JPS59139871A - ブリツジ形３相正弦波インバ−タのパルス幅変調方式 - Google Patents
ブリツジ形３相正弦波インバ−タのパルス幅変調方式Info
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- JPS59139871A JPS59139871A JP58011678A JP1167883A JPS59139871A JP S59139871 A JPS59139871 A JP S59139871A JP 58011678 A JP58011678 A JP 58011678A JP 1167883 A JP1167883 A JP 1167883A JP S59139871 A JPS59139871 A JP S59139871A
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- voltage
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〈産業上の利用分野〉
本発明はスイッチング素子を使用したパルス幅変調多相
インバータにおける電源利用率の高いパルスパターンを
提供するパルス幅変調方式に関するものである。
インバータにおける電源利用率の高いパルスパターンを
提供するパルス幅変調方式に関するものである。
各種電動機のうちで誘導電動機は構造が堅ろうで安価で
あるが、その回転速度を効率よく変化するには電動機に
供給する交流電圧の周波数と電圧を変化する必要があり
、更にその交流電圧は正弦波である必要がある。このよ
うな交流電圧を効率よく発生させるために、サイリスタ
、トランジスタ等の半導体スイッチング素子を使用した
インバータが使用されている。インバータの出力電圧０
：本質的に方形波であるから、可変電圧の近似正弦婢電
圧を得るために、出力交流電圧の半サイクル中に多数の
パルスを配して、それをパルス幅変調する方法がとられ
、これをＰＷＭインバータと呼んでいる。ＰＷＭインバ
ータにおいて、各スイッチング素子のオンオフを決定す
る信号（２値信号テアル）波形ヲハルスパターント云い
、パルスパターンはＰＷＭインバータの性能に大きな影
響を与える。
あるが、その回転速度を効率よく変化するには電動機に
供給する交流電圧の周波数と電圧を変化する必要があり
、更にその交流電圧は正弦波である必要がある。このよ
うな交流電圧を効率よく発生させるために、サイリスタ
、トランジスタ等の半導体スイッチング素子を使用した
インバータが使用されている。インバータの出力電圧０
：本質的に方形波であるから、可変電圧の近似正弦婢電
圧を得るために、出力交流電圧の半サイクル中に多数の
パルスを配して、それをパルス幅変調する方法がとられ
、これをＰＷＭインバータと呼んでいる。ＰＷＭインバ
ータにおいて、各スイッチング素子のオンオフを決定す
る信号（２値信号テアル）波形ヲハルスパターント云い
、パルスパターンはＰＷＭインバータの性能に大きな影
響を与える。
本発明は、特にＰＷＭインバータの無歪最大出力電圧を
改善するパルスパターンの決定法に関するものである。
改善するパルスパターンの決定法に関するものである。
以下、３相正弦波出力の場合を例に説明する。
第１図は３相ＰＷＭインバータの接続図である。
Ｅｄは直流電源電圧を示し、スイッチング素子８１〜Ｓ
６で三相ブリッジインバータを構成している。
６で三相ブリッジインバータを構成している。
Ｓｌ とＳ４、Ｓ２とＳ５．、Ｓ３ とＳ６は各相の
単位インバータで、それぞれ交互にオン状態となりａ点
、ｂ点、０点は直流電源の正、負端子のどちらかに接続
される。各スイッチング素子８１〜Ｓ６にはダイオード
が並列に接続されることがあるが、図では省略しである
。Ｍは誘導電動機などの負荷テアル。Ｖａ、 Ｖｂ 、
Ｖ（２は各相の出力電圧である。
単位インバータで、それぞれ交互にオン状態となりａ点
、ｂ点、０点は直流電源の正、負端子のどちらかに接続
される。各スイッチング素子８１〜Ｓ６にはダイオード
が並列に接続されることがあるが、図では省略しである
。Ｍは誘導電動機などの負荷テアル。Ｖａ、 Ｖｂ 、
Ｖ（２は各相の出力電圧である。
第２図はスイッチング素子８１〜Ｓ６のオンオフ信号の
発生回路を示したものである。ｅａ、ｅｂ、ｅｃは信号
発生器１で発生させた３相の基準信号で、バイアス信号
発生器２で発生させたバイアス信号ｅｊとの大小をコン
パレータ３で比較１〜でパルスパターンを得る。パルス
パターンはｐＪ ＯＴ 論理回路４ａ、４ｂ、４ｃを併
用して６相とし、増幅器５ａ。
発生回路を示したものである。ｅａ、ｅｂ、ｅｃは信号
発生器１で発生させた３相の基準信号で、バイアス信号
発生器２で発生させたバイアス信号ｅｊとの大小をコン
パレータ３で比較１〜でパルスパターンを得る。パルス
パターンはｐＪ ＯＴ 論理回路４ａ、４ｂ、４ｃを併
用して６相とし、増幅器５ａ。
５ｂ 、 ５ｃ 、 ５ａ’、 ５ｂ’、 ５ｃ’を介
してそれぞれのスイッチング素子８１〜Ｓ６に加えその
オンオフを制御する。パルスパターンをあらかじめ決定
しておき、ＲＯＭ（リードオンリーメモリ）に記憶させ
て基準信号発生器１、バイアス信号発生器２、及びコン
パレータ３ａ、３ｂ、３ｃと同等の効果を得る方法も実
施されている。
してそれぞれのスイッチング素子８１〜Ｓ６に加えその
オンオフを制御する。パルスパターンをあらかじめ決定
しておき、ＲＯＭ（リードオンリーメモリ）に記憶させ
て基準信号発生器１、バイアス信号発生器２、及びコン
パレータ３ａ、３ｂ、３ｃと同等の効果を得る方法も実
施されている。
〈従来技術〉
従来の３相正弦波ＰＷＭパルスパターンについて、第３
図の動作波形と共に説明する。バイアス信号はインバー
タ出力が基準信号に比例する三角波が一般に用いられる
。基準信号ｅａ、 ｅｌ） 、 ｅ（、け三相正弦波で
ある。ａ相についてみると、ｅａ＞ｅｔの期間はスイッ
チング素子Ｓ１ をオン、 Ｓ４ をオフとし、ｅ
ａ＜ｅｔの期間はスイッチング素子Ｓ４をオン、Ｓｌ
をオフとする。インバータ出力ａ相の電力波形はｖａ
となり平均値ｖａ の変化はｅａと相似の正弦波とな
っている。ｂ相、Ｃ相についても同様である。線間電圧
はａ−ｂ相のみ示しである。線間電圧ＶａｂはＶａ−Ｖ
ｌ）で与えられ、平均電圧Ｖａｂもまた正弦波となる。
図の動作波形と共に説明する。バイアス信号はインバー
タ出力が基準信号に比例する三角波が一般に用いられる
。基準信号ｅａ、 ｅｌ） 、 ｅ（、け三相正弦波で
ある。ａ相についてみると、ｅａ＞ｅｔの期間はスイッ
チング素子Ｓ１ をオン、 Ｓ４ をオフとし、ｅ
ａ＜ｅｔの期間はスイッチング素子Ｓ４をオン、Ｓｌ
をオフとする。インバータ出力ａ相の電力波形はｖａ
となり平均値ｖａ の変化はｅａと相似の正弦波とな
っている。ｂ相、Ｃ相についても同様である。線間電圧
はａ−ｂ相のみ示しである。線間電圧ＶａｂはＶａ−Ｖ
ｌ）で与えられ、平均電圧Ｖａｂもまた正弦波となる。
バイアス信号ｅｊの振幅と基準信号ｅａ〜ｅＱの振幅の
比を変調率Ｍと云い、基準信号の振幅を変えると変調率
が変化する。
比を変調率Ｍと云い、基準信号の振幅を変えると変調率
が変化する。
ここで基準信号の角周波数をω、振幅を変調率Ｍで表わ
すと となる。各相の電圧Ｖａ、Ｖｌ）、Ｖｏは基準信号にょ
って幅変調されたパルス列となり、その平均値Ｖａ、ｖ
ｂ、ｖｏは となる。その変化は基準信号と直流電源電圧Ｅｄに比例
する正弦波となる。
すと となる。各相の電圧Ｖａ、Ｖｌ）、Ｖｏは基準信号にょ
って幅変調されたパルス列となり、その平均値Ｖａ、ｖ
ｂ、ｖｏは となる。その変化は基準信号と直流電源電圧Ｅｄに比例
する正弦波となる。
負荷に供給される平均相間型［１ＥＶａｂ、ｖｂｏ、Ｖ
ｃａは各相電圧の差であるから となって・基準信号と相似の平衡３相正弦波となる。
ｃａは各相電圧の差であるから となって・基準信号と相似の平衡３相正弦波となる。
出力の周波数は基準信号に等しく、電圧は変調率ＭをＯ
から１の範囲で変化することによって波形歪ｃなしで変
化できる。
から１の範囲で変化することによって波形歪ｃなしで変
化できる。
、゛＼
バイアス信号ｅｊは任意の周波数、任意の位相で支障な
いか、その周波数を基準信号の周波数の３の奇数倍に選
べばωｔのπ／３毎に同じパルスパターンの繰返しとな
り、ＲＯＭ（リードオンリーメモリ）Ｋ記憶させるのに
便利である。すなわち、基準信号の一周期をπ／３ずつ
６期間に分けそれぞｆＬＮ＝ Ｏ，Ｉ 、・・・５とす
る。
いか、その周波数を基準信号の周波数の３の奇数倍に選
べばωｔのπ／３毎に同じパルスパターンの繰返しとな
り、ＲＯＭ（リードオンリーメモリ）Ｋ記憶させるのに
便利である。すなわち、基準信号の一周期をπ／３ずつ
６期間に分けそれぞｆＬＮ＝ Ｏ，Ｉ 、・・・５とす
る。
Ｎ＝ＩＮＴ（６（匹−ＴＮＴユ曽１＝０．］、・・・５
２π ２π （４） ただし、ＩＮＴは小数部を切捨てる関数記号である０ 第３図において０〈ωｔ〈π／３の期間におけるｅａ、
ｅｂ 、 ｅｃをｅＸ、ｅｙ、ｅｚと表わすと、Ｎ＝
０であるから（１）式より ただしＯ〈ωｔ＜丁 となり、以下Ｎ＝５まで第１表のようにｅ）（、ｅｙ。
２π ２π （４） ただし、ＩＮＴは小数部を切捨てる関数記号である０ 第３図において０〈ωｔ〈π／３の期間におけるｅａ、
ｅｂ 、 ｅｃをｅＸ、ｅｙ、ｅｚと表わすと、Ｎ＝
０であるから（１）式より ただしＯ〈ωｔ＜丁 となり、以下Ｎ＝５まで第１表のようにｅ）（、ｅｙ。
ｅｚの繰返しとなっていることか第３図からもわかる。
第１表
〈問題点〉
この場合正弦波出力電子は変調率Ｍ＝１のときに得られ
、その値は（３）式のようにＥｄ−β／２ すなわち直
流電源電圧の８６係である。例えば交流２００ｖを直接
整流して直流電源とすれば、従来の変調方式ではインバ
ータ出力は最大＋７２Ｖの正弦波しか得られず汎用の定
格２００Ｖの誘導電動機を十分駆動できない欠点を持っ
ている。
、その値は（３）式のようにＥｄ−β／２ すなわち直
流電源電圧の８６係である。例えば交流２００ｖを直接
整流して直流電源とすれば、従来の変調方式ではインバ
ータ出力は最大＋７２Ｖの正弦波しか得られず汎用の定
格２００Ｖの誘導電動機を十分駆動できない欠点を持っ
ている。
〈問題点解決手段〉
本発明は、直流電源電圧に等しいピーク値の正弦波出力
か得られる３相ＰＷＭインバータのパル幅変調方式に関
するものである。
か得られる３相ＰＷＭインバータのパル幅変調方式に関
するものである。
３相正弦波インバータにおいて、各相電圧Ｖａ。
■ｂ、ｖｏの波形は必ずしも正弦波である必要はなく、
各相間電圧が正弦波であればよい。式で示すと、基準電
圧ｅａ、ｅｂ、ｅ（２のそれぞれに同じ補正電圧ｅｐを
加えてｅａ′、ｅｂ′、ｅｃ′をとしても、相間電圧は
ｅａ′、ｅｂ′、ｅｏ′それぞれの差に比例するのでｅ
ｐ を加えないときと同じになる。
各相間電圧が正弦波であればよい。式で示すと、基準電
圧ｅａ、ｅｂ、ｅ（２のそれぞれに同じ補正電圧ｅｐを
加えてｅａ′、ｅｂ′、ｅｃ′をとしても、相間電圧は
ｅａ′、ｅｂ′、ｅｏ′それぞれの差に比例するのでｅ
ｐ を加えないときと同じになる。
〈実施例〉
（１）三相正弦波基準信号の各相電圧が正、負の最大と
なる６分の１周期の間、正弦波のピーク値のβ／２倍の
値に保ち、他の２相の相電圧を相間電圧を維持するよう
に変化させる。
なる６分の１周期の間、正弦波のピーク値のβ／２倍の
値に保ち、他の２相の相電圧を相間電圧を維持するよう
に変化させる。
第３図と同じ出力電圧が得られる基準信号とそのときの
動作波形を第４図に示す。基準信号の相間電圧は第３図
と同じであるが、基準信号の振幅が小さくなっており、
変調度を１にした（９） 場合は大きな正弦波出力が得られる。
動作波形を第４図に示す。基準信号の相間電圧は第３図
と同じであるが、基準信号の振幅が小さくなっており、
変調度を１にした（９） 場合は大きな正弦波出力が得られる。
すなわち補正電圧呻を
ａｐｌ−（−１）ＮＭ（ｓｉｎ（ωｔ−ｙｒ）−４１（
７）とすればｅ）（、ｅｙ、ｅｚは（１）（６）（７）
式よりただしＭ′−己Ｍ 、０〈ωｔ＜Ｈ となり、ｅａ′、ｅｂ′、ｅｏ′の一周期の波形は第１
表のｅａ、 ｅｂ、ｅｅと同様に表わされる。出力電圧
は 電圧はＭ′＝１のときに得られ、直流電源電圧Ｅ、１に
等しい。すなわち、無歪最大出力電圧が改善される。
７）とすればｅ）（、ｅｙ、ｅｚは（１）（６）（７）
式よりただしＭ′−己Ｍ 、０〈ωｔ＜Ｈ となり、ｅａ′、ｅｂ′、ｅｏ′の一周期の波形は第１
表のｅａ、 ｅｂ、ｅｅと同様に表わされる。出力電圧
は 電圧はＭ′＝１のときに得られ、直流電源電圧Ｅ、１に
等しい。すなわち、無歪最大出力電圧が改善される。
〈他の実施例〉
（２）三相正弦波基準信号の各相電圧が正、負の最大と
なる６分の１周期の間、三角波バイアス電圧のピーク値
に等しく保ち、他の２相の相電圧を相間電圧を維持する
ように変化させる。
なる６分の１周期の間、三角波バイアス電圧のピーク値
に等しく保ち、他の２相の相電圧を相間電圧を維持する
ように変化させる。
第３図と同じ出力電圧が得られる基準信号とそのときの
動作波形を第５図に示す。第４図のπ／３毎における３
相基準信号を上、下に移動させ、ｌ相の電圧をバイアス
三角波ｅｊ のピーク値に一致させたものである。基準
電圧がｅｔ のピーク値と一致している期間は、インバ
ータは高電位捷たは低電位の状態で休止しているので、
１サイクル当りの転流回数が少なくなり、転流損失を減
少することができる。
動作波形を第５図に示す。第４図のπ／３毎における３
相基準信号を上、下に移動させ、ｌ相の電圧をバイアス
三角波ｅｊ のピーク値に一致させたものである。基準
電圧がｅｔ のピーク値と一致している期間は、インバ
ータは高電位捷たは低電位の状態で休止しているので、
１サイクル当りの転流回数が少なくなり、転流損失を減
少することができる。
補正電圧ｅ、は
ｅｐ２＝ｅｐ＋−（−１）Ｎ（１−”Ｍ） （１０と
したことになり、ｅＸ、ｅｙ、ｅｚけ（１）（６）（７
）０．０）式となり、６ ａｌ＋ 、 ６ ｂｌ＋ 、
６ Ｃ＋＋の１周期の波形目第１９のｅＢ、ｅｌ）、
ｅｏと同様に表わされる。出力電圧は先の基準信号の場
合と同様（９）式で表わされ、同様の特徴を特っている
。
したことになり、ｅＸ、ｅｙ、ｅｚけ（１）（６）（７
）０．０）式となり、６ ａｌ＋ 、 ６ ｂｌ＋ 、
６ Ｃ＋＋の１周期の波形目第１９のｅＢ、ｅｌ）、
ｅｏと同様に表わされる。出力電圧は先の基準信号の場
合と同様（９）式で表わされ、同様の特徴を特っている
。
〈効 果〉
このように本発明によれば３相正弦波ＰＷＭインバータ
において、学位インバータのオンオフ信号を発生するに
際して、３相正弦波基準信号を補正して各相電圧が最高
または最低となる＋７６周期の間一定とし、他の２相で
相間電圧が正弦波となるようにすれば、インバータの最
大正弦波出力電圧に゛よ、ヒインバータのスイッチング
損失を改善することかできる。
において、学位インバータのオンオフ信号を発生するに
際して、３相正弦波基準信号を補正して各相電圧が最高
または最低となる＋７６周期の間一定とし、他の２相で
相間電圧が正弦波となるようにすれば、インバータの最
大正弦波出力電圧に゛よ、ヒインバータのスイッチング
損失を改善することかできる。
第１図は３相ブリツジ形インバータの構成図、第２図は
インバータのオンオフ信号発生回路のブロック図、第３
図は従来のパルス幅変調方式の動作説明図、第４図は本
発明の一実施例のパルス幅変調方式の動作説明図、第５
図は本発明の他の実施例のパルス幅変調方式の動作説明
図である。 １・・・基準信号発生器、２・・バイアス信号発生器、
３ ・・：ｚ ７パレータ、４ａ、４ａ、４ｃ＝・ＮＯ
Ｔ論理回路、５ａ 、 ５ｂ 、 ５ｃ 、 ５ａ’、
５ｂ’、 ５ａ’増幅器。 代理人 弁理士 福 士 愛 彦（他２名）３ ３９８ ）））） 匂 ｑ （七（＼−＼
−−２ 市 ｃ、Ｉｌｉ 逮 ５Ｓ）） 匂 ミ （） ＼−＼１ ＼−＼− 迄 。 甲 疑 ・ ＋ ｇ −：ｔ −ｇ ４００− 侶 。 市 手続補正書（オペ） １．事件の表示 特願昭５８−１１．６７８号 ２、発明の名称 ブリッジ形３相正弦波インバータの）ｚ）レス幅変調方
式３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住 所 ＠５４６大阪市阿倍野区長池町２２番２２号
４、代理 人 ６、補正の対象 （１） 譲渡証書 （２）明細書の発明の名称の欄 ７ 補正の内容 ｆｌ） 譲渡証書を別紙の通り補正する。 （２）明細書の発明の名称の欄を「ブリッジ形３相正弦
波インバータのパルス幅変調方式」と補正する。 ８、添附書類の目録 譲渡証書 ・・・・・・−・・・・・・・ ・−・・・
・・ １通４０１
インバータのオンオフ信号発生回路のブロック図、第３
図は従来のパルス幅変調方式の動作説明図、第４図は本
発明の一実施例のパルス幅変調方式の動作説明図、第５
図は本発明の他の実施例のパルス幅変調方式の動作説明
図である。 １・・・基準信号発生器、２・・バイアス信号発生器、
３ ・・：ｚ ７パレータ、４ａ、４ａ、４ｃ＝・ＮＯ
Ｔ論理回路、５ａ 、 ５ｂ 、 ５ｃ 、 ５ａ’、
５ｂ’、 ５ａ’増幅器。 代理人 弁理士 福 士 愛 彦（他２名）３ ３９８ ）））） 匂 ｑ （七（＼−＼
−−２ 市 ｃ、Ｉｌｉ 逮 ５Ｓ）） 匂 ミ （） ＼−＼１ ＼−＼− 迄 。 甲 疑 ・ ＋ ｇ −：ｔ −ｇ ４００− 侶 。 市 手続補正書（オペ） １．事件の表示 特願昭５８−１１．６７８号 ２、発明の名称 ブリッジ形３相正弦波インバータの）ｚ）レス幅変調方
式３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 住 所 ＠５４６大阪市阿倍野区長池町２２番２２号
４、代理 人 ６、補正の対象 （１） 譲渡証書 （２）明細書の発明の名称の欄 ７ 補正の内容 ｆｌ） 譲渡証書を別紙の通り補正する。 （２）明細書の発明の名称の欄を「ブリッジ形３相正弦
波インバータのパルス幅変調方式」と補正する。 ８、添附書類の目録 譲渡証書 ・・・・・・−・・・・・・・ ・−・・・
・・ １通４０１
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、各相に、直流電源の正端子電位、負端子電位を交互
に出力する単位インバータを配し、相間電圧としてパル
ス幅変調された正弦波を出力するブリンジ形３相正弦波
インバータにおいて、相電位が最高および最低となるべ
き６分の１周期の間、相電位か一定になるように単位イ
ンバータをパルス幅変調し、他の２相の単位インバータ
を相聞電圧か正弦波となるようパルス幅変調したことを
特徴とするブリンジ形３相正弦波インバータのパルス幅
変調方式。 ２ 各相に、直流電源の正端子電位、負端子電位を交互
に出力する単位インバータを配し、相間電圧としてパル
ス幅変調された正弦波を出力するブリフジ形３相インバ
ータにおいて、相電位か最高（最低）となるべき６分の
１周期の間単位インバータを正端子電位（負端子電位）
を出力した状態で休止させ、他の２相の単位インバータ
を相間電圧が正弦波となるようパルス幅変調したことを
特徴とするブリッジ形３相正弦波インバータのパルス幅
変調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58011678A JPS59139871A (ja) | 1983-01-26 | 1983-01-26 | ブリツジ形３相正弦波インバ−タのパルス幅変調方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58011678A JPS59139871A (ja) | 1983-01-26 | 1983-01-26 | ブリツジ形３相正弦波インバ−タのパルス幅変調方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59139871A true JPS59139871A (ja) | 1984-08-10 |
Family
ID=11784649
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58011678A Pending JPS59139871A (ja) | 1983-01-26 | 1983-01-26 | ブリツジ形３相正弦波インバ−タのパルス幅変調方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59139871A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61185075A (ja) * | 1985-02-08 | 1986-08-18 | Hitachi Ltd | 多相ｐｗｍ変換器の制御方法 |
| JPS63136967A (ja) * | 1986-11-28 | 1988-06-09 | Toshiba Corp | Ｐｗｍインバ−タの制御方法 |
| US6324085B2 (en) | 1999-12-27 | 2001-11-27 | Denso Corporation | Power converter apparatus and related method |
| WO2010119929A1 (ja) | 2009-04-16 | 2010-10-21 | 株式会社明電舎 | 電力変換装置の制御方法 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS579267A (en) * | 1980-06-17 | 1982-01-18 | Toshiba Corp | Controlling system for voltage type inverter |
-
1983
- 1983-01-26 JP JP58011678A patent/JPS59139871A/ja active Pending
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