JP2522076B2 - インバ―タのパルス幅変調制御装置 - Google Patents
インバ―タのパルス幅変調制御装置Info
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- JP2522076B2 JP2522076B2 JP2002674A JP267490A JP2522076B2 JP 2522076 B2 JP2522076 B2 JP 2522076B2 JP 2002674 A JP2002674 A JP 2002674A JP 267490 A JP267490 A JP 267490A JP 2522076 B2 JP2522076 B2 JP 2522076B2
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はインバータのパルス幅変調制御装置の改良に
関し、特に、インバータの出力電圧に含む高調波電圧の
低減対策に関する。
関し、特に、インバータの出力電圧に含む高調波電圧の
低減対策に関する。
（従来の技術） 従来、インバータのパルス幅変調制御装置は、第16図
に示すように、直列接続した上下一対のトランジスタ
（Ta），（Ta′）を三相交流のｕ相,v相及びｗ相に対応
して３組設け（図では１組のみ図示している）、この各
トランジスタのON/OFF制御により負荷に対して可変電
圧，可変周波数の正弦波電圧を供給する構成であるが、
上記の上下一対のトランジスタ（Ta），（Ta′）が同時
にON作動するアーム短絡を防止する必要から、第17図
（ａ）に示すように、その上側トランジスタ（Ta）と下
側トランジスタ（Ta′）とのON時間の間に短絡防止時間
tdを設けている。
に示すように、直列接続した上下一対のトランジスタ
（Ta），（Ta′）を三相交流のｕ相,v相及びｗ相に対応
して３組設け（図では１組のみ図示している）、この各
トランジスタのON/OFF制御により負荷に対して可変電
圧，可変周波数の正弦波電圧を供給する構成であるが、
上記の上下一対のトランジスタ（Ta），（Ta′）が同時
にON作動するアーム短絡を防止する必要から、第17図
（ａ）に示すように、その上側トランジスタ（Ta）と下
側トランジスタ（Ta′）とのON時間の間に短絡防止時間
tdを設けている。
（発明が解決しようとする課題） そのため、従来では、短絡防止時間tdを設けなくても
良い理想状態での同図（ｂ）に示すような出力電圧に対
して、同図（ｃ）に示すように出力電流ｉを第16図に矢
印で示す方向に取った場合にｉ＜０のとき実線で示す出
力電圧となり、ｉ＞０のとき破線で示す必要電圧となっ
てずれが生じ、このため同図（ｄ）に示すような誤差電
圧が発生する。つまり、出力電流ｉの極性およびトラン
ジスタのON/OFFの状態に応じて発生する誤差電圧は異な
る。その結果、従来では、誤差電圧の分、損失が生じる
と共に，磁気騒音や電流波形の歪が増大するという欠点
があった。
良い理想状態での同図（ｂ）に示すような出力電圧に対
して、同図（ｃ）に示すように出力電流ｉを第16図に矢
印で示す方向に取った場合にｉ＜０のとき実線で示す出
力電圧となり、ｉ＞０のとき破線で示す必要電圧となっ
てずれが生じ、このため同図（ｄ）に示すような誤差電
圧が発生する。つまり、出力電流ｉの極性およびトラン
ジスタのON/OFFの状態に応じて発生する誤差電圧は異な
る。その結果、従来では、誤差電圧の分、損失が生じる
と共に，磁気騒音や電流波形の歪が増大するという欠点
があった。
そこで、従来では、上記のような短絡防止時間tdによ
る悪影響を補償するべく、例えば特開昭63-234878号公
報や特開昭63-157676号公報に開示されるものでは、パ
ルス幅変調制御はそのままとし、ハードやソフトの後付
け回路を追加して、出力電圧波形を理想電圧に近つけて
いるが、後付け回路の追加であるため、本質的な改善対
策ではない。
る悪影響を補償するべく、例えば特開昭63-234878号公
報や特開昭63-157676号公報に開示されるものでは、パ
ルス幅変調制御はそのままとし、ハードやソフトの後付
け回路を追加して、出力電圧波形を理想電圧に近つけて
いるが、後付け回路の追加であるため、本質的な改善対
策ではない。
本発明は斯かる点に鑑みてなされたものであり、その
目的は、パルス幅変調制御それ自体を改良することによ
り、短絡防止時間tdの存在に起因する誤差電圧を低減し
て、損失，磁気騒音，電流波形の歪の増大などを抑制す
ることにある。
目的は、パルス幅変調制御それ自体を改良することによ
り、短絡防止時間tdの存在に起因する誤差電圧を低減し
て、損失，磁気騒音，電流波形の歪の増大などを抑制す
ることにある。
（課題を解決するための手段） 上記の目的を達成するため、本発明者等は、パルス幅
変調制御として次の制御方式を採用する場合には、比較
的容易に解決し得ることを見出した。つまり、パルス幅
変調制御として、出力電圧の時間積分の軌跡を円軌跡に
近づけるようパルス幅変調制御パターンを決定して行う
ものを採用する。これを詳述するに、先ず、インバータ
の出力端子の電位をva,vb,vc、三相巻線の中性点の電位
をvnとし、また次式で定義される出力電圧ベクトル 及び該電圧ベクトル の時間積分 を考える。
変調制御として次の制御方式を採用する場合には、比較
的容易に解決し得ることを見出した。つまり、パルス幅
変調制御として、出力電圧の時間積分の軌跡を円軌跡に
近づけるようパルス幅変調制御パターンを決定して行う
ものを採用する。これを詳述するに、先ず、インバータ
の出力端子の電位をva,vb,vc、三相巻線の中性点の電位
をvnとし、また次式で定義される出力電圧ベクトル 及び該電圧ベクトル の時間積分 を考える。
今、誘導電動機の三相巻線に角周波数ωの平衡三相電
圧 が加わる時の電圧ベクトル 及びその時間積分 は、複素平面上で円軌跡を描く。
圧 が加わる時の電圧ベクトル 及びその時間積分 は、複素平面上で円軌跡を描く。
一方、電圧形インバータでは、各相アーム中の何れか
一方のトランジスタは必ずON状態にあるから、便宜上、
＋側のON状態を「１」、−側のON状態を「０」で表わ
し、ａ相、ｂ相、ｃ相の順に「101」、「011」等と表記
すると、インバータの状態は８通り存在する。この各状
態の電圧ベクトル （Ｐ＝０〜７）は、大きさが （Vdは直流電圧）であり、その方向は、第３図に示す方
向となる。ここに、 で零ベクトルである。上記電圧ベクトルの時間積分 であるから、インバータの駆動時の時間積分 は、電圧ベクトル の方向に の速度で動く（但し、零ベクトルの場合は停止する）。
一方のトランジスタは必ずON状態にあるから、便宜上、
＋側のON状態を「１」、−側のON状態を「０」で表わ
し、ａ相、ｂ相、ｃ相の順に「101」、「011」等と表記
すると、インバータの状態は８通り存在する。この各状
態の電圧ベクトル （Ｐ＝０〜７）は、大きさが （Vdは直流電圧）であり、その方向は、第３図に示す方
向となる。ここに、 で零ベクトルである。上記電圧ベクトルの時間積分 であるから、インバータの駆動時の時間積分 は、電圧ベクトル の方向に の速度で動く（但し、零ベクトルの場合は停止する）。
以上から、電圧形インバータのパルス幅変調制御パタ
ーンは、電圧ベクトルの時間積分 の複素平面上でのベクトル軌跡が指定半径Ｒの円周に沿
って角速度ωで動くよう電圧ベクトル を適宜選定して決定する。（指定半径Ｒは、基本波電圧
の線電圧の実効値をV1、角周波数をωとすると、Ｒ＝V1
／ω）である。
ーンは、電圧ベクトルの時間積分 の複素平面上でのベクトル軌跡が指定半径Ｒの円周に沿
って角速度ωで動くよう電圧ベクトル を適宜選定して決定する。（指定半径Ｒは、基本波電圧
の線電圧の実効値をV1、角周波数をωとすると、Ｒ＝V1
／ω）である。
つまり、例えば第４図に示す如く、角度φが０≦φ≦
π/3の範囲では、電圧ベクトル 及び零ベクトル（例えば を用い、点P0にて時間τ０だけ留まり（この状態を記号
°で示す）、その後、 を時間τ４だけ取って点q1に達し、更に を時間τ６だけ取って点P1に到達する場合を考える。こ
の場合、ΔP0q1P1において、▲▼V1・T0 であり、またT0を制御周期とするとτ０＋τ４＋τ６＝
T0であるから、上式を解いて、制御周期T0内での電圧ベ
クトル を取る時間τ４，τ６，τ０が得られる。
π/3の範囲では、電圧ベクトル 及び零ベクトル（例えば を用い、点P0にて時間τ０だけ留まり（この状態を記号
°で示す）、その後、 を時間τ４だけ取って点q1に達し、更に を時間τ６だけ取って点P1に到達する場合を考える。こ
の場合、ΔP0q1P1において、▲▼V1・T0 であり、またT0を制御周期とするとτ０＋τ４＋τ６＝
T0であるから、上式を解いて、制御周期T0内での電圧ベ
クトル を取る時間τ４，τ６，τ０が得られる。
τ４／T0＝ks・Sin（π/3−φ０） τ６／T0＝ks・Sinφ０ τ０／T0＝1-ks・Sin（φ０＋π/3） ……（３） ただし、ksは電圧制御率であって、 である。
上記の（３）式は角度φが０≦φ≦π/3の範囲での関
係式だが、他の区間では、インバータが対称三相の動作
を行うことから、次頁に示す表の如く各記号を置換し
て、０≦φ≦２πの範囲での関係式が得られる。
係式だが、他の区間では、インバータが対称三相の動作
を行うことから、次頁に示す表の如く各記号を置換し
て、０≦φ≦２πの範囲での関係式が得られる。
その場合、上記の表に従ってパルス幅変調制御を行う
際に、角度φの全期間（０≦φ＜２π）について零ベク
トルとして を使用する場合を考えるに、短絡防止時間tdをtd＝０と
して、基本波周波数60Hz、基本波電圧90V、キャリア周
波数4.3KHzの条件下でシュミレーションした結果を示す
と、出力電圧の高調波は第13図に示すようになる。
際に、角度φの全期間（０≦φ＜２π）について零ベク
トルとして を使用する場合を考えるに、短絡防止時間tdをtd＝０と
して、基本波周波数60Hz、基本波電圧90V、キャリア周
波数4.3KHzの条件下でシュミレーションした結果を示す
と、出力電圧の高調波は第13図に示すようになる。
一方、短絡防止時間tdをtd＝20μＳとして、上記と同
条件下でシュミレーションした場合の出力電圧の高調波
は第14図に示すようになり、この第14図から線間電圧の
誤差電圧を示すと、出力電圧と出力電流との位相差を30
°として、第15図のようになり、偶数調波が含まれてい
ることが判る。今、第13図と第14図とを比較すると、短
絡防止時間tdの存在する第14図の場合には、２次,4次な
どの遇数調波が発生すると共に、５次,7次調波成分が増
加し、それ故に、損失及び磁気騒音が増加すると共に高
調波の次数が低いほど出力電流の波形が大きく歪むこと
になる。
条件下でシュミレーションした場合の出力電圧の高調波
は第14図に示すようになり、この第14図から線間電圧の
誤差電圧を示すと、出力電圧と出力電流との位相差を30
°として、第15図のようになり、偶数調波が含まれてい
ることが判る。今、第13図と第14図とを比較すると、短
絡防止時間tdの存在する第14図の場合には、２次,4次な
どの遇数調波が発生すると共に、５次,7次調波成分が増
加し、それ故に、損失及び磁気騒音が増加すると共に高
調波の次数が低いほど出力電流の波形が大きく歪むこと
になる。
そこで、本発明では、偶数調波の発生を抑制するよう
に対処する。これを考察するに、先ず、上記第15図で誤
差電圧が顕著な０≦φ０＜π/3、及びこの範囲と位相差
が180°異なるπ≦φ０＜４π/3の範囲について検討す
るに、前者の範囲で零ベクトルを に選定し、後者の範囲で の零ベクトルを選定するとすると、ｕ相,v相,w相の各ト
ランジスタのON/OFFの状態は、上記の表記方法では第10
図のようになる。この第10図から判るように、この両者
の範囲ではトランジスタの状態は全く逆である。また、
出力電流の極性も180°位相がずれるので逆となり、発
生する誤差電圧の極性も形も逆になる。
に対処する。これを考察するに、先ず、上記第15図で誤
差電圧が顕著な０≦φ０＜π/3、及びこの範囲と位相差
が180°異なるπ≦φ０＜４π/3の範囲について検討す
るに、前者の範囲で零ベクトルを に選定し、後者の範囲で の零ベクトルを選定するとすると、ｕ相,v相,w相の各ト
ランジスタのON/OFFの状態は、上記の表記方法では第10
図のようになる。この第10図から判るように、この両者
の範囲ではトランジスタの状態は全く逆である。また、
出力電流の極性も180°位相がずれるので逆となり、発
生する誤差電圧の極性も形も逆になる。
従って、180°位相のずれた位置で極性の異なる同一
現象が起るので、出力電圧には偶数調波の発生が有効に
抑制されると共に、奇数調波の余分な低次調波の発生も
有効に軽減される。
現象が起るので、出力電圧には偶数調波の発生が有効に
抑制されると共に、奇数調波の余分な低次調波の発生も
有効に軽減される。
出力電圧は三相交流であるので、その三相交流が120
°づつ位相がずれている対称性を考慮して、 の零のベクトルと の零ベクトルとを電気角でπ/3期間毎に交互に使用す
る。
°づつ位相がずれている対称性を考慮して、 の零のベクトルと の零ベクトルとを電気角でπ/3期間毎に交互に使用す
る。
つまり、本発明の具体的な解決手段は、三相巻線に接
続され、各相一対で合計６個のスイッチング素子を有す
るブリッジ回路と、下記式 で定義され、上記ブリッジ回路の各相スイッチング素子
のON/OFF状態に応じて取り得る全８種の電圧ベクトル を適宜選定する電圧ベクトル選定手段と、該電圧ベクト
ル選定手段により選定された電圧ベクトルに応じて上記
ブリッジ回路の各相スイッチング素子をON/OFF制御する
制御手段とを備えて、上記三相巻線に三相交流電圧を印
加するようにしたインバータのパルス幅変調制御装置を
対象とする。そして、上記電圧ベクトル選定手段が選定
する零ベクトルを、各相上側の３個のスイッチング素子
が同時にONする第１零ベクトルV7と、各相下側の３個の
スイッチング素子が同時にONする第２零ベクトルV0と
に、電気角でπ/3毎に交互に選定させる零ベクトル選定
手段を設ける構成としている。
続され、各相一対で合計６個のスイッチング素子を有す
るブリッジ回路と、下記式 で定義され、上記ブリッジ回路の各相スイッチング素子
のON/OFF状態に応じて取り得る全８種の電圧ベクトル を適宜選定する電圧ベクトル選定手段と、該電圧ベクト
ル選定手段により選定された電圧ベクトルに応じて上記
ブリッジ回路の各相スイッチング素子をON/OFF制御する
制御手段とを備えて、上記三相巻線に三相交流電圧を印
加するようにしたインバータのパルス幅変調制御装置を
対象とする。そして、上記電圧ベクトル選定手段が選定
する零ベクトルを、各相上側の３個のスイッチング素子
が同時にONする第１零ベクトルV7と、各相下側の３個の
スイッチング素子が同時にONする第２零ベクトルV0と
に、電気角でπ/3毎に交互に選定させる零ベクトル選定
手段を設ける構成としている。
（作用） 以上の構成により、本発明では、角度φ０と、これと
は180°ずれた角度（φ０＋180°）では、パルス幅変調
制御に使用される零ベクトルは、一方では となるので、各相スイッチング素子のON,OFFの変化は全
く逆になる。また、この両角度は位相が180°ずれてい
るので、出力電流の極性も反対になる。従って、角度φ
０でアームの短絡防止時間の存在に起因して誤差電圧が
発生しても、その位相が180°異なる角度で同様に発生
する誤差電圧は、角度φ０で発生した誤差電圧と極性が
逆で且つ波形も逆の波形となるので、誤差電圧が十分に
小値になり又は無くなって、偶数調波の発生が有効に抑
制されると共に、５次,7次などの余分な低次調波の発生
が抑制され、その結果、出力電圧の波形は正弦波の理想
波形に近付いて、損失や磁気騒音が軽減されると共に、
電流波形の歪みが低減されることになる。
は180°ずれた角度（φ０＋180°）では、パルス幅変調
制御に使用される零ベクトルは、一方では となるので、各相スイッチング素子のON,OFFの変化は全
く逆になる。また、この両角度は位相が180°ずれてい
るので、出力電流の極性も反対になる。従って、角度φ
０でアームの短絡防止時間の存在に起因して誤差電圧が
発生しても、その位相が180°異なる角度で同様に発生
する誤差電圧は、角度φ０で発生した誤差電圧と極性が
逆で且つ波形も逆の波形となるので、誤差電圧が十分に
小値になり又は無くなって、偶数調波の発生が有効に抑
制されると共に、５次,7次などの余分な低次調波の発生
が抑制され、その結果、出力電圧の波形は正弦波の理想
波形に近付いて、損失や磁気騒音が軽減されると共に、
電流波形の歪みが低減されることになる。
（発明の効果） 以上説明したように、本発明のインバータのパルス幅
変調制御装置によれば、一対の上下スイッチング素子の
ON時間にアーム短絡防止時間を設けた場合に、このアー
ム短絡防止時間の存在により誤差電圧が発生しても、位
相の180°異なる位置でその誤差電圧同志を、極性及び
形が全く逆になるようにできるので、偶数調波及び余分
な低次調波の発生を有効に抑制することができ、損失及
び磁気騒音を軽減できると共に、出力電流波形の歪みを
低減することができる。
変調制御装置によれば、一対の上下スイッチング素子の
ON時間にアーム短絡防止時間を設けた場合に、このアー
ム短絡防止時間の存在により誤差電圧が発生しても、位
相の180°異なる位置でその誤差電圧同志を、極性及び
形が全く逆になるようにできるので、偶数調波及び余分
な低次調波の発生を有効に抑制することができ、損失及
び磁気騒音を軽減できると共に、出力電流波形の歪みを
低減することができる。
（実施例） 以下、本発明の実施例を図面に基いて説明する。
第１図及び第２図は本発明に係るインバータのパルス
幅変調（以下、PWMと略す）制御装置を示す。各図にお
いて、（１）は３つの巻線（2a），（2b），（2c）をＹ
接続した三相巻線（２）を有する誘導電動機、（３）は
該誘導電動機（１）に接続された電圧形のインバータで
あって、該インバータ（３）には、上記誘導電動機
（１）の三相巻線（２）に接続されたトランジスタ・ブ
リッジ回路（４）が備えられ、該ブリッジ回路（４）
は、各々還流ダイオード（Da）〜（Dc′）を有する複数
個（６個）のMOSFET等のトランジスタ（スイッチング素
子）（Tra），（Tra′），（Trb），（Trb′），（Tr
c），（Trc′）を有する。そして、該インバータ（３）
には、三相電源（５）の三相交流を整流する整流器
（６）から直流電圧が印加されている。
幅変調（以下、PWMと略す）制御装置を示す。各図にお
いて、（１）は３つの巻線（2a），（2b），（2c）をＹ
接続した三相巻線（２）を有する誘導電動機、（３）は
該誘導電動機（１）に接続された電圧形のインバータで
あって、該インバータ（３）には、上記誘導電動機
（１）の三相巻線（２）に接続されたトランジスタ・ブ
リッジ回路（４）が備えられ、該ブリッジ回路（４）
は、各々還流ダイオード（Da）〜（Dc′）を有する複数
個（６個）のMOSFET等のトランジスタ（スイッチング素
子）（Tra），（Tra′），（Trb），（Trb′），（Tr
c），（Trc′）を有する。そして、該インバータ（３）
には、三相電源（５）の三相交流を整流する整流器
（６）から直流電圧が印加されている。
また、（８）は上記ブリッジ回路（４）の６個のトラ
ンジスタ（Tra）〜（Trc′）のON時間、つまりPWM制御
パターンを形成する１チップのマイコンであって、該マ
イコン（８）には、上記各トランジスタ（Tra）〜（Tr
c′）をON/OFF作動させるベースドライバ（8a）が備え
られており、該マイコン（８）によるトランジスタ（Tr
a）〜（Trc′）のON/OFF制御により、直流をパルス幅変
調するようにしている。
ンジスタ（Tra）〜（Trc′）のON時間、つまりPWM制御
パターンを形成する１チップのマイコンであって、該マ
イコン（８）には、上記各トランジスタ（Tra）〜（Tr
c′）をON/OFF作動させるベースドライバ（8a）が備え
られており、該マイコン（８）によるトランジスタ（Tr
a）〜（Trc′）のON/OFF制御により、直流をパルス幅変
調するようにしている。
次に、上記マイコン（８）によるPWM制御パターンの
形成について説明する。
形成について説明する。
このPWM制御パターンの形成は、出力電圧の時間積分
の軌跡を円軌跡に近づけるようPWM制御パターンを決定
して行うものである。つまり、インバータ（３）の出力
端子の電位をva,vb,vcとして、次式で定義される出力電
圧ベクトル 及びこの電圧ベクトル の時間積分 を考える。
の軌跡を円軌跡に近づけるようPWM制御パターンを決定
して行うものである。つまり、インバータ（３）の出力
端子の電位をva,vb,vcとして、次式で定義される出力電
圧ベクトル 及びこの電圧ベクトル の時間積分 を考える。
今、誘導電動機（１）の三相巻線（２）に角周波数ω
の平衡三相電圧 が加わる時の電圧ベクトル 及びその時間積分 は、複素平面上で円軌跡を描く。
の平衡三相電圧 が加わる時の電圧ベクトル 及びその時間積分 は、複素平面上で円軌跡を描く。
一方、電圧形インバータ（３）において、＋側（図中
上側）のトランジスタのON状態を「１」、−側（図中下
側）のON状態を「０」で表わし、ａ相、ｂ相、ｃ相の順
に「101」、「011」等と表記すると、インバータ（３）
の状態は８通り存在し、この各状態の電圧ベクトル は、第３図に示すように、大きさが （Vdは整流器（６）の直流電圧）で、その方向は同図に
示す方向となる。ここに、 で零ベクトルであり、零ベクトル は各相＋側の３個のトランジスタ（Tra），（Trb），
（Trc）が同時にONするベクトルであって説明上、第１
零ベクトルとし、零ベクトル は各相−側の３個のトランジスタ（Tra′），（Tr
b′），（Trc′）が同時にONするベクトルであって第２
零ベクトルとする。
上側）のトランジスタのON状態を「１」、−側（図中下
側）のON状態を「０」で表わし、ａ相、ｂ相、ｃ相の順
に「101」、「011」等と表記すると、インバータ（３）
の状態は８通り存在し、この各状態の電圧ベクトル は、第３図に示すように、大きさが （Vdは整流器（６）の直流電圧）で、その方向は同図に
示す方向となる。ここに、 で零ベクトルであり、零ベクトル は各相＋側の３個のトランジスタ（Tra），（Trb），
（Trc）が同時にONするベクトルであって説明上、第１
零ベクトルとし、零ベクトル は各相−側の３個のトランジスタ（Tra′），（Tr
b′），（Trc′）が同時にONするベクトルであって第２
零ベクトルとする。
上記電圧ベクトルの時間積分 であるから、インバータ（３）の駆動時の時間積分 は、電圧ベクトル の方向に の速度で動く（但し、零ベクトルの場合は停止する）。
従って、電圧形インバータ（３）のPWM制御パターン
は、電圧ベクトル時間積分 の複素平面上でのベクトル軌跡が指定半径Ｒの円周に沿
って角速度ωで動くよう電圧ベクトル を適宜選定して決定する。（指定半径Ｒは、基本波電圧
の線電圧の実効値をV1、角周波数をωとすると、Ｒ＝V1
／ω）である。
は、電圧ベクトル時間積分 の複素平面上でのベクトル軌跡が指定半径Ｒの円周に沿
って角速度ωで動くよう電圧ベクトル を適宜選定して決定する。（指定半径Ｒは、基本波電圧
の線電圧の実効値をV1、角周波数をωとすると、Ｒ＝V1
／ω）である。
例えば第４図に示す如く、角度φが０≦φ≦π/3の範
囲では、電圧ベクトル 及び零ベクトル（例えば を用い、点P0にて時間τ０だけ留まり、その後 を時間τ４だけ取って点q1に達し、更に を時間τ６だけ取って点P1に到達する場合を考えると、
ΔP0q1P1において、▲▼V1・T0 であり、またT0を制御周期とするとτ０＋τ４＋τ６＝
T0であるから、上式を解いて、期間T0内での電圧ベクト
ル を取る時間τ４，τ６，τ０が得られる。
囲では、電圧ベクトル 及び零ベクトル（例えば を用い、点P0にて時間τ０だけ留まり、その後 を時間τ４だけ取って点q1に達し、更に を時間τ６だけ取って点P1に到達する場合を考えると、
ΔP0q1P1において、▲▼V1・T0 であり、またT0を制御周期とするとτ０＋τ４＋τ６＝
T0であるから、上式を解いて、期間T0内での電圧ベクト
ル を取る時間τ４，τ６，τ０が得られる。
τ４／T0＝ks・Sin（π/3−φ０） τ６／T0＝ks・Sinφ０ τ０／T0＝1-ks・Sin（φ０＋π/3） ……（３） ただし、ksは電圧制御率であって、 である。
上記の角度φの０≦φ≦π/3の範囲での関係式（３）
を、インバータ（３）の対称三相の動作を考慮しつつ次
頁に示す表の如く各記号を置換して、０≦φ≦２πの範
囲での関係式が得られる。
を、インバータ（３）の対称三相の動作を考慮しつつ次
頁に示す表の如く各記号を置換して、０≦φ≦２πの範
囲での関係式が得られる。
よって、以上の構成により、上記（１）式で定義され
る電圧ベクトルVPにおいて、ブリッジ回路（４）の各相
トランジスタ（Tra）〜（Trc′）のON/OFF状態に応じて
取り得る第３図に示すような全８種の電圧ベクトルV0〜
V7のうち、零ベクトルV0又はV7を含む３種の電圧ベクト
ルVPを、該電圧ベクトルVPの時間積分の複素平面上のベ
クトル軌跡が円軌跡を描くように電気角でπ/3毎に適宜
選定するようにした電圧ベクトル選定手段（10）を構成
している。
る電圧ベクトルVPにおいて、ブリッジ回路（４）の各相
トランジスタ（Tra）〜（Trc′）のON/OFF状態に応じて
取り得る第３図に示すような全８種の電圧ベクトルV0〜
V7のうち、零ベクトルV0又はV7を含む３種の電圧ベクト
ルVPを、該電圧ベクトルVPの時間積分の複素平面上のベ
クトル軌跡が円軌跡を描くように電気角でπ/3毎に適宜
選定するようにした電圧ベクトル選定手段（10）を構成
している。
次に、上記（３）式の電圧ベクトルを取る時間τに基
いて各トランジスタ（Tra）〜（Trc′）のON/OFFパター
ン（PWM制御パターン）を求める。この場合、電圧ベク
トルの時間τとPWM制御パターンとの関係は、電圧ベク
トルを取る順序に応じて変化するから、今、簡単のた
め、各制御周期T0では同一パターンを繰返すと共に、各
制御周期T0内でのトランジスタのON/OFF切換えは１度の
みという制約条件を加えると、PWM制御パターンは、第
５図（イ）〜（ニ）に示す４パターンに代表される（図
中、τ＋は＋側のトランジスタのON時間を、τ−は一側
のトランジスタのON時間を各々示す）。
いて各トランジスタ（Tra）〜（Trc′）のON/OFFパター
ン（PWM制御パターン）を求める。この場合、電圧ベク
トルの時間τとPWM制御パターンとの関係は、電圧ベク
トルを取る順序に応じて変化するから、今、簡単のた
め、各制御周期T0では同一パターンを繰返すと共に、各
制御周期T0内でのトランジスタのON/OFF切換えは１度の
みという制約条件を加えると、PWM制御パターンは、第
５図（イ）〜（ニ）に示す４パターンに代表される（図
中、τ＋は＋側のトランジスタのON時間を、τ−は一側
のトランジスタのON時間を各々示す）。
本実施例では、０≦φ≦π/3の範囲では、上記表から
判るように、同図（ロ）又は（ハ）のPWM制御パターン
を採用するので、そのうち特に同図（ロ）のPWM制御パ
ターンを採用することとする。電圧形インバータ（３）
では、PWM制御パターンは、制御周期T0の最初にONする
トランジスタの名称と、これがOFFに転じる時間が分れ
ば一意的に決定されるから、上記（３）式及び第５図
（ロ）を参照して、PWM制御パターンは角度φが０≦φ
＜π/3の範囲では下記式で決定される。
判るように、同図（ロ）又は（ハ）のPWM制御パターン
を採用するので、そのうち特に同図（ロ）のPWM制御パ
ターンを採用することとする。電圧形インバータ（３）
では、PWM制御パターンは、制御周期T0の最初にONする
トランジスタの名称と、これがOFFに転じる時間が分れ
ば一意的に決定されるから、上記（３）式及び第５図
（ロ）を参照して、PWM制御パターンは角度φが０≦φ
＜π/3の範囲では下記式で決定される。
上記０≦φ＜π/3の範囲でのPWM制御パターンの関係
式（４）は、上記と同様にして各記号を置換すれば０≦
φ＜２πの範囲での関係式となる。
式（４）は、上記と同様にして各記号を置換すれば０≦
φ＜２πの範囲での関係式となる。
次に、１チップマイコン（８）の動作を第６図及び第
７図の制御フローに基いて第８図を参照しつつ説明す
る。第６図の制御フローは、各トランジスタ（Tra）〜
（Trc′）のON時間（PWM制御パターン）の演算フローで
あり、第７図の制御フローは実際に各トランジスタ（Tr
a）〜（Trc′）をON制御するフローである。先ず第６図
の制御フローから説明するに、キャリア周波数（例えば
5KHz）に応じた演算周期T0（例えば200μＳ）毎に繰返
し行われ、ステップSA1で出力電圧の位相ωｔ（＝
φ０）及び出力電圧の振幅V1を入力した後、ステップS
A2で上記表及びPWM制御パターンの関係式（４）に基い
て各トランジスタ（Tra）〜（Trc′）のON時間τ（ｎ＋
１）を演算すると共に、選択する零ベクトルを上記表に
基いて選定する。
７図の制御フローに基いて第８図を参照しつつ説明す
る。第６図の制御フローは、各トランジスタ（Tra）〜
（Trc′）のON時間（PWM制御パターン）の演算フローで
あり、第７図の制御フローは実際に各トランジスタ（Tr
a）〜（Trc′）をON制御するフローである。先ず第６図
の制御フローから説明するに、キャリア周波数（例えば
5KHz）に応じた演算周期T0（例えば200μＳ）毎に繰返
し行われ、ステップSA1で出力電圧の位相ωｔ（＝
φ０）及び出力電圧の振幅V1を入力した後、ステップS
A2で上記表及びPWM制御パターンの関係式（４）に基い
て各トランジスタ（Tra）〜（Trc′）のON時間τ（ｎ＋
１）を演算すると共に、選択する零ベクトルを上記表に
基いて選定する。
しかる後、続いてステップSA3で上記で演算されたト
ランジスタ（Tra）〜（Trc′）のON時間τ（ｎ＋１）を
予め設定した数値Ｎ（例えば４）で除して、この各ON時
間τ（ｎ＋１）を複数個Ｎ（４個）のパルスτ′（ｎ＋
１）（τ′（ｎ＋１）＝τ（ｎ＋１）/4）に分割する。
そして、ステップSA4でこの分割したパルスτ′（ｎ＋
１）を第９図に示す各相１個（電圧型インバータでは各
相アーム中の何れか一方のトランジスタは必ずON状態に
あるので、各相１個でよい）のスイッチング時間レジス
タに格納して、リターンする。
ランジスタ（Tra）〜（Trc′）のON時間τ（ｎ＋１）を
予め設定した数値Ｎ（例えば４）で除して、この各ON時
間τ（ｎ＋１）を複数個Ｎ（４個）のパルスτ′（ｎ＋
１）（τ′（ｎ＋１）＝τ（ｎ＋１）/4）に分割する。
そして、ステップSA4でこの分割したパルスτ′（ｎ＋
１）を第９図に示す各相１個（電圧型インバータでは各
相アーム中の何れか一方のトランジスタは必ずON状態に
あるので、各相１個でよい）のスイッチング時間レジス
タに格納して、リターンする。
また、第７図の制御フローは、その繰返し周期T0′は
上記第６図の演算周期T0よりも早く、上記ON時間τ（ｎ
＋１）の分割数Ｎ（４個）に応じて、T0′＝T0/Nに設定
されている（尚、分割数Ｎは、除算がシフトのみで実行
できるＮ＝2m（ｍ＝1,2…）に選定するのが好まし
い）。そして、上記第６図の制御フローにて分割パルス
τ′（ｎ＋１）が各相のスイッチング時間レジスタに格
納された後は、第８図に示す如く、次の演算周期T0中
で、ステップSB1でスイッチング時間レジスタの内容を
入力し、ステップSB2で分割パルスτ′（ｎ＋１）でも
って対応するトランジスタ（Tra）〜（Trc′）をON制御
して、リターンする。
上記第６図の演算周期T0よりも早く、上記ON時間τ（ｎ
＋１）の分割数Ｎ（４個）に応じて、T0′＝T0/Nに設定
されている（尚、分割数Ｎは、除算がシフトのみで実行
できるＮ＝2m（ｍ＝1,2…）に選定するのが好まし
い）。そして、上記第６図の制御フローにて分割パルス
τ′（ｎ＋１）が各相のスイッチング時間レジスタに格
納された後は、第８図に示す如く、次の演算周期T0中
で、ステップSB1でスイッチング時間レジスタの内容を
入力し、ステップSB2で分割パルスτ′（ｎ＋１）でも
って対応するトランジスタ（Tra）〜（Trc′）をON制御
して、リターンする。
よって、上記表に基いて選択された３種の電圧ベクト
ルVPになるように各トランジスタ（Tra）〜（Trc′）の
ON時間（PWM制御パターン）を上記（４）式に基いて第
７図の制御フローにより算出し、このPWM制御パターン
で各トランジスタ（Tra）〜（Trc′）を第７図の制御フ
ローにより制御することにより、上記電圧ベクトル選定
手段（10）で選定された３種の電圧ベクトルVPに応じて
上記ブリッジ回路（４）の各相トランジスタ（Tra）〜
（Trc′）をON/OFF制御するようにした制御手段（11）
を構成している。
ルVPになるように各トランジスタ（Tra）〜（Trc′）の
ON時間（PWM制御パターン）を上記（４）式に基いて第
７図の制御フローにより算出し、このPWM制御パターン
で各トランジスタ（Tra）〜（Trc′）を第７図の制御フ
ローにより制御することにより、上記電圧ベクトル選定
手段（10）で選定された３種の電圧ベクトルVPに応じて
上記ブリッジ回路（４）の各相トランジスタ（Tra）〜
（Trc′）をON/OFF制御するようにした制御手段（11）
を構成している。
そして、上記表において、角度φが電気角でπ/3毎に
選択する零ベクトルは、０≦φ＜π/3,2π/3≦φ＜π,4
π/3≦φ＜５π/3では第１零ベクトルV7を選択し、π/3
≦φ＜２π/3,π≦φ＜４π/3,5π/3≦φ＜２πでは第
２零ベクトルV0を選択するように設定されている。
選択する零ベクトルは、０≦φ＜π/3,2π/3≦φ＜π,4
π/3≦φ＜５π/3では第１零ベクトルV7を選択し、π/3
≦φ＜２π/3,π≦φ＜４π/3,5π/3≦φ＜２πでは第
２零ベクトルV0を選択するように設定されている。
よって、上記の構成により、上記電圧ベクトル選定手
段（10）が選定する２種の零ベクトル を、各相＋側（上側）の３個のトランジスタ（Tra）〜
（Trc）が同時にONする第１零ベクトル と、各相−側（下側）の３個のトランジスタ（Tra′）
〜（Trc′）が同時にONする第２零ベクトル とに、電気角でπ/3毎に交互に選定させるようにした零
ベクトル選定手段（12）を構成している。
段（10）が選定する２種の零ベクトル を、各相＋側（上側）の３個のトランジスタ（Tra）〜
（Trc）が同時にONする第１零ベクトル と、各相−側（下側）の３個のトランジスタ（Tra′）
〜（Trc′）が同時にONする第２零ベクトル とに、電気角でπ/3毎に交互に選定させるようにした零
ベクトル選定手段（12）を構成している。
したがって、上記実施例においては、各相のトランジ
スタ（Tra）〜（Trc′）のON/OFF制御についてアーム短
絡防止時間tdを設ける場合には、第17図（ｄ）に示すよ
うに出力電流の極性やトランジスタ（Tra）〜（Trc′）
のON-OFF状態に応じて異なる誤差電圧が発生する。
スタ（Tra）〜（Trc′）のON/OFF制御についてアーム短
絡防止時間tdを設ける場合には、第17図（ｄ）に示すよ
うに出力電流の極性やトランジスタ（Tra）〜（Trc′）
のON-OFF状態に応じて異なる誤差電圧が発生する。
しかし、上記表のπ/3の所定の角度範囲と、この範囲
と位相が電気角で180°異なる範囲、例えば角度φ０の
０≦φ０＜π/3の範囲とπ≦φ０＜４π/3の範囲とで
は、第10図に示すように、各相トランジスタのON/OFFの
状態は全く逆であり、また位相が180°異なるので出力
電流の極性も逆となる。その結果、この２つの範囲にお
いて発生する誤差電圧は、互いに極性が逆で且つ波形も
全く逆になるので、偶数調波の発生が有効に抑制される
と共に、５次,7次などの余分な低次調波の発生も十分に
抑制されることになる。
と位相が電気角で180°異なる範囲、例えば角度φ０の
０≦φ０＜π/3の範囲とπ≦φ０＜４π/3の範囲とで
は、第10図に示すように、各相トランジスタのON/OFFの
状態は全く逆であり、また位相が180°異なるので出力
電流の極性も逆となる。その結果、この２つの範囲にお
いて発生する誤差電圧は、互いに極性が逆で且つ波形も
全く逆になるので、偶数調波の発生が有効に抑制される
と共に、５次,7次などの余分な低次調波の発生も十分に
抑制されることになる。
今、上述のように角度φのπ/3毎に２つの零ベクトル を交互に使用した場合における出力電圧の高調波は、第
11図に示すようになり、偶数調波の発生は無いと共に、
５次,7次などの余分な低次調波の発生も十分に抑制され
ていることが判る。また、この場合に発生する線間電圧
の誤差電圧は第12図のようになり、偶数調波は含まれて
いないことが判る。
11図に示すようになり、偶数調波の発生は無いと共に、
５次,7次などの余分な低次調波の発生も十分に抑制され
ていることが判る。また、この場合に発生する線間電圧
の誤差電圧は第12図のようになり、偶数調波は含まれて
いないことが判る。
尚、上記実施例では、０≦φ０＜π/3の範囲で選択す
る零ベクトルを とし、その後π/3毎に零ベクトルを とに交互に選択したが、当初の０≦φ０＜π/3の範囲で
選択する零ベクトルを として、その後に零ベクトルを交互に選択するようにし
てもよいのは勿論である。
る零ベクトルを とし、その後π/3毎に零ベクトルを とに交互に選択したが、当初の０≦φ０＜π/3の範囲で
選択する零ベクトルを として、その後に零ベクトルを交互に選択するようにし
てもよいのは勿論である。
また、本発明はパルス幅変調制御そのものを改良して
アーム短絡防止時間に起因する誤差電圧の発生を抑制す
るものであるので、これに加えて従来のアーム短絡防止
時間補償用の後付け回路を追設できるのは勿論である。
アーム短絡防止時間に起因する誤差電圧の発生を抑制す
るものであるので、これに加えて従来のアーム短絡防止
時間補償用の後付け回路を追設できるのは勿論である。
第１図ないし第12図は本発明の実施例を示し、第１図は
全体概略構成図、第２図は電気回路図、第３図は電圧形
インバータの各種状態を８種の電圧ベクトルで表示した
説明図、第４図は電圧ベクトルの時間積分の複素平面上
での軌跡を円軌跡に近付けるための電圧ベクトル制御の
説明図、第５図は角度φの０≦φ＜π/3の範囲内で取り
得るPWM制御パターンの種類の説明図、第６図及び第７
図は各々各相トランジスタのON/OFF制御を示すフローチ
ャート図、第８図はPWM制御パターンの演算の説明図、
第９図は１チップマイコンの要部ブロック構成図、第10
図は位相の180°異なる位置での各相トランジスタの状
態の説明図、第11図は出力電圧に含む高調波成分を示す
図、第12図は発生する線間電圧の誤差電圧を示す図であ
る。第13図はアーム短絡防止時間を設けない場合の出力
電圧の高調波成分を示す図、第14図ないし第17図は従来
例を示し、第14図は出力電圧の高調波成分を示す図、第
15図は発生する線間電圧の誤差電圧を示す図、第16図は
インバータの要部電気回路図、第17図は誤差電圧の発生
の様子の説明図である。 （２）……三相巻線、（３）……電圧形インバータ、
（４）……ブリッジ回路、（Tra）〜（Trc′）……トラ
ンジスタ、（８）……マイコン、（10）……電圧ベクト
ル選定手段、（11）……制御手段、（12）……零ベクト
ル選定手段。
全体概略構成図、第２図は電気回路図、第３図は電圧形
インバータの各種状態を８種の電圧ベクトルで表示した
説明図、第４図は電圧ベクトルの時間積分の複素平面上
での軌跡を円軌跡に近付けるための電圧ベクトル制御の
説明図、第５図は角度φの０≦φ＜π/3の範囲内で取り
得るPWM制御パターンの種類の説明図、第６図及び第７
図は各々各相トランジスタのON/OFF制御を示すフローチ
ャート図、第８図はPWM制御パターンの演算の説明図、
第９図は１チップマイコンの要部ブロック構成図、第10
図は位相の180°異なる位置での各相トランジスタの状
態の説明図、第11図は出力電圧に含む高調波成分を示す
図、第12図は発生する線間電圧の誤差電圧を示す図であ
る。第13図はアーム短絡防止時間を設けない場合の出力
電圧の高調波成分を示す図、第14図ないし第17図は従来
例を示し、第14図は出力電圧の高調波成分を示す図、第
15図は発生する線間電圧の誤差電圧を示す図、第16図は
インバータの要部電気回路図、第17図は誤差電圧の発生
の様子の説明図である。 （２）……三相巻線、（３）……電圧形インバータ、
（４）……ブリッジ回路、（Tra）〜（Trc′）……トラ
ンジスタ、（８）……マイコン、（10）……電圧ベクト
ル選定手段、（11）……制御手段、（12）……零ベクト
ル選定手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 堂前 浩 大阪府堺市金岡町1304番地 ダイキン工 業株式会社堺製作所金岡工場内 (56)参考文献 特開 平２−111290（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−91669（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】三相巻線（２）に接続され、各相一対で合
計６個のスイッチング素子（Tra）〜（Trc′）を有する
ブリッジ回路（４）と、下記式 で定義され、上記ブリッジ回路（４）の各相スイッチン
グ素子（Tra）〜（Trc′）のON/OFF状態に応じて取り得
る全８種の電圧ベクトル を適宜選定する電圧ベクトル選定手段（10）と、該電圧
ベクトル選定手段（10）により選定された電圧ベクトル
に応じて上記ブリッジ回路（４）の各相スイッチング素
子（Tra）〜（Trc′）をON/OFF制御する制御手段（11）
とを備えて、上記三相巻線（２）に三相交流電圧を印加
するようにしたインバータのパルス幅変調制御装置であ
って、上記電圧ベクトル選定手段（10）が選定する零ベ
クトルを、各相の上側の３個のスイッチング素子（Tr
a）〜（Trc）が同時にON作動する第１零ベクトル と、各相の下側の３個のスイッチング素子（Tra′）〜
（Trc′）が同時にON作動する第２零ベクトル とに、電気角でπ/3毎に交互に選定させる零ベクトル選
定手段（12）とを備えたことを特徴とするインバータの
パルス幅変調制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002674A JP2522076B2 (ja) | 1990-01-09 | 1990-01-09 | インバ―タのパルス幅変調制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002674A JP2522076B2 (ja) | 1990-01-09 | 1990-01-09 | インバ―タのパルス幅変調制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03207271A JPH03207271A (ja) | 1991-09-10 |
| JP2522076B2 true JP2522076B2 (ja) | 1996-08-07 |
Family
ID=11535860
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002674A Expired - Lifetime JP2522076B2 (ja) | 1990-01-09 | 1990-01-09 | インバ―タのパルス幅変調制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2522076B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19519369A1 (de) * | 1995-05-26 | 1996-11-28 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zum Speisen einer Last |
| JP2008295161A (ja) * | 2007-05-23 | 2008-12-04 | Daikin Ind Ltd | 電力変換装置 |
-
1990
- 1990-01-09 JP JP2002674A patent/JP2522076B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03207271A (ja) | 1991-09-10 |
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