JP3025715B2 - インバータ回路 - Google Patents
インバータ回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はインバータ回路装置に関
し、詳細には、そのドライバの電源回路の保護回路に関
する。
し、詳細には、そのドライバの電源回路の保護回路に関
する。
【０００２】
【従来の技術】図１を参照すると、インバータ回路は、
上側および下側アームのスイッチング素子Ｑｕ1、Ｑｕ2
〜Ｑｗ1、Ｑｗ2の直列回路からなるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の
３相のスイツチング回路(30)(32)(34)、上側アームのス
イッチング素子Ｑｕ1〜Ｑｗ1を駆動するための矩形波お
よび下側アームのスイッチング素子Ｑｕ2〜Ｑｗ2を駆動
するためのＰＷＭ波を生成する制御回路(44)、この制御
回路(44)の出力に基づいてスイッチング素子Ｑｕ1、Ｑ
ｕ2〜Ｑｗ1、Ｑｗ2を駆動するドライバ(46)から構成さ
れ、ＰＷＭ波のオンデューティを変更することによって
負荷の、例えば速度制御が行われる。
上側および下側アームのスイッチング素子Ｑｕ1、Ｑｕ2
〜Ｑｗ1、Ｑｗ2の直列回路からなるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の
３相のスイツチング回路(30)(32)(34)、上側アームのス
イッチング素子Ｑｕ1〜Ｑｗ1を駆動するための矩形波お
よび下側アームのスイッチング素子Ｑｕ2〜Ｑｗ2を駆動
するためのＰＷＭ波を生成する制御回路(44)、この制御
回路(44)の出力に基づいてスイッチング素子Ｑｕ1、Ｑ
ｕ2〜Ｑｗ1、Ｑｗ2を駆動するドライバ(46)から構成さ
れ、ＰＷＭ波のオンデューティを変更することによって
負荷の、例えば速度制御が行われる。
【０００３】図３はＵ相のスイツチング回路(30)および
そのドライバ(46)の具体回路を示す。ドライバ(46)はス
イッチング素子Ｑｕ1、Ｑｕ2に電流を供給し、それらを
オンさせるＮＰＮトランジスタＱｕ11、Ｑｕ13とスイッ
チング素子のオフ時にその制御電極の蓄積電荷を吸収す
るＰＮＰトランジスタＱｕ12、Ｑ14からなり、スイッチ
ング素子Ｑｕ1、Ｑｕ2のスイッチング速度を向上させ
て、それらのスイッチング損失を低減する。図示するド
ライバ(46)は全ての相のスイツチング回路(30)(32)(34)
のスイッチング素子Ｑｕ1、Ｑｕ2〜Ｑｗ1、Ｑｗ2に付加
される。
そのドライバ(46)の具体回路を示す。ドライバ(46)はス
イッチング素子Ｑｕ1、Ｑｕ2に電流を供給し、それらを
オンさせるＮＰＮトランジスタＱｕ11、Ｑｕ13とスイッ
チング素子のオフ時にその制御電極の蓄積電荷を吸収す
るＰＮＰトランジスタＱｕ12、Ｑ14からなり、スイッチ
ング素子Ｑｕ1、Ｑｕ2のスイッチング速度を向上させ
て、それらのスイッチング損失を低減する。図示するド
ライバ(46)は全ての相のスイツチング回路(30)(32)(34)
のスイッチング素子Ｑｕ1、Ｑｕ2〜Ｑｗ1、Ｑｗ2に付加
される。
【０００４】次に、同図を参照してドライバ(46)および
このドライバ(46)に所定の電源電圧を供給するブートス
トラップ回路の動作を説明する。ブートストラップ回路
はコンデンサＣｕ1〜Ｃｕ4、フローティング電源Ｖ1お
よびＶ2、上側アームのコンデンサＣ2のコールド端子を
フローティング電源Ｖ2の負極に選択的に接続するスイ
ッチング素子Ｑｕ15、ダイオードＤｕからなり、フロー
ティング電源Ｖ1およびＶ2はコンデンサＣｕ1〜Ｃｕ4を
所定の電圧に充電する。
このドライバ(46)に所定の電源電圧を供給するブートス
トラップ回路の動作を説明する。ブートストラップ回路
はコンデンサＣｕ1〜Ｃｕ4、フローティング電源Ｖ1お
よびＶ2、上側アームのコンデンサＣ2のコールド端子を
フローティング電源Ｖ2の負極に選択的に接続するスイ
ッチング素子Ｑｕ15、ダイオードＤｕからなり、フロー
ティング電源Ｖ1およびＶ2はコンデンサＣｕ1〜Ｃｕ4を
所定の電圧に充電する。
【０００５】下側アームのスイッチング素子Ｑｕ2のた
めのＰＷＭ波Ｖｕ2が”Ｈ”になると、ＮＰＮトランジ
スタＱｕ13がオンしてフローティング電源Ｖ1をスイッ
チング素子Ｑｕ2およびスイッチング素子Ｑｕ15の制御
電極に接続する。これにより、下側アームのスイッチン
グ素子Ｑｕ2がオンすると共にスイッチング素子Ｑｕ15
がオンして上側アームのコンデンサＣｕ1、Ｃｕ2が例え
ば、電圧Ｖ1＝Ｖ2で充電される。
めのＰＷＭ波Ｖｕ2が”Ｈ”になると、ＮＰＮトランジ
スタＱｕ13がオンしてフローティング電源Ｖ1をスイッ
チング素子Ｑｕ2およびスイッチング素子Ｑｕ15の制御
電極に接続する。これにより、下側アームのスイッチン
グ素子Ｑｕ2がオンすると共にスイッチング素子Ｑｕ15
がオンして上側アームのコンデンサＣｕ1、Ｃｕ2が例え
ば、電圧Ｖ1＝Ｖ2で充電される。
【０００６】次に、下側アームのスイッチング素子Ｑｕ
2のためのＰＷＭ波Ｖｕ2が”Ｌ”になると、ＰＮＰトラ
ンジスタＱ14がオンしてフローティング電源Ｖ2の負極
をスイッチング素子Ｑｕ2およびスイッチング素子Ｑｕ1
5の制御電極に接続する。これにより、スイッチング素
子Ｑｕ2の制御電極の蓄積電荷が高速吸収されてこれを
オフさせると共にスイッチング素子Ｑｕ15がオフして上
側アームのコンデンサＣｕ2のコールド端子をフローテ
ィングする。このタイミング以降、上側アームのドライ
バ(46)の電源電位はＶｕ±Ｖ1（Ｖｕ＝Ｕ相出力）とな
る。
2のためのＰＷＭ波Ｖｕ2が”Ｌ”になると、ＰＮＰトラ
ンジスタＱ14がオンしてフローティング電源Ｖ2の負極
をスイッチング素子Ｑｕ2およびスイッチング素子Ｑｕ1
5の制御電極に接続する。これにより、スイッチング素
子Ｑｕ2の制御電極の蓄積電荷が高速吸収されてこれを
オフさせると共にスイッチング素子Ｑｕ15がオフして上
側アームのコンデンサＣｕ2のコールド端子をフローテ
ィングする。このタイミング以降、上側アームのドライ
バ(46)の電源電位はＶｕ±Ｖ1（Ｖｕ＝Ｕ相出力）とな
る。
【０００７】さらに、上側アームのスイッチング素子Ｑ
ｕ1のためのＰＷＭ波Ｖｕ1が”Ｈ”になると、ＮＰＮト
ランジスタＱｕ11がオンして電圧Ｖｕ＋Ｖ1で充電され
たコンデンサＣｕ1をスイッチング素子Ｑｕ1の制御電極
に接続し、結局、Ｖｕ＋Ｖ1−Ｖｕ＝Ｖ1でスイッチング
素子Ｑｕ1をオンさせる。このタイミングでは下側アー
ムのスイッチング素子Ｑｕ2は電源Ｖ1により深く逆バイ
アスされてオフしている。なお、上記ブートストラップ
回路は後述するその欠陥のため、単に検討されたにすぎ
ないものである。
ｕ1のためのＰＷＭ波Ｖｕ1が”Ｈ”になると、ＮＰＮト
ランジスタＱｕ11がオンして電圧Ｖｕ＋Ｖ1で充電され
たコンデンサＣｕ1をスイッチング素子Ｑｕ1の制御電極
に接続し、結局、Ｖｕ＋Ｖ1−Ｖｕ＝Ｖ1でスイッチング
素子Ｑｕ1をオンさせる。このタイミングでは下側アー
ムのスイッチング素子Ｑｕ2は電源Ｖ1により深く逆バイ
アスされてオフしている。なお、上記ブートストラップ
回路は後述するその欠陥のため、単に検討されたにすぎ
ないものである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上記したインバータ回
路はモータ等の誘導性負荷の制御に使用されることが多
いためスイッチング素子のスイッチング時に出力端子に
異常電圧が発生することが多い。また、負荷短絡等の障
害時にも出力端子に異常電圧が発生することがある。そ
こで、図３に示したインバータ回路はそのＵ相出力端子
に現れた異常電圧がコンデンサＣｕ2を介してスイッチ
ング素子Ｑｕ15の被制御端子に印加され、このスイッチ
ング素子Ｑｕ15を破壊するおそれがある。
路はモータ等の誘導性負荷の制御に使用されることが多
いためスイッチング素子のスイッチング時に出力端子に
異常電圧が発生することが多い。また、負荷短絡等の障
害時にも出力端子に異常電圧が発生することがある。そ
こで、図３に示したインバータ回路はそのＵ相出力端子
に現れた異常電圧がコンデンサＣｕ2を介してスイッチ
ング素子Ｑｕ15の被制御端子に印加され、このスイッチ
ング素子Ｑｕ15を破壊するおそれがある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は上側アームのブ
ートストラップ回路のコールド端子を下側アームのブー
トストラップ回路のコールド端子に選択接続するスイッ
チング素子に、このスイッチング素子の電流を制限する
保護抵抗を挿入したことを主要な特徴とする。
ートストラップ回路のコールド端子を下側アームのブー
トストラップ回路のコールド端子に選択接続するスイッ
チング素子に、このスイッチング素子の電流を制限する
保護抵抗を挿入したことを主要な特徴とする。
【００１０】
【作用】異常電圧の発生が多い下側アームのスイッチン
グ素子のオフするタイミングにおいて、上側アームのブ
ートストラップ回路のコールド端子を下側アームのブー
トストラップ回路のコールド端子に選択接続するスイッ
チング素子の逆バイアス時の電流が制限される。
グ素子のオフするタイミングにおいて、上側アームのブ
ートストラップ回路のコールド端子を下側アームのブー
トストラップ回路のコールド端子に選択接続するスイッ
チング素子の逆バイアス時の電流が制限される。
【００１１】
【実施例】以下、図１および図２を参照して本発明の実
施例を説明する。図１を参照すると、インバータ回路
は、上側および下側アームのスイッチング素子Ｑｕ1、
Ｑｕ2〜Ｑｗ1、Ｑｗ2の直列回路からなるＵ相、Ｖ相、
Ｗ相の３相のスイツチング回路(30)(32)(34)、上側アー
ムのスイッチング素子Ｑｕ1〜Ｑｗ1を駆動するための矩
形波および下側アームのスイッチング素子Ｑｕ2〜Ｑｗ2
を駆動するためのＰＷＭ波を生成する制御回路(44)、こ
の制御回路(44)の出力に基づいてスイッチング素子Ｑｕ
1、Ｑｕ2〜Ｑｗ1、Ｑｗ2を駆動するドライバ(46)から構
成され、ＰＷＭ波のオンデューティを変更することによ
って負荷の、例えば速度制御が行われる。
施例を説明する。図１を参照すると、インバータ回路
は、上側および下側アームのスイッチング素子Ｑｕ1、
Ｑｕ2〜Ｑｗ1、Ｑｗ2の直列回路からなるＵ相、Ｖ相、
Ｗ相の３相のスイツチング回路(30)(32)(34)、上側アー
ムのスイッチング素子Ｑｕ1〜Ｑｗ1を駆動するための矩
形波および下側アームのスイッチング素子Ｑｕ2〜Ｑｗ2
を駆動するためのＰＷＭ波を生成する制御回路(44)、こ
の制御回路(44)の出力に基づいてスイッチング素子Ｑｕ
1、Ｑｕ2〜Ｑｗ1、Ｑｗ2を駆動するドライバ(46)から構
成され、ＰＷＭ波のオンデューティを変更することによ
って負荷の、例えば速度制御が行われる。
【００１２】Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各スイッチング回路(3
0)(32)(34)は同一回路構成であり、慣流ダイオードＤｕ
1、Ｄｕ2〜Ｄｗ1、Ｄｗ2が並列接続されるスイッチング
素子にはバイポーラトランジスタ、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ、ＩＧＢＴ等が使用される。このスイツチング回路(3
0)(32)(34)は例えば１４０ＶのＤＣを３相交流に変換
し、出力する。
0)(32)(34)は同一回路構成であり、慣流ダイオードＤｕ
1、Ｄｕ2〜Ｄｗ1、Ｄｗ2が並列接続されるスイッチング
素子にはバイポーラトランジスタ、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ、ＩＧＢＴ等が使用される。このスイツチング回路(3
0)(32)(34)は例えば１４０ＶのＤＣを３相交流に変換
し、出力する。
【００１３】制御回路(44)は互いに１２０度の位相差を
有する３つの矩形波および負荷の速度制御のための３つ
のＰＷＭ波を出力して、それぞれ上側アームのスイッチ
ング素子Ｑｕ1〜Ｑｗ1、下側アームのスイッチング素子
Ｑｕ2〜Ｑｗ2を駆動する。
有する３つの矩形波および負荷の速度制御のための３つ
のＰＷＭ波を出力して、それぞれ上側アームのスイッチ
ング素子Ｑｕ1〜Ｑｗ1、下側アームのスイッチング素子
Ｑｕ2〜Ｑｗ2を駆動する。
【００１４】図２はＵ相のスイツチング回路(30)および
そのドライバ(46)の具体回路を示す。なお、図３に示し
た回路との回路構成上の差異が抵抗Ｒｕの有無に留まる
ので、同一機能の回路素子に図３と同一の番号を使用す
る。ドライバ(46)はスイッチング素子Ｑｕ1、Ｑｕ2に電
流を供給し、それらをオンさせるＮＰＮトランジスタＱ
ｕ11、Ｑｕ13とスイッチング素子のオフ時にその制御電
極の蓄積電荷を吸収するＰＮＰトランジスタＱｕ12、Ｑ
14からなり、スイッチング素子Ｑｕ1、Ｑｕ2のスイッチ
ング速度を向上させて、それらのスイッチング損失を低
減する。図示するドライバ(46)は全ての相のスイツチン
グ回路(30)(32)(34)のスイッチング素子Ｑｕ1、Ｑｕ2〜
Ｑｗ1、Ｑｗ2に付加される。
そのドライバ(46)の具体回路を示す。なお、図３に示し
た回路との回路構成上の差異が抵抗Ｒｕの有無に留まる
ので、同一機能の回路素子に図３と同一の番号を使用す
る。ドライバ(46)はスイッチング素子Ｑｕ1、Ｑｕ2に電
流を供給し、それらをオンさせるＮＰＮトランジスタＱ
ｕ11、Ｑｕ13とスイッチング素子のオフ時にその制御電
極の蓄積電荷を吸収するＰＮＰトランジスタＱｕ12、Ｑ
14からなり、スイッチング素子Ｑｕ1、Ｑｕ2のスイッチ
ング速度を向上させて、それらのスイッチング損失を低
減する。図示するドライバ(46)は全ての相のスイツチン
グ回路(30)(32)(34)のスイッチング素子Ｑｕ1、Ｑｕ2〜
Ｑｗ1、Ｑｗ2に付加される。
【００１５】本実施例の基本動作は図３に示した回路の
それと異ならないため一部重複するが、同図を参照して
ドライバ(46)およびこのドライバ(46)に所定の電源電圧
を供給するブートストラップ回路の動作を説明する。ブ
ートストラップ回路はコンデンサＣｕ1〜Ｃｕ4、フロー
ティング電源Ｖ1およびＶ2、上側アームのコンデンサＣ
2のコールド端子をフローティング電源Ｖ2の負極に選択
的に接続するスイッチング素子Ｑｕ15、ダイオードＤｕ
からなり、フローティング電源Ｖ1およびＶ2はコンデン
サＣｕ1〜Ｃｕ4を所定の電圧に充電する。
それと異ならないため一部重複するが、同図を参照して
ドライバ(46)およびこのドライバ(46)に所定の電源電圧
を供給するブートストラップ回路の動作を説明する。ブ
ートストラップ回路はコンデンサＣｕ1〜Ｃｕ4、フロー
ティング電源Ｖ1およびＶ2、上側アームのコンデンサＣ
2のコールド端子をフローティング電源Ｖ2の負極に選択
的に接続するスイッチング素子Ｑｕ15、ダイオードＤｕ
からなり、フローティング電源Ｖ1およびＶ2はコンデン
サＣｕ1〜Ｃｕ4を所定の電圧に充電する。
【００１６】下側アームのスイッチング素子Ｑｕ2のた
めのＰＷＭ波Ｖｕ2が”Ｈ”になると、ＮＰＮトランジ
スタＱｕ13がオンしてフローティング電源Ｖ1をスイッ
チング素子Ｑｕ2およびスイッチング素子Ｑｕ15の制御
電極に接続する。これにより、下側アームのスイッチン
グ素子Ｑｕ2がオンすると共にスイッチング素子Ｑｕ15
がオンして上側アームのコンデンサＣｕ1、Ｃｕ2が例え
ば、電圧Ｖ1＝Ｖ2で充電される。このスイッチング素子
Ｑｕ15がオンするタイミングではＵ相出力端子電位Ｖｕ
が接地電位となるためスイッチング素子Ｑｕ15の破壊の
問題は生じない。
めのＰＷＭ波Ｖｕ2が”Ｈ”になると、ＮＰＮトランジ
スタＱｕ13がオンしてフローティング電源Ｖ1をスイッ
チング素子Ｑｕ2およびスイッチング素子Ｑｕ15の制御
電極に接続する。これにより、下側アームのスイッチン
グ素子Ｑｕ2がオンすると共にスイッチング素子Ｑｕ15
がオンして上側アームのコンデンサＣｕ1、Ｃｕ2が例え
ば、電圧Ｖ1＝Ｖ2で充電される。このスイッチング素子
Ｑｕ15がオンするタイミングではＵ相出力端子電位Ｖｕ
が接地電位となるためスイッチング素子Ｑｕ15の破壊の
問題は生じない。
【００１７】次に、下側アームのスイッチング素子Ｑｕ
2のためのＰＷＭ波Ｖｕ2が”Ｌ”になると、ＰＮＰトラ
ンジスタＱ14がオンしてフローティング電源Ｖ2の負極
をスイッチング素子Ｑｕ2およびスイッチング素子Ｑｕ1
5の制御電極に接続する。これにより、スイッチング素
子Ｑｕ2の制御電極の蓄積電荷が高速吸収されてこれを
オフさせると共にスイッチング素子Ｑｕ15がオフして上
側アームのコンデンサＣｕ2のコールド端子をフローテ
ィングする。このタイミング以降、上側アームのドライ
バ(46)の電源電位はＶｕ±Ｖ1（Ｖｕ＝Ｕ相出力）とな
る。
2のためのＰＷＭ波Ｖｕ2が”Ｌ”になると、ＰＮＰトラ
ンジスタＱ14がオンしてフローティング電源Ｖ2の負極
をスイッチング素子Ｑｕ2およびスイッチング素子Ｑｕ1
5の制御電極に接続する。これにより、スイッチング素
子Ｑｕ2の制御電極の蓄積電荷が高速吸収されてこれを
オフさせると共にスイッチング素子Ｑｕ15がオフして上
側アームのコンデンサＣｕ2のコールド端子をフローテ
ィングする。このタイミング以降、上側アームのドライ
バ(46)の電源電位はＶｕ±Ｖ1（Ｖｕ＝Ｕ相出力）とな
る。
【００１８】このスイッチング素子Ｑｕ15がオフするタ
イミングではＵ相出力端子電位Ｖｕが電源電位、あるい
はフローティングであるため、コンデンサＣｕ2を介し
て逆バイアスされたスイッチング素子Ｑｕ15に誘導性負
荷に原因する異常電圧、あるいは負荷短絡等の障害に原
因する異常電圧が印加されるおそれがある。しかしなが
ら、本発明によればスイッチング素子Ｑｕ15に直列に、
その電流を制限する保護抵抗Ｒｕが接続されているた
め、異常電圧印加時のスイッチング素子Ｑｕ15の損失を
定格の範囲に置くことができる。なお、この保護抵抗Ｒ
ｕによりコンデンサＣｕ1およびＣｕ2の充電速度が低下
するが、所定の周期後に定格電圧に達するので問題がな
い。
イミングではＵ相出力端子電位Ｖｕが電源電位、あるい
はフローティングであるため、コンデンサＣｕ2を介し
て逆バイアスされたスイッチング素子Ｑｕ15に誘導性負
荷に原因する異常電圧、あるいは負荷短絡等の障害に原
因する異常電圧が印加されるおそれがある。しかしなが
ら、本発明によればスイッチング素子Ｑｕ15に直列に、
その電流を制限する保護抵抗Ｒｕが接続されているた
め、異常電圧印加時のスイッチング素子Ｑｕ15の損失を
定格の範囲に置くことができる。なお、この保護抵抗Ｒ
ｕによりコンデンサＣｕ1およびＣｕ2の充電速度が低下
するが、所定の周期後に定格電圧に達するので問題がな
い。
【００１９】さらに、上側アームのスイッチング素子Ｑ
ｕ1のためのＰＷＭ波Ｖｕ1が”Ｈ”になると、ＮＰＮト
ランジスタＱｕ11がオンして電圧Ｖｕ＋Ｖ1で充電され
たコンデンサＣｕ1をスイッチング素子Ｑｕ1の制御電極
に接続し、結局、Ｖｕ＋Ｖ1−Ｖｕ＝Ｖ1でスイッチング
素子Ｑｕ1をオンさせる。このタイミングでは下側アー
ムのスイッチング素子Ｑｕ2は電源Ｖ1により深く逆バイ
アスされてオフしている。このタイミングにおけるスイ
ッチング素子Ｑｕ15の保護動作も前述したものと同様で
ある。
ｕ1のためのＰＷＭ波Ｖｕ1が”Ｈ”になると、ＮＰＮト
ランジスタＱｕ11がオンして電圧Ｖｕ＋Ｖ1で充電され
たコンデンサＣｕ1をスイッチング素子Ｑｕ1の制御電極
に接続し、結局、Ｖｕ＋Ｖ1−Ｖｕ＝Ｖ1でスイッチング
素子Ｑｕ1をオンさせる。このタイミングでは下側アー
ムのスイッチング素子Ｑｕ2は電源Ｖ1により深く逆バイ
アスされてオフしている。このタイミングにおけるスイ
ッチング素子Ｑｕ15の保護動作も前述したものと同様で
ある。
【００２０】
【発明の効果】以上述べたように本発明は単に電流を制
限する保護抵抗を挿入するのみで、実用に適さないと考
えられていたドライバを実用化することができる。
限する保護抵抗を挿入するのみで、実用に適さないと考
えられていたドライバを実用化することができる。
【００２１】
【図１】本発明の一実施例のブロック図。
【図２】実施例のＵ相ドライバの回路図。
【図３】従来例の回路図。
３０ スイッチング回路 ３２ スイッチング回路 ３４ スイッチング回路 ４４ 制御回路 ４６ ドライバ
Claims (1)
- 【請求項１】 スイッチング素子を直列接続した複数の
スイッチング回路と、スイッチング素子の制御電極を制
御するドライバと、このドライバに所定の電位を印加す
るブートストラップ回路と、制御電極が下側アームのス
イッチング素子の制御電極に接続され、上側アームのブ
ートストラップ回路のコールド端子を下側アームのブー
トストラップ回路のコールド端子に選択接続するスイッ
チング素子と、このスイッチング素子の被制御電極に直
列接続した保護抵抗から構成されるインバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3214283A JP3025715B2 (ja) | 1991-07-31 | 1991-07-31 | インバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3214283A JP3025715B2 (ja) | 1991-07-31 | 1991-07-31 | インバータ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0538160A JPH0538160A (ja) | 1993-02-12 |
| JP3025715B2 true JP3025715B2 (ja) | 2000-03-27 |
Family
ID=16653173
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3214283A Expired - Fee Related JP3025715B2 (ja) | 1991-07-31 | 1991-07-31 | インバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3025715B2 (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2571963Y2 (ja) * | 1991-11-21 | 1998-05-20 | 株式会社東芝 | インバータ装置 |
| US5373435A (en) * | 1993-05-07 | 1994-12-13 | Philips Electronics North America Corporation | High voltage integrated circuit driver for half-bridge circuit employing a bootstrap diode emulator |
| JP4697412B2 (ja) * | 2005-07-15 | 2011-06-08 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
| KR100687936B1 (ko) * | 2005-11-29 | 2007-02-27 | 삼성전자주식회사 | 전자기기 및 전원회로 |
| JP2008029163A (ja) * | 2006-07-25 | 2008-02-07 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 電圧駆動型半導体スイッチング素子の駆動回路 |
| JP5200739B2 (ja) * | 2008-07-31 | 2013-06-05 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5310425B2 (ja) * | 2009-09-15 | 2013-10-09 | 株式会社デンソー | 電力変換器 |
| JP5394975B2 (ja) * | 2010-04-21 | 2014-01-22 | 住友重機械工業株式会社 | スイッチングトランジスタの制御回路およびそれを用いた電力変換装置 |
| JP2013062717A (ja) * | 2011-09-14 | 2013-04-04 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体装置 |
| DE102011087106B4 (de) * | 2011-11-25 | 2017-10-19 | TRUMPF Hüttinger GmbH + Co. KG | Hochfrequenz-Klasse-D-MOSFET-Verstärkermodul |
-
1991
- 1991-07-31 JP JP3214283A patent/JP3025715B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0538160A (ja) | 1993-02-12 |
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