CN107710596A - 旋转电机控制装置 - Google Patents

旋转电机控制装置 Download PDF

Info

Publication number
CN107710596A
CN107710596A CN201680029119.9A CN201680029119A CN107710596A CN 107710596 A CN107710596 A CN 107710596A CN 201680029119 A CN201680029119 A CN 201680029119A CN 107710596 A CN107710596 A CN 107710596A
Authority
CN
China
Prior art keywords
modulation
mentioned
phase
frequency
asynchronous
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201680029119.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107710596B (zh
Inventor
苏布拉塔·萨哈
佐藤靖之
全宰德
杉山裕树
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Aisin AW Co Ltd
Original Assignee
Aisin AW Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Aisin AW Co Ltd filed Critical Aisin AW Co Ltd
Publication of CN107710596A publication Critical patent/CN107710596A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107710596B publication Critical patent/CN107710596B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

减少在切换调制方式时所产生的瞬态电流的影响。在根据至少包含旋转电机(80)的旋转速度(ω)的动作条件来切换调制方式的旋转电机控制装置(2)在基于不与旋转电机(80)的旋转同步的第一载波频率(cf1)的载波来生成调制脉冲的非同步调制(ASYNC_MOD)和与旋转电机(80)的旋转同步地生成调制脉冲的同步调制(SYNC_MOD)之间切换调制方式的情况下，经过基于比第一载波频率(cf1)高频率的第二载波频率(cf2)来生成调制脉冲的高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)切换调制方式。

Description

旋转电机控制装置
技术领域
本发明涉及经由在直流电力和多相交流电力之间进行电力转换的逆变器来控制交流的旋转电机的旋转电机控制装置。
背景技术
在直流与交流的转换时，在多数情况下，利用使用了半导体开关元件的逆变器。作为将直流电力转换为交流电力时的调制方式，已知有脉冲宽度调制(Pulse WidthModulation)。在脉冲宽度调制中，基于作为指令值的交流波形(例如交流电压波形)的振幅与三角波(包括锯齿波)状的载波的波形的振幅的大小关系来生成脉冲。也有不依赖于与载波的比较而通过数字运算直接生成脉冲的情况，但在该情况下，作为指令值的交流波形的振幅与虚拟的载波波形的振幅也具有相关关系。脉冲宽度调制包含正弦波脉冲宽度调制(SPWM:Sinusoidal PWM)、空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM:Space Vector PWM)等。在这些调制方式中，载波例如根据微型计算机的运算周期、电子电路的动作周期等控制装置的控制周期来确定。换句话说，即使在多相交流电力利用于交流的旋转电机等的驱动的情况下，载波也具有与旋转电机的旋转速度、旋转角度(电角度)没有直接相关关系的周期。载波、基于载波生成的各脉冲都与旋转电机的旋转不同步。因此，有将正弦波脉冲宽度调制、空间矢量脉冲宽度调制等调制方式称为“非同步调制方式”的情况。
与此相对，能够将利用了与旋转电机的旋转同步的脉冲的调制方式称为“同步调制方式”。例如旋转电机的电角度的每一个周期输出一个脉冲的矩形波调制(1脉冲调制)是同步调制方式。只要与旋转电机的旋转同步，对于脉冲数而言，也可以电角度的一个周期输出多个，作为同步调制方式，也能够实施与旋转电机的旋转同步地输出多个脉冲的多脉冲调制。多脉冲调制能够采用5脉冲调制、7脉冲调制、9脉冲调制等。
这些调制方式根据旋转电机的要求转矩、旋转速度等动作条件来选择。在旋转电机动作中，要求转矩、旋转速度发生了变化的情况下，也有切换调制方式的情况。如日本特开2013－132135公报(专利文献1)所记载的那样，在调制方式从非同步调制方式向同步调制方式切换时，存在流过瞬态电流的情况(例如第25～35段等)。在专利文献1中，为了防止该瞬时的瞬态电流超过过电流判定阈值，而限制旋转电机的输出，而延时输出限制的判定。然而，对构成逆变器的半导体开关元件要求针对该瞬态电流的耐性。若选定具有这样的特性的半导体开关元件，则会妨碍逆变器的小型化，另外也难以减少成本。因此，优选使由于这样的瞬态电流的影响而增大的交流电流的最大值(绝对值)降低。
专利文献1:日本特开2013－132135号公报
发明内容
鉴于上述背景，希望提供一种降低受到切换非同步调制和同步调制时所产生的瞬态电流的影响的交流电流的绝对值的最大值的技术。
作为一个方式，鉴于上述的经由在直流电力和多相交流电力之间进行电力转换的逆变器来控制交流的旋转电机的旋转电机控制装置，
根据至少包含上述旋转电机的旋转速度的上述旋转电机的动作条件来切换非同步调制和同步调制，其中上述非同步调制通过基于具有与上述旋转电机的旋转不同步的第一载波频率的载波生成的调制脉冲来对上述逆变器进行开关控制，上述同步调制通过与上述旋转电机的旋转同步地生成的调制脉冲来对上述逆变器进行开关控制，
在上述非同步调制和上述同步调制之间切换调制方式的情况下，经过基于比上述第一载波频率高的频率亦即第二载波频率生成调制脉冲的高频非同步调制来切换调制方式。
在非同步调制中成为生成调制脉冲的基准的载波的频率相对较低的情况下，由于在从直流向交流转换时分辨率相对降低，所以与载波的频率相对较高的情况相比，交流的电流中的脉动(纹波)增大。若在因这样的脉动成分交流电流的绝对值增大的相位，重叠由调制方式的切换引起的瞬态电流，则存在交流电流的绝对值进一步增大的可能性。另外，由于在非同步调制中，交流电压、交流电流的相位和调制脉冲的相位根据交流的各周期而不同，所以交流电压、交流电流的波形也不稳定。换言之，即使是多相的各相，进一步而言即使是同一相，也有按照每个周期交流电流的最大振幅不同的情况。若在交流电流的最大振幅增大的周期，在波形的峰值的附近重叠瞬态电流，则交流电流的绝对值增大。但是，若如本结构这样，在切换调制方式时，执行提高载波的频率的高频非同步调制，则由于从直流向交流的转换时的分辨率也升高，所以如上述那样的脉动也减少，交流电流的波形也更加稳定。其结果，能够降低受到切换非同步调制和同步调制时所产生的瞬态电流的影响的交流电流的绝对值的最大值。
进一步的特征和优点根据参照附图进行说明的有关旋转电机控制装置的实施方式的以下的记载变得明确。
附图说明
图1是示意性地表示包含旋转电机控制装置的系统结构的框图。
图2是示意性地表示旋转速度以及转矩与调制方式的关系的图。
图3是具体地表示旋转速度以及转矩与调制方式的关系的一个例子的图。
图4是表示非同步调制脉冲与3相电流的关系的一个例子的波形图。
图5是表示同步调制脉冲与3相电流的关系的一个例子的波形图。
图6是表示从非同步调制向同步调制的迁移的一个例子的波形图。
图7是表示从非同步调制向同步调制迁移时的电压相位矢量的一个例子的说明图。
图8是表示调制方式的迁移的一个例子的说明图。
图9是表示切换调制方式的优选的电压相位的一个例子的波形图。
图10是表示经过高频非同步调制来切换调制方式的例子的波形图。
图11是表示以优选的电压相位切换调制方式的例子的波形图。
图12是表示切换调制方式的电压相位与交流电流的峰值的关系的波形图。
图13是表示经过高频非同步调制并以优选的电压相位切换调制方式的例子的波形图。
图14是表示切换调制方式的一般的例子的状态迁移图。
图15是表示经过高频非同步调制来切换调制方式的例子的状态迁移图。
图16是表示以优选的电压相位切换调制方式的例子的状态迁移图。
图17是表示经过高频非同步调制并以优选的电压相位切换调制方式的例子的状态迁移图。
图18是表示调制频率与高频非同步控制的执行时间的关系的一个例子的图。
具体实施方式
以下，基于附图对本实施方式的旋转电机控制装置进行说明。图1的框图示意性地示出包含旋转电机控制装置的系统结构。在本实施方式中，旋转电机80例如是成为混合动力汽车、电动汽车等车辆的驱动力源的旋转电机。旋转电机80是通过多相交流(这里是3相交流)动作的旋转电机，既能够作为电动机发挥功能，也能够作为发电机发挥功能。如后述那样，旋转电机80经由逆变器10将来自高压电池11(直流电源)的电力转换为动力(电力运行)。或者，旋转电机80例如将从未图示的内燃机、车轮传递的旋转驱动力转换为电力，并经由逆变器10对高压电池11充电(再生)。
如图1所示，旋转电机控制装置2(M/G Controller)以具备逆变器10的旋转电机驱动装置1为控制对象，经由旋转电机驱动装置1对交流的旋转电机80进行驱动控制。逆变器10是在直流电力(高压电池11)与多相交流电力之间进行电力转换的电气电路。即，旋转电机控制装置2是经由逆变器10控制交流的旋转电机80的控制装置。在本实施方式中，旋转电机控制装置2通过微型计算机、DSP(Digital Signal Processor：数字信号处理器)等逻辑运算处理器等硬件与程序、参数等软件的配合来实现。当然，旋转电机控制装置2也可以由以逻辑电路等电子电路为核心的硬件构成。
例如，成为旋转电机控制装置2的核心的微型计算机具有CPU内核、程序存储器、参数存储器、工作存储器、A/D转换器、计时器(计数器)等。无需这全部构成于一个集成电路中，例如，也可以是程序存储器等一部分是与CPU内核独立的元件。CPU内核具有成为各种运算的执行主体的ALU(Arithmetic Logic Unit：算术逻辑单元)、命令寄存器、命令解码器、标志寄存器、通用寄存器、中断控制器、DMA(Direct Memory Access：直接内存访问)控制器等而构成。旋转电机控制装置2的动作电压是3.3～12[V]左右，旋转电机控制装置2从未图示的低压电池(例如额定电压为12～24[V]左右)接受电力的供给而动作。
如上述那样，逆变器10与高压电池11(直流电源)连接，并且与交流的旋转电机80连接，在直流与多相交流(这里为3相交流)之间进行电力转换。高压电池11例如是镍氢、锂离子等二次电池、双电层电容器等电容器或者它们的组合等，且是大电压大容量的能够蓄电的直流电源。高压电池11的额定电压是200～400[V]左右。另外，在具备对高压电池11的输出电压升压的直流转换器(DC－DC转换器)的情况下，直流电源能够包含该转换器。此外，该转换器在经由逆变器10向高压电池11再生电力的情况下，作为降压转换器发挥功能。
以下，将逆变器10的直流侧的电压(高压电池11的端子间电压、转换器的输出电压)称为直流母线电压Vdc。在逆变器10的直流侧设置有使直流母线电压Vdc平滑化的平滑电容器(直流母线电容器4)。直流母线电容器4使根据旋转电机80的消耗电力的变动而变动的直流电压(直流母线电压Vdc)稳定化。
如上述那样，逆变器10将具有直流母线电压Vdc的直流电力转换为多相(n为自然数，n相这里为3相)交流电力并供给至旋转电机80，并且将旋转电机80发出的交流电力转换为直流电力供给至直流电源。逆变器10具有多个开关元件3而构成。开关元件3优选应用以硅(Si)为基体材料的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)、功率MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、以碳化硅(SiC)为基体材料的SiC－MOSFET(Silicon Carbide-Metal OxideSemiconductor FET：碳化硅-金属氧化物半导体FET)、SiC－SIT(SiC-Static InductionTransistor：碳化硅-静态感应晶体管)、以氮化镓(GaN)为基体材料的GaN－MOSFET(Gallium Nitride–MOSFET：氮化镓-MOSFET)等能够进行高频下的动作的功率半导体元件。
构成逆变器10的开关元件常常使用IGBT。电压控制型的MOSFET伴随着耐压导通电阻升高且发热增大。另一方面，双极晶体管的开关速度较低而不适合高速开关。IGBT是为了分别弥补这样的MOSFET和双极晶体管的缺点，而在一个半导体元件上，在输入级构建MOSFET构造、在输出级构建双极晶体管构造而成的结构。IGBT由于是利用栅极-发射极间的电压来驱动，且能够根据输入信号导通-截止的自熄型，所以是能够进行大电力的高速开关的半导体元件。根据这样的特征，作为构成逆变器10的开关元件3，优选IGBT。
然而，近年来，作为构成逆变器10的开关元件3，使用如上述那样的SiC半导体、GaN半导体的情况也增加。SiC、GaN与硅相比带隙较宽，被称为宽带隙半导体，作为半导体材料的材料的性能较高。因此，通过代替硅材料的IGBT，使用SiC材料、GaN材料的FET来构成逆变器10，从而能够使逆变器10小型化、轻型化。另外，也能够降低逆变器10的损耗。然而，由于因小型化而面积也变小，所以逆变器10的散热性降低。另外，由于SiC半导体、GaN半导体比Si半导体耐热性高，所以元件所具备的散热片也容易采用例如与热阻小但高价的铜相比，热阻比铜大但比铜廉价的铝等。因此，在使用了SiC半导体、GaN半导体的逆变器10中，能够实现伴随着元件的性能提高的小型化、轻型化，散热片等附加部件的成本降低，另一方面在热对策上，相对于使用了IGBT的逆变器10，存在得不到较大的优势的可能性。换句话说，即使是使用了SiC半导体、GaN半导体的逆变器10，与使用了IGBT的逆变器10相同的热对策的持续、进一步的热对策的附加很重要。
作为热对策之一，由如以下说明的瞬态电流(例如切换调制方式时所产生的瞬态电流等)引起的交流电流的峰值(绝对值)的降低很重要。作为一个对策，考虑到通过提高逆变器10的开关频率，来降低瞬态电流，也降低由该瞬态电流引起的交流电流的峰值。但是，若提高逆变器10的开关频率，则构成逆变器10的开关元件3的发热量也增加。因此，单纯地提高逆变器10的开关频率这样的措施不优选。如上所述，不论开关元件3是IGBT，还是以SiC半导体、GaN半导体为材料的FET等，在作为逆变器10的装置的热容量上都有限制。换句话说，不论构成本实施方式的逆变器10的开关元件3是以硅为基体材料的IGBT、以及以碳化硅、氮化镓为基体材料的FET的哪一个，由在切换调制方式时所产生的瞬态电流等引起的交流电流的峰值(绝对值)的减少都很重要。因此，在图1中以未确定开关元件3的构造的形式进行了例示。另外，当然，作为开关元件3，不排除使用双极晶体管。
逆变器10由具备多组开关元件3的电桥电路构成。逆变器10对于分别与旋转电机80的各相的定子线圈8(在3相的情况下，为U相、V相、W相)对应的臂而言，具备上段侧以及下段侧的一对开关元件3而构成。具体而言，如图1所示，相当于交流1相的臂由上段侧开关元件31和下段侧开关元件32的串联电路构成。另外，以从下段侧朝向上段侧的方向为正向，各开关元件3并联地连接有二极管(续流二极管5)。换言之，以与开关元件3导通状态的情况下的流动方向相反方向为正向，各开关元件3与续流二极管5并联连接(反并联连接)。
开关元件3分别根据从旋转电机控制装置2输出的开关控制信号(例如，驱动IGBT或者MOSFET的栅极端子的栅极驱动信号)动作。输入至对高电压进行开关的IGBT、MOSFET的控制端子(栅极端子)的栅极驱动信号需要为比构成旋转电机控制装置2的电子电路(微型计算机等)的动作电压高的电压。因此，由旋转电机控制装置2生成的开关控制信号在被驱动器电路30(Driver)进行了电压转换(例如升压)后，被输入至逆变器10。
如图1所示，旋转电机80具备检测旋转电机80的转子的各时刻的磁极位置(转子的旋转角度)、旋转速度的旋转传感器13。旋转传感器13例如是分解器等。另外，通过电流传感器12测定流过旋转电机80的各相的定子线圈8的电流。在本实施方式中，例示出3相全部由非接触型的电流传感器12来测定的结构。旋转电机控制装置2基于旋转电机80的要求转矩、旋转速度、调制率来进行电流反馈控制。要求转矩例如从车辆用控制装置、车辆的行驶控制装置等未图示的其他控制装置提供给旋转电机控制装置2。此外，调制率是表示三相交流电的实效值与直流电压(直流母线电压Vdc)的比例的指标。
旋转电机控制装置2根据这些要求转矩、旋转速度、调制率等，生成用于开关控制逆变器10的脉冲(调制脉冲)并输出。其中，调制脉冲可以每次生成，也可以根据旋转电机80或者逆变器10的动作条件预先将脉冲模式存储于存储器等，并通过DMA传输等不会给处理器施加负荷地输出的形式。
然而，虽然能够区分地将从直流向交流转换的情况称为调制，将从交流向直流转换的情况称为解调，也能够将两者一并称为调制解调，但在本实施方式中对任一种转换都称为调制来进行说明。在本实施方式中，旋转电机控制装置2进行使用了矢量控制法的电流反馈控制，经由逆变器10控制旋转电机80。对于矢量控制法，限于如以下那样的简单的说明，省略其详细的说明。
首先，旋转电机控制装置2基于直流母线电压Vdc、要求转矩、调制率等，运算矢量控制中的正交矢量坐标系中的电流指令。该正交矢量坐标系是将旋转电机80的转子的磁极的方向作为一方的轴(d轴)、将与该轴(d轴)正交的方向作为另一方的轴(q轴)的坐标系。流过定子线圈8的3相电流(实际电流)也基于磁极位置坐标转换为该正交矢量坐标系。在正交矢量坐标系中，基于电流指令与实际电流的偏差，来进行比例积分控制(PI控制)、比例积分微分控制(PID控制)的运算，并导出电压指令。该电压指令基于磁极位置，被逆坐标转换为3相的电压指令，并根据选择出的调制方式生成调制脉冲(开关控制信号)。
然而，作为调制方式，已知有脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation)。在脉冲宽度调制中，基于作为输出指令的交流波形(例如交流电压波形)的振幅与三角波(包括锯齿波)状的载波的波形的振幅的大小关系来生成脉冲。也有不依赖于与载波的比较而通过数字运算直接生成PWM波形的情况，但在该情况下，作为指令值的交流波形的振幅与虚拟的载波波形的振幅也具有相关关系。脉冲宽度调制包含正弦波脉冲宽度调制(SPWM:sinusoidalPWM)、空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM:space vector PWM)等。
在这些调制方式中，载波例如根据微型计算机的运算周期、电子电路的动作周期等旋转电机控制装置2的控制周期确定。换句话说，即使在将多相交流电力利用于交流的旋转电机80的驱动的情况下，载波也具有不拘束于旋转电机80的旋转速度、旋转角度(电角度)的周期(不同步的周期)。因此，载波和基于载波生成的各脉冲都不与旋转电机80的旋转同步。因此，有将正弦波脉冲宽度调制、空间矢量脉冲宽度调制等调制方式称为“非同步调制方式”的情况。
与此相对，与旋转电机80的旋转同步地生成脉冲的调制方式被称为“同步调制方式”。例如作为旋转电机80的电角度的每一个周期输出一个脉冲的旋转同步调制方式，有矩形波调制(1脉冲调制)这样的调制方式。
然而，如上所述，作为表示从直流电压向交流电压的转换率的指标，有表示多相的交流电压的线间电压的实效值与直流电压的比例的调制率。一般而言，正弦波脉冲宽度调制的最大调制率约为0.61，空间矢量脉冲宽度调制控制的最大调制率约为0.71。也存在具有约超过0.71的调制率的调制方式，该调制方式作为与通常相比提高了调制率的调制方式，被称为“过调制脉冲宽度调制”。“过调制脉冲宽度调制”的最大调制率约为0.78。该调制率0.78是从直流向交流的电力转换时的物理上(数学上)的极限值。在过调制脉冲宽度调制中，若调制率达到0.78，则成为在电角度的一个周期输出一个脉冲的矩形波调制(1脉冲调制)。在矩形波调制中，调制率固定于物理上的极限值亦即约0.78。
调制率小于0.78的过调制脉冲宽度调制能够使用同步调制方式、非同步调制方式的任意一个原理来实现。代表性的调制方式是被称为不连续脉冲宽度调制(DPWM：discontinuous PWM)的调制方式。不连续脉冲宽度调制能够使用同步调制方式、非同步调制方式的任意一个原理来实现，但这里例示使用同步调制方式的形式。在上述，在矩形波调制(1脉冲调制)中，例示为在电角度的一个周期输出一个脉冲，但也能够在电角度的一个周期输出多个脉冲。若在电角度的一个周期输出多个脉冲，则脉冲的有效期间相应地减少，所以调制率降低。因此，并不局限于被固定于约0.78的调制率，能够通过同步调制方式来实现小于0.78的任意的调制率。例如，也能够在电角度的一个周期，输出9脉冲、5脉冲等脉冲。在本实施方式中，将这样的调制方式称为多脉冲调制。如上所述，由于该多脉冲调制与旋转电机80的旋转同步地输出脉冲，所以属于“同步调制方式”。
在本实施方式中，旋转电机控制装置2根据旋转电机80的动作条件，在非同步调制和同步调制之间切换调制方式，来控制旋转电机80。这里，动作条件至少包含旋转电机80的旋转速度。若旋转电机80的旋转速度升高，则反电动势升高，需要提高调制率。因此，若旋转电机80的旋转速度升高，则优选选择能够进行以更高的调制率的调制的调制方式。优选切换调制方式时的动作条件如图2、图3所例示的那样，也包含旋转电机80的要求转矩(输出转矩)、直流母线电压Vdc等。但是，为了使说明变得容易，在本实施方式中，作为旋转电机控制装置2至少根据旋转电机80的旋转速度来切换调制方式进行说明。
图2示意性地示出在纵轴取要求转矩、在横轴取旋转速度，并应用非同步调制(ASYNC_MOD)和同步调制(SYNC_MOD)的区域。在本实施方式中，非同步调制(空间矢量脉冲宽度调制等)主要在低旋转/高转矩区域采用，同步调制(矩形波(1脉冲/多脉冲))主要在高旋转/低转矩区域采用。旋转电机控制装置2至少基于旋转电机80的旋转速度，选择性地采用非同步调制和同步调制的调制方式，并生成控制开关元件3的调制脉冲(开关控制信号)。图3具体地示出了作为同步调制(SYNC_MOD)采用9脉冲调制(9pulses)、5脉冲调制(5pulses)、1脉冲调制(1pulse)的情况下的旋转速度以及转矩与调制方式的关系的一个例子。在本实施方式中，使用在非同步调制(ASYNC_MOD)和同步调制(SYNC_MOD)之间切换调制方式时，在空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM)和9脉冲调制(9pulses)之间切换调制方式的例子进行说明。
这里，考虑在图3所示的区域A，即，要求转矩较高的状态下从非同步调制(空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM))向同步调制(9脉冲调制(9pulses))切换调制方式的情况。图4示出在区域A，通过非同步调制(空间矢量脉冲宽度调制)生成开关控制信号(调制脉冲)，来对逆变器10进行开关控制的情况下的3相交流电流波形与开关控制信号(调制脉冲)的脉冲波形的模拟结果。另外，图5示出在区域A，通过同步调制(9脉冲调制)生成开关控制信号(调制脉冲)，来对逆变器10进行开关控制的情况下的3相交流电流波形与开关控制信号(调制脉冲)的脉冲波形的模拟结果。另外，图6示出在区域A，从非同步调制(空间矢量脉冲宽度调制)向同步调制(9脉冲调制)切换调制方式的情况下的3相交流电流波形与开关控制信号(调制脉冲)的脉冲波形的模拟结果。在图4至图6，Su+、Sv+、Sw+分别表示针对U相、V相、W相的上段侧开关元件31的栅极驱动信号(开关控制信号、调制脉冲)。另外，Iu、Iv、Iw分别表示U相、V相、W相的交流电流。
图4示有就要从非同步调制(空间矢量脉冲宽度调制)向同步调制(9脉冲调制)切换调制方式之前的波形，图5表示刚从非同步调制(空间矢量脉冲宽度调制)向同步调制(9脉冲调制)切换调制方式之后的波形。在非同步调制中，以频率“cf1”的载波频率(CF＝第一载波频率cf1)生成调制脉冲。调制脉冲的平均频率(调制频率)是“cf1”。在利用第一载波频率cf1的非同步调制中，不管旋转电机80的旋转速度如何，调制脉冲的平均频率(调制频率)相同。因此，旋转电机80的旋转速度越高，电角度的每一个周期的调制脉冲的数量越少。
另一方面，在同步调制中，不管旋转电机80的旋转速度如何，电角度的每一个周期的调制脉冲的数量恒定，但根据旋转速度，调制脉冲的平均频率变化。在图4所例示的方式(非同步调制)中，电角度的每一个周期的调制脉冲的数量约为5个脉冲。对于图5所例示的方式(同步制调制)而言，由于是9脉冲调制，所以电角度的每一个周期的调制脉冲的数量为9个脉冲。因此，在本实施方式中，对于切换调制方式的时刻的调制频率而言，同步调制一方较高。即，由于旋转电机80的旋转速度较高，所以同步调制的调制频率比第一载波频率cf1高。在本实施方式中，第一载波频率cf1约为该时刻的同步调制(9脉冲调制)的调制脉冲的频率的一半。
在图4所示的非同步调制中，也由于调制频率(载波频率)相对较低，在交流电流产生比图5所示的同步调制振幅大的纹波(ripple)。即，“非同步调制的纹波RP1＞同步调制的纹波RP2”，在模拟结果中，“RP1”约为“RP2”的2倍。另外，在非同步调制中，由于电角度的每一个周期的调制脉冲的数量比同步调制少、电角度(旋转电机80的旋转)与调制脉冲不同步，所以3相交流电流波形容易产生偏差。换言之，3相交流电流波形容易成为不平衡的状态。根据模拟结果，在非同步调制的情况下，如图4所示，3相交流电流的峰值产生“UB1”的差。另一方面，在同步调制中，由于电角度的每一个周期的调制脉冲的数量比非同步调制多、电角度(旋转电机80的旋转)与调制脉冲同步，所以3相交流电流波形容易稳定。根据模拟结果，在同步调制的情况下，如图5所示，3相交流电流的峰值之差“UB2”几乎为零。
图6模拟了在不优选的条件下切换具有这样的特征的调制方式的情况。在非同步调制和同步调制中，由于调制脉冲的产生方法不同，所以在本实施方式中，在切换时V相的栅极驱动信号“Sv+”的信号电平成为高状态的期间(V相的上段侧开关元件31成为导通状态的期间)延长。由此，相反，在U相、W相中，存在栅极驱动信号成为高电平的期间变短的可能性。其结果，3相交流电压、3相交流电流容易产生偏差。另外，如图6所例示的那样，高旋转速度区域中的由非同步调制(ASYNC_MOD)引起的3相交流电流的混乱(不平衡)对调制方式移至同步调制(SYNC_MOD)后的交流电流也有影响。
另外，在图6所示的模拟例中，由于在W相的交流电流成为峰值的相位(θ＝θb)切换调制方式，所以因在切换时所产生的瞬态电流而该峰值电流的值变得非常大。换言之，由于瞬态电流重叠时的交流电流的初始电流的值较高，所以瞬态电流重叠后的交流电流的值也升高。不优选该峰值电流的值(绝对值)超过逆变器10能够允许的最大电流(绝对值)。
即，切换调制方式时的交流电流的最大值(绝对值)也根据切换时的相位(电流相位、电压相位)而不同。参照图6，如上所述，若在多相交流电流的任意1相电流为最大振幅的相位切换调制方式，则瞬态电流与该最大电流重叠。因此，交流电流的绝对值的最大值增大。因此，优选避免在这样的相位切换调制方式，而在更为优选的相位切换调制方式。在多数情况下，逆变器10是电压控制型，优选根据交流电压的电压相位、调制脉冲的电压相位来规定切换调制方式的时机。
例如，在逆变器10的交流侧的相数为3相的情况下，可以产生1相电压电平被固定而其他2相的电压电平变化的2相调制的状况、和2相电压电平被固定而剩余的1相电压电平变化的1相调制的状况。图7是在图6所例示出的方式下，调制方式从非同步调制(ASYNC_MOD)切换为同步调制(SYNC_MOD)的相位的附近的调制脉冲的放大图。在图6所例示出的方式中，在1相调制的情况下切换调制方式。详细内容后述，但根据发明者们的实验、模拟，可认为在1相调制的情况下，与2相调制的情况相比，有由于瞬态电流的影响而交流电流的绝对值增大的趋势。
基于如上述那样的模拟结果，优选作为切换调制方式时的条件留意以下的点。
(a)提高非同步调制(ASYNC_MOD)的调制频率(载波频率(CF))，减少纹波，并且减少3相电流的不平衡。
(b)在电压相位(θv)(或者电流相位(θi))最佳的相位切换调制方式，减少3相电流的不平衡，并且降低切换时的初始电流的值。
在满足这些(a)以及(b)的条件的调制方式的切换中存在如以下的(A)以及(B)的方式。
(A)在切换调制方式的情况下，经过基于比第一载波频率cf1高的频率亦即第二载波频率cf2来生成调制脉冲的高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)来切换调制方式(参照图8)。优选高频非同步调制持续电流波形稳定的时间(稳定时间(交流电流稳定时间))。其中，在通过更高的频率的调制脉冲开关开关元件3的情况下，逆变器10的消耗电力也增大，发热也增大。因此，优选将进行高频非同步调制的期间限定在能够允许伴随着消耗电力的增加的发热的允许时间(温度上升允许时间)内。在本实施方式中，在规定的执行时间T1(高频非同步调制执行时间)期间执行高频非同步调制。优选将该执行时间T1设定为稳定时间(交流电流稳定时间)以上，且小于允许时间(温度上升允许时间)的长度(参照图18后述。)。
(B)调制方式的切换在基于表示3相交流电压的关系的电压相位(θv)规定的迁移期间TP进行(参照图9)。例如，将该迁移期间TP设定为成为3相交流电压(与3相调制脉冲等价)内的1相信号电平固定于高电平或者低电平，且在该1相信号电平被固定的期间其他2相信号电平变化的2相调制的状态的电压相位的期间(TP1～TP6)。此外，这样的电压相位的期间(TP1～TP6)在将调制方式从同步调制切换为非同步调制的情况下，根据同步调制中的电压相位来设定。另一方面，在将调制方式从非同步调制切换为同步调制的情况下，优选根据刚切换调制方式之后的同步调制中的电压相位来设定该期间(TP1～TP6)。换言之，在将调制方式从非同步调制切换为同步调制的情况下，优选基于假定为调制方式为同步调制的情况下的电压相位，来设定该期间(TP1～TP6)。
根据发明者们的模拟，确认出即使在仅实施上述的(A)和(B)内的任意一方的情况下，交流电流的最大值(绝对值)也减少。当然，若应用(A)和(B)双方来切换调制方式，效果进一步增大。
图10示出了应用(A)，在高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)和同步调制(SYNC_MOD)之间切换调制方式的情况下的波形。通过图6与图10的比较可知，在图10中与图6相比非同步调制(ASYNC_MOD)的载波频率(CF)升高，调制脉冲变密集。其结果，交流电流的纹波从“RP1”减少到“RP3”，约减少一半。另外，3相交流电流的不平衡，具体而言峰值之差也从“UB1”减少到“UB3”，被大幅减少。切换调制方式时的电压相位在图6和图10中为相同的相位“θb”，但由于纹波、不平衡减少，所以切换时的电流的绝对值减小。即，即使在切换调制方式时，瞬态电流与交流电流重叠，通过应用(A)，峰值(绝对值)也减小。
如上所述，在非同步调制中成为生成调制脉冲的基准的载波的频率较低的情况下(为第一载波频率cf1的情况下)，与载波的频率相对较高的情况下(为第二载波频率cf2的情况下)相比，从直流向交流转换时的分辨率降低，交流的电流中的脉动(纹波)增大。另外，在非同步调制中，由于交流电压、交流电流的相位和调制脉冲的相位根据交流的各周期而不同，所以交流波形也不稳定，且产生不平衡的情况也较多。通过进行使用第二载波频率cf2的载波进行非同步调制的高频非同步调制，从直流向交流转换时的分辨率升高，脉动也减少，交流电流的波形也更加稳定。
该第二载波频率cf2是比第一载波频率cf1大的值，将“N”设为比1大的值，是通过“cf2＝cf1×N”来表示的频率。为了使旋转电机控制装置2的结构简单化，优选第二载波频率cf2是第一载波频率cf1的整数倍。例如，优选第二载波频率cf2是第一载波频率cf1的2倍、3倍。在本实施方式(相对于图6的图10、图13)中，例示出第二载波频率cf2是第一载波频率cf1的2倍的方式。如上所述，在本实施方式中，由于第一载波频率cf1约为同步调制(9脉冲调制)的调制频率的一半，所以第二载波频率cf2与同步调制的调制频率几乎等价。
作为一个方式，优选基于切换调制方式时的同步调制的调制脉冲的频率来设定第二载波频率cf2。参照图2和图3，如上所述，一般而言，在旋转电机80的旋转速度为相对低旋转速度的情况下使用非同步调制(ASYNC_MOD)，在为高旋转速度的情况下使用同步调制(SYNC_MOD)。因此，切换调制方式时的旋转电机80的旋转速度为相对高旋转速度侧的情况较多。在利用第一载波频率cf1的非同步调制中，不管旋转电机80的旋转速度如何，调制脉冲的平均频率(调制频率)都相同。另一方面，在同步调制中，调制脉冲的平均频率根据旋转电机80的旋转速度变化。例如，在本实施方式中，对于切换调制方式的时刻的调制频率而言，同步调制一方较高，同步调制的调制频率比第一载波频率cf1高。
特别是在进行多脉冲调制的情况下，考虑交流电流的脉动的减少、各相中的振幅的稳定化来设定脉冲数(调制频率)的情况较多。因此，优选基于切换调制方式时的同步调制的调制频率，来设定高频非同步调制的调制频率，以减少交流电流的脉动，使各相中的振幅稳定。在本实施方式中，由于同步调制(9脉冲调制)的调制脉冲的频率约为第一载波频率cf1的2倍，所以基于该关系，优选将第二载波频率cf2设定为第一载波频率cf1的2倍。
然而，存在切换调制方式的条件中除了旋转速度以外还添加直流母线电压Vdc、旋转电机80的转矩的情况。换言之，存在切换调制方式时的同步调制(例如9脉冲调制)的调制频率也变动的可能性。因此，第二载波频率cf2也可以是可变频率。作为一个方式，也可以为在基于切换调制方式时的该同步调制的调制脉冲的频率(调制频率)来设定第二载波频率cf2的情况下，第二载波频率cf2是可变频率，在每次切换调制方式时都以适合该切换时的同步调制的调制频率的方式设定。
其中，若像这样将第二载波频率cf2设为可变频率，则也有使旋转电机控制装置2的运算负荷增大的可能性。因此，也可以在逆变器10的动作条件为最差条件的情况下，将第二载波频率cf2设定为与切换调制方式时的该同步调制的调制频率相应的一定值。具体而言，优选根据对逆变器10的直流侧端子施加最大额定电压，且旋转电机80输出最大额定转矩，旋转电机80的旋转速度为能够输出最大额定转矩的范围的最高旋转速度的条件下的同步调制的调制脉冲的频率来设定第二载波频率cf2。该条件能够称为逆变器10的发热成为最大的最差条件。通过根据该条件下的调制频率来规定第二载波频率cf2，能够在满足耐热等条件的状态下实施高频非同步调制。
此外，虽然调制方式至少基于旋转速度来进行，但为了防止因旋转速度的变动而频繁地切换调制方式的振荡，也可以使从非同步调制向同步调制的切换的旋转速度和从同步调制向非同步调制的切换的旋转速度为不同的旋转速度。在该情况下，与该旋转速度对应的同步调制的调制频率也不同。因此，即使在第二载波频率cf2为固定频率的情况下，也可以设定至少两种频率。
图11示出了通过(B)的方式切换调制方式的情况下的波形。在图6(以及图10)所例示出的方式中，在电压相位为“θb”时在非同步调制(ASYNC_MOD)和同步调制(SYNC_MOD)之间切换调制方式，但在本例中，在电压相位为“θa”时切换调制方式。在图11中，由于调制脉冲切换所以难以掌握，但电压相位“θa”包含于成为V相电压(与V相调制脉冲等价，以下相同)的信号电平被固定在高状态，且在该固定期间，U相电压和W相电压的信号电平发生变化的2相调制的状态的相位范围(迁移期间TP)。换言之，在图11所例示出的方式中，非同步调制(ASYNC_MOD)与同步调制(SYNC_MOD)之间的调制方式的切换在基于表示3相交流电压的关系的电压相位规定的迁移期间(TP)进行。
另外，在电压相位“θa”之前，存在V相电压为低电平的状态。该状态为U、V、W相3相全部为低电平的状态，如后所述，是用“000”来表示的零矢量的状态。在逆变器10的交流侧的相数为3相的情况下，能够根据该3相电压相位(与调制脉冲的电压相位几乎等价)定义8个空间矢量。具体而言，能够定义100、010、001、110、101、011、111、000这8个空间矢量。其中，将111和000称为零矢量，将其他6个称为活动矢量。此外，由于空间矢量与电压相位具有相关关系，所以在以下的说明中存在空间矢量(空间矢量的状态)和电压相位作为表示相同的条件的对象来使用的情况。
如参照图12后述的那样，根据发明者们的模拟，确认出在调制方式的切换的前后是活动矢量期间的情况下，有受到瞬态电流的影响的交流电流的绝对值增大的趋势。相反，在调制方式的切换的前后是零矢量期间的情况下，有受到瞬态电流的影响的交流电流的绝对值较小的趋势。因此，优选将3相交流电压为零矢量状态期间就在之前和之后的至少任意一个的电压相位的期间设定为迁移期间TP。电压相位“θa”包含在成为零矢量状态的期间就在“θa”的之前和之后的至少任意一个的电压相位的期间中。
另外，电压相位“θa”也是U相电流为零的电压相位。这样，优选在迁移期间TP的期间中，且是包含3相交流电流内的任意1相电流为零的电压相位(例如θa)的期间切换调制方式。换言之，优选将包含3相交流电流内的任意1相电流为零的电压相位(例如“θa”)的电压相位的范围，且是成为2相调制的电压相位的范围(TP1～TP6)和成为零矢量状态的期间就在之前和之后的至少任意一个的电压相位的范围(TP11～TP16)的任意范围中所包含的电压相位的范围(图12的TP21～TP26)设定为迁移期间TP。
3相交流电流平衡，理论上3相电流的瞬时值为零。因此，在3相内的1相电流为零时，其他2相为正负分别相同的值。另外，由于3相电流各自的相位各相差120度，所以在3相内的1相电流为零的相位，不是其他2相的电流的振幅最大的相位。因此，即使瞬态电流重叠，成为基础的电流的绝对值也为相对较小的值。因此，优选在包含相的交流电流内的任意1相电流为零的电压相位的期间切换调制方式。通过图11和图6的比较可知，若电压相位为“θa”，则3相交流电流的任意一个都不是峰值。因此，即使在切换调制方式时所产生的瞬态电流与3相交流电流重叠，也能够将电流的绝对值限于较小的值。
图12示出了切换调制方式的电压相位与3相交流电流的峰值(绝对值)的关系的模拟结果。图12的上段的折线图示出了在电角度为0～360度期间，进行使切换调制方式的电压相位(θv)各相差4度的扫描模拟而运算出的3相交流电流的峰值(绝对值)。实线的折线图“Ip1”表示仅应用(B)的情况下的模拟结果，虚线的折线图“Ip2”表示应用了(A)和(B)的情况下的模拟结果。对于“Ip1”与“Ip2”的比较后述。图12的下段与图9相同，表示3相电压波形(与上段侧开关元件31的调制脉冲的波形等价)。
如图9和图12所示，将作为迁移期间TP的一个例子的TP1～TP6设定在成为2相调制的状态的电压相位的期间。参照图12的“Ip1”可知，这些期间TP1～TP6被设定为几乎不包含峰值电流的绝对值较大的电压相位。“TP1”、“TP5”也包含有峰值电流的绝对值较大的电压相位，优选迁移期间TP为适当地进一步限定范围的TP11～TP16。由于TP11～TP16被设定为几乎不包含峰值电流的绝对值较大的电压相位，所以更适合作为迁移期间。此外，TP11～TP16是3相交流电压(3相调制脉冲)为零矢量状态的期间就在之前和之后的至少一个的电压相位的期间。
另外，优选迁移期间是TP11～TP16中被进一步限定了范围的电压相位的范围。如图12所示，优选是在TP11～TP16的中央部，TP11～TP16的1/2～1/3的电压相位的范围(TP21～TP26)。TP21～TP26是至少包含3相交流电流内的任意1相电流为零的电压相位(例如“θa”)的电压相位的范围。从图12可知，这些电压相位的范围(TP21～TP26)中的峰值电流的绝对值整体比其他电压相位中的峰值电流的绝对值小。
从图12可知，为了在更适当的时机切换调制方式，优选将迁移期间限制在适当的宽度(相位宽度)。优选该相位宽度基于旋转电机控制装置2的控制周期与旋转电机80的电角度的关系来设定。为了使旋转电机80流畅地旋转，优选若除去高旋转时的1脉冲调制等，则在电角度的一个周期期间存在5～9个脉冲的调制脉冲。参照图9和图12等，由于也存在调制脉冲的脉冲宽度变长的期间，所以能够认为大体在电角度的半个周期存在5～9个脉冲，来运算脉冲宽度(相位宽度)。若在180度中存在9个脉冲，则脉冲宽度(相位宽度)为20度。该相位宽度与大体作为TP11～TP16所例示出的迁移期间对应。另外，由于作为TP21～Tp26所例示出的迁移期间TP为其1/3～1/2，所以其相位宽度大体为6～10度。
如上所述，调制脉冲的脉冲宽度(相位宽度)也根据载波频率而变动。另外，调制脉冲的脉冲宽度(相位宽度)根据旋转电机控制装置2的控制周期而不同。在本实施方式中，示出了第二载波频率cf2为第一载波频率cf1的2倍的频率的例子。因此，优选上述的迁移期间TP的相位宽度也被设定为具有约2倍的充裕。在上述，例示出作为TP21～Tp26例示出的迁移期间TP为6～10度的方式，但优选将该相位宽度设定在6～20度左右的范围内。
然而，图12中的“Ip2”表示应用(A)和(B)双方来切换调制方式的情况下的模拟结果。若对“Ip1”和“Ip2”进行比较可知，“Ip2”的峰值电流的绝对值较小。因此，通过一起应用(A)和(B)的方式，能够进一步减少切换调制方式时的3相交流电流的峰值的绝对值。
图13示出了应用(A)和(B)双方，在高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)与同步调制(SYNC_MOD)之间切换调制方式的情况下的波形。通过图13与图6比较、图13与图10的比较、图13与图11的比较、进一步俯瞰这3个比较结果可知，通过一起应用(A)和(B)，能够减少切换调制方式时的3相交流电流的峰值的绝对值，也能够减少3相交流电流的不平衡。
以上，对切换调制方式时的原理进行了说明，以下，使用图14～图17的状态迁移图对旋转电机控制装置2的具体的控制方法进行说明。图14例示出未进行(A)和(B)的任何一个来切换调制方式的情况下的状态迁移，与图6所示的方式对应。图15例示有应用(A)的方式切换调制方式的情况下的状态迁移，与图8和图10所示的方式对应。图16例示有应用(B)的方式切换调制方式的情况下的状态迁移，与图9、图11、图12(“Ip1”)所例示的方式对应。图17例示有一起应用(A)和(B)的方式切换调制方式的情况下的状态迁移，与图12(“Ip2”)和图13的方式对应。需要说明的是，在各状态迁移图中，SWF(开关频率)相当于调制脉冲的平均频率(调制频率)。
如图14所示，旋转电机控制装置2在未进行(A)、(B)的任何一个，在非同步调制(ASYNC_MOD)和同步调制(SYNC_MOD)之间切换调制方式的情况下，基于旋转速度(ω)和调制率(M)使调制方式迁移。旋转电机控制装置2在通过非同步调制(ASYNC_MOD)生成调制脉冲的情况下，在旋转速度(ω)超过“ω2”，并且调制率(M)超过“M2”的情况下，使得迁移至同步调制(SYNC_MOD)(#11)。另一方面，旋转电机控制装置2在通过同步调制(SYNC_MOD)生成调制脉冲的情况下，在旋转速度(ω)小于“ω1”，并且调制率(M)小于“M1”的情况下，使得迁移至非同步调制(ASYNC_MOD)(#21)。这里，旋转速度的阈值“ω1＜ω2”，调制率的阈值“M1＜M2”。这样，通过设置滞后(hysteresis)，即使在阈值的附近旋转速度、调制率发生了变动的情况下，调制方式也不会发生振荡。
在该方式中，非同步调制(ASYNC_MOD)中的控制周期(CP)和同步调制中的控制周期(CP)是相同的周期“CP1”。此外，非同步调制中的调制频率(载波频率)是第一载波频率cf1，这相当于开关频率(SWF)。第一载波频率cf1是控制周期“CP1”的倒数的1/2。换句话说，以在1次控制周期中信号电平变化1次的方式生成调制脉冲。
如图15所示，在应用(A)的方式切换调制方式的情况下，也基于旋转速度(ω)和调制率(M)使调制方式迁移。其中，在该方式下，旋转电机控制装置2经过高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)来切换调制方式。该高频非同步调制在规定的执行时间T1期间执行。在本实施方式中，与高频非同步调制中的调制频率(载波频率)相当的开关频率(SWF)亦即第二载波频率cf2是第一载波频率cf1的N倍。因此，执行高频非同步调制的情况下的控制周期(CP)也变短，为“CP1”的1/N的周期亦即“CP2”。
旋转电机控制装置2在通过非同步调制(ASYNC_MOD)生成调制脉冲的情况下，在旋转速度(ω)超过“ω2”，并且调制率(M)超过“M2”的情况下，首先，使得迁移至高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)(#11)。然后，旋转电机控制装置2在从迁移至高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)后的经过时间(PT)为规定的执行时间T1以上的情况下，使得移至同步调制(SYNC_MOD)(#12)。此外，同步调制中的控制周期(CP)可以接着高频非同步调制的控制周期为“CP2”，也可以为与非同步调制相同的“CP1”。另一方面，旋转电机控制装置2在通过同步调制(SYNC_MOD)生成调制脉冲的情况下，在旋转速度(ω)小于“ω1”，并且调制率(M)小于“M1”的情况下，首先，使得迁移至高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)(#21)。然后，旋转电机控制装置2在迁移至高频非同步调制后的经过时间(PT)为规定的执行时间T1以上的情况下，使得移至非同步调制(ASYNC_MOD)(#22)。
旋转电机控制装置2在从非同步调制(ASYNC_MOD)迁移至高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)，并通过高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)生成调制脉冲的状态下，在旋转速度(ω)小于“ω1”，并且调制率(M)小于“M1”，并且，从非同步调制(ASYNC_MOD)迁移至高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)后的经过时间(PT)为执行时间T1以上的情况下，使调制方式再次迁移至非同步调制(ASYNC_MOD)(#19)。另外，旋转电机控制装置2在从同步调制(SYNC_MOD)迁移至高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)，并通过高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)生成调制脉冲的状态下，在旋转速度(ω)超过“ω2”，并且调制率(M)超过“M2”，并且，从同步调制(SYNC_MOD)迁移至高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)后的经过时间(PT)为执行时间T1以上的情况下，使调制方式再次迁移至同步调制(HSYNC_MOD)(#29)。
如图16所示，在应用(B)的方式切换调制方式的情况下，也基于旋转速度(ω)和调制率(M)使调制方式迁移。其中，在该方式下，旋转电机控制装置2在电压相位(θv)处于迁移期间TP的范围内切换调制方式。旋转电机控制装置2在通过非同步调制(ASYNC_MOD)生成调制脉冲的情况下，在旋转速度(ω)超过“ω2”，并且调制率(M)超过“M2”，并且，此时的电压相位(θv)包含于迁移期间TP的情况下，使得移至同步调制(SYNC_MOD)(#13)。另一方面，旋转电机控制装置2在通过同步调制(SYNC_MOD)生成调制脉冲的情况下，在旋转速度(ω)小于“ω1”，并且调制率(M)小于“M1”，并且，此时的电压相位(θv)包含于迁移期间TP的情况下，使得移至非同步调制(ASYNC_MOD)(#23)。
如图16(以及图9、图12)所例示的那样，迁移期间TP在电角度的一个周期期间，存在6处。因此，如图16所示，在电压相位(θv)为超过θ2且小于θ3的范围、超过θ4且小于θ5的范围、超过θ6且小于θ7的范围、超过θ8且小于θ9的范围、超过θ10且小于θ11的范围、超过θ12且为360度以下并且0度以上且小于θ1的范围的任意一个的情况下，切换调制方式。这里，将n设为偶数、将m设为奇数，将迁移期间TP规定为“超过θn且小于θm”的范围，当然，边界条件也可以为“以上和以下”。即，也可以将迁移期间TP规定为“θn以上θm以下”的范围、“超过θn且为θm以下”的范围、“θn以上且小于θm”的范围。另外，θ1～θ12可以是图9和图12所例示出的规定TP1～TP6的电压相位，也可以是规定TP11～TP16的电压相位。当然，也可以是图12所例示出的规定TP21～TP26的电压相位。
如图17所示，通过对图15和图16所例示出的条件进行组合，能够应用(A)和(B)的方式来切换调制方式。旋转电机控制装置2在通过非同步调制(ASYNC_MOD)生成调制脉冲的情况下，在旋转速度(ω)超过“ω2”，并且调制率(M)超过“M2”的情况下，首先，使得迁移至高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)(#11)。然后，旋转电机控制装置2在迁移至高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)后的经过时间(PT)为执行时间T1以上，并且，此时的电压相位(θv)包含于迁移期间TP的情况下，使得移至同步调制(SYNC_MOD)(#15)。另一方面，旋转电机控制装置2在通过同步调制(SYNC_MOD)生成调制脉冲的情况下，在旋转速度(ω)小于“ω1”，并且调制率(M)小于“M1”，并且，此时的电压相位(θv)包含于迁移期间TP的情况下，首先，使得移至高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)(#23)。然后，旋转电机控制装置2在迁移至高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)后的经过时间(PT)为规定的执行时间T1以上的情况下，移至非同步调制(ASYNC_MOD)(#22)。
旋转电机控制装置2在从非同步调制(ASYNC_MOD)迁移至高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)，并通过高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)生成调制脉冲的状态下，在旋转速度(ω)小于“ω1”，并且调制率(M)小于“M1”，并且，从非同步调制(ASYNC_MOD)迁移至高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)后的经过时间(PT)为执行时间T1以上的情况下，使调制方式再次迁移至非同步调制(ASYNC_MOD)(#19)。另外，旋转电机控制装置2在从同步调制(SYNC_MOD)迁移至高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)，并通过高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)生成调制脉冲的状态下，在旋转速度(ω)超过“ω2”，并且调制率(M)超过“M2”，并且，从同步调制(SYNC_MOD)迁移至高频非同步调制(HF_ASYNC_MOD)后的经过时间(PT)为执行时间T1以上，并且，此时的电压相位(θv)包含于迁移期间TP的情况下，使调制方式再次迁移至同步调制(SYNC_MOD)(#28)。
以下，对执行高频非同步调制的规定的执行时间T1(高频非同步调制执行时间)的设定条件进行说明。如上所述，优选将执行时间T1设定为稳定时间(交流电流稳定时间)以上，且小于允许时间(温度上升允许时间)的长度。这些的稳定时间和允许时间可以基于旋转电机驱动装置1、旋转电机控制装置2、旋转电机80等的式样、动作条件(环境条件)设定为固定值，也可以每次执行高频非同步调制时，基于此时的条件(式样以及动作条件)设定为浮动值。
如上所述，若调制频率(载波频率)升高，则通过更高的频率的调制脉冲来开关开关元件3，所以逆变器10的消耗电力也增大，发热也增大。因此，优选将高频非同步调制的执行时间限定在能够允许伴随着消耗电力的增加的发热的允许时间(温度上升允许时间)内。该允许时间是执行时间T1(高频非同步调制执行时间)的最大值。例如，如图18所例示的那样，允许时间为调制频率(开关频率(SWF))越高其成为越短的时间。其中，能够允许的上升温度根据高频非同步调制的开始时的开关元件3(逆变器10)的温度(初始温度)而不同。换句话说，在初始温度较低的情况下，与初始温度较高的情况相比能够允许的上升温度也升高。因此，如图18所例示的那样，优选基于根据初始温度而不同的多个频率特性来规定允许时间。图18例示有初始温度分别为Temp1、Temp2、Temp3时的频率特性。这里，对于初始温度而言，Temp1最低，Temp3最高。即，允许时间是高频非同步调制的开始时的开关元件3(逆变器10)的初始温度越高其越短，高频非同步调制的执行时的调制频率(第二载波频率)越高其越短的时间。
另外，如上所述，优选高频非同步调制持续电流波形稳定的时间(稳定时间(交流电流稳定时间))。该稳定时间为执行时间T1(高频非同步调制执行时间)的最小值。稳定时间为主要根据旋转电机80的式样来规定的时间，且是能够确保旋转电机80的稳定性的最低限度的时间。该时间根据旋转电机80的式样(电磁参数)来确定。优选与控制周期(CP)的关系中，将与可消除由3相交流的电压的不平衡引起的电流的不平衡的控制周期的数量(至少1～2周期)对应的时间规定为稳定时间。
〔其他实施方式〕
以下，对其他的实施方式进行说明。需要说明的是，以下说明的各实施方式的结构并不限于分别单独地应用的结构，只要不产生矛盾，也能够与其他实施方式的结构组合来应用。
(1)在上述，作为在非同步调制和同步调制之间切换调制方式的方式，例示在空间矢量脉冲宽度调制和9脉冲调制之间切换调制方式的方式进行了说明。但是，上述也例示出了非同步调制中存在空间矢量脉冲宽度调制以外的方式、以及同步调制中存在9脉冲调制以外的方式。因此，在非同步调制和同步调制之间切换调制方式的方式并不限定于上述的方式。
(2)在上述，例示了第一载波频率cf1约为切换调制方式时的同步调制的调制频率的1/2的情况(参照相对于图6的图10、图13)。
另外，例示了第二载波频率cf2为第一载波频率cf1的2倍的频率的情况。第二载波频率cf2可以比切换调制方式时的同步调制的调制频率高，也可以低。此外，在第二载波频率cf2比切换调制方式时的同步调制的调制频率高的情况下，由于逆变器10的消耗电力增加，所以也存在发热也增加的可能性。因此，上述的允许时间缩短，能够设定的执行时间T1的最大值也变小。第二载波频率cf2只要是在为了使交流电流的波形稳定而能够确保充分的时间的范围内，则能够设定为比切换调制方式时的同步调制的调制频率高的频率。
另一方面，由于同步调制的调制频率是考虑逆变器10的温度上升设定的，所以在第二载波频率cf2比切换调制方式时的同步调制的调制频率低的情况下，无需在意允许时间。其中，若调制频率较低，则存在到交流的电流波形稳定为止的时间延长的趋势。因此，在将比切换调制方式时的同步调制的调制频率低的频率设为第二载波频率cf2的情况下，优选设定不损害旋转电机80的控制的响应性的范围的值。
(3)在上述，说明了在调制方式从非同步调制切换为同步调制的情况下，优选基于刚切换了调制方式之后的同步调制中的电压相位(假定调制方式为同步调制的情况下的电压相位)来设定迁移期间TP。虽然优选该方式，但不排除在调制方式从非同步调制切换为同步调制的情况下，基于非同步调制的脉冲的电压相位来设定迁移期间TP。
〔实施方式的概要〕
以下，对在上述说明的旋转电机控制装置(2)的概要进行简单说明。
经由在直流电力和多相交流电力之间进行电力转换的逆变器(10)来控制交流的旋转电机(80)的旋转电机控制装置(2)，作为一个方式，
根据至少包含上述旋转电机(80)的旋转速度的上述旋转电机(80)的动作条件来切换：通过基于具有不与上述旋转电机(80)的旋转同步的第一载波频率(cf1)的载波生成的调制脉冲来对上述逆变器(10)进行开关控制的非同步调制、和通过与上述旋转电机(80)的旋转同步地生成的调制脉冲来对上述逆变器(10)进行开关控制的同步调制，
在上述非同步调制和上述同步调制之间切换调制方式的情况下，经过基于比上述第一载波频率(cf1)高的频率亦即第二载波频率(cf2)来生成调制脉冲的高频非同步调制切换调制方式。
由于在非同步调制中成为生成调制脉冲的基准的载波的频率相对较低的情况下，在从直流向交流转换时分辨率相对降低，所以与载波的频率相对较高的情况相比，交流的电流中的脉动(纹波)增大。在因这样的脉动成分而交流电流的绝对值增大的相位中，若重叠由调制方式的切换引起的瞬态电流，则存在交流电流的绝对值进一步增大的可能性。另外，由于在非同步调制中，交流电压、交流电流的相位和调制脉冲的相位根据交流的各周期而不同，所以交流电压、交流电流的波形也不稳定。换言之，存在多相的各相、进一步而言即使是同一相，也按照每个周期交流电流的最大振幅不同的情况。在交流电流的最大振幅增大的周期，若在波形的峰值的附近重叠瞬态电流，则交流电流的绝对值增大。但是，若如本结构这样，在切换调制方式时，执行提高载波的频率的高频非同步调制，则由于从直流向交流转换时的分辨率也升高，所以如上述那样的脉动也被减少，交流电流的波形也更加稳定。其结果，能够降低受到切换非同步调制和同步调制时所产生的瞬态电流的影响的交流电流的绝对值的最大值。
这里，优选上述同步调制的调制脉冲具有与上述旋转电机(80)的旋转速度相应的频率，基于切换调制方式时的该同步调制的调制脉冲的频率来设定上述第二载波频率(cf2)。一般而言，在旋转电机(80)的旋转速度为相对低旋转速度的情况下使用非同步调制，在为高旋转速度的情况下使用同步调制。因此，切换调制方式时的旋转电机(80)的旋转速度为相对高旋转速度侧的情况较多。在基于第一载波频率(cf1)的非同步调制中，由于不管旋转电机(80)的旋转速度如何，调制脉冲的平均频率(调制频率)都相同，所以旋转电机(80)的旋转速度越高，电角度的每一个周期的调制脉冲的数量减少。另一方面，在同步调制(当然可以为1脉冲，也可以为多脉冲调制)中，不管旋转电机(80)的旋转速度如何，电角度的每一个周期的调制脉冲的数量是恒定的，调制脉冲的平均频率根据旋转速度变化。因此，在相对的高旋转速度侧切换调制方式时，与非同步调制相比，同步调制的调制频率较高的情况较多。特别是在进行多脉冲调制的情况下，考虑交流电流的脉动的减少、各相中的振幅的稳定化来设定脉冲数(调制频率)的情况较多。因此，若基于切换调制方式时的同步调制的调制频率来设定高频非同步调制的调制频率，则能够减少交流电流的脉动，并使各相中的振幅稳定。
这里，优选在基于切换调制方式时的该同步调制的调制脉冲的频率来设定上述第二载波频率(cf2)的情况下，进一步，根据对上述逆变器(10)的直流侧端子施加最大额定电压，且上述旋转电机(80)输出最大额定转矩，上述旋转电机(80)的旋转速度为能够输出上述最大额定转矩的范围的最高旋转速度的条件下的上述同步调制的调制脉冲的频率来设定上述第二载波频率(cf2)。该条件能够称作逆变器(10)的发热最大的最差条件。通过根据该条件下的同步调制的调制频率来规定第二载波频率(cf2)，能够在满足耐热等条件的状态下实施高频非同步调制。
另外，优选在基于切换调制方式时的该同步调制的调制脉冲的频率来设定上述第二载波频率(cf2)的情况下，上述第二载波频率(cf2)为可变频率，每次切换调制方式时都以适合该切换时的上述同步调制的调制脉冲的频率的方式设定。调制方式至少基于旋转速度来切换，但为了防止因旋转速度的变动而频繁地切换调制方式(振荡)，也有从非同步调制向同步调制的切换的旋转速度和从同步调制向非同步调制的切换的旋转速度不同的情况。另外，也有调制方式的切换不只是根据旋转速度，根据也包括旋转电机(80)的输出转矩、逆变器(10)的直流侧端子的电压(直流母线电压(Vdc))的条件来进行的情况。因此，切换调制方式时的同步调制的调制频率并不限于是恒定的。因此，高频非同步调制时的调制频率(第二载波频率(cf2))也无需是恒定的。根据切换调制方式时的同步调制的调制频率每次设定第二载波频率(cf2)也是优选的方式。
然而，优选高频非同步调制持续电流波形稳定的时间。但是，在根据更高的频率的调制脉冲开关逆变器(10)的开关元件(3)的情况下，逆变器(10)的消耗电力也增大，发热也增大。因此，优选高频非同步调制的执行时间(T1)是能够允许伴随着消耗电力的增加的发热的允许时间内。该允许时间为调制频率(载波频率)越高其越短的时间。另外，能够允许的上升温度根据高频非同步调制的开始时的逆变器(10)的温度(初始温度)而不同。换句话说，在初始温度较低的情况下，与初始温度较高的情况相比，能够允许的上升温度也升高。因此，优选上述高频非同步调制的执行时间(T1)为根据上述高频非同步调制开始时的逆变器(10)的温度升高而缩短，根据第二载波频率(cf2)升高而缩短的时间。
另外，作为一个方式，上述逆变器(10)是在直流电力和3相交流电力之间进行电力转换的装置，旋转电机控制装置(2)在上述非同步调制和上述同步调制之间切换调制方式的情况下，优选经过上述高频非同步调制切换调制方式，并且进一步在基于表示3相交流电压的关系的电压相位来规定的迁移期间(TP)进行上述高频非同步调制和上述同步调制之间的调制方式的切换。这里，优选将上述迁移期间(TP)设定为成为将3相交流电压内的1相的信号电平固定于高电平或者低电平，并在该1相信号电平被固定期间中其他2相信号电平发生变化的2相调制的状态的上述电压相位的期间。
若在多相交流电流的任意1相电流为最大振幅的相位切换调制方式，则由于瞬态电流与该最大电流重叠，所以交流电流的绝对值的最大值增大。因此，优选避免在这样的相位切换调制方式，在更加优选的相位切换调制方式。在多数情况下，逆变器(10)是电压控制型，优选根据交流电压的电压相位(与调制脉冲的电压相位几乎等价)来规定切换调制方式的时机。例如，在逆变器(10)的交流侧的相数为3相的情况下，可以产生1相电压电平被固定而其他2相电压电平发生变化的2相调制的状况、和2相电压电平被固定而剩余1相电压电平发生变化的1相调制的状况。在1相调制的阶段，3相内的任意1相电流的振幅增大，重叠瞬态电流的基本电流的绝对值增大。根据发明者们的实验、模拟，确认出若在1相调制的阶段切换调制方式，则与在2相调制的阶段切换调制方式的情况相比，由于瞬态电流的影响，交流电流的绝对值有增大的趋势。因此，优选调制方式的切换在成为2相调制的状态的电压相位的期间进行。
另外，将3相交流电压的全部的信号电平为高电平、或者3相交流电压的全部的信号电平为低电平的状态设为零矢量状态，优选将上述迁移期间(TP)设定为上述3相交流电压成为上述零矢量状态的期间存在于之前和之后的至少任意一个的上述电压相位的期间。在逆变器(10)的交流侧的相数为3相的情况下，根据该3相电压相位(与调制脉冲的电压相位几乎等价)可实现8个空间矢量。具体而言，能够实现100、010、001、110、101、011、111、000这8个空间矢量。其中，将111和000称为零矢量，将其他6个称为活动矢量。根据发明者们的模拟，确认出在调制方式的切换的前后是活动矢量期间的情况下，有受到瞬态电流的影响的交流电流的绝对值增大的趋势。相反，在调制方式的切换的前后为零矢量期间的情况下，有受到瞬态电流的影响的交流电流的绝对值较小的趋势。因此，优选如上所述设定迁移期间(TP)。
另外，优选旋转电机控制装置(2)在上述迁移期间(TP)的期间中，且包含3相交流电流内的任意1相电流为零的上述电压相位的期间切换上述调制方式。3相交流电流平衡，理论上3相电流的瞬时值为零。因此，在3相内的1相电流为零时，其他2相为正负分别相同的值。另外，由于3相电流各自的相位各相差120度，所以在3相内的1相电流为零的相位，不是其他2相的电流振幅最大的相位。因此，即使重叠了瞬态电流，成为基础的电流的绝对值也不会成为最大振幅。因此，优选在包含3相交流电流内的任意1相电流为零的电压相位的期间切换调制方式。
附图标记说明
2…旋转电机控制装置；3…开关元件；10…逆变器；11…高压电池；80…旋转电机；T1…执行时间；TP…迁移期间；cf1…第一载波频率；cf2…第二载波频率。

Claims (8)

1.一种旋转电机控制装置，是经由在直流电力和多相交流电力之间进行电力转换的逆变器来控制交流的旋转电机的旋转电机控制装置，
根据至少包含上述旋转电机的旋转速度的上述旋转电机的动作条件来切换非同步调制和同步调制，其中，
上述非同步调制通过基于具有与上述旋转电机的旋转不同步的第一载波频率的载波生成的调制脉冲来对上述逆变器进行开关控制，
上述同步调制通过与上述旋转电机的旋转同步地生成的调制脉冲来对上述逆变器进行开关控制，
在上述非同步调制和上述同步调制之间切换调制方式的情况下，经过基于比上述第一载波频率高的频率亦即第二载波频率生成调制脉冲的高频非同步调制来切换调制方式。
2.根据权利要求1所述的旋转电机控制装置，其中，
上述同步调制的调制脉冲具有与上述旋转电机的旋转速度相应的频率，
上述第二载波频率基于切换调制方式时的该同步调制的调制脉冲的频率来设定。
3.根据权利要求2所述的旋转电机控制装置，其中，
上述第二载波频率根据以下条件下的上述同步调制的调制脉冲的频率来设定，该条件为，对上述逆变器的直流侧端子施加最大额定电压，且上述旋转电机输出最大额定转矩，上述旋转电机的旋转速度为能够输出上述最大额定转矩的范围的最高旋转速度。
4.根据权利要求2所述的旋转电机控制装置，其中，
上述第二载波频率是可变频率，该第二载波频率在每次切换调制方式时都以适合该切换时的上述同步调制的调制脉冲的频率的方式设定。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的旋转电机控制装置，其中，
上述高频非同步调制的执行时间是根据上述高频非同步调制开始时的上述逆变器的温度升高而缩短，且根据上述第二载波频率升高而缩短的时间。
6.根据权利要求1～5中任一项所述的旋转电机控制装置，其中，
上述逆变器是在直流电力和3相交流电力之间进行电力转换的器件，
上述高频非同步调制和上述同步调制之间的调制方式的切换是在基于表示3相交流电压的关系的电压相位来规定的迁移期间进行的，
将上述迁移期间设定为成为3相交流电压内的1相信号电平被固定为高电平或者低电平，并在该1相信号电平被固定的期间中其他2相信号电平变化的2相调制的状态的上述电压相位的期间。
7.根据权利要求6所述的旋转电机控制装置，其中，
将3相交流电压的全部的信号电平为高电平、或者3相交流电压的全部的信号电平为低电平的状态设为零矢量状态，
上述迁移期间设定为3相交流电压为上述零矢量状态的期间就在之前和之后的至少任意一个的上述电压相位的期间。
8.根据权利要求6或者7所述的旋转电机控制装置，其中，
在上述迁移期间的期间中，且是包含3相交流电流内的任意1相电流为零的上述电压相位的期间，切换上述调制方式。
CN201680029119.9A 2015-06-05 2016-06-02 旋转电机控制装置 Active CN107710596B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015115158A JP6414513B2 (ja) 2015-06-05 2015-06-05 回転電機制御装置
JP2015-115158 2015-06-05
PCT/JP2016/066454 WO2016195033A1 (ja) 2015-06-05 2016-06-02 回転電機制御装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107710596A true CN107710596A (zh) 2018-02-16
CN107710596B CN107710596B (zh) 2020-02-14

Family

ID=57441355

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201680029119.9A Active CN107710596B (zh) 2015-06-05 2016-06-02 旋转电机控制装置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10027271B2 (zh)
JP (1) JP6414513B2 (zh)
CN (1) CN107710596B (zh)
DE (1) DE112016002537B4 (zh)
WO (1) WO2016195033A1 (zh)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2018003462A1 (ja) * 2016-07-01 2018-01-04 日立オートモティブシステムズ株式会社 電動モータの駆動制御装置及び制御方法
DE102019132509A1 (de) * 2019-11-29 2021-06-02 Valeo Siemens Eautomotive Germany Gmbh Steuereinrichtung, Wechselrichter, Anordnung mit einem Wechselrichter und einer elektrischen Maschine, Verfahren zum Betreiben eines Wechselrichters sowie Computerprogramm
JP7143272B2 (ja) * 2019-12-24 2022-09-28 ツインバード工業株式会社 フリーピストン型スターリング冷凍機
CN112003520B (zh) * 2020-06-22 2022-10-18 国网湖南省电力有限公司 光伏直驱空调永磁电机的同步空间矢量调制方法及系统
WO2022083384A1 (zh) * 2020-10-20 2022-04-28 南京泉峰科技有限公司 电动工具
CN113098354B (zh) * 2021-04-29 2023-02-21 臻驱科技（上海）有限公司 一种电机控制器的过调制区域控制方法及系统

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20080015275A (ko) * 2006-08-14 2008-02-19 현대중공업 주식회사 고속전철용 추진제어장치의 대용량 전력소자의 펄스폭변조제어방법
CN101496277A (zh) * 2007-07-26 2009-07-29 三菱电机株式会社 功率变换装置
JP2011083068A (ja) * 2009-10-02 2011-04-21 Aisin Aw Co Ltd 電動機駆動装置の制御装置
JP2013132135A (ja) * 2011-12-21 2013-07-04 Aisin Aw Co Ltd 回転電機制御装置
CN103828223A (zh) * 2011-09-30 2014-05-28 三菱电机株式会社 电动机矢量控制装置、电动机、车辆驱动系统以及电动机矢量控制方法
WO2014174597A1 (ja) * 2013-04-23 2014-10-30 三菱電機株式会社 交流電動機の制御装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0632561B2 (ja) 1985-12-13 1994-04-27 富士電機株式会社 Ｐｗｍ信号切換装置
JPH07112360B2 (ja) * 1986-07-25 1995-11-29 株式会社日立製作所 Ｐｗｍインバ−タの制御方法および装置
JP3233005B2 (ja) * 1996-03-01 2001-11-26 株式会社日立製作所 Ｐｗｍ制御装置
JP3336589B2 (ja) 1997-09-08 2002-10-21 株式会社日立製作所 Ｐｗｍインバータの制御装置
FR2855679B1 (fr) * 2003-06-02 2005-07-22 Alstom Procede et systeme de regulation du couple electromagnetique instantane, et support d'enregistrement pour la mise en oeuvre du procede
US8222857B2 (en) * 2007-09-25 2012-07-17 Mitsubishi Electric Corporation Motor controlling device
FR2945398B1 (fr) * 2009-05-07 2011-06-10 Commissariat Energie Atomique Demodulateur et systeme de transmission d'informations modulees, notamment pour etiquette d'identification radiofrequence
CN103843245B (zh) * 2011-09-30 2017-09-15 三菱电机株式会社 电动机的控制装置及控制方法、适用该控制装置及控制方法的电动机以及车辆驱动系统

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20080015275A (ko) * 2006-08-14 2008-02-19 현대중공업 주식회사 고속전철용 추진제어장치의 대용량 전력소자의 펄스폭변조제어방법
CN101496277A (zh) * 2007-07-26 2009-07-29 三菱电机株式会社 功率变换装置
JP2011083068A (ja) * 2009-10-02 2011-04-21 Aisin Aw Co Ltd 電動機駆動装置の制御装置
CN103828223A (zh) * 2011-09-30 2014-05-28 三菱电机株式会社 电动机矢量控制装置、电动机、车辆驱动系统以及电动机矢量控制方法
JP2013132135A (ja) * 2011-12-21 2013-07-04 Aisin Aw Co Ltd 回転電機制御装置
WO2014174597A1 (ja) * 2013-04-23 2014-10-30 三菱電機株式会社 交流電動機の制御装置

Also Published As

Publication number Publication date
US10027271B2 (en) 2018-07-17
WO2016195033A1 (ja) 2016-12-08
JP2017005809A (ja) 2017-01-05
US20180083565A1 (en) 2018-03-22
DE112016002537T5 (de) 2018-02-22
DE112016002537B4 (de) 2022-12-15
CN107710596B (zh) 2020-02-14
JP6414513B2 (ja) 2018-10-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107710596A (zh) 旋转电机控制装置
US10291174B2 (en) Control apparatus for power conversion apparatus
EP2866338B1 (en) Matrix converter
JP6390489B2 (ja) インバータの制御装置
JP7169595B2 (ja) 回転電機制御装置
US8736221B2 (en) Direct-current to three-phase alternating-current inverter system
JP4775168B2 (ja) ３相回転機の制御装置
US11909342B2 (en) Rotating electrical machine control device
CN104638964A (zh) 驱动电源转换系统的方法、电源转换系统、及开关控制器
JP6468082B2 (ja) 回転電機制御装置
CN109104134B (zh) 交流旋转电机的控制装置
CN108696230B (zh) 驱动装置和驱动系统
JP7354962B2 (ja) インバータの制御装置、プログラム
JP5447136B2 (ja) 多相インバータ装置
KR20180121386A (ko) 구동 시스템, 자동차, 및 구동 시스템의 제어 방법
JP7232747B2 (ja) 電力変換装置
Yu et al. A finite control set model predictive current control scheme for five-phase PMSMs based on optimized duty ratio
JP2020124018A (ja) 回転電機の駆動装置
JP6923041B2 (ja) 電力変換装置の制御装置
US20240088816A1 (en) Rotating electrical machine control device
Dangeam et al. Five-leg voltage source inverter for driving two single-phase induction motors
Saeidabadi et al. Simplified Model Predictive Control for a Five-Phase PMSM Using Four-Leg Inverter
Orviz et al. Fault-Tolerant Control of a Dual Three-Phase Interior PMSM Under Open-Phase Faults
Sekhar et al. A novel seven-level inverter system for DTC induction motor drive
JP2023172786A (ja) ３レベルインバータの制御装置及びプログラム

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant