他方への切り替えである場合、スイッチング状態の切り替えがなされるのはＶ相のみであるため、Ｖ相の電流の極性が入力パラメータとなる。また例えば、電圧ベクトルＶ１と電圧ベクトルＶ３とのいずれか一方から他方への切り替えである場合、スイッチング状態の切り替えがなされるのはＵ相とＶ相であるため、Ｕ相とＶ相との電流の極性が入力パラメータとなる。なお、電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ−１）が互いに等しい場合、電圧ベクトルＶＤＴは、これら電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ−１）に設定される。ちなみに、デッドタイム期間のインバータＩＶの出力電圧は、電源電圧ＶＤＣによって変化しえるものであるが、マップの出力についてはノルムが規格化されたベクトルとし、デッドタイム補償部３５の最終的な出力となる電圧ベクトルＶＤＴのノルムを、電源電圧ＶＤＣによって可変設定する。

図６に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定周期ΔＴ毎に繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する。続くステップＳ１２においては、ステップＳ１０において検出された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づき、ｄｑ軸上の実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を算出する。続くステップＳ１４では、電圧ベクトルを指定する数ｊを「０」とする。そして、ステップＳ１６では、今回設定する電圧ベクトルＶ（ｎ）を電圧ベクトルＶｊとする。続くステップＳ１８では、電圧ベクトルＶ（ｎ）及び電圧ベクトルＶＤＴのそれぞれをｄｑ変換することで、電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）と、電圧ベクトル（ｖｄＤＴ，ｖｑＤＴ）とを算出する。

続くステップＳ２０では、電圧ベクトルＶ（ｎ）としてから制御周期ΔＴ経過時における電流を予測する。ここでは、上記の式（ｃ３）、（ｃ４）を前進差分法によって離散化した下記の式（ｃ５）、（ｃ６）を用いる。
ide(n+1)=id(n)+[ΔT{-Rid(n)+ωLqiq(n)}+{dtvd+DTvdDT}]/Ld …（ｃ５）
iqe(n+1)=iq(n)+[ΔT{-Riq(n)- ωLdid(n)- ωφ}+{dtvq+DTvqDT}]/Lq …（ｃ６）
ここで、時間ｄｔは、「ΔＴ−ＤＴ」であり、操作状態設定部３１の設定する電圧ベクトルが変更されるか否かにかかわらず、この設定される電圧ベクトルがインバータＩＶの操作状態となる時間である。

ステップＳ２０の処理が完了する場合、ステップＳ２２において、数ｊが「７」であるか否かを判断する。数ｊが「７」でない場合、ステップＳ２４において、数ｊを変更してステップＳ１６に戻る。これに対し、ステップＳ２２において肯定判断される場合、ステップＳ２６において、各電圧ベクトルＶ（ｎ）のうち、対応する評価関数Ｊの評価が最も高くなるものを、最終的な電圧ベクトルＶ（ｎ）に決定する。すなわち、ステップＳ２２において肯定判断される時点で、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれについての予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）が算出されている。このため、これら８通りの予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いて、評価関数Ｊの値を８つ算出することができる。ステップＳ２６では、これらのうち値が最も小さくなるものに対応する電圧ベクトルを評価の最も高い電圧ベクトルとして選択する。続くステップＳ２８においては、サンプリングパラメータｎを「ｎ−１」として、この一連の処理を一旦終了する。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）インバータＩＶの操作状態を複数通りに設定するに際し、これらのうち操作状態の変更に対応するものについては、操作状態の変更に際して想定されるモータジェネレータ１０を流れる電流の極性に基づき、電流を予測した。これにより、デッドタイム期間においてモータジェネレータ１０に印加される電圧をも反映しつつ上記予測を行うことができる。

（２）インバータＩＶの操作状態を複数通りに設定するに際し、これらのうち操作状態の変更に対応するものについては、これらに対応するインバータＩＶの出力電圧を、操作状態の変更に際して想定される電流の極性に基づき定めた。これにより、モータジェネレータ１０に印加される電圧を高精度に表現することができ、ひいては電流の予測を高精度に行うことができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、デッドタイム補償部３５を、デッドタイム期間の電圧ベクトルを算出する制御ロジックにて構成する。

図７に、本実施形態にかかるデッドタイム補償部３５の処理を示す。この処理は、所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、デッドタイム期間の電圧ベクトルＶＤＴ（ｎ）を、今回の電圧ベクトルＶ（ｎ）とする。ただし、ここで電圧ベクトルは、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の各成分について、先の図２に示した「上」と「下」とを互いに相違する値（ここでは、それぞれ「１」及び「０」を例示）にて表記されるものである。続くステップＳ３２では、今回の電圧ベクトルＶ（ｎ）と前回採用された電圧ベクトルＶ（ｎ−１）との差ベクトル（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）を算出する。続くステップＳ３４においては、差ベクトルのＵ相成分ｖｕがゼロであるか否かを判断する。この処理は、電圧ベクトルＶ（ｎ）の設定によって、Ｕ相のスイッチング状態の切り替えがなされないか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ３４において否定判断される場合、切り替えがなされたとして、ステップＳ３６において、Ｕ相の電流ｉｕが負であるか否かを判断する。そして、負である場合には、電圧ベクトルＶＤＴ（ｎ）のＵ相成分を「１」とし（ステップS３８）、そうでない場合には、電圧ベクトルＶＤＴ（ｎ）のＵ相成分を「０」とする（ステップS４０）。

上記ステップＳ３８，Ｓ４０の処理が完了する場合や、ステップＳ３４において肯定判断される場合には、上記ステップＳ３４〜Ｓ４０の処理に対応するステップＳ４２〜Ｓ４８の処理によって、Ｖ相のスイッチング状態が変更されたか否かの判断処理、及び変更された場合における電圧ベクトルＶＤＴ（ｎ）のＶ相成分を設定する処理を行う。

そして、上記ステップＳ４６，Ｓ４８の処理が完了する場合や、ステップＳ４２において肯定判断される場合には、上記ステップＳ３４〜Ｓ４０の処理に対応するステップＳ５０〜Ｓ５６の処理によって、Ｗ相のスイッチング状態が変更されたか否かの判断処理、及び変更された場合における電圧ベクトルＶＤＴ（ｎ）のＷ相成分を設定する処理を行う。

なお、ステップＳ５４，Ｓ５６の処理が完了する場合や、ステップＳ５０において肯定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。

以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）、（２）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（３）インバータＩＶの操作状態を複数通りに設定するに際し、これら複数通りのそれぞれについて、インバータＩＶの操作状態を表現する電圧ベクトルの各成分が変更されるか否かを判断し、変更されると判断される場合、成分の変更される相の電圧ベクトルの成分を電流の極性に基づき補正した。これにより、制御装置２０の記憶容量を低減しつつも、デッドタイム補償部３５を適切に構築することができる。

（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図８において、先の図１に示した部材に対応する部材については便宜上同一の符号を付している。

本実施形態では、予測部３３において、下記の式（ｃ７）、（ｃ８）に基づき、電流を予測し、一旦予測された電流をデッドタイムに応じて補正することでデッドタイム補償を行う。
ide(n+1)=id(n)+[ΔT{-Rid(n)+ ωLqiq(n)}+ΔT・vd]/Ld …（ｃ７）
iqe(n+1)=iq(n)+[ΔT{-Riq(n)- ωLdid(n)- ωφ}+ΔT・vq ]/Lq …（ｃ８）
本実施形態にかかるデッドタイム補償部３５ａは、操作状態設定部３１によって設定される電圧ベクトルＶ（ｎ）と、電気角θと、操作状態決定部３４によって決定された前回の電圧ベクトルＶ（ｎ−１）と、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと、電源電圧ＶＤＣとに基づき、電流の補正量Δｉｄ，Δｉｑを算出する。ちなみに、本実施形態におけるこれら補正量Δｉｄ，Δｉｑは、以下の値を有するものである。
Δid＝{-DTvd+DTvdDT}]/Ld …（ｃ９）
Δiq＝{-DTvq+DTvqDT}]/Lq …（ｃ１０）
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（４）インバータＩＶの操作状態を複数通りに設定して電流を予測するに際し、これらのうち操作状態の変更に対応するものについては、相電流の極性に基づき予測された電流を補正した。これにより、デッドタイムに起因する誤差を抑制することができる。

（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、予測部３３において用いる電圧の印加期間を、制御周期ΔTを補正することで設定することにより、デッドタイム補償を行う。

図９に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図９において、先の図１に示した部材に対応する部材については便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態にかかるデッドタイム補償部３５ｂは、操作状態設定部３１によって設定される電圧ベクトルＶ（ｎ）と、電気角θと、操作状態決定部３４によって決定された前回の電圧ベクトルＶ（ｎ−１）と、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗと、電源電圧ＶＤＣとに基づき、電圧の印加期間ｄｔｄ、ｄｔｑを算出する。そして、予測部３３では、これらに基づき、下記の式（ｃ１１）、（ｃ１２）によって、電流を予測する。
ide(n+1)=id(n)+[ΔT{-Rid(n)+Lqiq(n)}+dtd・vd]/Ld …（ｃ１１）
iqe(n+1)=iq(n)+[ΔT{-Riq(n)- ωLdid(n)- ωφ}+dtq・vq]/Lq …（ｃ１２）
ちなみに、これら電圧の印加期間ｄｔｄ、ｄｔｑは、以下の式（ｃ１３）、（ｃ１４）の値を有する。
dtd＝{dtvd+DTvdDT}]/vd …（ｃ１３）
dtq＝{dtvq+DTvqDT}/vq …（ｃ１４）
以上説明した本実施形態によれば、先の第１の実施形態の上記（１）の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。

（５）インバータＩＶの操作状態を複数通りに設定して電流を予測するに際し、これらのうち操作状態の変更に対応するものについては、相電流の極性に基づき制御周期ΔTを補正することで電圧の印加時間を設定した。これにより、デッドタイムに起因する誤差を好適に抑制することができる。

（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、トルクと磁束とを直接の制御量とし、これらの指令値と予測値とを入力としてインバータＩＶの操作状態を決定する。

図１０に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１０において、先の図１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、予測部３３では、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅを算出した後、これに基づき、モータジェネレータ１０の磁束ベクトルΦとトルクＴとを予測する。ここで、磁束ベクトルΦ＝（Φｄ、Φｑ）は、下記の式（ｃ１５）、（ｃ１６）にて予測され、トルクＴは、下記の式（ｃ１７）にて予測される。

Φｄ＝Ｌｄ・ｉｄ＋φ …（ｃ１５）
Φｑ＝Ｌｑ・ｉｑ …（ｃ１６）
Ｔ＝Ｐ（Φｄ・ｉｑ−Φｑ・ｉｄ） …（ｃ１７）
ちなみに、上記の式（ｃ１７）においては、極対数Ｐを用いている。

一方、磁束マップ３７では、要求トルクＴｒに基づき、指令磁束ベクトルΦｒを設定する。ここで、指令磁束ベクトルΦｒは、要求トルクＴｒを満たすもののうち、例えば最小の電流で最大のトルクが得られる最大トルク制御を実現する等の要求によって設定されるものである。

操作状態決定部３４ａでは、評価関数Ｊに基づき最終的な操作状態を決定する。ここで、評価関数Ｊは、予測トルクＴｅと要求トルクＴｒとの差と、予測磁束ベクトルΦｅと指令磁束ベクトルΦｒとの各成分の差とに基づき定量化される。詳しくは、これらの差の２乗同士の和に基づき決定される。

（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図１１に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図１１において、先の図１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、モータジェネレータ１０に印加される電圧を検出する電圧センサ５０を備える。そして、デッドタイム補償部３５ｃでは、電圧センサ５０によって検出された電圧に基づき、操作状態決定部３４によって決定された操作状態によって定まるモータジェネレータ１０の印加電圧と実際の印加電圧との差を算出する。そして、予測部３３では、デッドタイム補償部３５ｃによって算出された差に基づき、モデル予測に用いる印加電圧を補正する。ここでは、例えば操作状態設定部３１によって設定される電圧を、デッドタイム補償部３５ｃによって算出された電圧の不足分に応じて目減りさせるなどすればよい。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（６）インバータＩＶの出力電圧と検出値との差を入力とし、この差を補償するようにインバータＩＶの操作状態を決定した。これにより、モデル予測制御を行いつつ、出力電圧のフィードバック制御を行うことができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・インバータＩＶの操作状態を複数通りのそれぞれに設定する際、設定される操作状態を表現する電圧ベクトル成分が変更されるか否かを判断する変更判断手段と、設定に際して想定される相電流の極性を判断する極性判断手段と、変更判断手段及び極性判断手段の判断結果に基づき、デッドタイム期間におけるインバータＩＶの操作状態を表現する電圧ベクトルを算出する算出手段としては、上記第２の実施形態で例示したものに限らず、例えば、次のような処理を行うものであってもよい。（ａ）各相について、この相電流の極性が正であって且つ設定される電圧ベクトルのこの相の成分が「１」であるか否かや、この相電流の極性が負であって且つ設定される上記成分が「０」であるか否かを判断する。（ｂ）これらにおいて肯定判断される場合、設定によって、電圧ベクトルのこの相成分が変更されているか否かを判断する。（ｃ）変更されている場合、デッドタイム期間の操作状態を表現する電圧ベクトルのこの相の成分を、設定される電圧ベクトルの成分とは相違させる。

・上記各実施形態では、必ず全電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれについて制御量を予測したが、これに限らない。例えば、非ゼロベクトルＶ１〜Ｖ６の全てと、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７のいずれかとのそれぞれについて制御量を予測してもよい。

・評価関数としては、制御量の偏差を定量化したものに限らない。例えば、スイッチング状態の切り替え数を更に加味してもよい。

・上記各実施形態では、インバータＩＶの操作状態についての次の変更可能タイミング（１制御周期先のタイミング）におけるインバータＩＶの操作による制御量を予測したがこれに限らない。例えば数制御周期先のタイミングにおける制御量まで順次予測することで、１制御周期先のタイミングにおける操作状態を決定してもよい。この場合、２制御周期先以降の電流の極性については、モデル予測制御によって予測される電流に基づき判断することが望ましい。

・デッドタイムの生成手法としては、制御周期の始めに設けるものに限らず、終わりに設けてもよい。この場合であっても、例えば数制御周期先のタイミングにおける制御量まで順次予測することで１制御周期先のタイミングにおける操作状態を決定するなら、上記第１〜第５の実施形態の要領でデッドタイムを補償することは有効である。

・制御量としては、トルク及び磁束と、電流とのいずれかに限らない。例えば、トルクのみ又は磁束のみであってもよい。また例えば、トルク及び電流であってもよい。ここで、例えばトルクを予測対象とする場合に、トルクを検出する専用のハードウェア手段を備えてもよい。この場合、トルクや磁束を算出可能な物理量（電流）の検出値に基づきトルクを算出することなく、トルクの検出値を取得することができる。ただし、この場合であっても、数制御周期先のタイミングまでのトルクを順次予測する場合、これら各制御周期における電流の極性を高精度に把握する上では、電流を予測する処理を設けることが望ましい。

・連続系でのモデルを離散化する手法としては、前進差分法等の差分法を用いるものに限らない。例えば、Ｎ（≧２）段階の線形多段階法や、ルンゲ・クッタ型公式等を用いるものであってもよい。

・電流を予測するために用いるモデルとしては、基本波を前提としたモデルに限らない。例えば、インダクタンスや誘起電圧について高次成分を含むモデルを用いてもよい。また、電流の予測手段としては、モデル式を用いるものに限らず、マップを用いるものであってもよい。この際、マップの入力パラメータとしては、電圧（ｖｄ、ｖｑ）及び電気角速度ωであってもよく、また温度等を更に含めてもよい。なお、ここでマップとは、入力パラメータについての離散的な値に対応した出力パラメータの値が記憶された記憶手段のこととする。

・電流を予測するために用いるモデルとしては、鉄損を無視したモデルに限らず、これを考慮したモデルであってもよい。

・上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等であってもよい。

・回転機の制御量の予測に用いるモデルとしては、回転座標系におけるモデルに限らず、例えば３相交流座標系におけるモデル等であってもよい。

・回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

・回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、電気自動車に搭載されるものであってもよい。また、回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。

・直流電源としては、高電圧バッテリ１２に限らず、例えば高電圧バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。

・電力変換回路としては、上記各実施形態において例示したものに限らない。例えば、スイッチング素子として、ＩＧＢＴに代えて、パワーＭＯＳ型電解効果トランジスタを用いてもよい。

１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ（直流電源の一実施形態）、１４…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）。

Claims (6)

1. 回転機の端子に直流電源の正極及び負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子と該スイッチング素子の入出力端子に接続されるフリーホイールダイオードとを備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記電力変換回路の操作状態を複数通りのそれぞれに設定した場合のこれら各操作状態に応じた前記電力変換回路の出力電圧のそれぞれによって実現される前記回転機の制御量を予測する予測手段と、
   前記予測に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定して前記電力変換回路を操作する操作手段とを備え、
   前記予測手段は、前記複数通りの設定のうち前記電力変換回路の操作状態の変更に対応するものについては、前記操作状態の変更に際して想定される前記回転機を流れる電流の極性に基づき、前記予測を行うことを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記予測手段は、前記複数通りのそれぞれに応じた前記電力変換回路の出力電圧のうち前記電力変換回路の操作状態の変更に対応するものを、前記想定される前記電流の極性に基づき定めることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記予測手段は、前記操作状態を複数通りのそれぞれに設定した場合のこれら各操作状態に応じた前記制御量の基本値を予測する基本値予測手段と、該基本値予測手段によって予測された制御量の基本値のうち前記電力変換回路の操作状態の変更に対応するものを、前記想定される前記電流の極性に基づき補正する補正手段とを備えることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
4. 前記予測手段は、前記操作状態を複数通りのそれぞれに規定時間にわたって設定した場合のこれら各操作状態に応じた前記制御量についての前記規定時間の経過後の値を予測するものであり、前記電力変換回路の操作状態の変更に対応する前記制御量を予測するに際して用いる電圧印加期間を、前記電流の極性に応じて前記規定時間を補正することで設定することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
5. 回転機の端子に直流電源の正極及び負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子と該スイッチング素子の入出力端子に接続されるフリーホイールダイオードとを備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記電力変換回路の操作状態を複数通りのそれぞれに設定した場合のこれら各操作状態に応じた前記電力変換回路の出力電圧のそれぞれによって実現される前記回転機の制御量を予測する予測手段と、
   前記予測に基づき、前記電力変換回路の実際の操作状態を決定して前記電力変換回路を操作する操作手段と、
   前記電力変換回路の出力電圧の検出値を取得する手段とを備え、
   前記操作手段は、前記予測手段による予測に際して用いた前記出力電圧と前記検出値との差を入力とし、該差を補償するように前記実際の操作状態を決定することを特徴とする回転機の制御装置。
6. 前記制御量は、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、及び前記回転機の磁束の少なくとも１つであることを特徴とする請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

Images