JPS6036711B2 - インバ−タ装置 - Google Patents
インバ−タ装置Info
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- JPS6036711B2 JPS6036711B2 JP55023040A JP2304080A JPS6036711B2 JP S6036711 B2 JPS6036711 B2 JP S6036711B2 JP 55023040 A JP55023040 A JP 55023040A JP 2304080 A JP2304080 A JP 2304080A JP S6036711 B2 JPS6036711 B2 JP S6036711B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- power supply
- neutral point
- potential
- circuit
- point
- Prior art date
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- Expired
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
- H02M7/487—Neutral point clamped inverters
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直流入力に基き可変周波数可変電圧の交流出力
を形成するＰＷＭィンバータ装置に関する。
を形成するＰＷＭィンバータ装置に関する。
たとえば交流電動機の回転速度を制御する場合に可変周
波数電源を用い、電源周波数を変化させることにより電
動機速度を制御することが行われる。
波数電源を用い、電源周波数を変化させることにより電
動機速度を制御することが行われる。
この場合の可変周波数電源としてはィンバ−夕装置が最
も一般的である。第１図は従来提供された代表的な３相
ブリッジィンバータ装置の主回路構成を示したものであ
る。この場合、スイッチング素子としてトランジスタを
用いており、３相ブリッジの各アームをトランジスタＳ
．，，Ｓ，２，Ｓ２，，Ｓ２２，Ｓ３，，Ｓ概の６個の
トランジス外こより構成し、トランジスタＳ，．とＳ，
２、Ｓ２，とＳ２２、Ｓ幻とＳ３２の各相互接続点Ｕ，
Ｖ，Ｗを各相出力端子としている。このブリッジ回路に
対し直流電源１から給電し、トランジスタＳ，．〜Ｓ３
２をＰＷＭ（パルス幅変調）方式でスイッチングさせる
ことにより出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに３相交流出力を形成す
る。そして、各トランジスタのスイッチング周期を制御
することにより３相可変出力電圧の周波数が変化する。
各トランジスタには、負荷の逆起電力等によるトランジ
スタの破壊防止のためフライホイルダイオードＤＦ，．
，ＤＦ地ＤＦａ，ＤＦ２２，ＤＦ３・，ＤＦ３２が設け
られている。２は直流電源１の両端子間に接続された平
滑・用コンデンサ２である。
も一般的である。第１図は従来提供された代表的な３相
ブリッジィンバータ装置の主回路構成を示したものであ
る。この場合、スイッチング素子としてトランジスタを
用いており、３相ブリッジの各アームをトランジスタＳ
．，，Ｓ，２，Ｓ２，，Ｓ２２，Ｓ３，，Ｓ概の６個の
トランジス外こより構成し、トランジスタＳ，．とＳ，
２、Ｓ２，とＳ２２、Ｓ幻とＳ３２の各相互接続点Ｕ，
Ｖ，Ｗを各相出力端子としている。このブリッジ回路に
対し直流電源１から給電し、トランジスタＳ，．〜Ｓ３
２をＰＷＭ（パルス幅変調）方式でスイッチングさせる
ことにより出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗに３相交流出力を形成す
る。そして、各トランジスタのスイッチング周期を制御
することにより３相可変出力電圧の周波数が変化する。
各トランジスタには、負荷の逆起電力等によるトランジ
スタの破壊防止のためフライホイルダイオードＤＦ，．
，ＤＦ地ＤＦａ，ＤＦ２２，ＤＦ３・，ＤＦ３２が設け
られている。２は直流電源１の両端子間に接続された平
滑・用コンデンサ２である。
第２図ａ，ｂ，ｃは、第１図の回路の各出力端子電圧、
電源中性点と負荷中性点との間の電圧、負荷の１相とし
てＵ相の電圧をそれぞれ示したものである。
電源中性点と負荷中性点との間の電圧、負荷の１相とし
てＵ相の電圧をそれぞれ示したものである。
・まず同図ａは電源出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの電源中性点０
との間の電圧波形を示したもので、ＶＵ‐ｏは出力端子
Ｕと電源中性点０との間の、Ｖｖ‐ｏは同じくＶと０と
の間の、ＶＷｏは同じくＷと０との間の各電圧波形を示
したもので、これらは何れも同一波形であり、互いに１
２００位相がずれている。次に同図ｂは電源中性点０と
負荷中性点ＯＭとの間の電圧波形を示したもので、３相
出力電圧の合成電圧の１／３に相当する。そして同図ｃ
は電源Ｕ相出力端子と負荷中性点ＯＭとの電圧波形を示
している。この種インバータではその出力中にできるだ
け高調波を含まないことが望ましい。それは、電動機の
高調波を多く含む電力が与えられると損失が増大して電
動機効率が低下し、またトルク脈動が生じる等の問題が
あるからである。しかしながら、上記従来のィンバータ
ではかなりの高調波分を含んだ出力しか得られず、電動
機用電源としては不充分なものである。
との間の電圧波形を示したもので、ＶＵ‐ｏは出力端子
Ｕと電源中性点０との間の、Ｖｖ‐ｏは同じくＶと０と
の間の、ＶＷｏは同じくＷと０との間の各電圧波形を示
したもので、これらは何れも同一波形であり、互いに１
２００位相がずれている。次に同図ｂは電源中性点０と
負荷中性点ＯＭとの間の電圧波形を示したもので、３相
出力電圧の合成電圧の１／３に相当する。そして同図ｃ
は電源Ｕ相出力端子と負荷中性点ＯＭとの電圧波形を示
している。この種インバータではその出力中にできるだ
け高調波を含まないことが望ましい。それは、電動機の
高調波を多く含む電力が与えられると損失が増大して電
動機効率が低下し、またトルク脈動が生じる等の問題が
あるからである。しかしながら、上記従来のィンバータ
ではかなりの高調波分を含んだ出力しか得られず、電動
機用電源としては不充分なものである。
本発明の目的は、高調波含有率の少ない出力を形成し得
るＰＷＭィンバータ装置を提供することである。
るＰＷＭィンバータ装置を提供することである。
以下第３図乃至第８図を参照して本発明の実施例を説明
する。
する。
第３図は本発明の一実施例を示したもので、２１，１′
は直流電源でありその相互接続点が電源中性点０として
機能する。
は直流電源でありその相互接続点が電源中性点０として
機能する。
また直列接続された直流電源１，１′は両者全体として
直流電源を構成し、端子Ｐ，Ｎから給電する。この端子
Ｐ，Ｎ間には平滑コンデンサ２およず３相ブリッジ形ス
イ３ッチング回路が接続される。このスイッチング回路
は、第１図と同様のスイッチングトランジスタＳ，．〜
Ｓ既に加えて各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗを電源中性点川こ薮
続するためのスイッチングトランジスタＳ，３，Ｓ，４
，Ｓ２３，Ｓ２４，３Ｓｗ，Ｓ３４およびダイオードＤ
，．，Ｄ，２，Ｄ２，，○２，Ｄ３，，Ｄ３２からなる
回路が設けられている。
直流電源を構成し、端子Ｐ，Ｎから給電する。この端子
Ｐ，Ｎ間には平滑コンデンサ２およず３相ブリッジ形ス
イ３ッチング回路が接続される。このスイッチング回路
は、第１図と同様のスイッチングトランジスタＳ，．〜
Ｓ既に加えて各出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗを電源中性点川こ薮
続するためのスイッチングトランジスタＳ，３，Ｓ，４
，Ｓ２３，Ｓ２４，３Ｓｗ，Ｓ３４およびダイオードＤ
，．，Ｄ，２，Ｄ２，，○２，Ｄ３，，Ｄ３２からなる
回路が設けられている。
そして、この回路は、たとえば出力端子Ｕに関する構成
についてみれば、出力端子Ｕと電源中性点０との間に、
トランジスタＳ，３とダイオードＤ，．、およ字びトラ
ンジスタＳ，４とダイオードＤ，２の各直列回路が逆並
列に接続されて挿入されている。これにより出力端子Ｕ
が０電位になるべきとき、出力端子Ｕの電位が電源中性
点川こ対し正電位であればトランジスタＳ，４とダイオ
−ドＤ，２との直列回路を介して、また負電圧であれば
ダイオードＤ，，とトランジスタＳ，３との直列回路を
介して等電位電流が流れ、出力端子Ｕと電源中性点０と
が０電位になる。この構成は出力端子Ｖ，Ｗについても
同様である。第４図はこの３相ブリッジ形スイッチング
回路におけるＵ相出力端子を含んだ単位インバータのス
イッチングトランジスタＳ，．，Ｓ，２，Ｓ．３，Ｓ，
４に与えるべきベース信号を示すタイムチャートである
。
についてみれば、出力端子Ｕと電源中性点０との間に、
トランジスタＳ，３とダイオードＤ，．、およ字びトラ
ンジスタＳ，４とダイオードＤ，２の各直列回路が逆並
列に接続されて挿入されている。これにより出力端子Ｕ
が０電位になるべきとき、出力端子Ｕの電位が電源中性
点川こ対し正電位であればトランジスタＳ，４とダイオ
−ドＤ，２との直列回路を介して、また負電圧であれば
ダイオードＤ，，とトランジスタＳ，３との直列回路を
介して等電位電流が流れ、出力端子Ｕと電源中性点０と
が０電位になる。この構成は出力端子Ｖ，Ｗについても
同様である。第４図はこの３相ブリッジ形スイッチング
回路におけるＵ相出力端子を含んだ単位インバータのス
イッチングトランジスタＳ，．，Ｓ，２，Ｓ．３，Ｓ，
４に与えるべきベース信号を示すタイムチャートである
。
いま図におけるｔｏ時点をみると、トランジスタＳ，４
，Ｓ，３がオン、Ｓ，．，Ｓ，２がオフである。これに
より出力端子ＵはダイオードＤ，，とトランジスタＳ，
３の直列回路およびトランジスタＳ，４とダイオードＤ
．２の直列回路を介て電源中性点０に接続され、一方、
端子Ｐ，ＮとはトランジスタＳ川Ｓ，２により切離され
るので、出力端子Ｕは電源中性点０の電位に固定される
。この状態が時点じからｔ，まで続く、時点ｔ，になる
と、トランジスタＳ，，，Ｓ，８がオンとなり、ＳＭ，
Ｓ，２がオフとなる。これにより出力端子Ｕはトランジ
スタＳ，，によって端子Ｐに接続され、このときトラン
ジスタＳＩ３はオンではあるが通電方向と逆方向に電圧
が加わっていること、およびトランジスタＳ，２，Ｓ，
４がオフであるので電源中性点０、端子Ｎとは切離され
ることにより出力端子Ｕは端子Ｐの電位となる。この状
態が時点ｔ２まで続く。時点ｔ２になると時点ｔｏにお
けると同様の状態になり、それが時点らまで続く。つま
り出力端子Ｕは再び電源中性点０の電位となる。そして
時点ｔ３になると時点ｔ，と同様にトランジスタＳ，．
，Ｓ，３がオン、Ｓ．２，Ｓ，４がオフとなって出力端
子Ｕは端子Ｐの電位となり時点ｔ４までその状態が続く
。この時点ｔ３−し間を中心位置として対称波形になる
ように各トランジスタのスイッチングが行なわれる。つ
まり時点ｔ４−ら間がｔ２−ら間に対応し、ｔ５−ｔ６
間がｔ，一ｔ２間に対応し、時点ｔ６以降がｔｏ−ｔ，
間に対応する。このように、時点ｔ４一ち間での出力端
子Ｕの電位は電源中性点０の電位となり、時点ｔ５で端
子Ｐの電位に変り、時点らで電源中性点０の電位に戻る
。時点ｔ６−ｔ７の期間は、出力端子Ｕの電位が電源中
性点０の電位となり、これを過渡期間として出力端子Ｕ
の電位極性が反転する。
，Ｓ，３がオン、Ｓ，．，Ｓ，２がオフである。これに
より出力端子ＵはダイオードＤ，，とトランジスタＳ，
３の直列回路およびトランジスタＳ，４とダイオードＤ
．２の直列回路を介て電源中性点０に接続され、一方、
端子Ｐ，ＮとはトランジスタＳ川Ｓ，２により切離され
るので、出力端子Ｕは電源中性点０の電位に固定される
。この状態が時点じからｔ，まで続く、時点ｔ，になる
と、トランジスタＳ，，，Ｓ，８がオンとなり、ＳＭ，
Ｓ，２がオフとなる。これにより出力端子Ｕはトランジ
スタＳ，，によって端子Ｐに接続され、このときトラン
ジスタＳＩ３はオンではあるが通電方向と逆方向に電圧
が加わっていること、およびトランジスタＳ，２，Ｓ，
４がオフであるので電源中性点０、端子Ｎとは切離され
ることにより出力端子Ｕは端子Ｐの電位となる。この状
態が時点ｔ２まで続く。時点ｔ２になると時点ｔｏにお
けると同様の状態になり、それが時点らまで続く。つま
り出力端子Ｕは再び電源中性点０の電位となる。そして
時点ｔ３になると時点ｔ，と同様にトランジスタＳ，．
，Ｓ，３がオン、Ｓ．２，Ｓ，４がオフとなって出力端
子Ｕは端子Ｐの電位となり時点ｔ４までその状態が続く
。この時点ｔ３−し間を中心位置として対称波形になる
ように各トランジスタのスイッチングが行なわれる。つ
まり時点ｔ４−ら間がｔ２−ら間に対応し、ｔ５−ｔ６
間がｔ，一ｔ２間に対応し、時点ｔ６以降がｔｏ−ｔ，
間に対応する。このように、時点ｔ４一ち間での出力端
子Ｕの電位は電源中性点０の電位となり、時点ｔ５で端
子Ｐの電位に変り、時点らで電源中性点０の電位に戻る
。時点ｔ６−ｔ７の期間は、出力端子Ｕの電位が電源中
性点０の電位となり、これを過渡期間として出力端子Ｕ
の電位極性が反転する。
すなわち時点ｔ７ではトランジスタＳ，４，Ｓ，２がオ
ン、Ｓ，．，Ｓ，３がオフとなるから出力端子Ｕは端子
Ｎに接続される。そして、トランジスタＳ，．がオフ、
Ｓ，４がオン状態を続ける一方、トランジスタＳ，２，
Ｓ．３がオン、オフを繰返し、これにより出力端子Ｕの
電圧は電源中性点０および端子Ｎの電位をとる。出力端
子Ｖ，Ｗについても同様である。この第４図のベース信
号波形から明らかなように、トランジスタＳ，．とＳ，
４、Ｓ，２とＳ，３は互に共役的関係となっている。共
役的関係とは、一方がオンのとき他方はオフとなるよう
に同期的に反転動作を行う関係をいう。この動作の結果
、出力端子Ｕの電位は端子Ｐ，Ｎの何れか一方の電位お
よび電源中性点０の電位の３電位の何れかとなり、第１
図の回路の場合のように、電源端子の一方の電位から直
接に他方の電位まで変化するようなことはない。したが
って変調時における出力端子の電位の変化幅は第１図の
場合の１／２に低減されこれに伴いィンバ−夕出力にお
ける高調波の振幅も半減し、高調波含有率も約半分に低
減される。第５図ａ，ｂ，ｃは第２図ａ，ｂ，ｃに相当
する第３図の回路の出力波形図である。このうち特に同
図ａに示すＶＵ‐ｏ，Ｖｖ−ｏ，Ｖｗ‐ｏの３つの電圧
波形を第２図ａのそれらと対比すれば明らかなように、
電圧変化は直流電源の端子Ｐ，Ｎの有する電位の一方か
ら電源中性点の電位への変化に留まり、端子Ｐ，Ｎの一
方の電位から直ちにもう一方の端子の電位まで変化する
ことがない。これにより電源中性点０と負荷中性点ＯＭ
との間の電圧Ｖ帆−。
ン、Ｓ，．，Ｓ，３がオフとなるから出力端子Ｕは端子
Ｎに接続される。そして、トランジスタＳ，．がオフ、
Ｓ，４がオン状態を続ける一方、トランジスタＳ，２，
Ｓ．３がオン、オフを繰返し、これにより出力端子Ｕの
電圧は電源中性点０および端子Ｎの電位をとる。出力端
子Ｖ，Ｗについても同様である。この第４図のベース信
号波形から明らかなように、トランジスタＳ，．とＳ，
４、Ｓ，２とＳ，３は互に共役的関係となっている。共
役的関係とは、一方がオンのとき他方はオフとなるよう
に同期的に反転動作を行う関係をいう。この動作の結果
、出力端子Ｕの電位は端子Ｐ，Ｎの何れか一方の電位お
よび電源中性点０の電位の３電位の何れかとなり、第１
図の回路の場合のように、電源端子の一方の電位から直
接に他方の電位まで変化するようなことはない。したが
って変調時における出力端子の電位の変化幅は第１図の
場合の１／２に低減されこれに伴いィンバ−夕出力にお
ける高調波の振幅も半減し、高調波含有率も約半分に低
減される。第５図ａ，ｂ，ｃは第２図ａ，ｂ，ｃに相当
する第３図の回路の出力波形図である。このうち特に同
図ａに示すＶＵ‐ｏ，Ｖｖ−ｏ，Ｖｗ‐ｏの３つの電圧
波形を第２図ａのそれらと対比すれば明らかなように、
電圧変化は直流電源の端子Ｐ，Ｎの有する電位の一方か
ら電源中性点の電位への変化に留まり、端子Ｐ，Ｎの一
方の電位から直ちにもう一方の端子の電位まで変化する
ことがない。これにより電源中性点０と負荷中性点ＯＭ
との間の電圧Ｖ帆−。
は第２図と、さ程相違ないが、負荷１相としてのＵ相電
圧ＶＵ‐叫ま第２図の場合に比し電圧変化が格段に少く
、なめらかに電圧変化する。すなわち第５図ｃの波形は
第２図ｃのものに比べ基本波波形に近いものである。第
６図は本発明の他の実施例を示したもので、第３図の実
施例が２つの電源１，１′を用いて電源中性点０を形成
しているのに対し、この実施例では平滑コンデンサを２
つのコンデンサ２，２′の直列接続回路により構成し、
これら２つのコンデンサ２，２′の相互薮接点を電源中
性点として利用するものである。
圧ＶＵ‐叫ま第２図の場合に比し電圧変化が格段に少く
、なめらかに電圧変化する。すなわち第５図ｃの波形は
第２図ｃのものに比べ基本波波形に近いものである。第
６図は本発明の他の実施例を示したもので、第３図の実
施例が２つの電源１，１′を用いて電源中性点０を形成
しているのに対し、この実施例では平滑コンデンサを２
つのコンデンサ２，２′の直列接続回路により構成し、
これら２つのコンデンサ２，２′の相互薮接点を電源中
性点として利用するものである。
他の回路構成、および動作については第３図の実施例と
同様に高調波含有率の少ない出力が得られる。第７図は
本発明の更に他の実施例を示したもので、電源を４分割
し１，〜１４ の４段構成としている。
同様に高調波含有率の少ない出力が得られる。第７図は
本発明の更に他の実施例を示したもので、電源を４分割
し１，〜１４ の４段構成としている。
これにより電源中性点０の外に準中性点０，，０２が形
成される。したがって出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの電位は電源
端子Ｐ，Ｎ、中性点０の外に準中性点０，，０２の各電
位をとる。つまり２電源による実施例では出力端子Ｕ，
Ｖ，Ｗは電位変化が３段であるが、この第７図の実施例
では５段階の電位変化を行う。そして、この５段階の電
位変化を行わせるために、Ｕ相はトランジスタＳ，．，
〜Ｓ，．８が、Ｖ相は同じくＳ２，．〜Ｓ２，８が、Ｗ
相は同じくＳ３，．〜Ｓ３，８が設けられており、電源
両端子Ｐ，Ｎ間の電位は６個の素子により分担される。
各トランジスタはそれぞれコレクターェミッタ間にサー
ジ保護用ダイオードが設けられている。このダイオード
は互いに直列酸続されており通電方向が同一で同一タイ
ミングで通電するトランジスタには共通のダイオードを
１個設けてダイオード数を減らしてもよい。第８図は本
発明の更に他の実施例を示したもので、電源を第７図の
実施例と同じく４分割して構成している。
成される。したがって出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの電位は電源
端子Ｐ，Ｎ、中性点０の外に準中性点０，，０２の各電
位をとる。つまり２電源による実施例では出力端子Ｕ，
Ｖ，Ｗは電位変化が３段であるが、この第７図の実施例
では５段階の電位変化を行う。そして、この５段階の電
位変化を行わせるために、Ｕ相はトランジスタＳ，．，
〜Ｓ，．８が、Ｖ相は同じくＳ２，．〜Ｓ２，８が、Ｗ
相は同じくＳ３，．〜Ｓ３，８が設けられており、電源
両端子Ｐ，Ｎ間の電位は６個の素子により分担される。
各トランジスタはそれぞれコレクターェミッタ間にサー
ジ保護用ダイオードが設けられている。このダイオード
は互いに直列酸続されており通電方向が同一で同一タイ
ミングで通電するトランジスタには共通のダイオードを
１個設けてダイオード数を減らしてもよい。第８図は本
発明の更に他の実施例を示したもので、電源を第７図の
実施例と同じく４分割して構成している。
この場合、例えばＵ相は出力端子Ｕと電源端子Ｐ，Ｎの
各々との間にトランジスタＳ，２，とＳ．２２、Ｓ，２
３とＳ，２４を直列接続して挿入し、これら４つのトラ
ンジスタＳ，２，〜Ｓ，２４の相互接続点と中性点０、
準中性点０２，０，との間にトランジスタＳ，斑，Ｓ豚
，ＳＭを挿入するようにしている。Ｖ相、Ｗ相について
も同様である。この構成により使用するトランジスタの
数は各相当り１個づつ少くて済む。上記実施例では３相
ィンバータの場合を示したが上記回路における各相回路
を１組または２組用いて単相ィンバータを構成すること
ができ、これにより高調波含有率の少ない単相可変周波
数電源が得られる。
各々との間にトランジスタＳ，２，とＳ．２２、Ｓ，２
３とＳ，２４を直列接続して挿入し、これら４つのトラ
ンジスタＳ，２，〜Ｓ，２４の相互接続点と中性点０、
準中性点０２，０，との間にトランジスタＳ，斑，Ｓ豚
，ＳＭを挿入するようにしている。Ｖ相、Ｗ相について
も同様である。この構成により使用するトランジスタの
数は各相当り１個づつ少くて済む。上記実施例では３相
ィンバータの場合を示したが上記回路における各相回路
を１組または２組用いて単相ィンバータを構成すること
ができ、これにより高調波含有率の少ない単相可変周波
数電源が得られる。
また、スイッチング素子であるトランジスタのスイッチ
ング制御信号は各種高調波を有効に消去し得るようなＰ
ＷＭ方式で与えるとか、正弦波入力基準を３角波信号で
変調してトランジスタのオン期間を定めるいわゆる正弦
波変調方式等の各種変調方式を採用し得る。
ング制御信号は各種高調波を有効に消去し得るようなＰ
ＷＭ方式で与えるとか、正弦波入力基準を３角波信号で
変調してトランジスタのオン期間を定めるいわゆる正弦
波変調方式等の各種変調方式を採用し得る。
そして、変調波を適宜選定することにより出力周波数お
よび出力電圧を任意に制御し得る。スイッチング素子と
しては上述のトランジスタの外にゲートターンオフサィ
リス夕とか適当な転流回路と組合わせたサィリスタ等の
素子を用いることができる。
よび出力電圧を任意に制御し得る。スイッチング素子と
しては上述のトランジスタの外にゲートターンオフサィ
リス夕とか適当な転流回路と組合わせたサィリスタ等の
素子を用いることができる。
本発明は上述のように、電流電源の両端子電位点の外に
電源中性点を形成し、出力端子を一方の直流電源端子に
接続した後に一定のオフ期間をおき次に何れかの直流電
源端子に接続するにはオフ期間中必ず一旦電源中性点に
接続し得るように構成したため、出力端子の電位は従来
装置のように一方の直流電源電位から直ちに他方の直流
電源電位に移行することなくその半分に電位変化を抑え
るので、高調波含有率の少ない交流出力を供給し得るィ
ンバータ装置を提供することができる。
電源中性点を形成し、出力端子を一方の直流電源端子に
接続した後に一定のオフ期間をおき次に何れかの直流電
源端子に接続するにはオフ期間中必ず一旦電源中性点に
接続し得るように構成したため、出力端子の電位は従来
装置のように一方の直流電源電位から直ちに他方の直流
電源電位に移行することなくその半分に電位変化を抑え
るので、高調波含有率の少ない交流出力を供給し得るィ
ンバータ装置を提供することができる。
第１図は従来のＰＷＭ方式によるィンバータ装置の主回
路を示す図、第２図ａ，ｂ，ｃは第１図に示したィンバ
ータ装置の出力端子に現れる電圧波形、電源中性点と負
荷中性点との間の電圧波形、負荷１相の電圧波形をそれ
ぞれ示す波形図、第３図は本発明の一実施例の回路図、
第４図は第３図の実施例におけるＵ相出力端子を制御す
るトランジスタのベース信号波形を示す図、第５図ａ，
ｂ，ｃは第２図ａ，ｂ，ｃに相当する第３図の実施例の
出力端子電圧波形、電源中性点と負荷中性点との間の電
圧波形、負荷１相の電圧波形をそれぞれ示す図、第６〜
８図は本発明の他の実施例を示す回路図である。 １，１′・・・・・・直流電源、２，２′・…・・平滑
コンデンサ、Ｓ”””トランジスタ、Ｄｐ川…フライホ
イルダイオード、Ｄ……ダイオード、ＶＵ‐ｏ，Ｖｖ‐
ｏ，Ｖｗ‐ｏ，ＶｏＭ‐ｏ，ＶＵ−ｏＭ・・・・・・電
圧、ｌｃ・・・・・・ベース信号、Ｕ，Ｖ，Ｗ・・・・
・・出力端子。 第３図多ュ図 多６図 髪２図 多４図 多５図 多７図 多８図
路を示す図、第２図ａ，ｂ，ｃは第１図に示したィンバ
ータ装置の出力端子に現れる電圧波形、電源中性点と負
荷中性点との間の電圧波形、負荷１相の電圧波形をそれ
ぞれ示す波形図、第３図は本発明の一実施例の回路図、
第４図は第３図の実施例におけるＵ相出力端子を制御す
るトランジスタのベース信号波形を示す図、第５図ａ，
ｂ，ｃは第２図ａ，ｂ，ｃに相当する第３図の実施例の
出力端子電圧波形、電源中性点と負荷中性点との間の電
圧波形、負荷１相の電圧波形をそれぞれ示す図、第６〜
８図は本発明の他の実施例を示す回路図である。 １，１′・・・・・・直流電源、２，２′・…・・平滑
コンデンサ、Ｓ”””トランジスタ、Ｄｐ川…フライホ
イルダイオード、Ｄ……ダイオード、ＶＵ‐ｏ，Ｖｖ‐
ｏ，Ｖｗ‐ｏ，ＶｏＭ‐ｏ，ＶＵ−ｏＭ・・・・・・電
圧、ｌｃ・・・・・・ベース信号、Ｕ，Ｖ，Ｗ・・・・
・・出力端子。 第３図多ュ図 多６図 髪２図 多４図 多５図 多７図 多８図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 電源両端子の電位点と共に電源中性点を有する直流
電源回路と、この回路の前記電源両端子間に第１および
第２スイツチング素子を直列接続してこれら第１および
第２のスイツチング素子の相互接続点を出力端子に接続
し、第３および第４のスイツチング素子を逆並列接続し
て前記電源中性点と前記出力端子との間に挿入してなる
回路とをそなえたインバータ装置。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の装置において、前記直
流電源回路は２つの電源が直列接続されてなり、電源相
互後続点が前記電源中性点となるようにしたインバータ
装置。 ３ 特許請求の範囲第１項記載の装置において、前記直
流電源回路は、１つの電源とこの電源に並列接続された
２つのコンデンサの直列回路とからなりこれらコンデン
サの相互接続点が前記電源中性点となるようにしたイン
バータ装置。 ４ 電源両端子の電位点の外に前記電源両端子間電位を
４分割して得られる電源中性点および２つの準中性点を
有する直流電源回路と、少くとも４個以上のスイツチン
グ素子を前記電源両端子間に直列接続してその中央の相
互接続点を出力端子とし、且つこれらスイツチング素子
の各相互接続点を少くとも３個のスイツチング素子を用
いて前記電源中性点および準中性点に接続するようにし
た回路とをそなえたインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55023040A JPS6036711B2 (ja) | 1980-02-26 | 1980-02-26 | インバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55023040A JPS6036711B2 (ja) | 1980-02-26 | 1980-02-26 | インバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56121374A JPS56121374A (en) | 1981-09-24 |
| JPS6036711B2 true JPS6036711B2 (ja) | 1985-08-22 |
Family
ID=12099341
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55023040A Expired JPS6036711B2 (ja) | 1980-02-26 | 1980-02-26 | インバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6036711B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4655611B2 (ja) * | 2004-12-07 | 2011-03-23 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2007028860A (ja) * | 2005-07-21 | 2007-02-01 | Hitachi Ltd | 電力変換装置及びこれを備えた鉄道車輌 |
| US8233115B2 (en) * | 2008-07-25 | 2012-07-31 | Honeywell International Inc. | Flat panel display assembly with improved luminance uniformity and method for constructing the same |
| KR101189428B1 (ko) | 2008-07-30 | 2012-10-10 | 도시바 미쓰비시덴키 산교시스템 가부시키가이샤 | 전력 변환 장치 |
| CN102460932B (zh) | 2009-06-19 | 2014-12-10 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置 |
| JP5633688B2 (ja) * | 2010-11-08 | 2014-12-03 | 富士電機株式会社 | 交流−交流変換回路及びこれを用いた電力変換装置 |
| JP5732857B2 (ja) * | 2011-01-07 | 2015-06-10 | 富士電機株式会社 | 交流電源装置 |
| JP5556703B2 (ja) * | 2011-03-07 | 2014-07-23 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1980
- 1980-02-26 JP JP55023040A patent/JPS6036711B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56121374A (en) | 1981-09-24 |
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