JP4136786B2 - 二相交流システム - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、三相インバータにより二相負荷に交流電力を供給するための高効率かつ安価な二相交流システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
二相交流は、二つの電圧または電流の基本波の位相が互いに９０°ずれた交流として一般に知られている（例えば、小郷著，「交流理論」，電気学会，ｐ１９２−１９４，１９６９年発行）。
二相交流が広く用いられている用途としては、例えば二相ステッピングモータの駆動用がある。ステッピングモータはパルス状の電圧で駆動されることが多いものの、原理的には正弦波状の交流電圧、電流を二相の励磁コイルに与えて駆動することも可能であり、これによってより滑らかな回転を得ることができる。
なお、二相ステッピングモータに正弦波状の二相交流電圧を与えて駆動する手法については、例えば見城、新村共著，「ステッピング・モータの基礎と応用」，総合電子出版社，ｐ５２−５４（１９７９年発行）に詳述されており、公知の技術となっている。
【０００３】
次に、二相交流を発生する従来のインバータについて、図８，図９を参照しつつ説明する。
電圧、電流及び周波数を調整可能な二相交流発生用のインバータとして代表的なものは、図８，図９に示す２種類であり、図８の回路は二相フルブリッジインバータ、図９の回路は二相ハーフブリッジインバータと呼ばれている。
【０００４】
図８の回路は、還流ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子５１〜５８を２個ずつ直列接続して４個のインバータアームを構成し、これらのインバータアームを並列接続して、その両端に電池または交流電圧を整流して得た直流電圧部の直流電圧Ｅｄｃが印加される。ここで、便宜的に、スイッチング素子５１〜５４がＡ相フルブリッジを構成し、同５５〜５８がＢ相フルブリッジを構成している。
スイッチング素子５１，５２の相互接続点と同５３，５４の相互接続点との間にはＡ相負荷６０Ａが接続され、同５５，５６の相互接続点と同５７，５８の相互接続点との間にはＢ相負荷６０Ｂが接続されている。なお、６０はＡ相負荷６０Ａ及びＢ相負荷６０Ｂからなる二相負荷である。
【０００５】
また、図９の回路は、還流ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子８１〜８４を２個ずつ直列接続して２個のインバータアームを構成し、これらのインバータアームを並列接続してその両端に直流電源７１，７２の直列回路からなる直流電圧部の直流電圧Ｅｄｃが印加される。ここで、便宜的に、スイッチング素子８１，８２がＡ相ハーフブリッジを構成し、スイッチング素子８３，８４がＢ相ハーフブリッジを構成している。
スイッチング素子８１，８２の相互接続点と直流電源７１，７２の相互接続点Ｎとの間にはＡ相負荷６０Ａが接続され、スイッチング素子８３，８４の相互接続点と直流電源７１，７２の相互接続点Ｎとの間にはＢ相負荷６０Ｂが接続されている。
【０００６】
図８，図９の何れにおいても、各インバータアームを構成する２個のスイッチング素子を交互にオン、オフすることにより、Ａ相負荷６０ＡまたはＢ相負荷６０Ｂに供給する電圧をパルス状に切り替えている。これらの電圧波形はパルス状であるものの、ＰＷＭ制御により、後述するように電圧の主要な周波数成分として任意の波形を出力することができる。
図８の二相フルブリッジインバータでは各フルブリッジが、また、図９の二相ハーフブリッジインバータでは各ハーフブリッジが、Ａ相負荷６０Ａ及びＢ相負荷６０Ｂにそれぞれ個別に電力を供給する。
【０００７】
次に、図８に示した二相フルブリッジインバータにおけるスイッチング動作と出力電圧基本波との関係について、図１０を参照しつつ説明する。
一般に、インバータの出力電圧の高調波を低減する手法としてＰＷＭ制御が用いられている。その代表例は、信号波形を搬送波としての三角波と比較する三角波比較方式であり、ここでは当該方式による動作について説明する。
【０００８】
いま、図８のスイッチング素子５１〜５４からなるＡ相フルブリッジの出力相をＡ相、同５５〜５８からなるＢ相フルブリッジの出力相をＢ相とし、Ａ相に着目して説明する。
Ａ相フルブリッジの出力端子に接続されるＡ相負荷６０Ａの両端子をＡ１，Ａ２、直流電圧部の直流電圧Ｅｄを二等分した点をＮとし、前記端子Ａ１，Ａ２の点Ｎに対する電圧をそれぞれＶＡ１ＮＰ，ＶＡ２ＮＰとする。
【０００９】
このとき、電圧ＶＡ１ＮＰは次のように決められる。まず、図１０（ａ）に示すように、基準信号として搬送波（三角波）ｖｃと、ＶＡ１ＮＰの主要な周波数成分（搬送波周波数近傍以上の周波数成分を除いた電圧成分、言い換えれば、ＶＡ１ＮＰの低次成分）であるＶＡ１Ｎに相似な信号（電圧指令信号）ｖａ１ ＊とを用意する。なお、一般に、搬送波の周波数は電圧指令信号の周波数よりも数〜数１００倍高く設定される。
次に、ｖｃとｖａ１ ＊とを比較し、次の規則に則ってインバータアームのスイッチングを行う。
【００１０】
（１）ｖａ１ ＊＞ｖｃならば、上側スイッチング素子をオン、下側スイッチング素子をオフ
（２）ｖａ１ ＊≦ｖｃならば、上側スイッチング素子をオフ、下側スイッチング素子をオン
【００１１】
また、電圧ＶＡ２ＮＰについては、ｖａ１ ＊の符号を反転した信号ｖａ２ ＊を生成し、上記規則のｖａ１ ＊をｖａ２ ＊に置き換えた同一の規則に基づいてインバータアームのスイッチングを行う。
【００１２】
このようにスイッチング動作を行うことによって、図１０（ｂ），（ｃ）に示すパルス状の電圧ＶＡ１ＮＰ及びＶＡ２ＮＰが発生し、その振幅は直流電圧部の電圧の１／２、すなわちＥｄｃ／２となることが理解できる。
Ａ相負荷６０Ａの両端電圧ＶＡＰはＶＡ１ＮＰ−ＶＡ２ＮＰであるため、この電圧ＶＡＰは、図１０（ｄ）に示すように振幅がＥｄｃのパルス波形となる。
【００１３】
ここで、電圧指令信号の変化率が搬送波の変化率に対して十分小さく、搬送波一周期の間の電圧指令信号を一定値と見なせるものとする。このとき、Ａ相負荷６０Ａの端子Ａ１のＮに対する電圧ＶＡ１ＮＰの主要な周波数成分ＶＡ１Ｎは、図１０（ｂ）に示すようにｖａ１ ＊と相似な波形となり、数式１で表せることが一般に知られている。
【００１４】
［数１］
ＶＡ１Ｎ＝（Ｅｄｃ／２）×ｖａ１ ＊／Ｖｃ
ここで、Ｖｃ ：ｖｃ の振幅である。
【００１５】
ただし、ｖａ１ ＊がＶｃを越えてしまうと上下のスイッチング動作ができなくなるため、上式は成り立たない。ここでは、常にｖａ１ ＊≦Ｖｃが成り立っているものとする。
このとき、ｖａ１ ＊／Ｖｃの最大値は１であり、また、Ｅｄｃ／２は定数であるため、結局、ＶＡ１Ｎの最大値はＥｄｃ／２となる。
ＶＡ２ＮＰについても同様に、図１０（ｃ）に示す主要な周波数成分ＶＡ２Ｎを得ることができ、その最大値もＥｄｃ／２となる。
また、図１０（ｄ）に示す如く、Ａ相負荷６０Ａの両端電圧ＶＡＰの主要な周波数成分ＶＡは、ＶＡ１ＮとＶＡ２Ｎとの差として与えられ、その最大値はＥｄｃとなる。
【００１６】
スイッチング素子５５〜５８からなるＢ相フルブリッジの出力電圧についても、Ａ相と全く同じように考えることができる。Ｂ相の出力電圧として、Ａ相の出力電圧に対し９０°位相のずれた電圧指令信号を設定すれば、ＶＡＰに対し９０°位相のずれた電圧ＶＢＰを得ることができる。
【００１７】
以上をまとめると、二相フルブリッジインバータの出力電圧については、次のことが言える。
すなわち、電圧指令信号が搬送波の振幅を越えず、かつ、電圧指令信号の変化率が搬送波の変化率に対して十分遅ければ、各相出力電圧の主要な周波数成分の最大振幅はＥｄｃとなる。
なお、実際の回路動作では、上下のスイッチング素子の切り替え時に電源電圧を短絡しないように両スイッチング素子が共にオフとなるモードを設けたり、また、上下のスイッチング素子の切り替えを歯切れよく行うために搬送波と電圧指令信号とを比較する比較器としてヒステリシスコンパレータを用いたり、更には、搬送波として三角波以外の信号、例えば鋸歯状波を用いたりすることもあるが、これらが出力電圧の主要な周波数成分の最大振幅に与える影響は小さい。
【００１８】
このように、ＰＷＭ変調された電圧を負荷に印加する場合、負荷はインダクタンス成分を有するか、あるいは負荷にインダクタンス成分を付加することが一般的であるため、その電流平滑効果によって負荷電流は所定の滑らかな波形となる。
【００１９】
図９の二相ハーフブリッジインバータでは、二相フルブリッジインバータにおけるＶＡ１ＮがそのままＡ相負荷６０Ａの両端に印加される電圧となる。従って、出力電圧の主要な周波数成分の最大振幅はＥｄｃ／２となり、二相フルブリッジインバータの場合の半分であることがわかる。
ここで、負荷が交流動作を前提としている場合、電源電圧Ｅｄｃを二等分した点Ｎを２つのコンデンサの直列接続点として設けることもできる。しかし、モータ負荷のように直流電力を供給する必要がある場合には、コンデンサでは電力供給ができないため、図９のように二つの直流電源７１，７２を個別に設けなくてはならない。
【００２０】
なお、図８と同様に二相フルブリッジインバータを用いたステッピングモータの駆動回路が、下記の特許文献１に記載されている。
【００２１】
【特許文献１】
特表平８−５１０６３３号公報（図１）
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、二相交流を発生させるために二相フルブリッジインバータを用いる場合には、インバータアームの個数が４個となるため、その分コスト高となる。また、インバータアームの個数が多いと、半導体スイッチング素子のオン、オフ動作を行うための駆動回路も複雑になる。
更に、二相ハーフブリッジインバータを用いる場合には、フルブリッジインバータに比べて出力電圧が低く、また、直流電源電圧の二等分点を設けて配線しなくてはならない手間を必要とする。
【００２３】
そこで本発明は、広く普及している三相インバータを用いて二相交流を発生させることにより、コストの低減及び駆動回路の簡略化を図り、しかも、ハーフブリッジインバータよりも出力電圧を高くすることができる二相交流システムを提供しようとするものである。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、直流電源に接続され、かつ、三個の交流出力端子を有する三相インバータと、各相負荷の各一方の端子と各相負荷の各他方の端子を共通接続した端子とを有する二相負荷と、を備え、前記三相インバータの三個の交流出力端子を前記二相負荷の三個の端子にそれぞれ接続し、前記三相インバータから前記二相負荷に二相交流電力を供給する二相交流システムであって、
前記三相インバータを、
前記直流電源に接続された直流電圧部と、還流ダイオードが逆並列に接続された半導体スイッチング素子を有するスイッチ部を二個以上直列接続して構成したインバータアーム三個を前記直流電圧部に並列接続してなる回路と、を有する三相電圧形インバータにより構成し、
各インバータアームにおける前記スイッチ部同士の接続点を各相の電圧出力端子とした二相交流システムにおいて、
前記直流電圧部の電圧を二等分した点をＮ点とし、
前記二相負荷の三端子のうち各相負荷の相互接続端子を端子Ｚとし、かつ、前記二相負荷の残りの二端子をそれぞれ端子Ａ、端子Ｂとし、
各端子Ａ，Ｂ及びＺの前記Ｎ点に対する電圧の主要な周波数成分をそれぞれＶ ＡＮ ，Ｖ ＢＮ 及びＶ ＺＮ としたときに、
Ｖ ＺＮ を一定にすると共に、Ｖ ＡＮ 及びＶ ＢＮ を可変として前記三相電圧形インバータを制御するものである。
【００２５】
請求項２に記載した発明は、直流電源に接続され、かつ、三個の交流出力端子を有する三相インバータと、各相負荷の各一方の端子と各相負荷の各他方の端子を共通接続した端子とを有する二相負荷と、を備え、前記三相インバータの三個の交流出力端子を前記二相負荷の三個の端子にそれぞれ接続し、前記三相インバータから前記二相負荷に二相交流電力を供給する二相交流システムであって、
前記三相インバータを、
前記直流電源に接続された直流電圧部と、還流ダイオードが逆並列に接続された半導体スイッチング素子を有するスイッチ部を二個以上直列接続して構成したインバータアーム三個を前記直流電圧部に並列接続してなる回路と、を有する三相電圧形インバータにより構成し、
各インバータアームにおける前記スイッチ部同士の接続点を各相の電圧出力端子とした二相交流システムにおいて、
前記直流電圧部の電圧を二等分した点をＮ点とし、
前記二相負荷の三端子のうち各相負荷の相互接続端子を端子Ｚとし、かつ、前記二相負荷の残りの二端子をそれぞれ端子Ａ、端子Ｂとし、
各端子Ａ，Ｂ及びＺの前記Ｎ点に対する電圧の主要な周波数成分をそれぞれＶ ＡＮ ，Ｖ ＢＮ 及びＶ ＺＮ とし、かつ、端子Ａ，Ｂの端子Ｚに対する電圧の主要な周波数成分をそれぞれＶ ＡＺ ，Ｖ ＢＺ としたときに、
Ｖ ＡＮ ，Ｖ ＢＮ 及びＶ ＺＮ をそれぞれ可変とし、Ｖ ＡＺ 及びＶ ＢＺ が所望の値となるように前記三相電圧形インバータを制御するものである。
【００２６】
請求項３に記載した発明は、請求項２に記載した二相交流システムにおいて、
前記三相電圧形インバータから二相負荷に供給する電圧の主要な周波数成分を互いに９０°位相のずれた二相平衡正弦波とする際に、Ｖ ＡＮ ，Ｖ ＢＮ 及びＶ ＺＮ の波形を、
Ｖ ＡＮ ＝Ｖ １ ｓｉｎ（ωｔ＋α）＋Ｖ ＺＮ
Ｖ ＢＮ ＝Ｖ １ ｃｏｓ（ωｔ＋α）＋Ｖ ＺＮ
Ｖ ＺＮ ＝Ｖ ２ ｓｉｎ｛ωｔ＋α−（３π／４）｝
（ただし、Ｖ １ ，Ｖ ２ ：電圧振幅、ω：角周波数、ｔ：時間、α：任意の角度）
とするものである。
【００２７】
請求項４に記載した発明は、請求項３に記載した二相交流システムにおいて、
Ｖ ２ ＝（１／√２）Ｖ １
であることを特徴とする。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１はこの実施形態に係る二相交流システムの全体的な構成を示している。まず、１００は直流電源に接続された三相インバータ、６０は三相インバータ１００の三個の出力端子に接続された二相負荷である。二相負荷６０は、前述した図９と同様にＡ相負荷６０Ａ及びＢ相負荷６０Ｂからなり、各負荷６０Ａ，６０Ｂの各一方の端子Ａ，Ｂ及び共通接続端子Ｚが前記出力端子にそれぞれ接続されている。なお、各負荷６０Ａ，６０Ｂとしては、二相ステッピングモータの励磁コイル等がある。
【００３２】
ここで、三相インバータ１００からＡ相負荷６０Ａ、Ｂ相負荷６０Ｂに対し、互いに９０°位相のずれた電圧ＶＡＺ，ＶＢＺを印加するか、あるいは、三相インバータ１００の一相の出力端子からＡ相負荷６０Ａに流れる電流をｉａ、別の一相の出力端子からＢ相負荷６０Ｂに流れる電流をｉｂ（ｉａに対し基本波の位相が９０°ずれた電流）としたとき、残りの一相の出力端子から共通接続端子Ｚに向けて−（ｉａ＋ｉｂ）の電流が流れるように三相インバータ１００を制御することにより、三相インバータ１００から二相負荷６０に対して二相交流電力を供給することができる。
【００３３】
図２及び図３は、図１における三相インバータ１００の具体例である。
まず、図２は、三相インバータ１００を三相電圧形インバータにより構成した例である。周知のように電圧形インバータは、直流電圧部のエネルギーをスイッチングアームのスイッチングによりパルス状の電圧に変換して負荷に供給する。
【００３４】
すなわち、図２において、環流ダイオードＤＦが逆並列接続された半導体スイッチング素子１１，１２（以下、環流ダイオード及び半導体スイッチング素子の逆並列回路を、請求項におけるスイッチ部という）を直列接続してインバータアーム１７を形成し、同様に半導体スイッチング素子１３，１４によりインバータアーム１８を、半導体スイッチング素子１５，１６によりインバータアーム１９をそれぞれ形成すると共に、これらのインバータアーム１７〜１９に並列に、コンデンサ３１からなる直流電圧部を接続して三相電圧形インバータが構成されている。
そして、インバータアーム１７〜１９における二個のスイッチ部の相互接続点が、それぞれ三相インバータ１００の出力端子として二相負荷６０の各端子Ａ，Ｂ，Ｚに接続される。
なお、三相電圧形インバータとしては、多レベルインバータや多重インバータを用いても良い。
【００３５】
一方、図３は、三相インバータ１００を三相電流形インバータにより構成した例である。電流形インバータは、直流電流部のエネルギーをスイッチングアームのスイッチングによりパルス状の電流に変換して負荷に供給する。なお、電流形インバータでは、半導体スイッチング素子を逆方向の電流を阻止する自己消弧形素子とする必要があるため、直列ダイオードを接続することが行われるが、最近の技術としては、一つの自己消弧形素子が逆方向電流を阻止する機能を有するものも開発されているので、これを用いてもよい。
【００３６】
図３において、２１〜２６は半導体スイッチング素子、ＤＳは各スイッチング素子に直列接続されたダイオード（以下、半導体スイッチング素子及びダイオードの直列回路を、請求項におけるスイッチ部という）、２７〜２９は互いに並列接続されたインバータアーム、３２はインバータアーム２７〜２９に直列接続された直流電流部としてのリアクトルである。
この三相電流形インバータでは、インバータアーム２７〜２９における二個のスイッチ部の相互接続点が、それぞれ三相インバータ１００の出力端子として二相負荷６０の各端子Ａ，Ｂ，Ｚに接続される。
なお、これらの各出力端子間には、コンデンサからなる出力フィルタ４０が接続されている。
【００３７】
次に、この実施形態における三相インバータ１００の制御方法を説明する。以下では、図２に示した三相電圧形インバータを対象としてその制御方法を述べる。
まず、図２の直流電圧部（コンデンサ３１）の電圧Ｅｄｃを二等分した点をＮとし、二相負荷６０の各端子Ａ，Ｂ，Ｚの上記点Ｎに対する電圧の主要な成分（搬送波周波数近傍以上の周波数成分を除いた電圧成分）をＶＡＮ，ＶＢＮ，ＶＺＮとする。
【００３８】
このとき、端子Ｚについて、ＰＷＭ制御の三角波比較方式における電圧指令信号をゼロに固定すると、ＶＺＮ＝０となる。従って、Ａ相負荷６０Ａの両端電圧ＶＡＺ及びＢ相負荷６０Ｂの両端電圧ＶＢＺはそれぞれＶＡＮ，ＶＢＮとなり、これらのＶＡＮ，ＶＢＮを制御することによって二相負荷６０の印加電圧を制御することが可能となる。
【００３９】
具体的には、図２におけるインバータアーム１７〜１９のうちいずれかのアームの出力電圧の電圧指令信号をゼロに固定し、他の二つのアームの出力電圧の電圧指令信号を互いに９０°位相がずれた信号として与えればよく、図９のハーフブリッジインバータと同様の制御を行えばよい。
この結果、三相インバータ１００の出力電圧波形（電圧ＶＡＺ，ＶＢＺ）は図４のようになり、各負荷６０Ａ，６０Ｂに印加できる電圧の主要な周波数成分の最大振幅は、ハーフブリッジインバータと同様にＥｄｃ／２となる。
【００４０】
一方、制御したいのはＡ相負荷６０Ａ，Ｂ相負荷６０Ｂにそれぞれ印加される電圧ＶＡＺ，ＶＢＺの主要な周波数成分であり、端子Ｚの電圧値が変化する場合でも、次の関係式が成り立つようにＶＡＮ，ＶＢＮ及びＶＺＮを制御すればよい。
【００４１】
［数２］
ＶＡＮ＝ＶＡＺ＋ＶＺＮ
［数３］
ＶＢＮ＝ＶＢＺ＋ＶＺＮ
（ＶＺＮ：任意の電圧値）
【００４２】
ただし、ＶＺＮの値によっては、ＶＡＮ及びＶＢＮがＥｄｃ／２を越えることもあり得るため、その設定には注意を要する。
【００４３】
図５は、ＶＺＮを台形波状の電圧とし、ＶＡＮ及びＶＢＮを二相平衡正弦波にＶＺＮを加算した波形に制御した場合を示している。このようにＶＡＮ，ＶＢＮ及びＶＺＮが歪んだ波形となっても、数式２，数式３が成り立つようにインバータアーム１７〜１９のスイッチングを制御することにより、Ａ相負荷６０Ａ，Ｂ相負荷６０Ｂへの印加電圧ＶＡＺ，ＶＢＺをそれぞれ二相平衡正弦波にすることが可能である。
【００４４】
次に、上述したような二相平衡正弦波では位相が９０°ずれているため、二相電圧の符号に着目すると、次の４モードが存在する。
▲１▼ＶＡＺ≧０，ＶＢＺ≧０
▲２▼ＶＡＺ≧０，ＶＢＺ＜０
▲３▼ＶＡＺ＜０，ＶＢＺ＜０
▲４▼ＶＡＺ＜０，ＶＢＺ≧０
【００４５】
前述した数式２、数式３から、ＶＡＺ＝ＶＡＮ−ＶＺＮ，ＶＢＺ＝ＶＢＮ−ＶＺＮであるため、上記各モード▲１▼〜▲４▼において端子Ｚの点Ｎに対する電圧ＶＺＮを次のようにすることにより、所定のＶＡＺ，ＶＢＺに対するＶＡＮ，ＶＢＮの振幅を小さくできることが分かる。
▲１▼ＶＺＮ＜０
▲２▼ＶＺＮ：負から正に変化
▲３▼ＶＺＮ≧０
▲４▼ＶＺＮ：正から負に変化
【００４６】
この条件を満足する最も単純な波形は、ＶＺＮ＝−Ｋ（ＶＡＺ＋ＶＢＺ）である（ただし、Ｋは係数）。ここで、ＶＡＺ，ＶＢＺを数式４，５により定義すると、ＶＺＮは数式６となる。
［数４］
ＶＡＺ＝Ｖ１sin（ωｔ＋α）
［数５］
ＶＢＺ＝Ｖ１cos（ωｔ＋α）
［数６］
ＶＺＮ＝−Ｋ（ＶＡＺ＋ＶＢＺ）＝Ｋ・Ｖ１sin｛ωｔ＋α＋（π／４）｝＝Ｖ２sin｛ωｔ＋α−（３π／４）｝
なお、Ｖ２＝Ｋ・Ｖ１、Ｖ１及びＶ２：電圧振幅、ω：角周波数、ｔ：時間、α：任意の角度である。
【００４７】
また、このとき、ＶＡＮ，ＶＢＮは次のようになる。
［数７］
ＶＡＮ＝ＶＡＺ＋ＶＺＮ＝Ｖ１sin（ωｔ＋α）＋ＶＺＮ
［数８］
ＶＢＮ＝ＶＢＺ＋ＶＺＮ＝Ｖ１cos（ωｔ＋α）＋ＶＺＮ
【００４８】
図６は、Ｖ１＝１，Ｖ２＝０．５とした場合のＶＡＺ，ＶＢＺ，ＶＡＮ，ＶＢＮ，ＶＺＮの波形である。ＶＡＺ，ＶＢＺの振幅に対し、ＶＡＮ，ＶＢＮの振幅が小さくなっていることが分かる。ＶＡＮ，ＶＢＮの振幅としては最大でＥｄｃ／２まで出力可能であるため、ＶＡＺ，ＶＢＺとしてはＥｄｃ／２よりも大きな振幅まで出力できることになる。すなわち、直流電圧部の電圧が同じならば、三相電圧形インバータを用いた本実施形態の方が、二相ハーフブリッジインバータを用いた図９の従来技術よりも高い電圧を負荷に印加することができることになる。
【００４９】
以上に述べた実施形態において、負荷への印加電圧ＶＡＺ，ＶＢＺが最大になるのは、ＶＡＮ，ＶＢＮ及びＶＺＮの全ての振幅がＥｄｃ／２となる場合である。
ＶＡＮ，ＶＢＮ及びＶＺＮの振幅が等しくなる条件は、数式７に数式６を代入して整理することにより、次のように導出できる。
［数９］
ＶＡＮ＝Ｖ１sin（ωｔ＋α）＋Ｖ２sin｛ωｔ＋α−（３π／４）｝
＝Ｖ１sin（ωｔ＋α）＋Ｖ２｛sin（ωｔ＋α）cos（３π／４）−cos（ωｔ＋α）sin（３π／４）｝
＝Ｖ１sin（ωｔ＋α）＋Ｖ２｛（−１／√２）sin（ωｔ＋α）−（１／√２）cos（ωｔ＋α）｝
＝｛Ｖ１−（１／√２）Ｖ２｝sin（ωｔ＋α）−（１／√２）Ｖ２cos（ωｔ＋α）｝
＝√［｛Ｖ１−（１／√２）Ｖ２｝２＋｛１／√２）Ｖ２｝２］sin（ωｔ＋α−β）
【００５０】
ここで、数式９におけるβは数式１０によって表される。
［数１０］
β＝tan−１［｛（１／√２）Ｖ２｝／｛Ｖ１−（１／√２）Ｖ２｝ ］
【００５１】
また、ＶＡＮの振幅を数式６のＶＺＮと同じくＶ２にするという条件から、Ｖ１とＶ２の関係が次の通り導かれる。
［数１１］
Ｖ２＝√［｛Ｖ１−（１／√２）Ｖ２｝２＋｛（１／√２）Ｖ２｝２］
Ｖ１ ２−√２Ｖ１・Ｖ２＝０
Ｖ２＝（１／√２）Ｖ１
このようにＶ２を設定することにより、ＶＡＮ，ＶＢＮ及びＶＺＮの振幅は全てＶ２となる。因みに、数式１１を数式１０に代入することにより、このときβ＝４５°となる。
【００５２】
Ｖ２の最大値はＥｄｃ／２であるため、これを数式１１に代入して整理すると、Ｖ１の最大値（Ｖ１ｍａｘ）は次のように与えられる。
［数１２］
Ｖ１ｍａｘ＝√２（Ｅｄｃ／２）
すなわち、二相ハーフブリッジインバータを用いた図９の従来技術に対して、負荷に印加可能な最大電圧は√２倍となる。
なお、図７は、数式１１の条件の下で、ＶＡＮ，ＶＢＮ及びＶＺＮの振幅を全て等しくした場合のＶＡＺ，ＶＢＺ，ＶＡＮ，ＶＢＮ，ＶＺＮの波形である。
【００５３】
上記実施形態では、ＰＷＭ制御における変調方式として三角波比較方式を例に挙げて説明したが、本発明では変調方式による制約はない。
また、説明の便宜上、電圧指令信号として振幅一定の正弦波を仮定したが、振幅が時間的に変動する制御系を構成した場合にも本発明を適用することができる。
更に、電圧指令信号の振幅が搬送波の振幅を越えない場合について述べたが、電流波形の歪みを許容できるならば、電圧指令信号の振幅が搬送波の振幅を越える場合についても適用可能である。
【００５４】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、三相電圧形インバータ等の三相インバータによって二相負荷へ交流電力を供給することにより、従来の二相フルブリッジインバータを二個用いる場合に比べてインバータアーム数を少なくし、主回路やスイッチング素子駆動回路の簡略化、低コスト化を図ることができる。特に、三相インバータ自体が大量生産効果で安価になっているため、極めて経済的な二相交流システムを実現することができる。
また、負荷に印加可能な電圧を、従来の二相ハーフブリッジインバータに比べて√２倍に高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示す回路構成図である。
【図２】本発明の実施形態における三相インバータの回路構成図である。
【図３】本発明の実施形態における三相インバータの回路構成図である。
【図４】本発明の実施形態による電圧波形図である。
【図５】本発明の実施形態による電圧波形図である。
【図６】本発明の実施形態による電圧波形図である。
【図７】本発明の実施形態による電圧波形図である。
【図８】二相負荷を駆動する二相フルブリッジインバータの回路構成図である。
【図９】二相負荷を駆動する二相ハーフブリッジインバータの回路構成図である。
【図１０】図８に示した二相フルブリッジインバータの動作波形図である。
【符号の説明】
１１〜１６，２１〜２６：半導体スイッチング素子
１７〜１９，２７〜２９：インバータアーム
３１：コンデンサ（直流電圧部）
３２：リアクトル（直流電流部）
４０：出力フィルタ
６０Ａ：Ａ相負荷
６０Ｂ：Ｂ相負荷
６０：二相負荷
１００：三相インバータ
ＤＦ：還流ダイオード
ＤＳ：直列ダイオード
【発明の属する技術分野】
本発明は、三相インバータにより二相負荷に交流電力を供給するための高効率かつ安価な二相交流システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
二相交流は、二つの電圧または電流の基本波の位相が互いに９０°ずれた交流として一般に知られている（例えば、小郷著，「交流理論」，電気学会，ｐ１９２−１９４，１９６９年発行）。
二相交流が広く用いられている用途としては、例えば二相ステッピングモータの駆動用がある。ステッピングモータはパルス状の電圧で駆動されることが多いものの、原理的には正弦波状の交流電圧、電流を二相の励磁コイルに与えて駆動することも可能であり、これによってより滑らかな回転を得ることができる。
なお、二相ステッピングモータに正弦波状の二相交流電圧を与えて駆動する手法については、例えば見城、新村共著，「ステッピング・モータの基礎と応用」，総合電子出版社，ｐ５２−５４（１９７９年発行）に詳述されており、公知の技術となっている。
【０００３】
次に、二相交流を発生する従来のインバータについて、図８，図９を参照しつつ説明する。
電圧、電流及び周波数を調整可能な二相交流発生用のインバータとして代表的なものは、図８，図９に示す２種類であり、図８の回路は二相フルブリッジインバータ、図９の回路は二相ハーフブリッジインバータと呼ばれている。
【０００４】
図８の回路は、還流ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子５１〜５８を２個ずつ直列接続して４個のインバータアームを構成し、これらのインバータアームを並列接続して、その両端に電池または交流電圧を整流して得た直流電圧部の直流電圧Ｅｄｃが印加される。ここで、便宜的に、スイッチング素子５１〜５４がＡ相フルブリッジを構成し、同５５〜５８がＢ相フルブリッジを構成している。
スイッチング素子５１，５２の相互接続点と同５３，５４の相互接続点との間にはＡ相負荷６０Ａが接続され、同５５，５６の相互接続点と同５７，５８の相互接続点との間にはＢ相負荷６０Ｂが接続されている。なお、６０はＡ相負荷６０Ａ及びＢ相負荷６０Ｂからなる二相負荷である。
【０００５】
また、図９の回路は、還流ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子８１〜８４を２個ずつ直列接続して２個のインバータアームを構成し、これらのインバータアームを並列接続してその両端に直流電源７１，７２の直列回路からなる直流電圧部の直流電圧Ｅｄｃが印加される。ここで、便宜的に、スイッチング素子８１，８２がＡ相ハーフブリッジを構成し、スイッチング素子８３，８４がＢ相ハーフブリッジを構成している。
スイッチング素子８１，８２の相互接続点と直流電源７１，７２の相互接続点Ｎとの間にはＡ相負荷６０Ａが接続され、スイッチング素子８３，８４の相互接続点と直流電源７１，７２の相互接続点Ｎとの間にはＢ相負荷６０Ｂが接続されている。
【０００６】
図８，図９の何れにおいても、各インバータアームを構成する２個のスイッチング素子を交互にオン、オフすることにより、Ａ相負荷６０ＡまたはＢ相負荷６０Ｂに供給する電圧をパルス状に切り替えている。これらの電圧波形はパルス状であるものの、ＰＷＭ制御により、後述するように電圧の主要な周波数成分として任意の波形を出力することができる。
図８の二相フルブリッジインバータでは各フルブリッジが、また、図９の二相ハーフブリッジインバータでは各ハーフブリッジが、Ａ相負荷６０Ａ及びＢ相負荷６０Ｂにそれぞれ個別に電力を供給する。
【０００７】
次に、図８に示した二相フルブリッジインバータにおけるスイッチング動作と出力電圧基本波との関係について、図１０を参照しつつ説明する。
一般に、インバータの出力電圧の高調波を低減する手法としてＰＷＭ制御が用いられている。その代表例は、信号波形を搬送波としての三角波と比較する三角波比較方式であり、ここでは当該方式による動作について説明する。
【０００８】
いま、図８のスイッチング素子５１〜５４からなるＡ相フルブリッジの出力相をＡ相、同５５〜５８からなるＢ相フルブリッジの出力相をＢ相とし、Ａ相に着目して説明する。
Ａ相フルブリッジの出力端子に接続されるＡ相負荷６０Ａの両端子をＡ１，Ａ２、直流電圧部の直流電圧Ｅｄを二等分した点をＮとし、前記端子Ａ１，Ａ２の点Ｎに対する電圧をそれぞれＶＡ１ＮＰ，ＶＡ２ＮＰとする。
【０００９】
このとき、電圧ＶＡ１ＮＰは次のように決められる。まず、図１０（ａ）に示すように、基準信号として搬送波（三角波）ｖｃと、ＶＡ１ＮＰの主要な周波数成分（搬送波周波数近傍以上の周波数成分を除いた電圧成分、言い換えれば、ＶＡ１ＮＰの低次成分）であるＶＡ１Ｎに相似な信号（電圧指令信号）ｖａ１ ＊とを用意する。なお、一般に、搬送波の周波数は電圧指令信号の周波数よりも数〜数１００倍高く設定される。
次に、ｖｃとｖａ１ ＊とを比較し、次の規則に則ってインバータアームのスイッチングを行う。
【００１０】
（１）ｖａ１ ＊＞ｖｃならば、上側スイッチング素子をオン、下側スイッチング素子をオフ
（２）ｖａ１ ＊≦ｖｃならば、上側スイッチング素子をオフ、下側スイッチング素子をオン
【００１１】
また、電圧ＶＡ２ＮＰについては、ｖａ１ ＊の符号を反転した信号ｖａ２ ＊を生成し、上記規則のｖａ１ ＊をｖａ２ ＊に置き換えた同一の規則に基づいてインバータアームのスイッチングを行う。
【００１２】
このようにスイッチング動作を行うことによって、図１０（ｂ），（ｃ）に示すパルス状の電圧ＶＡ１ＮＰ及びＶＡ２ＮＰが発生し、その振幅は直流電圧部の電圧の１／２、すなわちＥｄｃ／２となることが理解できる。
Ａ相負荷６０Ａの両端電圧ＶＡＰはＶＡ１ＮＰ−ＶＡ２ＮＰであるため、この電圧ＶＡＰは、図１０（ｄ）に示すように振幅がＥｄｃのパルス波形となる。
【００１３】
ここで、電圧指令信号の変化率が搬送波の変化率に対して十分小さく、搬送波一周期の間の電圧指令信号を一定値と見なせるものとする。このとき、Ａ相負荷６０Ａの端子Ａ１のＮに対する電圧ＶＡ１ＮＰの主要な周波数成分ＶＡ１Ｎは、図１０（ｂ）に示すようにｖａ１ ＊と相似な波形となり、数式１で表せることが一般に知られている。
【００１４】
［数１］
ＶＡ１Ｎ＝（Ｅｄｃ／２）×ｖａ１ ＊／Ｖｃ
ここで、Ｖｃ ：ｖｃ の振幅である。
【００１５】
ただし、ｖａ１ ＊がＶｃを越えてしまうと上下のスイッチング動作ができなくなるため、上式は成り立たない。ここでは、常にｖａ１ ＊≦Ｖｃが成り立っているものとする。
このとき、ｖａ１ ＊／Ｖｃの最大値は１であり、また、Ｅｄｃ／２は定数であるため、結局、ＶＡ１Ｎの最大値はＥｄｃ／２となる。
ＶＡ２ＮＰについても同様に、図１０（ｃ）に示す主要な周波数成分ＶＡ２Ｎを得ることができ、その最大値もＥｄｃ／２となる。
また、図１０（ｄ）に示す如く、Ａ相負荷６０Ａの両端電圧ＶＡＰの主要な周波数成分ＶＡは、ＶＡ１ＮとＶＡ２Ｎとの差として与えられ、その最大値はＥｄｃとなる。
【００１６】
スイッチング素子５５〜５８からなるＢ相フルブリッジの出力電圧についても、Ａ相と全く同じように考えることができる。Ｂ相の出力電圧として、Ａ相の出力電圧に対し９０°位相のずれた電圧指令信号を設定すれば、ＶＡＰに対し９０°位相のずれた電圧ＶＢＰを得ることができる。
【００１７】
以上をまとめると、二相フルブリッジインバータの出力電圧については、次のことが言える。
すなわち、電圧指令信号が搬送波の振幅を越えず、かつ、電圧指令信号の変化率が搬送波の変化率に対して十分遅ければ、各相出力電圧の主要な周波数成分の最大振幅はＥｄｃとなる。
なお、実際の回路動作では、上下のスイッチング素子の切り替え時に電源電圧を短絡しないように両スイッチング素子が共にオフとなるモードを設けたり、また、上下のスイッチング素子の切り替えを歯切れよく行うために搬送波と電圧指令信号とを比較する比較器としてヒステリシスコンパレータを用いたり、更には、搬送波として三角波以外の信号、例えば鋸歯状波を用いたりすることもあるが、これらが出力電圧の主要な周波数成分の最大振幅に与える影響は小さい。
【００１８】
このように、ＰＷＭ変調された電圧を負荷に印加する場合、負荷はインダクタンス成分を有するか、あるいは負荷にインダクタンス成分を付加することが一般的であるため、その電流平滑効果によって負荷電流は所定の滑らかな波形となる。
【００１９】
図９の二相ハーフブリッジインバータでは、二相フルブリッジインバータにおけるＶＡ１ＮがそのままＡ相負荷６０Ａの両端に印加される電圧となる。従って、出力電圧の主要な周波数成分の最大振幅はＥｄｃ／２となり、二相フルブリッジインバータの場合の半分であることがわかる。
ここで、負荷が交流動作を前提としている場合、電源電圧Ｅｄｃを二等分した点Ｎを２つのコンデンサの直列接続点として設けることもできる。しかし、モータ負荷のように直流電力を供給する必要がある場合には、コンデンサでは電力供給ができないため、図９のように二つの直流電源７１，７２を個別に設けなくてはならない。
【００２０】
なお、図８と同様に二相フルブリッジインバータを用いたステッピングモータの駆動回路が、下記の特許文献１に記載されている。
【００２１】
【特許文献１】
特表平８−５１０６３３号公報（図１）
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、二相交流を発生させるために二相フルブリッジインバータを用いる場合には、インバータアームの個数が４個となるため、その分コスト高となる。また、インバータアームの個数が多いと、半導体スイッチング素子のオン、オフ動作を行うための駆動回路も複雑になる。
更に、二相ハーフブリッジインバータを用いる場合には、フルブリッジインバータに比べて出力電圧が低く、また、直流電源電圧の二等分点を設けて配線しなくてはならない手間を必要とする。
【００２３】
そこで本発明は、広く普及している三相インバータを用いて二相交流を発生させることにより、コストの低減及び駆動回路の簡略化を図り、しかも、ハーフブリッジインバータよりも出力電圧を高くすることができる二相交流システムを提供しようとするものである。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、直流電源に接続され、かつ、三個の交流出力端子を有する三相インバータと、各相負荷の各一方の端子と各相負荷の各他方の端子を共通接続した端子とを有する二相負荷と、を備え、前記三相インバータの三個の交流出力端子を前記二相負荷の三個の端子にそれぞれ接続し、前記三相インバータから前記二相負荷に二相交流電力を供給する二相交流システムであって、
前記三相インバータを、
前記直流電源に接続された直流電圧部と、還流ダイオードが逆並列に接続された半導体スイッチング素子を有するスイッチ部を二個以上直列接続して構成したインバータアーム三個を前記直流電圧部に並列接続してなる回路と、を有する三相電圧形インバータにより構成し、
各インバータアームにおける前記スイッチ部同士の接続点を各相の電圧出力端子とした二相交流システムにおいて、
前記直流電圧部の電圧を二等分した点をＮ点とし、
前記二相負荷の三端子のうち各相負荷の相互接続端子を端子Ｚとし、かつ、前記二相負荷の残りの二端子をそれぞれ端子Ａ、端子Ｂとし、
各端子Ａ，Ｂ及びＺの前記Ｎ点に対する電圧の主要な周波数成分をそれぞれＶ ＡＮ ，Ｖ ＢＮ 及びＶ ＺＮ としたときに、
Ｖ ＺＮ を一定にすると共に、Ｖ ＡＮ 及びＶ ＢＮ を可変として前記三相電圧形インバータを制御するものである。
【００２５】
請求項２に記載した発明は、直流電源に接続され、かつ、三個の交流出力端子を有する三相インバータと、各相負荷の各一方の端子と各相負荷の各他方の端子を共通接続した端子とを有する二相負荷と、を備え、前記三相インバータの三個の交流出力端子を前記二相負荷の三個の端子にそれぞれ接続し、前記三相インバータから前記二相負荷に二相交流電力を供給する二相交流システムであって、
前記三相インバータを、
前記直流電源に接続された直流電圧部と、還流ダイオードが逆並列に接続された半導体スイッチング素子を有するスイッチ部を二個以上直列接続して構成したインバータアーム三個を前記直流電圧部に並列接続してなる回路と、を有する三相電圧形インバータにより構成し、
各インバータアームにおける前記スイッチ部同士の接続点を各相の電圧出力端子とした二相交流システムにおいて、
前記直流電圧部の電圧を二等分した点をＮ点とし、
前記二相負荷の三端子のうち各相負荷の相互接続端子を端子Ｚとし、かつ、前記二相負荷の残りの二端子をそれぞれ端子Ａ、端子Ｂとし、
各端子Ａ，Ｂ及びＺの前記Ｎ点に対する電圧の主要な周波数成分をそれぞれＶ ＡＮ ，Ｖ ＢＮ 及びＶ ＺＮ とし、かつ、端子Ａ，Ｂの端子Ｚに対する電圧の主要な周波数成分をそれぞれＶ ＡＺ ，Ｖ ＢＺ としたときに、
Ｖ ＡＮ ，Ｖ ＢＮ 及びＶ ＺＮ をそれぞれ可変とし、Ｖ ＡＺ 及びＶ ＢＺ が所望の値となるように前記三相電圧形インバータを制御するものである。
【００２６】
請求項３に記載した発明は、請求項２に記載した二相交流システムにおいて、
前記三相電圧形インバータから二相負荷に供給する電圧の主要な周波数成分を互いに９０°位相のずれた二相平衡正弦波とする際に、Ｖ ＡＮ ，Ｖ ＢＮ 及びＶ ＺＮ の波形を、
Ｖ ＡＮ ＝Ｖ １ ｓｉｎ（ωｔ＋α）＋Ｖ ＺＮ
Ｖ ＢＮ ＝Ｖ １ ｃｏｓ（ωｔ＋α）＋Ｖ ＺＮ
Ｖ ＺＮ ＝Ｖ ２ ｓｉｎ｛ωｔ＋α−（３π／４）｝
（ただし、Ｖ １ ，Ｖ ２ ：電圧振幅、ω：角周波数、ｔ：時間、α：任意の角度）
とするものである。
【００２７】
請求項４に記載した発明は、請求項３に記載した二相交流システムにおいて、
Ｖ ２ ＝（１／√２）Ｖ １
であることを特徴とする。
【００３１】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１はこの実施形態に係る二相交流システムの全体的な構成を示している。まず、１００は直流電源に接続された三相インバータ、６０は三相インバータ１００の三個の出力端子に接続された二相負荷である。二相負荷６０は、前述した図９と同様にＡ相負荷６０Ａ及びＢ相負荷６０Ｂからなり、各負荷６０Ａ，６０Ｂの各一方の端子Ａ，Ｂ及び共通接続端子Ｚが前記出力端子にそれぞれ接続されている。なお、各負荷６０Ａ，６０Ｂとしては、二相ステッピングモータの励磁コイル等がある。
【００３２】
ここで、三相インバータ１００からＡ相負荷６０Ａ、Ｂ相負荷６０Ｂに対し、互いに９０°位相のずれた電圧ＶＡＺ，ＶＢＺを印加するか、あるいは、三相インバータ１００の一相の出力端子からＡ相負荷６０Ａに流れる電流をｉａ、別の一相の出力端子からＢ相負荷６０Ｂに流れる電流をｉｂ（ｉａに対し基本波の位相が９０°ずれた電流）としたとき、残りの一相の出力端子から共通接続端子Ｚに向けて−（ｉａ＋ｉｂ）の電流が流れるように三相インバータ１００を制御することにより、三相インバータ１００から二相負荷６０に対して二相交流電力を供給することができる。
【００３３】
図２及び図３は、図１における三相インバータ１００の具体例である。
まず、図２は、三相インバータ１００を三相電圧形インバータにより構成した例である。周知のように電圧形インバータは、直流電圧部のエネルギーをスイッチングアームのスイッチングによりパルス状の電圧に変換して負荷に供給する。
【００３４】
すなわち、図２において、環流ダイオードＤＦが逆並列接続された半導体スイッチング素子１１，１２（以下、環流ダイオード及び半導体スイッチング素子の逆並列回路を、請求項におけるスイッチ部という）を直列接続してインバータアーム１７を形成し、同様に半導体スイッチング素子１３，１４によりインバータアーム１８を、半導体スイッチング素子１５，１６によりインバータアーム１９をそれぞれ形成すると共に、これらのインバータアーム１７〜１９に並列に、コンデンサ３１からなる直流電圧部を接続して三相電圧形インバータが構成されている。
そして、インバータアーム１７〜１９における二個のスイッチ部の相互接続点が、それぞれ三相インバータ１００の出力端子として二相負荷６０の各端子Ａ，Ｂ，Ｚに接続される。
なお、三相電圧形インバータとしては、多レベルインバータや多重インバータを用いても良い。
【００３５】
一方、図３は、三相インバータ１００を三相電流形インバータにより構成した例である。電流形インバータは、直流電流部のエネルギーをスイッチングアームのスイッチングによりパルス状の電流に変換して負荷に供給する。なお、電流形インバータでは、半導体スイッチング素子を逆方向の電流を阻止する自己消弧形素子とする必要があるため、直列ダイオードを接続することが行われるが、最近の技術としては、一つの自己消弧形素子が逆方向電流を阻止する機能を有するものも開発されているので、これを用いてもよい。
【００３６】
図３において、２１〜２６は半導体スイッチング素子、ＤＳは各スイッチング素子に直列接続されたダイオード（以下、半導体スイッチング素子及びダイオードの直列回路を、請求項におけるスイッチ部という）、２７〜２９は互いに並列接続されたインバータアーム、３２はインバータアーム２７〜２９に直列接続された直流電流部としてのリアクトルである。
この三相電流形インバータでは、インバータアーム２７〜２９における二個のスイッチ部の相互接続点が、それぞれ三相インバータ１００の出力端子として二相負荷６０の各端子Ａ，Ｂ，Ｚに接続される。
なお、これらの各出力端子間には、コンデンサからなる出力フィルタ４０が接続されている。
【００３７】
次に、この実施形態における三相インバータ１００の制御方法を説明する。以下では、図２に示した三相電圧形インバータを対象としてその制御方法を述べる。
まず、図２の直流電圧部（コンデンサ３１）の電圧Ｅｄｃを二等分した点をＮとし、二相負荷６０の各端子Ａ，Ｂ，Ｚの上記点Ｎに対する電圧の主要な成分（搬送波周波数近傍以上の周波数成分を除いた電圧成分）をＶＡＮ，ＶＢＮ，ＶＺＮとする。
【００３８】
このとき、端子Ｚについて、ＰＷＭ制御の三角波比較方式における電圧指令信号をゼロに固定すると、ＶＺＮ＝０となる。従って、Ａ相負荷６０Ａの両端電圧ＶＡＺ及びＢ相負荷６０Ｂの両端電圧ＶＢＺはそれぞれＶＡＮ，ＶＢＮとなり、これらのＶＡＮ，ＶＢＮを制御することによって二相負荷６０の印加電圧を制御することが可能となる。
【００３９】
具体的には、図２におけるインバータアーム１７〜１９のうちいずれかのアームの出力電圧の電圧指令信号をゼロに固定し、他の二つのアームの出力電圧の電圧指令信号を互いに９０°位相がずれた信号として与えればよく、図９のハーフブリッジインバータと同様の制御を行えばよい。
この結果、三相インバータ１００の出力電圧波形（電圧ＶＡＺ，ＶＢＺ）は図４のようになり、各負荷６０Ａ，６０Ｂに印加できる電圧の主要な周波数成分の最大振幅は、ハーフブリッジインバータと同様にＥｄｃ／２となる。
【００４０】
一方、制御したいのはＡ相負荷６０Ａ，Ｂ相負荷６０Ｂにそれぞれ印加される電圧ＶＡＺ，ＶＢＺの主要な周波数成分であり、端子Ｚの電圧値が変化する場合でも、次の関係式が成り立つようにＶＡＮ，ＶＢＮ及びＶＺＮを制御すればよい。
【００４１】
［数２］
ＶＡＮ＝ＶＡＺ＋ＶＺＮ
［数３］
ＶＢＮ＝ＶＢＺ＋ＶＺＮ
（ＶＺＮ：任意の電圧値）
【００４２】
ただし、ＶＺＮの値によっては、ＶＡＮ及びＶＢＮがＥｄｃ／２を越えることもあり得るため、その設定には注意を要する。
【００４３】
図５は、ＶＺＮを台形波状の電圧とし、ＶＡＮ及びＶＢＮを二相平衡正弦波にＶＺＮを加算した波形に制御した場合を示している。このようにＶＡＮ，ＶＢＮ及びＶＺＮが歪んだ波形となっても、数式２，数式３が成り立つようにインバータアーム１７〜１９のスイッチングを制御することにより、Ａ相負荷６０Ａ，Ｂ相負荷６０Ｂへの印加電圧ＶＡＺ，ＶＢＺをそれぞれ二相平衡正弦波にすることが可能である。
【００４４】
次に、上述したような二相平衡正弦波では位相が９０°ずれているため、二相電圧の符号に着目すると、次の４モードが存在する。
▲１▼ＶＡＺ≧０，ＶＢＺ≧０
▲２▼ＶＡＺ≧０，ＶＢＺ＜０
▲３▼ＶＡＺ＜０，ＶＢＺ＜０
▲４▼ＶＡＺ＜０，ＶＢＺ≧０
【００４５】
前述した数式２、数式３から、ＶＡＺ＝ＶＡＮ−ＶＺＮ，ＶＢＺ＝ＶＢＮ−ＶＺＮであるため、上記各モード▲１▼〜▲４▼において端子Ｚの点Ｎに対する電圧ＶＺＮを次のようにすることにより、所定のＶＡＺ，ＶＢＺに対するＶＡＮ，ＶＢＮの振幅を小さくできることが分かる。
▲１▼ＶＺＮ＜０
▲２▼ＶＺＮ：負から正に変化
▲３▼ＶＺＮ≧０
▲４▼ＶＺＮ：正から負に変化
【００４６】
この条件を満足する最も単純な波形は、ＶＺＮ＝−Ｋ（ＶＡＺ＋ＶＢＺ）である（ただし、Ｋは係数）。ここで、ＶＡＺ，ＶＢＺを数式４，５により定義すると、ＶＺＮは数式６となる。
［数４］
ＶＡＺ＝Ｖ１sin（ωｔ＋α）
［数５］
ＶＢＺ＝Ｖ１cos（ωｔ＋α）
［数６］
ＶＺＮ＝−Ｋ（ＶＡＺ＋ＶＢＺ）＝Ｋ・Ｖ１sin｛ωｔ＋α＋（π／４）｝＝Ｖ２sin｛ωｔ＋α−（３π／４）｝
なお、Ｖ２＝Ｋ・Ｖ１、Ｖ１及びＶ２：電圧振幅、ω：角周波数、ｔ：時間、α：任意の角度である。
【００４７】
また、このとき、ＶＡＮ，ＶＢＮは次のようになる。
［数７］
ＶＡＮ＝ＶＡＺ＋ＶＺＮ＝Ｖ１sin（ωｔ＋α）＋ＶＺＮ
［数８］
ＶＢＮ＝ＶＢＺ＋ＶＺＮ＝Ｖ１cos（ωｔ＋α）＋ＶＺＮ
【００４８】
図６は、Ｖ１＝１，Ｖ２＝０．５とした場合のＶＡＺ，ＶＢＺ，ＶＡＮ，ＶＢＮ，ＶＺＮの波形である。ＶＡＺ，ＶＢＺの振幅に対し、ＶＡＮ，ＶＢＮの振幅が小さくなっていることが分かる。ＶＡＮ，ＶＢＮの振幅としては最大でＥｄｃ／２まで出力可能であるため、ＶＡＺ，ＶＢＺとしてはＥｄｃ／２よりも大きな振幅まで出力できることになる。すなわち、直流電圧部の電圧が同じならば、三相電圧形インバータを用いた本実施形態の方が、二相ハーフブリッジインバータを用いた図９の従来技術よりも高い電圧を負荷に印加することができることになる。
【００４９】
以上に述べた実施形態において、負荷への印加電圧ＶＡＺ，ＶＢＺが最大になるのは、ＶＡＮ，ＶＢＮ及びＶＺＮの全ての振幅がＥｄｃ／２となる場合である。
ＶＡＮ，ＶＢＮ及びＶＺＮの振幅が等しくなる条件は、数式７に数式６を代入して整理することにより、次のように導出できる。
［数９］
ＶＡＮ＝Ｖ１sin（ωｔ＋α）＋Ｖ２sin｛ωｔ＋α−（３π／４）｝
＝Ｖ１sin（ωｔ＋α）＋Ｖ２｛sin（ωｔ＋α）cos（３π／４）−cos（ωｔ＋α）sin（３π／４）｝
＝Ｖ１sin（ωｔ＋α）＋Ｖ２｛（−１／√２）sin（ωｔ＋α）−（１／√２）cos（ωｔ＋α）｝
＝｛Ｖ１−（１／√２）Ｖ２｝sin（ωｔ＋α）−（１／√２）Ｖ２cos（ωｔ＋α）｝
＝√［｛Ｖ１−（１／√２）Ｖ２｝２＋｛１／√２）Ｖ２｝２］sin（ωｔ＋α−β）
【００５０】
ここで、数式９におけるβは数式１０によって表される。
［数１０］
β＝tan−１［｛（１／√２）Ｖ２｝／｛Ｖ１−（１／√２）Ｖ２｝ ］
【００５１】
また、ＶＡＮの振幅を数式６のＶＺＮと同じくＶ２にするという条件から、Ｖ１とＶ２の関係が次の通り導かれる。
［数１１］
Ｖ２＝√［｛Ｖ１−（１／√２）Ｖ２｝２＋｛（１／√２）Ｖ２｝２］
Ｖ１ ２−√２Ｖ１・Ｖ２＝０
Ｖ２＝（１／√２）Ｖ１
このようにＶ２を設定することにより、ＶＡＮ，ＶＢＮ及びＶＺＮの振幅は全てＶ２となる。因みに、数式１１を数式１０に代入することにより、このときβ＝４５°となる。
【００５２】
Ｖ２の最大値はＥｄｃ／２であるため、これを数式１１に代入して整理すると、Ｖ１の最大値（Ｖ１ｍａｘ）は次のように与えられる。
［数１２］
Ｖ１ｍａｘ＝√２（Ｅｄｃ／２）
すなわち、二相ハーフブリッジインバータを用いた図９の従来技術に対して、負荷に印加可能な最大電圧は√２倍となる。
なお、図７は、数式１１の条件の下で、ＶＡＮ，ＶＢＮ及びＶＺＮの振幅を全て等しくした場合のＶＡＺ，ＶＢＺ，ＶＡＮ，ＶＢＮ，ＶＺＮの波形である。
【００５３】
上記実施形態では、ＰＷＭ制御における変調方式として三角波比較方式を例に挙げて説明したが、本発明では変調方式による制約はない。
また、説明の便宜上、電圧指令信号として振幅一定の正弦波を仮定したが、振幅が時間的に変動する制御系を構成した場合にも本発明を適用することができる。
更に、電圧指令信号の振幅が搬送波の振幅を越えない場合について述べたが、電流波形の歪みを許容できるならば、電圧指令信号の振幅が搬送波の振幅を越える場合についても適用可能である。
【００５４】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、三相電圧形インバータ等の三相インバータによって二相負荷へ交流電力を供給することにより、従来の二相フルブリッジインバータを二個用いる場合に比べてインバータアーム数を少なくし、主回路やスイッチング素子駆動回路の簡略化、低コスト化を図ることができる。特に、三相インバータ自体が大量生産効果で安価になっているため、極めて経済的な二相交流システムを実現することができる。
また、負荷に印加可能な電圧を、従来の二相ハーフブリッジインバータに比べて√２倍に高めることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示す回路構成図である。
【図２】本発明の実施形態における三相インバータの回路構成図である。
【図３】本発明の実施形態における三相インバータの回路構成図である。
【図４】本発明の実施形態による電圧波形図である。
【図５】本発明の実施形態による電圧波形図である。
【図６】本発明の実施形態による電圧波形図である。
【図７】本発明の実施形態による電圧波形図である。
【図８】二相負荷を駆動する二相フルブリッジインバータの回路構成図である。
【図９】二相負荷を駆動する二相ハーフブリッジインバータの回路構成図である。
【図１０】図８に示した二相フルブリッジインバータの動作波形図である。
【符号の説明】
１１〜１６，２１〜２６：半導体スイッチング素子
１７〜１９，２７〜２９：インバータアーム
３１：コンデンサ（直流電圧部）
３２：リアクトル（直流電流部）
４０：出力フィルタ
６０Ａ：Ａ相負荷
６０Ｂ：Ｂ相負荷
６０：二相負荷
１００：三相インバータ
ＤＦ：還流ダイオード
ＤＳ：直列ダイオード
Claims (4)
- 直流電源に接続され、かつ、三個の交流出力端子を有する三相インバータと、各相負荷の各一方の端子と各相負荷の各他方の端子を共通接続した端子とを有する二相負荷と、を備え、前記三相インバータの三個の交流出力端子を前記二相負荷の三個の端子にそれぞれ接続し、前記三相インバータから前記二相負荷に二相交流電力を供給する二相交流システムであって、
前記三相インバータを、
前記直流電源に接続された直流電圧部と、還流ダイオードが逆並列に接続された半導体スイッチング素子を有するスイッチ部を二個以上直列接続して構成したインバータアーム三個を前記直流電圧部に並列接続してなる回路と、を有する三相電圧形インバータにより構成し、
各インバータアームにおける前記スイッチ部同士の接続点を各相の電圧出力端子とした二相交流システムにおいて、
前記直流電圧部の電圧を二等分した点をＮ点とし、
前記二相負荷の三端子のうち各相負荷の相互接続端子を端子Ｚとし、かつ、前記二相負荷の残りの二端子をそれぞれ端子Ａ、端子Ｂとし、
各端子Ａ，Ｂ及びＺの前記Ｎ点に対する電圧の主要な周波数成分をそれぞれＶ ＡＮ ，Ｖ ＢＮ 及びＶ ＺＮ としたときに、
Ｖ ＺＮ を一定にすると共に、Ｖ ＡＮ 及びＶ ＢＮ を可変として前記三相電圧形インバータを制御することを特徴とする二相交流システム。 - 直流電源に接続され、かつ、三個の交流出力端子を有する三相インバータと、各相負荷の各一方の端子と各相負荷の各他方の端子を共通接続した端子とを有する二相負荷と、を備え、前記三相インバータの三個の交流出力端子を前記二相負荷の三個の端子にそれぞれ接続し、前記三相インバータから前記二相負荷に二相交流電力を供給する二相交流システムであって、
前記三相インバータを、
前記直流電源に接続された直流電圧部と、還流ダイオードが逆並列に接続された半導体スイッチング素子を有するスイッチ部を二個以上直列接続して構成したインバータアーム三個を前記直流電圧部に並列接続してなる回路と、を有する三相電圧形インバータにより構成し、
各インバータアームにおける前記スイッチ部同士の接続点を各相の電圧出力端子とした二相交流システムにおいて、
前記直流電圧部の電圧を二等分した点をＮ点とし、
前記二相負荷の三端子のうち各相負荷の相互接続端子を端子Ｚとし、かつ、前記二相負荷の残りの二端子をそれぞれ端子Ａ、端子Ｂとし、
各端子Ａ，Ｂ及びＺの前記Ｎ点に対する電圧の主要な周波数成分をそれぞれＶ ＡＮ ，Ｖ ＢＮ 及びＶ ＺＮ とし、かつ、端子Ａ，Ｂの端子Ｚに対する電圧の主要な周波数成分をそれぞれＶ ＡＺ ，Ｖ ＢＺ としたときに、
Ｖ ＡＮ ，Ｖ ＢＮ 及びＶ ＺＮ をそれぞれ可変とし、Ｖ ＡＺ 及びＶ ＢＺ が所望の値となるように前記三相電圧形インバータを制御することを特徴とする二相交流システム。 - 請求項２に記載した二相交流システムにおいて、
前記三相電圧形インバータから二相負荷に供給する電圧の主要な周波数成分を互いに９０°位相のずれた二相平衡正弦波とする際に、Ｖ ＡＮ ，Ｖ ＢＮ 及びＶ ＺＮ の波形を、
Ｖ ＡＮ ＝Ｖ １ ｓｉｎ（ωｔ＋α）＋Ｖ ＺＮ
Ｖ ＢＮ ＝Ｖ １ ｃｏｓ（ωｔ＋α）＋Ｖ ＺＮ
Ｖ ＺＮ ＝Ｖ ２ ｓｉｎ｛ωｔ＋α−（３π／４）｝
（ただし、Ｖ １ ，Ｖ ２ ：電圧振幅、ω：角周波数、ｔ：時間、α：任意の角度）
とすることを特徴とする二相交流システム。 - 請求項３に記載した二相交流システムにおいて、
Ｖ ２ ＝（１／√２）Ｖ １
であることを特徴とする二相交流システム。
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