JPH03207273A - インバータのパルス幅変調制御装置 - Google Patents
インバータのパルス幅変調制御装置Info
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- JPH03207273A JPH03207273A JP2002676A JP267690A JPH03207273A JP H03207273 A JPH03207273 A JP H03207273A JP 2002676 A JP2002676 A JP 2002676A JP 267690 A JP267690 A JP 267690A JP H03207273 A JPH03207273 A JP H03207273A
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-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01G—CAPACITORS; CAPACITORS, RECTIFIERS, DETECTORS, SWITCHING DEVICES, LIGHT-SENSITIVE OR TEMPERATURE-SENSITIVE DEVICES OF THE ELECTROLYTIC TYPE
- H01G4/00—Fixed capacitors; Processes of their manufacture
- H01G4/002—Details
- H01G4/255—Means for correcting the capacitance value
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
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- H01G4/00—Fixed capacitors; Processes of their manufacture
- H01G4/30—Stacked capacitors
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
- Y10T—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER US CLASSIFICATION
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- Y10T29/435—Solid dielectric type
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- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Fixed Capacitors And Capacitor Manufacturing Machines (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はインバータのパルス幅変調制御装置の改良に関
し、特に、パルス幅変調制御をマイクロコンピュータに
より行う場合のメモリ容量やタイマの個数の低減対策に
関する。
し、特に、パルス幅変調制御をマイクロコンピュータに
より行う場合のメモリ容量やタイマの個数の低減対策に
関する。
（従来の技術）
従来、インバータのパルス幅変調制御装置として、アナ
ログ回路を用いて三角波状の搬送波信号と所要の波高値
の正弦波よりなる変調波信号とを発生させ、その両者の
大小関係を比較してパルス幅変調制御用のパルスパター
ンを作成するものがあるが、このものは高速処理が可能
である反面、精度や安定−性の点で難点がある。
ログ回路を用いて三角波状の搬送波信号と所要の波高値
の正弦波よりなる変調波信号とを発生させ、その両者の
大小関係を比較してパルス幅変調制御用のパルスパター
ンを作成するものがあるが、このものは高速処理が可能
である反面、精度や安定−性の点で難点がある。
また、従来、ディジタル回路を用いて上記のアナログ回
路を単純にディジタル化したものがあるる。このものは
、アナログ回路に比して安定性は良いが、高精度、高速
処理を実現するには回路が大規模になり、高価格になる
欠点がある。
路を単純にディジタル化したものがあるる。このものは
、アナログ回路に比して安定性は良いが、高精度、高速
処理を実現するには回路が大規模になり、高価格になる
欠点がある。
そこで、昨今、マイクロコンピュータを使用した低価格
なものを提供しようとする考えがある。
なものを提供しようとする考えがある。
この考えの１つとして、例えば特開昭６２−１１８７７
４号公報や、昭和６３年電気学会産業応用部門全国大会
Ｎ。９１の４２５〜４３０ページの「シングルチップマ
イコンを用いたＰＷＭインバータの制御法」に開示され
るように、出力電圧の時間積分の軌跡を円軌跡に近づけ
るようパルス幅変調の制御パターンを決定してパルス幅
変調制御を行うものがある。今、これを詳述するに、先
ず、インバータの出力端子の電位をｖＢ、ｖｂ＋ｖｅｓ
三相巻線の中性点の電位をｖｎとし、また次式で定義さ
れる出力電圧ベクトルｖＰ１及び該電圧ベクトルマＰの
時間積分λＰを考える。
４号公報や、昭和６３年電気学会産業応用部門全国大会
Ｎ。９１の４２５〜４３０ページの「シングルチップマ
イコンを用いたＰＷＭインバータの制御法」に開示され
るように、出力電圧の時間積分の軌跡を円軌跡に近づけ
るようパルス幅変調の制御パターンを決定してパルス幅
変調制御を行うものがある。今、これを詳述するに、先
ず、インバータの出力端子の電位をｖＢ、ｖｂ＋ｖｅｓ
三相巻線の中性点の電位をｖｎとし、また次式で定義さ
れる出力電圧ベクトルｖＰ１及び該電圧ベクトルマＰの
時間積分λＰを考える。
Ｖｐ−ＪＴｒｆ豐
（ｖＢ ＋ａ ２ ｅ ｖｂ 十ｇ ｅ ｖ
ｃ ）ただし１． ＝ ｅｊ２／３・π ふｐ＝Ｊ’Ｖｐｄｔ 今、誘導電動機の三相巻線に角周波数ωの平衡が加わる
時の電圧ベクトルマＰ及びその時間積分λＰは、複素平
面上で円軌跡を描く。
ｃ ）ただし１． ＝ ｅｊ２／３・π ふｐ＝Ｊ’Ｖｐｄｔ 今、誘導電動機の三相巻線に角周波数ωの平衡が加わる
時の電圧ベクトルマＰ及びその時間積分λＰは、複素平
面上で円軌跡を描く。
一方、電圧形インバータでは、各相アーム中の何れか一
方のトランジスタは必ずＯＮ状態にあるから、便宜上、
＋側のＯＮ状態を「１」、−側のＯＮ状態を「０」で表
わし、Ｃ相、ｂ相、Ｃ相の順に「１０１」、ｒｏｌｌＪ
等と表記すると、インバータの状態は８通り存在する。
方のトランジスタは必ずＯＮ状態にあるから、便宜上、
＋側のＯＮ状態を「１」、−側のＯＮ状態を「０」で表
わし、Ｃ相、ｂ相、Ｃ相の順に「１０１」、ｒｏｌｌＪ
等と表記すると、インバータの状態は８通り存在する。
この各状態の電圧ベクトルマｐ（ｐ＝０〜７）は、大き
さがＪＴ’ｌ”ｒＶｄ（Ｖｄは直流電圧）であり、その
方向は、第３図に示す方向となる。ここに、マｏ１マフ
はマ〇−マフ−０で零ベクトルである。上記電圧ベクト
ルの時間積分２Ｐはｄλｐ ／ｄｔ−マＰであるから、
インバータの駆動時の時間積分Ｊｐは、電圧ベクトルマ
Ｐの方向に１マｐｌ＝ｖ”７丁Ｖｄの速度で動く（但し
、零ベクトルの場合は停止する）。
さがＪＴ’ｌ”ｒＶｄ（Ｖｄは直流電圧）であり、その
方向は、第３図に示す方向となる。ここに、マｏ１マフ
はマ〇−マフ−０で零ベクトルである。上記電圧ベクト
ルの時間積分２Ｐはｄλｐ ／ｄｔ−マＰであるから、
インバータの駆動時の時間積分Ｊｐは、電圧ベクトルマ
Ｐの方向に１マｐｌ＝ｖ”７丁Ｖｄの速度で動く（但し
、零ベクトルの場合は停止する）。
以上から、電圧形インバータのパルス幅変調制御パター
ンは、電圧ベクトルの時間積分λＰの複素平面上でのベ
クトル軌跡が指定半径Ｒ（指定半径Ｒは、基本波電圧の
線電圧の実効値をｖｌ、角周波数をωとすると、Ｒ−Ｖ
１／ωである）の円周に沿って角速度ωで動くよう、制
御周期Ｔ０毎に３種の電圧ベクトルマＰを適宜選定する
と共に、該各型圧ベクトルをとる時間（つまりパルス幅
）を適宜設定することにより決定する。
ンは、電圧ベクトルの時間積分λＰの複素平面上でのベ
クトル軌跡が指定半径Ｒ（指定半径Ｒは、基本波電圧の
線電圧の実効値をｖｌ、角周波数をωとすると、Ｒ−Ｖ
１／ωである）の円周に沿って角速度ωで動くよう、制
御周期Ｔ０毎に３種の電圧ベクトルマＰを適宜選定する
と共に、該各型圧ベクトルをとる時間（つまりパルス幅
）を適宜設定することにより決定する。
つまり、例えば第４図に示す如く、角度φが０≦φくπ
１３の範囲では、電圧ベクトルマ４．マロ及び零ベクト
ル（例えばマ。）を用い、点ｐｏにて時間τ０だけ留ま
り（この状態を記号０で示す）、その後、マ４を時間τ
４だけ取って点ｑ１に達し、更にマロを時間τ６だけ取
って点Ｐ１に到達する場合を考えると、△Ｐａ ｑ、Ｐ
＋において、Ｐａ Ｐ１＝Ｖ＋ ”Ｔ。
１３の範囲では、電圧ベクトルマ４．マロ及び零ベクト
ル（例えばマ。）を用い、点ｐｏにて時間τ０だけ留ま
り（この状態を記号０で示す）、その後、マ４を時間τ
４だけ取って点ｑ１に達し、更にマロを時間τ６だけ取
って点Ｐ１に到達する場合を考えると、△Ｐａ ｑ、Ｐ
＋において、Ｐａ Ｐ１＝Ｖ＋ ”Ｔ。
Ｐ ｏ ｑ １−ＪＴ７Ｔ Ｖｄ 争ｒａｑＩＰ１−Ｊ
′ｒ／￥ｖｄ・τ６ であり、またＴｏを制御周期とするとτ。＋τ４十τ６
−’ｒｏであるから、上式を解いて、制御周期Ｔｏ内で
の電圧ベクトルマ４．マロ、マ０を取る時間τ４．τ６
．τ０が得られる。
′ｒ／￥ｖｄ・τ６ であり、またＴｏを制御周期とするとτ。＋τ４十τ６
−’ｒｏであるから、上式を解いて、制御周期Ｔｏ内で
の電圧ベクトルマ４．マロ、マ０を取る時間τ４．τ６
．τ０が得られる。
ｒｉ ／ Ｔｏ −に６ ＊５ｉｎ（π／ｌ−φ０）ｒ
６ ／ Ｔ□ ＝に６−８ｆｎφＯ ｒ、 ／ Ｔｏ ＝１−ｋｓ−８ｉｎ（φｏ＋π／３）
・・・・・・（３） ただし、ｋｓは電圧制御率であって、 ｋｓ −ＪＴＶｔ ／ Ｖｄである。
６ ／ Ｔ□ ＝に６−８ｆｎφＯ ｒ、 ／ Ｔｏ ＝１−ｋｓ−８ｉｎ（φｏ＋π／３）
・・・・・・（３） ただし、ｋｓは電圧制御率であって、 ｋｓ −ＪＴＶｔ ／ Ｖｄである。
上記の角度φの０≦φくπ１３の範囲での関係式（３）
を、インバータの対称三相の動作を考慮し且つ上記（３
）式の記号を置換すると、０≦φく２πの範囲での関係
式が得られる。
を、インバータの対称三相の動作を考慮し且つ上記（３
）式の記号を置換すると、０≦φく２πの範囲での関係
式が得られる。
（発明が解決しようとする課題）
ところで、上記のパルス幅変調制御において、上記第（
３）式をみると、位相角φ０が０≦φｏくπ１３の範囲
であることを考慮して、時間τ４の演算式の（π／３−
φ０）はπ／３〜０の範囲を変化し、時間τ６の演算式
のφＯは０〜π１３の範囲を、時間τ０の演算式の（φ
Ｏ＋π／３）はπ１３〜２π１３の範囲を各々変化する
。従って、上記第（３）式の演算上から予め設定すべき
サインテーブルは０〜２π／３の範囲だけ必要とする。
３）式をみると、位相角φ０が０≦φｏくπ１３の範囲
であることを考慮して、時間τ４の演算式の（π／３−
φ０）はπ／３〜０の範囲を変化し、時間τ６の演算式
のφＯは０〜π１３の範囲を、時間τ０の演算式の（φ
Ｏ＋π／３）はπ１３〜２π１３の範囲を各々変化する
。従って、上記第（３）式の演算上から予め設定すべき
サインテーブルは０〜２π／３の範囲だけ必要とする。
また、上記した電気学会Ｎ。９１の文献に開示されるよ
うに、設定制御周期内でのパルスの切換回数は、第１０
図に示すように３回あり、このためプログラマブルなタ
イマが３個、又はタイムスケジュールできるメモリが３
個必要になる。
うに、設定制御周期内でのパルスの切換回数は、第１０
図に示すように３回あり、このためプログラマブルなタ
イマが３個、又はタイムスケジュールできるメモリが３
個必要になる。
本発明は斯かる点に鑑みてなされたものであり、その目
的は、マイクロコンピュータを使用してスイッチング素
子のＯＮ時間を演算し、このＯＮ時間をタイマに記憶し
て各相スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する場合に
、予め設定すべきサインテーブルの角度範囲を少なくし
てメモリの容量を低減すると共に、タイマ等の個数を少
なくできるパルス幅変調制御を行うことにある。
的は、マイクロコンピュータを使用してスイッチング素
子のＯＮ時間を演算し、このＯＮ時間をタイマに記憶し
て各相スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御する場合に
、予め設定すべきサインテーブルの角度範囲を少なくし
てメモリの容量を低減すると共に、タイマ等の個数を少
なくできるパルス幅変調制御を行うことにある。
（課題を解決するための手段）
上記の目的を達成するため、本発明では、次の点に着目
した。つまり、上記（３）式に基いて各スイッチング素
子のＯＮ／ＯＦＦパターン（パルス幅変調制御パターン
）を求める。この場合、電圧ベクトルの時間τとパルス
幅変調制御パターンとの関係は、電圧ベクトルを取る順
序に応じて変化するから、今、簡単のため、各制御周期
ＴＯでは同一、＜ターンを繰返すと共に、各制御周期Ｔ
Ｏ内でのトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ切換えは１度のみ
という制約条件を加えると、パルス幅変調制御パターン
は、第５図（イ）〜（ニ）に示す４パターンに代表され
る（図において、τ１は＋側のトランジスタのＯＮ時間
を、τ−は一側のトランジスタのＯＮ時間を各々示す）
。
した。つまり、上記（３）式に基いて各スイッチング素
子のＯＮ／ＯＦＦパターン（パルス幅変調制御パターン
）を求める。この場合、電圧ベクトルの時間τとパルス
幅変調制御パターンとの関係は、電圧ベクトルを取る順
序に応じて変化するから、今、簡単のため、各制御周期
ＴＯでは同一、＜ターンを繰返すと共に、各制御周期Ｔ
Ｏ内でのトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ切換えは１度のみ
という制約条件を加えると、パルス幅変調制御パターン
は、第５図（イ）〜（ニ）に示す４パターンに代表され
る（図において、τ１は＋側のトランジスタのＯＮ時間
を、τ−は一側のトランジスタのＯＮ時間を各々示す）
。
今、例えば同図（ロ）のパルス幅変調制御パターンを採
用することとし、０≦φくπ／３の範囲では、制御周期
Ｔｏ内で第１番目に電圧ベクトルＶ４を選択し、第２番
目にマロを、第３番目にＶ７を各々選択する場合を考え
る。電圧形インバータでは、パルス幅変調制御パターン
は、制御周期ＴＯの最初にＯＮするスイッチング素子の
名称と、これがＯＦＦに転じる時間が分れば一意的に決
定されるから、上記（３）式及び第５図（ロ）を参照し
て、パルス幅変調制御パターンは角度φが０≦φくπ／
３の範囲では下記式で決定される。
用することとし、０≦φくπ／３の範囲では、制御周期
Ｔｏ内で第１番目に電圧ベクトルＶ４を選択し、第２番
目にマロを、第３番目にＶ７を各々選択する場合を考え
る。電圧形インバータでは、パルス幅変調制御パターン
は、制御周期ＴＯの最初にＯＮするスイッチング素子の
名称と、これがＯＦＦに転じる時間が分れば一意的に決
定されるから、上記（３）式及び第５図（ロ）を参照し
て、パルス幅変調制御パターンは角度φが０≦φくπ／
３の範囲では下記式で決定される。
ｒａ”／Ｔｏ＝１ （常時０Ｎ）ｒｂ″″／Ｔｏ
＝Ｊ丁・（Ｖ＋ ／Ｖｄ）・５１０（π１３−φ０） ｒｃ−／Ｔｏ−７丁・（■１１ｖｄ） ・５ｉｎ（φ０＋π／３） ・・・・・・（４） 上記０≦φ〈π／３の範囲でのパルス幅変調制御パター
ンの関係式（４）は、上記と同様にして各記号を置換す
れば０≦φく２πの範囲での関係式となる。
＝Ｊ丁・（Ｖ＋ ／Ｖｄ）・５１０（π１３−φ０） ｒｃ−／Ｔｏ−７丁・（■１１ｖｄ） ・５ｉｎ（φ０＋π／３） ・・・・・・（４） 上記０≦φ〈π／３の範囲でのパルス幅変調制御パター
ンの関係式（４）は、上記と同様にして各記号を置換す
れば０≦φく２πの範囲での関係式となる。
従って、本発明では、上記（４）式を三角公式を用いて
変形して位相角φ。を０≦φ０くπ／３の範囲の計算式
としてサインテーブルを設定する角度範囲を狭くすると
共に、上記従来の第１０図のような電圧ベクトルＱ。ｒ
Ｑ１＊ Ｑ２１ ＱＯうち、最初と最後とで同じ
の電圧ベクトルＱｏを１つにまとめ、制御周期内でパル
スの切換回数を２回としてプログラマブルタイマ等の個
数を２個に低減することとする。
変形して位相角φ。を０≦φ０くπ／３の範囲の計算式
としてサインテーブルを設定する角度範囲を狭くすると
共に、上記従来の第１０図のような電圧ベクトルＱ。ｒ
Ｑ１＊ Ｑ２１ ＱＯうち、最初と最後とで同じ
の電圧ベクトルＱｏを１つにまとめ、制御周期内でパル
スの切換回数を２回としてプログラマブルタイマ等の個
数を２個に低減することとする。
つまり、本発明の具体的な解決手段は、図面に示すよう
に、三相巻線（２）に接続され、各相一対で合計６個の
スイッチング素子（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ”）を有するブ
リッジ回路（４）と、式 ％式％） ） で定義され、上記ブリッジ回路（４）の各相スイ・ソチ
ング素子（Ｔｒａ） 〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ／ＯＦＦ状
態に応じて取り得る全８種の電圧ベクトルマ、のうち、
３種の電圧ベクトルを、該電圧ベクトルの時間積分の電
圧ベクトル軌跡が設定制御周期Ｔ。内で円軌跡に沿うよ
うに選定する電圧ベクトル選定手段（１０）と、該電圧
ベクトル選定手段（１０）により選定された３種の電圧
ベクトルを設定制御周期Ｔ。内で切換える時間τい、τ
Ｂを計算式 ７式％） ） （）） ） に基いて演算する時間演算手段（１１）と、該時間演算
手段（１１）により演算した時間が設定されるタイマ手
段（１２）と、該タイマ手段（１２）に設定された時間
に基いて対応する各相スイッチング素子（Ｔｒａ）〜（
Ｔｒｃ’）をＯＮ／ＯＦＦ制御する制御手段（１３）と
を設ける構成としている。
に、三相巻線（２）に接続され、各相一対で合計６個の
スイッチング素子（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ”）を有するブ
リッジ回路（４）と、式 ％式％） ） で定義され、上記ブリッジ回路（４）の各相スイ・ソチ
ング素子（Ｔｒａ） 〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ／ＯＦＦ状
態に応じて取り得る全８種の電圧ベクトルマ、のうち、
３種の電圧ベクトルを、該電圧ベクトルの時間積分の電
圧ベクトル軌跡が設定制御周期Ｔ。内で円軌跡に沿うよ
うに選定する電圧ベクトル選定手段（１０）と、該電圧
ベクトル選定手段（１０）により選定された３種の電圧
ベクトルを設定制御周期Ｔ。内で切換える時間τい、τ
Ｂを計算式 ７式％） ） （）） ） に基いて演算する時間演算手段（１１）と、該時間演算
手段（１１）により演算した時間が設定されるタイマ手
段（１２）と、該タイマ手段（１２）に設定された時間
に基いて対応する各相スイッチング素子（Ｔｒａ）〜（
Ｔｒｃ’）をＯＮ／ＯＦＦ制御する制御手段（１３）と
を設ける構成としている。
（作用）
以上の構成により９本発明では、電圧ベクトルを切換え
る時間τい、τＢが上記の計算式に基いて計算される。
る時間τい、τＢが上記の計算式に基いて計算される。
つまり、設定制御周期Ｔ。の当初で第１番目の電圧ベク
トルとなり、その後、設定制御周期Ｔ０内で時間τＡが
経った時点で第２番目の電圧ベクトルに切換わり、更に
設定制御周期Ｔｏ当初から時間τ３が経った時点で第３
番目の電圧ベクトルに切換わることになる。
トルとなり、その後、設定制御周期Ｔ０内で時間τＡが
経った時点で第２番目の電圧ベクトルに切換わり、更に
設定制御周期Ｔｏ当初から時間τ３が経った時点で第３
番目の電圧ベクトルに切換わることになる。
その場合、電圧ベクトルを切換える時間τ６゜τ、の計
算式は、角度φ。の０≦φ。くπ１３の範囲に留まるの
で、従来の０〜２π１３の範囲のものに比べてサインテ
ーブルの角度範囲を半減でき、メモリ容量を低減するこ
とができる。また、電圧ベクトルの切換えは、時間τ、
及びτ、の２回であるので、プログラマブルタイマ等は
２個でよく、従来の３個必要としたものに比べ、タイマ
等の個数を低減できる。
算式は、角度φ。の０≦φ。くπ１３の範囲に留まるの
で、従来の０〜２π１３の範囲のものに比べてサインテ
ーブルの角度範囲を半減でき、メモリ容量を低減するこ
とができる。また、電圧ベクトルの切換えは、時間τ、
及びτ、の２回であるので、プログラマブルタイマ等は
２個でよく、従来の３個必要としたものに比べ、タイマ
等の個数を低減できる。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明のインバータのパルス幅変
調制御装置によれば、パルス幅変調制御用のサインテー
ブルの角度範囲を狭くできて、メモリ容量を低減できる
と共に、電圧ベクトルの切換時間設定用のプログラマブ
ルタイマ等の個数を２個にでき、低価格で簡易な構成の
マイクロコンピュータを使用してパルス幅変調制御を行
うことを可能にできる。
調制御装置によれば、パルス幅変調制御用のサインテー
ブルの角度範囲を狭くできて、メモリ容量を低減できる
と共に、電圧ベクトルの切換時間設定用のプログラマブ
ルタイマ等の個数を２個にでき、低価格で簡易な構成の
マイクロコンピュータを使用してパルス幅変調制御を行
うことを可能にできる。
（実施例）
以下、本発明の実施例を図面に基いて説明する。
第１図及び第２図は本発明に係るインバータのパルス幅
変調（以下、ＰＷＭと略す）制御装置を示す。各図にお
いて、（１）は３つの巻線（２ａ） 、 （２ｂ） 、
（２ｃ）をＹ接続した三相巻線（２）を有する誘導電
動機、（３）は該誘導電動機（１）に接続された電圧形
のインバータであって、該インバータ（３）には、上記
誘導電動機（１）の三相巻線（２）に接続されたトラン
ジスタ拳ブリッジ回路（４）が備えられ、該ブリッジ回
路（４）は、各々還流ダイオード（Ｄａ）〜（Ｄｃ’）
を有する複数個（６個）のＭＯＳＦＥＴ等のトランジス
タ（スイッチング素子） （Ｔｒａ） 、 （Ｔｒａ）
、 （Ｔｒｂ） 、 （Ｔｒｂ’） 、（Ｔｒｃ）
、（Ｔｒｃ ’）を有する。そして、該インバータ（３
）には、三相電源（５）の三相交流を整流する整流器（
６）から直流電圧が印加されている。
変調（以下、ＰＷＭと略す）制御装置を示す。各図にお
いて、（１）は３つの巻線（２ａ） 、 （２ｂ） 、
（２ｃ）をＹ接続した三相巻線（２）を有する誘導電
動機、（３）は該誘導電動機（１）に接続された電圧形
のインバータであって、該インバータ（３）には、上記
誘導電動機（１）の三相巻線（２）に接続されたトラン
ジスタ拳ブリッジ回路（４）が備えられ、該ブリッジ回
路（４）は、各々還流ダイオード（Ｄａ）〜（Ｄｃ’）
を有する複数個（６個）のＭＯＳＦＥＴ等のトランジス
タ（スイッチング素子） （Ｔｒａ） 、 （Ｔｒａ）
、 （Ｔｒｂ） 、 （Ｔｒｂ’） 、（Ｔｒｃ）
、（Ｔｒｃ ’）を有する。そして、該インバータ（３
）には、三相電源（５）の三相交流を整流する整流器（
６）から直流電圧が印加されている。
また、（８）は上記ブリッジ回路（４）の６個のトラン
ジスタ（Ｔｒａ） 〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間、つまり
ｐｗＭ制御パターンを形成する１チツプのマイクロコン
ピュータ（以下、マイコンと略称する）であって、該マ
イコン（８）には、上記各トランジスタ（Ｔｒａ） 〜
（Ｔｒｃ’）をＯＮ／ＯＦＦ作動させるペースドライバ
（８ａ）が備えられており、該マイコン（８）によるト
ランジスタ（Ｔｒａ） 〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ／ＯＦＦ
制御により、直流をパルス幅変調するようにしている。
ジスタ（Ｔｒａ） 〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ時間、つまり
ｐｗＭ制御パターンを形成する１チツプのマイクロコン
ピュータ（以下、マイコンと略称する）であって、該マ
イコン（８）には、上記各トランジスタ（Ｔｒａ） 〜
（Ｔｒｃ’）をＯＮ／ＯＦＦ作動させるペースドライバ
（８ａ）が備えられており、該マイコン（８）によるト
ランジスタ（Ｔｒａ） 〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ／ＯＦＦ
制御により、直流をパルス幅変調するようにしている。
次に、上記マイコン（８）によるＰＷＭ制御パターンの
形成について説明する＠ このＰＷＭ制御パターンの形成は、出力電圧の時間積分
の軌跡を円軌跡に近づけるようＰＷＭ制御パターンを決
定して行うものである。このＰＷＭ制御パターンの形成
は既に詳しく説明したので詳細な説明を省略するが、次
式で定義される出力電圧ベクトルマＰ１及びこの電圧ベ
クトルマＰの時間積分１Ｐを考えて、 マＰ−％／Ｔ’丁・ （ｖａ ＋ｇ２＊ ｖｂ ＋ｃｌ ｅ ｖｃ ］ただし
１． ＝ ｅｊ２／３−π ・・・・・・（１） ｌｐ＝ｆ”ｆｐｄｔ 電圧ベクトルの時間積分λＰの複素平面上でのベクトル
軌跡が指定半径Ｒ（指定半径Ｒは、基本波電圧の線電圧
の実効値を’Ｖ＋、角周波数をωとすると、Ｒ−Ｖ、／
ωである）の円周に沿って角速度ωで動くよう電圧ベク
トルｖＰを適宜選定することにより、電圧形インバータ
（３）のＰＷＭ制御パターンを決定する。
形成について説明する＠ このＰＷＭ制御パターンの形成は、出力電圧の時間積分
の軌跡を円軌跡に近づけるようＰＷＭ制御パターンを決
定して行うものである。このＰＷＭ制御パターンの形成
は既に詳しく説明したので詳細な説明を省略するが、次
式で定義される出力電圧ベクトルマＰ１及びこの電圧ベ
クトルマＰの時間積分１Ｐを考えて、 マＰ−％／Ｔ’丁・ （ｖａ ＋ｇ２＊ ｖｂ ＋ｃｌ ｅ ｖｃ ］ただし
１． ＝ ｅｊ２／３−π ・・・・・・（１） ｌｐ＝ｆ”ｆｐｄｔ 電圧ベクトルの時間積分λＰの複素平面上でのベクトル
軌跡が指定半径Ｒ（指定半径Ｒは、基本波電圧の線電圧
の実効値を’Ｖ＋、角周波数をωとすると、Ｒ−Ｖ、／
ωである）の円周に沿って角速度ωで動くよう電圧ベク
トルｖＰを適宜選定することにより、電圧形インバータ
（３）のＰＷＭ制御パターンを決定する。
つまり、角度φが０≦φくπ／３の範囲では、制御周期
Ｔ。内で選択する３種の電圧ベクトルＶ４゜マロ、ｖｏ
を取る時間τ４．τ６．τ０は式（３）で求められる。
Ｔ。内で選択する３種の電圧ベクトルＶ４゜マロ、ｖｏ
を取る時間τ４．τ６．τ０は式（３）で求められる。
７４ ／ Ｔｏ −ｋｓ−９ｉｎ（π／３−φ０）τ６
／ Ｔｏ −ｋｓ−９ｉｎφＯ ｒ、 ／ Ｔｏ−１−ｋｓ−８ｉｎ（φｏ＋π／３）・
・・・・・（３） ただし、ｋＳは電圧制御率であって、 ｋ ｓ ＝ ＪＴ’−Ｖ ＋ ／ Ｖｄ テある。
／ Ｔｏ −ｋｓ−９ｉｎφＯ ｒ、 ／ Ｔｏ−１−ｋｓ−８ｉｎ（φｏ＋π／３）・
・・・・・（３） ただし、ｋＳは電圧制御率であって、 ｋ ｓ ＝ ＪＴ’−Ｖ ＋ ／ Ｖｄ テある。
上記の角度φの０≦φくπ／３の範囲での関係式（３）
を、インバータ（３）の対称三相の動作を考慮しつつ次
に示す第１表の如く各記号を置換して、０≦φく２πの
範囲での関係式が得られる。
を、インバータ（３）の対称三相の動作を考慮しつつ次
に示す第１表の如く各記号を置換して、０≦φく２πの
範囲での関係式が得られる。
よって、上記の表により、上記（１）式で定義される電
圧ベクトルｖＰにおいて、ブリッジ回路（４）の各相ト
ランジスタ（Ｔｒａ） 〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ／ＯＦＦ
状態に応じて取り得る第３図に示すような全８種の電圧
ベクトルマ。−ｖ７のうち、３種の電圧ベクトルマ２を
、該電圧ベクトルマＰの時間積分の電圧ベクトル軌跡が
設定制御周期Ｔ。内で円軌跡に沿うように適宜選定する
ようにした電圧ベクトル選定手段（１０）を構成してい
る。
圧ベクトルｖＰにおいて、ブリッジ回路（４）の各相ト
ランジスタ（Ｔｒａ） 〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ／ＯＦＦ
状態に応じて取り得る第３図に示すような全８種の電圧
ベクトルマ。−ｖ７のうち、３種の電圧ベクトルマ２を
、該電圧ベクトルマＰの時間積分の電圧ベクトル軌跡が
設定制御周期Ｔ。内で円軌跡に沿うように適宜選定する
ようにした電圧ベクトル選定手段（１０）を構成してい
る。
そして、上記（３）式及び第５図（ロ）を参照して角度
φが０≦φくπ／３の範囲では、ＰＷＭ制御ノくターン
を下記式で決定する。
φが０≦φくπ／３の範囲では、ＰＷＭ制御ノくターン
を下記式で決定する。
ｒａ ／Ｔｏ＝１ （常時０Ｎ）ｒｂ ”−／
Ｔｏ ＝Ｊ丁・（ｖ１／■ｄ）・５ｉｎ（π１３−φ。
Ｔｏ ＝Ｊ丁・（ｖ１／■ｄ）・５ｉｎ（π１３−φ。
）
・・・（４）（Ａ）
ｒｅ ”’ ／Ｔｏ−ｖ’丁・（■１１ｖｄ）（Ｓｉｎ
（π／３−φｏ ）＋５１ｎ（φ０））・・・（４）（
Ｂ） 上記０≦φくπ１３の範囲でのＰＷＭ制御制御少々ター
ン算式（４）（Ａ）及び＋４１（Ｂ）は、上記と同様に
して各記号を置換すれば第９図に示すように０≦φく２
πの範囲での関係式となる。尚、第９図中足号−は、各
相アーム中の一方のトランジスタと従属関係にあること
を示している。
（π／３−φｏ ）＋５１ｎ（φ０））・・・（４）（
Ｂ） 上記０≦φくπ１３の範囲でのＰＷＭ制御制御少々ター
ン算式（４）（Ａ）及び＋４１（Ｂ）は、上記と同様に
して各記号を置換すれば第９図に示すように０≦φく２
πの範囲での関係式となる。尚、第９図中足号−は、各
相アーム中の一方のトランジスタと従属関係にあること
を示している。
次に、１チツプマイコン（８）の動作を第６図及び第７
図の制御フローに基いて説明する。第６図の制御フロー
は、各トランジスタ（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ時
間（ＰＷＭ制御パターン）の演算及びスケジュールフロ
ーであり、第７図の制御フローは実際に各トランジスタ
（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）をＯＮ制御するフローである
。先ず第６図の制御フローから説明する。該制御フロー
はキャリア周波数（例えば４゜３ＫＨＺ ）に応じた演
算周期Ｔｏ（例えば約２３２．８μｓ）毎に繰返し行わ
れ、ステップＳＡＩで出力電圧の位相ωｔ（−φＯ）及
び出力電圧の振幅ｖ１を入力した後、ステップＳＡ２で
上記第１表に基いて位相ωｔに応じた３種の電圧ベクト
ルを選択すると共に、上記ＰＷＭ制御パターンを切換え
る時間の計算式（４）（Ａ）及び（４）（Ｂ）に基いて
上記選択した３種の電圧ベクトルに対応するＰＷＭ制御
パターンを切換える時間τＡ、τＢ（位相角φ。のＯ≦
φｏくπ１３の範囲ではτＢ １τＣ）を演算する。
図の制御フローに基いて説明する。第６図の制御フロー
は、各トランジスタ（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ時
間（ＰＷＭ制御パターン）の演算及びスケジュールフロ
ーであり、第７図の制御フローは実際に各トランジスタ
（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）をＯＮ制御するフローである
。先ず第６図の制御フローから説明する。該制御フロー
はキャリア周波数（例えば４゜３ＫＨＺ ）に応じた演
算周期Ｔｏ（例えば約２３２．８μｓ）毎に繰返し行わ
れ、ステップＳＡＩで出力電圧の位相ωｔ（−φＯ）及
び出力電圧の振幅ｖ１を入力した後、ステップＳＡ２で
上記第１表に基いて位相ωｔに応じた３種の電圧ベクト
ルを選択すると共に、上記ＰＷＭ制御パターンを切換え
る時間の計算式（４）（Ａ）及び（４）（Ｂ）に基いて
上記選択した３種の電圧ベクトルに対応するＰＷＭ制御
パターンを切換える時間τＡ、τＢ（位相角φ。のＯ≦
φｏくπ１３の範囲ではτＢ １τＣ）を演算する。
しかる後、ステップＳＡ３では、今回の制御周期Ｔ。の
当初において、上記で演算されたＰＷＭ制御パターンを
切換える時間τＡ、τ３を第８図に示すタイマ手段とし
てのプログラマブルタイマ（１２）、（１２）にスケジ
ュール設定する。
当初において、上記で演算されたＰＷＭ制御パターンを
切換える時間τＡ、τ３を第８図に示すタイマ手段とし
てのプログラマブルタイマ（１２）、（１２）にスケジ
ュール設定する。
そして、上記のようにスケジュールした後は、第７図の
制御フローに示すように、プログラマブルタイマ（１２
）、（１２）が各々カウントアツプして上記のスケジュ
ールした時間τ、、τ、になると、第９図に示す制御パ
ターンに基いてＰＷＭ制御パターンを切換えて、リター
ンする。
制御フローに示すように、プログラマブルタイマ（１２
）、（１２）が各々カウントアツプして上記のスケジュ
ールした時間τ、、τ、になると、第９図に示す制御パ
ターンに基いてＰＷＭ制御パターンを切換えて、リター
ンする。
よって、上記第６図のステップＳＡ２により、上記電圧
ベクトル選定手段（１０）により選定された３種の電圧
ベクトル（例えば０≦φ０くπ１３に範囲でマ。、マイ
。マロ）を設定制御周期Ｔ０内で切換える時間τＡ、τ
３を計算式 ％式％） ） ） （）） に基いて演算するようにした時間演算手段（１１）を構
成している。また、第７図の制御フローにより、上記プ
ログラマブルタイマ（１２）、（１２）に設定された時
間τ３．τＢに基いて、この各時間τＡ、τ３にて次の
制御パターンになるよう対応する各相トランジスタ（Ｔ
ｒａ） 〜（Ｔｒｃ’）をＯＮ／ＯＦＦ制御するように
した制御手段（１３）を構成している。
ベクトル選定手段（１０）により選定された３種の電圧
ベクトル（例えば０≦φ０くπ１３に範囲でマ。、マイ
。マロ）を設定制御周期Ｔ０内で切換える時間τＡ、τ
３を計算式 ％式％） ） ） （）） に基いて演算するようにした時間演算手段（１１）を構
成している。また、第７図の制御フローにより、上記プ
ログラマブルタイマ（１２）、（１２）に設定された時
間τ３．τＢに基いて、この各時間τＡ、τ３にて次の
制御パターンになるよう対応する各相トランジスタ（Ｔ
ｒａ） 〜（Ｔｒｃ’）をＯＮ／ＯＦＦ制御するように
した制御手段（１３）を構成している。
したがって、上記実施例においては、制御周期Ｔｏ内で
制御パターンを切換える時間τ＾、τＢは第（４）（Ａ
）及び（４）（Ｂ）式の計算式に基いて計算される。こ
の時間τＡの計算式（４）（Ａ）において、（π１３−
φ。）は、位相角φ。が０≦φｏくπ１３の範囲で変化
すると、π／３〜０の範囲で変化し、時間ｒＢの計算式
（４）（Ｂ）の（Ｓｉｎ（π／３−φｏ ）＋８１ｎ（
φ。））も０〜π１３の範囲で変化するので、制御パタ
ーンを切換える時間τＡ、τＢの計算上で必要なサイン
テーブルの角度範囲は０〜π１３のみを備えればよく、
従来の０〜２π１３の範囲を要するものに比べてメモリ
容量を半減できる。
制御パターンを切換える時間τ＾、τＢは第（４）（Ａ
）及び（４）（Ｂ）式の計算式に基いて計算される。こ
の時間τＡの計算式（４）（Ａ）において、（π１３−
φ。）は、位相角φ。が０≦φｏくπ１３の範囲で変化
すると、π／３〜０の範囲で変化し、時間ｒＢの計算式
（４）（Ｂ）の（Ｓｉｎ（π／３−φｏ ）＋８１ｎ（
φ。））も０〜π１３の範囲で変化するので、制御パタ
ーンを切換える時間τＡ、τＢの計算上で必要なサイン
テーブルの角度範囲は０〜π１３のみを備えればよく、
従来の０〜２π１３の範囲を要するものに比べてメモリ
容量を半減できる。
しかも、第５図（ロ）から判るように、制御周期Ｔ０内
で制御パターンを切換える回数は２回であるので、制御
パターンを切換える時間τい、τＢを設定するプログラ
マブルタイマ（１２）、＜１２）は２個で良く、従来の
３個要するものに比べてタイマの個数を低減することが
できる。
で制御パターンを切換える回数は２回であるので、制御
パターンを切換える時間τい、τＢを設定するプログラ
マブルタイマ（１２）、＜１２）は２個で良く、従来の
３個要するものに比べてタイマの個数を低減することが
できる。
よって、メモリ容量の半減とタイマの個数の低減とによ
り、低価格で構成の簡易なマイコンを使用しつつＰＷＭ
変調制御を行うことを可能にできる。
り、低価格で構成の簡易なマイコンを使用しつつＰＷＭ
変調制御を行うことを可能にできる。
第１図ないし第９図は本発明の実施例を示し、第１図は
全体概略構成図、第２図は電気回路図、第３図は電圧形
インバータの各種状態を８種の電圧ベクトルで表示した
説明図、第４図は電圧ベクトルの時間積分の複素平面上
での軌跡を円軌跡に近づけるための電圧ベクトル制御の
説明図、第５図は角度φの０≦φくπ１３の範囲内で取
り得るＰＷＭ制御パターンの種類の説明図、第６図及び
第７図は各々各相トランジスタのＯＮ／ＯＦＦ制御を示
すフローチャート図、第８図は１チツプマイコンの要部
ブロック構成図、第９図は回転角のπ１３の範囲毎に出
力すべき３種の制御パターンとその切換を行う時間に要
する計算式を示す図である。また、第１０図は従来例を
示す図である。 （２）・・・三相巻線、（３）・・・電圧形インバータ
、（４）・・・ブリッジ回路、（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’
）・・・トランジスタ（スイッチンク素子）、（８）・
・・マイコン、（１ｏ）・・・電圧ベクトル選定手段、
（１１）・・・時間演算手段、（１２）・・・プログラ
マブルタイマ（タイマ手段）、（１３）・・・制御手段
。 （２）・・三相ｌ！線 （３）・・・電圧形インバータ （４）・・・ブリッジ回路 第 図 第
全体概略構成図、第２図は電気回路図、第３図は電圧形
インバータの各種状態を８種の電圧ベクトルで表示した
説明図、第４図は電圧ベクトルの時間積分の複素平面上
での軌跡を円軌跡に近づけるための電圧ベクトル制御の
説明図、第５図は角度φの０≦φくπ１３の範囲内で取
り得るＰＷＭ制御パターンの種類の説明図、第６図及び
第７図は各々各相トランジスタのＯＮ／ＯＦＦ制御を示
すフローチャート図、第８図は１チツプマイコンの要部
ブロック構成図、第９図は回転角のπ１３の範囲毎に出
力すべき３種の制御パターンとその切換を行う時間に要
する計算式を示す図である。また、第１０図は従来例を
示す図である。 （２）・・・三相巻線、（３）・・・電圧形インバータ
、（４）・・・ブリッジ回路、（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’
）・・・トランジスタ（スイッチンク素子）、（８）・
・・マイコン、（１ｏ）・・・電圧ベクトル選定手段、
（１１）・・・時間演算手段、（１２）・・・プログラ
マブルタイマ（タイマ手段）、（１３）・・・制御手段
。 （２）・・三相ｌ！線 （３）・・・電圧形インバータ （４）・・・ブリッジ回路 第 図 第
Claims (1)
- （１）三相巻線（２）に接続され、各相一対で合計６個
のスイッチング素子（Ｔｒａ）〜（Ｔｒｃ’）を有する
ブリッジ回路（４）と、式 Ｖ＿Ｐ＝√（２／３）・｛ｖａ＋α＾２・ｖｂ＋α・ｖ
ｃ｝（ｖａ、ｖｂ、ｖｃは出力端子 の電位、α＝ｅ＾ｊ＾２＾／＾３＾・＾π）で定義され
、上記ブリッジ回路（４）の各相スイッチング素子（Ｔ
ｒａ）〜（Ｔｒｃ’）のＯＮ／ＯＦＦ状態に応じて取り
得る全８種の電圧ベクトルＶ＿Ｐのうち、３種の電圧ベ
クトルを、該電圧ベクトルの時間積分の複素平面上のベ
クトル軌跡が設定制御周期Ｔ＿０内で円軌跡に沿うよう
に選定する電圧ベクトル選定手段（１０）と、該電圧ベ
クトル選定手段（１０）により選定された３種の電圧ベ
クトルを設定制御周期Ｔ＿０内で切換える時間τ＿Ａ、
τ＿Ｂを計算式 τ＿Ａ／Ｔ＿０＝ｋｓ・Ｓｉｎ（π／３−φ＿０）τ＿
Ｂ／Ｔ＿０＝ｋｓ・｛Ｓｉｎ（π／３−φ＿０）＋Ｓｉ
ｎ（φ＿０）｝ （ｋｓは電圧制御率） に基いて演算する時間演算手段（１１）と、該時間演算
手段（１１）により演算した時間が設定されるタイマ手
段（１２）と、該タイマ手段（１２）に設定された時間
に基いて対応する各相スイッチング素子（Ｔｒａ）〜（
Ｔｒｃ’）をＯＮ／ＯＦＦ制御する制御手段（１３）と
を備えたことを特徴とするインバータのパルス幅変調制
御装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002676A JPH03207273A (ja) | 1990-01-09 | 1990-01-09 | インバータのパルス幅変調制御装置 |
| US07/638,632 US5170317A (en) | 1990-01-09 | 1991-01-08 | Multilayer capacitor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002676A JPH03207273A (ja) | 1990-01-09 | 1990-01-09 | インバータのパルス幅変調制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03207273A true JPH03207273A (ja) | 1991-09-10 |
Family
ID=11535911
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002676A Pending JPH03207273A (ja) | 1990-01-09 | 1990-01-09 | インバータのパルス幅変調制御装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5170317A (ja) |
| JP (1) | JPH03207273A (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5576926A (en) * | 1995-04-03 | 1996-11-19 | American Technical Ceramics Corporation | Capacitor with buried isolated electrode |
| US7321485B2 (en) | 1997-04-08 | 2008-01-22 | X2Y Attenuators, Llc | Arrangement for energy conditioning |
| US9054094B2 (en) | 1997-04-08 | 2015-06-09 | X2Y Attenuators, Llc | Energy conditioning circuit arrangement for integrated circuit |
| US7336468B2 (en) | 1997-04-08 | 2008-02-26 | X2Y Attenuators, Llc | Arrangement for energy conditioning |
| US5898562A (en) * | 1997-05-09 | 1999-04-27 | Avx Corporation | Integrated dual frequency noise attenuator |
| KR20070107747A (ko) | 2005-03-01 | 2007-11-07 | 엑스2와이 어테뉴에이터스, 엘.엘.씨 | 공통평면의 도전체를 갖는 조절기 |
| DE102008004470A1 (de) * | 2007-12-05 | 2009-06-10 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Elektrische Schaltungsanordnung mit konzentrierten Elementen in Mehrlagensubstraten |
| DE102009049077A1 (de) | 2009-10-12 | 2011-04-14 | Epcos Ag | Elektrisches Vielschichtbauelement und Schaltungsanordnung |
| KR20140080291A (ko) * | 2012-12-20 | 2014-06-30 | 삼성전기주식회사 | 적층 세라믹 전자부품 및 이의 제조방법 |
| JP6183552B2 (ja) * | 2014-05-27 | 2017-08-23 | 日産自動車株式会社 | ディーゼルエンジンの制御装置および制御方法 |
| KR102620520B1 (ko) * | 2019-06-26 | 2024-01-03 | 삼성전기주식회사 | 적층 세라믹 전자부품 |
| KR20190116135A (ko) * | 2019-07-17 | 2019-10-14 | 삼성전기주식회사 | 적층 세라믹 커패시터. |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3721871A (en) * | 1969-08-12 | 1973-03-20 | J Heron | High voltage monolithic ceramic capacitor |
| US3694710A (en) * | 1970-04-13 | 1972-09-26 | Mallory & Co Inc P R | Variable capacitance multilayered ceramic capacitor |
| US3648132A (en) * | 1970-04-20 | 1972-03-07 | Illinois Tool Works | Multilayer capacitor and process for adjusting the value thereof |
| US5034851A (en) * | 1990-05-23 | 1991-07-23 | American Technical Ceramics Corporation | Miniature monolithic multilayered capacitors and method for trimming |
-
1990
- 1990-01-09 JP JP2002676A patent/JPH03207273A/ja active Pending
-
1991
- 1991-01-08 US US07/638,632 patent/US5170317A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5170317A (en) | 1992-12-08 |
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