JPH077968A

JPH077968A - インバータのパルス幅変調方法およびその装置

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Publication number: JPH077968A
Application number: JP5147994A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Yamai; 広之山井; Tsuyoshi Yonemori; 強米森
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 1993-06-18
Filing date: 1993-06-18
Publication date: 1995-01-10
Anticipated expiration: 2018-03-04
Also published as: JP3381862B2

Abstract

(57)【要約】【目的】デッドタイムＴｄの大きなインバータ用いて
高キャリア周波数ｆｃで駆動しても波形歪みを抑制でき
る方法を提供する。【構成】リアルタイム処理可能なＰＷＭ演算式に基づ
いてＰＷＭ制御パターンの基準パルス幅を算出し、駆動
されるモータの負荷力率および位相角φに対応してデッ
ドタイムＴｄにより生ずる誤差電圧を補償する補償誤差
パルス幅のデータを読み出し、ＰＷＭ演算式に基づいて
算出された基準パルス幅を補償誤差パルス幅のデータに
基づいて補正し、補正されたパルス幅のデータに基づい
てインバータのスイッチング素子を駆動する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、インバータのパルス
幅変調方法およびその装置に関し、さらに詳細にいえ
ば、所定のＰＷＭ演算に基づいてリアルタイム処理によ
りＰＷＭ制御パターンを算出する方式のパルス幅変調方
法およびパルス幅変調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から、汎用モータの回転速度を広範
囲にわたって簡単にコントロールできるというメリット
からインバータが広く使用されている。また、近年、安
価な１チップの制御用マイコンを使用して、所望の出力
電圧、出力周波数に対応するＰＷＭ制御パターンを発生
する各種方法が盛んに研究されている。

【０００３】これらの方法は制御用マイコンを用いてキ
ャリア周波数と出力電圧値に基づいてインバータのスイ
ッチング素子のオン、オフ期間を決定するのであるが、
インバータのキャリア周波数を高めるとデッドタイムに
よる誤差電圧の影響で、基本波振幅の低下や低次高調波
の増加を招き、効率が低下するという問題が発生する。

【０００４】この問題を解決するためにパルス幅がデッ
ドタイムに比べ、比較的長くなるように予めＰＷＭ制御
パターンを算出しておいてＲＯＭ等に記憶しておき、運
転時において、順番にそのＰＷＭ制御パターンをＲＯＭ
等から引き出して出力する方法が提案されている（「電
圧形ＰＷＭインバータの一制御法」岩路、福田、新居、
平成元年電気学会全国大会講演論文集、Ｎｏ５，５−９
７）。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記方
法はＰＷＭ波のオン、オフ期間のデータを予めＲＯＭ等
に記憶しておく方法であるため、出力電圧と出力周波数
との関係、すなわち、異なるＶ／ｆパターンを持つモー
タにおいては、モータ毎に新たなＰＷＭ制御パターンの
生成が必要となって仕様の変更が煩雑となる。また、波
形を記憶するための大きなメモリ容量（キャリア周波数
ｆｃ＝３．６ｋＨｚで２〜３ｋｂｙｔｅ）が必要になる
とともに、キャリア周波数が高くなるにしたがってメモ
リ容量が増えるのであるから、コスト的にも不利である
という問題がある。

【０００６】さらに、ＰＷＭ波のオン、オフ期間のデー
タを予めＲＯＭに記憶しておく方法であるから、波形の
瞬時制御が必要なベクトル制御等の高機能制御への対応
が困難であるという問題もある。

【０００７】

【発明の目的】この発明は上記の問題点に鑑みてなされ
たものであり、デッドタイムの大きなインバータを用い
て高キャリア周波数で駆動しても波形歪みを抑制するこ
とができ、瞬時波形制御が適用できるとともに、低コス
トで実現できる、インバータのパルス幅変調方法および
その装置を提供することを目的としている。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めの請求項１のインバータのパルス幅変調方法は、イン
バータのデッドタイムによって生じる誤差電圧を補償す
る補償誤差パルス幅を位相角に対応して予め得ておき、
所定のＰＷＭ演算に基づいてリアルタイムでＰＷＭ制御
パターンの基準パルス幅を算出し、算出された基準パル
ス幅を補償誤差パルス幅に基づいて補正し、補正された
パルス幅に基づいてインバータを駆動する。

【０００９】上記の目的を達成するための請求項２のイ
ンバータのパルス幅変調装置は、インバータのデッドタ
イムによって生じる誤差電圧を補償する補償誤差パルス
幅を位相角に対応して記憶している記憶手段と、所定の
ＰＷＭ演算に基づいてリアルタイムでＰＷＭ制御パター
ンの基準パルス幅を算出するＰＷＭ制御パターン算出手
段と、算出された基準パルス幅を記憶手段の補償誤差パ
ルス幅に基づいて補正する補正手段とを有する。

【００１０】

【作用】請求項１のパルス幅変調方法であれば、インバ
ータのデッドタイムによって生じる誤差電圧を補償する
補償誤差パルス幅を位相角に対応して予め得ておき、リ
アルタイムで算出されたＰＷＭ制御パターンの基準パル
ス幅をその補償誤差パルス幅に基づいて補正し、補正さ
れたパルス幅に基づいてインバータを駆動することによ
り、デッドタイムによって生じる誤差電圧の悪影響、す
なわち、基本波振幅の低下や低次高調波の増加などを抑
制することができる。よって、デッドタイムの大きなイ
ンバータを用いてキャリア周波数を高くしても、波形歪
みを抑制して効率を良くすることができる。また、ＰＷ
Ｍ制御パターンをリアルタイムで算出するので、瞬時波
形制御が可能になる。さらに、予めデッドタイムによっ
て生じる誤差電圧を補償する補償誤差パルス幅を位相角
に対応して得ておくので、前記補正のための演算は加減
算のような極めて簡単な演算で行なうことができ、マイ
コンなどの制御手段にほとんど負担をかけずに行なうこ
とができる。また、従来のようなＰＷＭ制御パターンを
記憶するような大きなメモリ容量が不要となり、コスト
的にも有利である。

【００１１】請求項２のパルス幅変調装置であれば、Ｐ
ＷＭ制御パターン算出手段が所定のＰＷＭ演算に基づい
てリアルタイムでＰＷＭ制御パターンの基準パルス幅を
算出し、補正手段が算出された基準パルス幅を記憶手段
の補償誤差パルス幅に基づいて補正する。このように補
正されたパルス幅に基づいてインバータを駆動すること
により、デッドタイムによって生じる誤差電圧の悪影
響、例えば、基本波振幅の低下や低次高調波の増加など
を抑制することができる。したがって、上記パルス幅変
調方法と同様にデッドタイムの大きなインバータ用いて
高キャリア周波数で駆動しても波形歪みを抑制すること
ができ、瞬時波形制御が適用できるとともに、低コスト
で実現できる、インバータのパルス幅変調装置を提供で
きる。

【００１２】

【実施例】以下、実施例を示す添付図面によって詳細に
説明する。図１はこの発明のインバータのパルス幅変調
装置を示す概略ブロック図、図２は電気回路図であり、
このパルス幅変調装置は３つの巻線２ａ，２ｂ，２ｃを
Ｙ接続した三相巻線２を有する誘導電動機１と、この誘
導電動機１に接続される電圧形のインバータ３と、三相
電源５の三相交流を整流してインバータ３に供給する整
流回路６と、インバータ３をＰＷＭ制御する１チップ・
マイコン８とを有している。

【００１３】インバータ３は誘導電動機１の三相巻線２
に接続されたトランジスタ・ブリッジ回路４を有してお
り、このブリッジ回路４は、それぞれ還流ダイオードＤ
ａ⁺〜Ｄｃ^-を有する複数個（６個）のスイッチング・ト
ランジスタＴｒａ⁺，Ｔｒａ^-，Ｔｒｂ⁺，Ｔｒｂ^-，Ｔｒ
ｃ⁺，Ｔｒｃ^-を有している。また、１チップ・マイコン
８はブリッジ回路４の６個のスイッチング・トランジス
タＴｒａ⁺〜Ｔｒｃ^-のオン時間、つまりＰＷＭ制御パタ
ーンを生成する１チップのマイコンであって、各スイッ
チング・トランジスタＴｒａ⁺〜Ｔｒｃ^-をオンオフ動作
させるベースドライバ８ａを有しており、スイッチング
・トランジスタＴｒａ⁺〜Ｔｒｃ^-をオンオフ制御するこ
とにより、直流をパルス幅変調するようにしている。

【００１４】図３は１チップ・マイコン８の構成を概略
的に示したブロック図であり、１チップ・マイコン８
は、リアルタイムにＰＷＭ制御パターンを算出するＰＷ
Ｍ制御パターン算出部１１と、後述する表１に示すよう
な補償誤差パルス幅を記憶しておくＲＯＭなどの記憶部
１２と、ＰＷＭ制御パターン算出部１１からのＰＷＭ制
御パターンを記憶部１２に記憶されている補償誤差パル
ス幅に基づいて補正して補正されたＰＷＭ制御パターン
を生成する補正部１３とを有している。なお、１チップ
・マイコン８においては、誘導電動機１の負荷力率およ
び位相角φに応じてインバータ３のａ，ｂ，ｃ相の補償
誤差パルス幅が予め算出され、記憶部１２に記憶されて
いる。

【００１５】図４は上記パルス幅変調装置の動作の一例
を示すフローチャートである。上記フローチャートにし
たがってパルス幅変調装置の動作について説明する。ま
ず、ステップＳＰ１において、リアルタイム処理可能な
ＰＷＭ演算式に基づいてＰＷＭ制御パターン算出部１１
がＰＷＭ制御パターンの基準パルス幅を算出し、ステッ
プＳＰ２において誘導電動機１の負荷力率および位相角
φに対応して記憶部１２からａ，ｂ，ｃ相の補償誤差パ
ルス幅のデータを読み出し、ステップＳＰ３においてＰ
ＷＭ演算式に基づいて算出された基準パルス幅を補償誤
差パルス幅のデータに基づいて補正し、ステップＳＰ４
において補正されたパルス幅のデータに基づいてスイッ
チング・トランジスタＴｒａ⁺〜Ｔｒｃ^-をベース・ドラ
イバ８ａによって駆動してスイッチング動作を行なうこ
とによりパルス幅変調を行なう。

【００１６】図５は図４のフローチャートにおいてステ
ップＳＰ３の処理の一例の詳細を示すフローチャートで
あり、ステップＳＰ３ａにおいてＰＷＭ演算式に基づい
て算出された基準パルス幅に対応するスイッチング・ト
ランジスタの上アームの導通時間τ⁺から補償誤差パル
ス幅の誤差パルス時間τ^Tdを減算することにより補正し
た上アームの導通時間τｈ⁺を算出し、ステップＳＰ３
ｂにおいて補正された導通時間τｈ⁺が少なくとも０よ
りも大きく、かつキャリア周期Ｔｃよりも小さくなるよ
うに上限と下限を設定する。これは０よりも小さいパル
スおよびキャリア周期Ｔｃより長いパルスを出すことは
できないことによる制限である。

【００１７】この実施例のパルス幅変調方法について、
さらに詳しく説明する。まず、ステップＳＰ１のＰＷＭ
制御パターンの生成について説明する。ＰＷＭ制御パタ
ーンの生成は出力電圧の時間積分の軌跡を円軌跡に近づ
けるようにＰＷＭ制御パターンを決定して行なうもので
ある。ここで、インバータ３の出力端子の電位をｖａ，
ｖｂ，ｖｃ、三相巻線２の中性点の電位をｖｎとし、ま
た、数１で定義される出力電圧ベクトルＶｐ、および数
２で示されるこの電圧ベクトルＶｐの時間積分λｐを考
える。

【００１８】

【数１】

【００１９】

【数２】

【００２０】今、誘導性電動機１の三相巻線２に数３で
示す角周波数ωの平衡三相電圧、

【００２１】

【数３】

【００２２】（但し、Ｖ１は基本波電圧の実効値）が印
加される時の電圧ベクトルＶｐおよびその時間積分λｐ
は複素平面上を円軌跡を描く。一方、電圧形インバータ
３では各相アーム中のいずれか一方のトランジスタは必
ずオン状態にあるので、便宜上、上アーム側（＋と表記
する）のオン状態を「１」、下アーム側（−と表記す
る）のオン状態を「０」で表わし、ａ相，ｂ相，ｃ相の
順に「１０１」、「０１１」等と表記すると、インバー
タの状態は８通り存在する。この各状態の電圧ベクトル
Ｖｐ（ｐ＝０〜７）は大きさが（２／３） ^1/2・Ｖｄ
（Ｖｄは整流器の直流電圧）であり、その方向は図６に
示す方向となる。ここで、Ｖ０，Ｖ７は|Ｖ０|＝|Ｖ７|
＝０の零ベクトルである。上記電圧ベクトルの時間積分
λｐはｄλｐ／ｄｔ＝Ｖｐであるから、インバータの駆
動時の時間積分λｐは、電圧ベクトルＶｐの方向に、|
Ｖｐ|＝（２／３）^1/2・Ｖｄの速度で動く。但し、零ベ
クトルの場合は停止する。

【００２３】以上から、電圧形インバータ３のＰＷＭ制
御パターンは電圧ベクトルの時間積分λｐの複素平面上
でのベクトル軌跡が指定半径Ｒの円周に沿って角速度ω
で動くように電圧ベクトルＶｐを適宜選定して決定す
る。指定半径Ｒは基本波電圧の線電圧の実効値をＶ１、
角周波数をωとすると、Ｒ＝Ｖ１／ωである。つまり、
例えば、図７に示すように角度φが０≦φ≦π／３の範
囲では電圧ベクトルＶ４，Ｖ６および零ベクトル（例え
ば、Ｖ０）を用い、点Ｐ０において時間τだけ留まり
（この状態を記号○で示す）、その後、Ｖ４を時間τ４
だけ取って点ｑ１に達し、さらにＶ６を時間τ６だけ取
って点Ｐ１に到達する場合を考える。この場合、ΔＰ０
ｑ１Ｐ１において、

【００２４】

【数４】

【００２５】であり、また、τ０＋τ４＋τ６＝Ｔｃで
あるから、数４を解いて、キャリア周期Ｔｃ内での電圧
ベクトルＶ４，Ｖ６，Ｖ０を取る時間τ４，τ６，τ０
が得られる。したがって、マイコン処理に適したＰＷＭ
制御パターンの基本式は、

【００２６】

【数５】

【００２７】となる。但し、Ｋｓは電圧制御率であっ
て、Ｋｓ＝２^1/2・Ｖ１／Ｖｄである。数５は角度φが
０≦φ≦π／３の範囲での関係式であるが、他の区間で
はインバータが対称三相の動作を行なうことから、各符
号を置換することにより、０≦φ≦２πの範囲での関係
式が得られる。次に、数５の電圧ベクトルの時間τに基
づいて各スイッチング・トランジスタＴｒａ⁺〜Ｔｒｃ^-
のオンオフパターン（ＰＷＭ制御パターン）を求める。
この場合、電圧ベクトルの時間τとＰＷＭ制御パターン
との関係は、電圧ベクトルを取る順序に応じて変化する
から、今、簡単のため、各キャリア周期Ｔｃでは同一パ
ターンを繰り返すとともに、各キャリア周期Ｔｃ内での
スイッチング・トランジスタのオンオフ切換えは１度の
みという制約条件を加えると、ＰＷＭ制御パターンは図
８（Ａ）〜（Ｄ）に示す４パターンに代表される。な
お、図中、τ⁺は、各相の上アームのスイッチング・ト
ランジスタのオン時間を、τ^-は下アーム側のスイッチ
ング・トランジスタのオン時間をそれぞれ示す。

【００２８】このような考え方に基づいてＰＷＭ制御パ
ターン算出部１１においてＰＷＭ制御パターンの算出が
行なわれる。次に、図４のステップＳＰ２およびステッ
プＳＰ３の処理について説明する。図９および図１０
は、図８（Ｄ）のＰＷＭ制御パターンを採用した場合に
おいて、位相角φが０≦φ≦π／３の範囲を考えた場合
に、スイッチング・トランジスタのスイッチング動作に
伴って生ずるデッドタイムＴｄと誤差電圧の現れ方を説
明するための図である。

【００２９】図９を参照して分かるようにインバータの
アームに流れる電流ｉによりＴｄ期間中（上下アームオ
フ中）は出力電圧ｖが決定する。そして図１０に示すよ
うに、例えば、力率角３０°の負荷で位相角φが０≦φ
≦π／３の範囲ではｉａ＞０，ｉｂ＜０，ｉｃ＜０とな
り、指令により各相がオンオフするとき、図示のように
各相の誤差電圧が発生する。但し、ｃ相はこの区間では
オンオフしないので、誤差電圧は０になる。したがっ
て、これら誤差電圧を補正するように指令のパルス幅を
予め、増減しておけば誤差電圧による悪影響を軽減する
ことが可能になる。

【００３０】このように実際上、問題となる誤差電圧の
出方を位相角度φが０≦φ≦２πにおいてａ，ｂ，ｃの
各相においてそれぞれ調べたのが図１１に示す誤差パル
ス列３１，３２，３３である。なお図１１において符号
３４，３５，３６は各相の起電圧、符号３７，３８，３
９は制御時の基本波電流をそれぞれ示している。図１１
からデッドタイムＴｄにより生じる出力に重畳される誤
差電圧をパルス幅に読み換えて考えてみると、負荷力率
ｃｏｓ３０°〜ｃｏｓ９０°の範囲では下記表１のよう
になることが理解できる。

【００３１】

【表１】

【００３２】この表１に基づいて、各相において誤差電
圧を相殺するスイッチング・トランジスタの導通時間τ
ａ^Td，τｂ^Td，τｃ^Tdをそれぞれ各相の上アームの導通
時間τａ⁺，τｂ⁺，τｃ⁺から減算してやることによ
り、誤差電圧の影響を排除できることがわかる。上記関
係を各相の補正された導通時間をτｈ⁺で示し、および
各相の誤差電圧に相当する導通時間をτ^Tdで示せば、τ
ｈ⁺＝τ⁺−τ^Tdとなる（図５のステップＳＰ３ａ参
照）。また、補正されたτｈ⁺は、０よりも小さくでき
ないとともに、キャリア周期Ｔｃよりも長い周期でパル
スは出せないことも考慮する必要がある。したがって、
τｈ⁺＝ｍｉｎ［ｍａｘ［τｈ⁺，０］，Ｔｃ］となる
（図５のステップＳＰ３ａ参照）。

【００３３】このようにして、前記した方法で算出され
るＰＷＭ制御パターンの基準パルス幅から補償パルス幅
を減算することで補正し、その補正されたＰＷＭ制御パ
ターンでインバータ３を駆動することにより、デッドタ
イムＴｄの悪影響を抑制することができる。なお、この
方法において、キャリア周期Ｔｃ間で一相がオン、オフ
しないようにパルスの並び換えを行なっても表１に示す
関係は変わらない。

【００３４】また、力率ｃｏｓ０°〜ｃｏｓ３０°の負
荷では力率角により、表１を修正する必要があるが、一
般に誘導性負荷（図１に示す誘導性電動機１など）では
力率は最高でも高々ｃｏｓ２６°なので、表１の補正で
実用上十分な特性を得ることができる。すなわち、特性
が悪くなる範囲は４°なので、その程度は無視しても十
分な特性を得ることができる。

【００３５】図１２（Ａ）はキャリア周波数ｆｃ＝１０
ｋＨｚ、直流電圧２６０Ｖ（したがって線間電圧６２
Ｖ）、電圧制御率Ｋｓ＝０．２４、被変調波周波数ｆ１
＝３０Ｈｚ、インピーダンスＺ＝２．５Ω、デッドタイ
ムＴｄ＝５μｓとして、負荷力率ｃｏｓ３５°の場合に
おいて従来の出力線間電圧を示した図であり、図１２
（Ｂ）はこの実施例のパルス幅変調方法によって補正し
た後の出力線間電圧を示した図である。なお、上記
（Ａ），（Ｂ）において誤差電圧による歪みの影響を分
かり易くするためにキャリア周波数ｆｃはローパスフィ
ルタで除去している。

【００３６】補正のない（Ａ）においては符号５１に示
す誤差電圧に起因する歪みが顕著に現われ、設定された
６２ボルトの振幅が小さくなって効率が低下しているの
に対し、補正のある（Ｂ）においては歪みが低減される
とともに、振幅も設定通りの６２ボルトの電圧値が得ら
れ、効率の低下が抑制されていることが理解できる。図
１３（Ａ）は図１１と同じ条件で、負荷力率ｃｏｓ２６
°の最悪の場合の従来の出力線間電圧を示した図であ
り、図１３（Ｂ）はこの実施例の方法によって補正した
後の出力線間電圧を示した図である。補正のある（Ｂ）
においても符号５２で示すような歪みが見られるが、補
正のない場合（Ａ）の歪み５３に比べれば軽減されてい
る。また、補正のある（Ｂ）においては振幅は設定通り
の６２ボルトの電圧値が得られていることが分かる。

【００３７】以上説明したように、この実施例のインバ
ータ３のパルス幅変調装置によれば、従来と同じように
算出されたＰＷＭ制御パターンに補正部１３が記憶部１
２に記憶された補償誤差パルス幅に基づいてデッドタイ
ムＴｄの悪影響を抑制するように補正を行なうのである
から、デッドタイムＴｄの大きなインバータ３を用いて
キャリア周波数ｆｃを高くしても、波形歪みを抑制して
効率を良くすることができるともに、騒音を従来のイン
バータに比べて押さえることができる。

【００３８】また、ＰＷＭ制御パターン算出部１１はリ
アルタイムにＰＷＭ制御パターンを算出し、そのＰＷＭ
制御パターンを補正部１３において加減算という簡単な
演算により補正するように構成しているので、１チップ
・マイコン８の負荷は殆ど増えず、高いキャリア周波数
ｆｃでも対処できるとともに、瞬時波形制御が可能にな
りベクトル制御等の高機能制御にも適用することができ
る。

【００３９】さらに、前記した「電圧形ＰＷＭインバー
タの一制御法」においては、波形を記憶するために大き
なメモリ容量が必要であり、また、モータ（Ｖ／ｆ比変
更）を変えると新たにＰＷＭ制御パターンを記憶し直す
ことが必要であるのに対して、このインバータのパルス
幅変調装置によればキャリア周波数ｆｃに関係せず少な
いメモリ容量で十分であるとともに、モータの仕様変更
にも柔軟に対処することができる。

【００４０】なお、この発明は上記実施例に限定される
ものではなく、この発明の要旨を変更しない範囲内にお
いて種々の設計変更を施すことが可能である。例えば、
前記実施例ではＰＷＭ制御パターンとして図８（Ｄ）に
示すパターンを採用したが、その他のパターンを採用す
るパルス幅変調方法においても同様に本発明の方法を適
用することができる。

【００４１】

【発明の効果】以上のように、請求項１の発明は、リア
ルタイムで算出されたＰＷＭ制御パターンの基準パルス
幅をその補償誤差パルス幅に基づいて補正し、補正され
たパルス幅に基づいてインバータを駆動することによ
り、デッドタイムによって生じる誤差電圧の悪影響を除
去できるので、デッドタイムの大きなインバータ用いて
高キャリア周波数で駆動しても波形歪みを抑制すること
ができ、瞬時波形制御が適用できるとともに、低コスト
で実現できるインバータのパルス幅変調方法を提供でき
るという特有の効果を奏する。

【００４２】請求項２の発明も、補正手段がリアルタイ
ムで算出されたＰＷＭ制御パターンの基準パルス幅をそ
の補償誤差パルス幅に基づいて補正し、補正されたパル
ス幅に基づいてインバータを駆動することにより、デッ
ドタイムによって生じる誤差電圧の悪影響を除去できる
ので、デッドタイムの大きなインバータ用いて高キャリ
ア周波数で駆動しても波形歪みを抑制することができ、
瞬時波形制御が適用できるとともに、低コストで実現で
きるインバータのパルス幅変調方法を提供できるという
特有の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明のインバータのパルス幅変調装置を示
す概略ブロック図である。

【図２】この発明のインバータのパルス幅変調装置を示
す電気回路図である。

【図３】１チップ・マイコンの構成を概略的に示したブ
ロック図である。

【図４】この発明のインバータのパルス幅変調装置の動
作を説明するためのフローチャートである。

【図５】図４の補償誤差パルス幅によるＰＷＭ制御パタ
ーンの補正の詳細を説明するためのフローチャートであ
る。

【図６】電圧形インバータの各種状態を８種の電圧ベク
トルで表示した図である。

【図７】電圧ベクトルの時間積分の複素平面上ので軌跡
を円軌跡に近づけるための電圧ベクトルの制御の説明図
である。

【図８】（Ａ）〜（Ｄ）はそれぞれ位相角φが０≦φ≦
π／３の範囲内で取り得るＰＷＭ制御パターンの種類の
説明図である。

【図９】インバータの回路図である。

【図１０】図８（Ｄ）のＰＷＭ制御パターンを採用した
場合において、位相角φが０≦φ≦π／３の範囲を考え
た場合に、スイッチング・トランジスタのスイッチング
動作に伴って生ずるデッドタイムと誤差電圧の現われ方
を示したタイムチャートである。

【図１１】三相の誤差電圧の現われ方と、各相の起電
圧、基本波電流をそれぞれ示す図である。

【図１２】負荷力率ｃｏｓ３５°の場合において（Ａ）
は従来の出力線間電圧を示した図、（Ｂ）は実施例のパ
ルス幅変調方法によって補正した後の出力線間電圧を示
した図である。

【図１３】負荷力率ｃｏｓ２６°の場合において（Ａ）
は従来の出力線間電圧を示した図、（Ｂ）は実施例のパ
ルス幅変調方法によって補正した後の出力線間電圧を示
した図である。

【符号の説明】

３電圧形インバータ１１ＰＷＭ制御パターン算
出部１２記憶部１３補正部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】インバータ（３）のデッドタイムによっ
て生じる誤差電圧を補償する補償誤差パルス幅を位相角
に対応して予め得ておき、所定のＰＷＭ演算に基づいて
リアルタイムでＰＷＭ制御パターンの基準パルス幅を算
出し、算出された基準パルス幅を補償誤差パルス幅に基
づいて補正し、補正されたパルス幅に基づいてインバー
タ（３）を駆動することを特徴とするインバータのパル
ス幅変調方法。
【請求項２】インバータ（３）のデッドタイムによっ
て生じる誤差電圧を補償する補償誤差パルス幅を位相角
に対応して記憶している記憶手段（１２）と、所定のＰ
ＷＭ演算に基づいてリアルタイムでＰＷＭ制御パターン
の基準パルス幅を算出するＰＷＭ制御パターン算出手段
（１１）と、算出された基準パルス幅を記憶手段（１
２）の補償誤差パルス幅に基づいて補正する補正手段
（１３）とを有することを特徴とするインバータのパル
ス幅変調装置。