JP6923041B2 - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数の電力変換装置を備えるシステムに適用される制御装置に関する。

この種の制御装置としては、下記特許文献１に見られるように、第１回転電機に接続されている第１インバータと、第２回転電機に接続されている第２インバータとを備えるシステムに適用されるものが知られている。この制御装置は、第２回転電機の１電気角周期が第１回転電機の１電気角周期の６倍であって、かつ、第１回転電機が矩形波制御されていると判定した場合、第２インバータの制御に用いるキャリア周波数を低周波側に変更する。これにより、第１インバータの制御と第２インバータの制御との間の干渉を抑制し、インバータの出力電力の変動を抑制している。

特許第５０６７３２５号公報

ここで、第２回転電機の１電気角周期が第１回転電機の１電気角周期の６倍になる場合に限らず、その他の場合にも、第１インバータの制御と第２インバータの制御との間の干渉が生じ、インバータの出力電力の変動が大きくなるといった問題が生じ得る。

なお、インバータを２つ備えるシステムに限らず、スイッチのオンオフ操作により入力電圧を所定電圧に変換して出力する電力変換装置を複数備えるシステムであれば、上述した問題が同様に生じ得る。

本発明は、複数の電力変換装置を備えるシステムに適用され、電力変換装置の出力電力の変動を抑制できる電力変換装置の制御装置を提供することを主たる目的とする。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

第１の発明は、スイッチのオンオフ操作により入力電圧を所定電圧に変換して出力する電力変換装置を複数備えるシステムであって、前記各電力変換装置が母線を介して互いに電気的に接続されているシステムに適用され、前記各電力変換装置を構成する前記スイッチをオンオフ操作する電力変換装置の制御装置において、前記各電力変換装置のうち、一部の電力変換装置を構成する前記スイッチのオンオフ操作に伴って前記母線の電圧に重畳する高調波成分である母線高調波成分の周波数と、残りの電力変換装置を構成する前記スイッチのスイッチングパターンに含まれる高調波成分であるスイッチ高調波成分の周波数とを所定値以上離間させるとの離間条件、並びに前記母線高調波成分の周波数と前記スイッチ高調波成分の周波数との差が前記所定値未満となる場合において前記母線高調波成分及び前記スイッチ高調波成分の少なくとも一方の振幅を低減するとの低減条件のうち少なくとも一方の条件を満たすように、前記一部の電力変換装置及び前記残りの電力変換装置のうち少なくとも一方の電力変換装置を構成する前記スイッチのオンオフ操作に用いられるキャリア信号の周波数を変更する。
第２の発明は、スイッチのオンオフ操作により入力電圧を所定電圧に変換して出力する電力変換装置を複数備えるシステムであって、前記各電力変換装置が母線を介して互いに電気的に接続されているシステムに適用され、前記各電力変換装置を構成する前記スイッチをオンオフ操作する電力変換装置の制御装置において、
前記各電力変換装置のうち、一部の電力変換装置を構成する前記スイッチのオンオフ操作に伴って前記母線の電圧に重畳する高調波成分である母線高調波成分の周波数と、残りの電力変換装置を構成する前記スイッチのスイッチングパターンに含まれる高調波成分であるスイッチ高調波成分の周波数とを所定値以上離間させるとの離間条件、並びに前記母線高調波成分の周波数と前記スイッチ高調波成分の周波数との差が前記所定値未満となる場合において前記母線高調波成分及び前記スイッチ高調波成分の少なくとも一方の振幅を低減するとの低減条件のうち少なくとも一方の条件を満たすように、前記一部の電力変換装置及び前記残りの電力変換装置のうち少なくとも一方の電力変換装置を構成する前記スイッチのスイッチング周波数を変更する。

上記発明が適用されるシステムでは、各電力変換装置が母線を介して互いに電気的に接続されている。このシステムにおいて、複数の電力変換装置のうち、一部の電力変換装置（以下「変動源装置」という。）を構成するスイッチが操作部によりオンオフ操作されると、母線の電圧に母線高調波成分が重畳する。この場合において、母線高調波成分の周波数と、複数の電力変換装置のうち、変動源装置以外の残りの電力変換装置（以下「被変動装置」という。）を構成するスイッチのスイッチングパターンに含まれるスイッチ高調波成分の周波数とが近接し得る。このとき、被変動装置の出力電圧に、母線高調波成分及びスイッチ高調波成分の周波数の差又はこの差に応じた値を変動周波数とする低周波成分が重畳する。その結果、被変動装置の出力電力が変動するといった問題が生じ得る。

そこで上記発明では、離間条件及び低減条件のうち少なくとも一方の条件を満たすように、変動源装置及び被変動源装置のうち少なくとも一方の装置を構成するスイッチのオンオフ操作に用いられるキャリア信号の周波数又はスイッチのスイッチング周波数を変更する。離間条件は、母線高調波成分の周波数とスイッチ高調波成分の周波数とを所定値以上離間させるとの条件である。離間条件を満たすようにキャリア信号の周波数又はスイッチング周波数を変更することにより、母線高調波成分の周波数とスイッチ高調波成分の周波数とが近接することを回避できる。したがって、低周波成分の重畳を回避でき、被変動装置の出力電力の変動を抑制できる。

一方、低減条件は、母線高調波成分の周波数とスイッチ高調波成分の周波数との差が所定値未満となる場合において、母線高調波成分及びスイッチ高調波成分のうち少なくとも一方の振幅を低減するとの条件である。周波数が互いに近接した高調波成分の振幅が小さいと、母線高調波成分及びスイッチ高調波成分の周波数の差又はこの差に応じた値を変動周波数とする低周波成分の振幅が小さくなる。その結果、被変動装置の出力電力に含まれる低周波成分が小さくなる。このため、低減条件を満たすようにキャリア信号の周波数又はスイッチング周波数を変更することにより、被変動装置の出力電力の変動を抑制できる。

第１実施形態に係るモータ制御システムの全体構成図。 モータ制御処理を示すブロック図。 母線電圧の変動がインバータ制御に及ぼす影響を示す図。 母線高調波成分のスペクトルとインバータのスイッチ高調波成分のスペクトルとを示す図。 インバータのキャリア周波数の変更態様を示す図。 第２実施形態に係るコンバータのキャリア周波数の変更態様を示す図。 第３実施形態に係るインバータのキャリア周波数の変更処理手順を示すフローチャート。 インバータ温度に応じたキャリア周波数の変更態様を示す図。 第４実施形態に係る変調方式の変更処理手順を示すフローチャート。 第５実施形態に係るＤＣＤＣコンバータの出力電圧の変更処理手順を示すフローチャート。 第６実施形態に係るモータ制御処理を示すブロック図。 パルスパターンの一例を示す図。 母線高調波成分のスペクトルとインバータのスイッチ高調波成分のスペクトルとを示す図。 パルスパターンの変更処理手順を示すフローチャート。 パルスパターンの変更態様を示す図。 母線高調波成分のスペクトルとインバータのスイッチ高調波成分のスペクトルとを示す図。 第７実施形態に係るパルスパターン変更処理手順を示すフローチャート。 第８実施形態に係るモータ制御システムの全体構成図。 第１インバータに起因した母線高調波成分のスペクトルと第２インバータのスイッチ高調波成分のスペクトルとを示す図。 キャリア周波数等の変更処理手順を示すフローチャート。 ＤＣＤＣコンバータに起因した母線高調波成分を算出するためのモデルを示す図。 インバータに起因した母線高調波成分を算出するためのモデルを示す図。 第２インバータのキャリア周波数の変更態様を示す図。 第９実施形態に係る第１インバータに起因した母線高調波成分のスペクトルと第２インバータのスイッチ高調波成分のスペクトルとを示す図。 パルスパターンの変更態様を示す図。 第１インバータの母線高調波成分のスペクトルと第２インバータのスイッチ高調波成分のスペクトルとを示す図。 第１０実施形態に係るキャリア周波数等の変更処理手順を示すフローチャート。

（第１実施形態）
以下、本発明に係る制御装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態に係る制御装置は、電気自動車やハイブリッド車等の車両に搭載されるモータ制御システムを構成する。

図１に示すように、制御システムは、直流電源としてのバッテリ１０、ＤＣＤＣコンバータ２０、インバータ３０、モータジェネレータ４０、モータ制御装置５０、及び上位制御装置６０を備えている。本実施形態において、モータジェネレータ４０は、車載主機であり、そのロータが図示しない駆動輪と動力伝達可能とされている。本実施形態では、モータジェネレータ４０として、同期機を用いており、より具体的には永久磁石埋込型のものを用いている。

ＤＣＤＣコンバータ２０は、第１コンデンサ２１、リアクトル２２、第２コンデンサ２３、コンバータスイッチとしての上アーム変圧スイッチＳｃｐ及び下アーム変圧スイッチＳｃｎを備えている。ＤＣＤＣコンバータ２０は、バッテリ１０の出力電圧を所定の電圧を上限として昇圧する機能を有している。本実施形態では、各変圧スイッチＳｃｐ，Ｓｃｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、具体的にはＩＧＢＴを用いている。なお、各変圧スイッチＳｃｐ，Ｓｃｎには、フリーホイールダイオードＤｃｐ，Ｄｃｎが逆並列に接続されている。

上アーム変圧スイッチＳｃｐの高電位側端子であるコレクタには、正極母線Ｌｐが接続されている。上アーム変圧スイッチＳｃｐの低電位側端子であるエミッタには、下アーム変圧スイッチＳｃｎのコレクタが接続されている。下アーム変圧スイッチＳｃｎのエミッタには、負極母線Ｌｎが接続されている。各母線Ｌｐ，Ｌｎは、例えばバスバーにて構成されている。

上アーム変圧スイッチＳｃｐ及び下アーム変圧スイッチＳｃｎの直列接続体には、第２コンデンサ２３が並列接続されている。上アーム変圧スイッチＳｃｐと下アーム変圧スイッチＳｃｎとの接続点には、リアクトル２２の第１端が接続されている。リアクトル２２の第２端には、バッテリ１０の正極端子が接続されている。バッテリ１０の負極端子には、下アーム変圧スイッチＳｃｎのエミッタが接続されている。バッテリ１０には、第１コンデンサ２１が並列接続されている。

正極母線Ｌｐ及び負極母線Ｌｎには、インバータ３０の入力側が接続されている。インバータ３０は、上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐと下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとの直列接続体を３相分備えている。各アームスイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎが、インバータスイッチに相当する。本実施形態では、各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用いており、より具体的にはＩＧＢＴを用いている。そして、各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎには、各フリーホイールダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

各上アームスイッチＳｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの高電位側端子であるコレクタには、正極母線Ｌｐが接続されている。各下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの低電位側端子であるエミッタには、負極母線Ｌｎが接続されている。

Ｕ相上，下アームスイッチＳｕｐ，Ｓｕｎの接続点には、モータジェネレータ４０のＵ相巻線４０Ｕの第１端が接続されている。Ｖ相上，下アームスイッチＳｖｐ，Ｓｖｎの接続点には、モータジェネレータ４０のＶ相巻線４０Ｖの第１端が接続されている。Ｗ相上，下アームスイッチＳｗｐ，Ｓｗｎの接続点には、モータジェネレータ４０のＷ相巻線４０Ｗの第１端が接続されている。各相巻線４０Ｕ，４０Ｖ，４０Ｗの第２端は、中性点にて接続されている。Ｕ，Ｖ，Ｗ相巻線４０Ｕ，４０Ｖ，４０Ｗは、電気角で互いに１２０°ずれている。

制御システムは、さらに、相電流検出部７０、角度検出部７１、及びインバータ温度検出部７２を備えている。相電流検出部７０は、モータジェネレータ４０に流れる各相電流のうち、少なくとも２相分の電流を検出する。本実施形態において、相電流検出部７０は、モータジェネレータ４０のＶ，Ｗ相に流れる電流を検出する。角度検出部７１は、モータジェネレータ４０の電気角θｅを検出する。角度検出部７１としては、例えばレゾルバを用いることができる。インバータ温度検出部７２は、インバータ３０の温度を検出する。インバータ温度検出部７２は、具体的には例えば、インバータ３０を構成する各スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎのうち、インバータ３０の駆動時に温度が最も高くなるスイッチを温度検出対象とするものである。なおインバータ温度検出部７２としては、例えば、感温ダイオード又はサーミスタを用いることができる。

制御システムは、さらに、低電圧検出部７３と、高電圧検出部７４とを備えている。低電圧検出部７３は、第１コンデンサ２１の端子間電圧をＤＣＤＣコンバータ２０の入力電圧ＶＬｒとして検出する。高電圧検出部７４は、第２コンデンサ２３の端子間電圧をＤＣＤＣコンバータ２０の出力電圧ＶＨｒとして検出する。

各検出部の検出値は、モータ制御装置５０に入力される。モータ制御装置５０は、マイコンを主体として構成され、モータジェネレータ４０の制御量をその指令値に制御すべく、ＤＣＤＣコンバータ２０及びインバータ３０を操作する。本実施形態において、制御量はトルクであり、指令値は指令トルクＴｒｑ＊である。本実施形態において、指令トルクＴｒｑ＊は、上位制御装置６０からモータ制御装置５０に入力される。上位制御装置６０は、車両においてモータ制御装置５０の外部に設けられており、車両制御を統括する制御装置である。なお本実施形態において、モータ制御装置５０がインバータ操作部及びコンバータ操作部に相当する。

モータ制御装置５０は、ＤＣＤＣコンバータ２０を構成する各変圧スイッチＳｃｐ，Ｓｃｎをオンオフ操作するための操作信号ｇｃｐ，ｇｃｎを生成し、各変圧スイッチＳｃｐ，Ｓｃｎに対して出力する。上アーム変圧スイッチＳｃｐの操作信号ｇｃｐと、下アーム変圧スイッチＳｃｎの操作信号ｇｃｎとは、互いに相補的な信号となっている。このため、上アーム変圧スイッチＳｃｐと下アーム変圧スイッチＳｃｎとは交互にオン状態とされる。

モータ制御装置５０は、インバータ３０の各スイッチＳｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎをオンオフ操作するための操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。モータ制御装置５０は、生成した各操作信号ｇｕｐ〜ｇｗｎを各スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎに対して出力する。上アーム側の操作信号ｇｕｐ，ｇｖｐ，ｇｗｐと、対応する下アーム側の操作信号ｇｕｎ，ｇｖｎ，ｇｗｎとは、互いに相補的な信号となっている。このため、上アームスイッチＳｕｐ、Ｓｖｐ，Ｓｗｐと、対応する下アームスイッチＳｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとは、交互にオン状態とされる。

続いて図２を用いて、モータ制御装置５０の行うトルク制御処理について説明する。

まず、トルク制御処理のうちＤＣＤＣコンバータ２０に関する処理について説明する。

指令電圧設定部５０ａは、ＤＣＤＣコンバータ２０の指令出力電圧ＶＨ＊を設定する。電圧偏差算出部５０ｂは、指令出力電圧ＶＨ＊から、高電圧検出部７４により検出された出力電圧ＶＨｒを減算することにより、電圧偏差ΔＶＨを算出する。

ＦＢ算出部５０ｃは、電圧偏差ΔＶを０にフィードバック制御するための操作量として、フィードバック指令値Ｄｃｂを算出する。なお、ＦＢ算出部５０ｃにおけるフィードバック制御としては、例えば比例積分制御を用いればよい。

ＦＦ算出部５０ｄは、指令出力電圧ＶＨ＊と、低電圧検出部７３により検出された入力電圧ＶＬｒとに基づいて、フィードフォワード操作量としてのフィードフォワード指令値Ｄｃｆを算出する。

電圧加算部５０ｅは、フィードフォワード指令値Ｄｃｆとフィードバック指令値Ｄｃｂとの加算値として、変圧指令値Ｄｃｒを算出する。

コンバータキャリア生成部５０ｆは、コンバータキャリア信号Ｓｃｎｖを生成する。本実施形態では、コンバータキャリア信号Ｓｃｎｖとして、三角波信号を用いる。本実施形態において、コンバータキャリア信号Ｓｃｎｖの周波数であるコンバータキャリア周波数ｆｃｎｖは、固定値に設定されている。

コンバータ比較部５０ｇは、変圧指令値Ｄｃｒとコンバータキャリア信号Ｓｃｎｖとの大小比較に基づくＰＷＭ処理により、２値信号であるコンバータＰＷＭ信号ＧＣを生成する。コンバータ信号生成部５０ｈは、コンバータＰＷＭ信号ＧＣとその論理反転信号との論理反転タイミング同士をデッドタイムだけ離間させる処理を行うことで、各変圧スイッチＳｃｐ、Ｓｃｎの操作信号ｇｃｐ，ｇｃｎを生成する。

続いて、トルク制御処理のうちインバータ３０に関する処理について説明する。

２相変換部５１ａは、相電流検出部７０により検出されたＶ，Ｗ相電流ＩＶ，ＩＷ、及び角度検出部７１により検出された電気角θｅに基づいて、モータジェネレータ４０の３相固定座標系におけるＵ，Ｖ，Ｗ相電流ＩＵ，ＩＶ，ＩＷを、２相回転座標系であるｄｑ座標系におけるｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに変換する。

速度算出部５１ｂは、電気角θｅに基づいて、モータジェネレータ４０の電気角周波数ωｓを算出する。電気角周波数ωｓは、インバータ３０の出力電圧に含まれる基本波成分の角周波数である。

トルク制御器５１ｃは、指令トルクＴｒｑ＊、ｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒ、及びＤＣＤＣコンバータ２０の出力電圧ＶＨｒに基づいて、ｄｑ座標系における電圧ベクトルＶｎｖｔの位相である電圧位相δと、指令変調率Ｍｒとを算出する。電圧ベクトルＶｎｖｔは、ｄｑ座標系における電圧ベクトルのｄ軸成分であるｄ軸電圧Ｖｄとｑ軸成分であるｑ軸電圧Ｖｑとによって定義される。本実施形態において、電圧位相δは、ｄ軸の正方向を基準とし、この基準から反時計回りの方向が正方向として定義されている。

指令変調率Ｍｒは、電圧ベクトルＶｎｖｔの大きさである電圧振幅Ｖｒを出力電圧ＶＨｒで規格化した値である。電圧振幅Ｖｒは、ｄ軸電圧Ｖｄの２乗値とｑ軸電圧Ｖｑの２乗値との和の平方根として定義される。本実施形態において、指令変調率Ｍｒは下式（ｅｑ１）により算出される。

角度算出部５１ｄは、電圧位相δに電気角θｅを加算した値として、固定座標系を基準とした電圧ベクトルＶｎｖｔの位相である実位相θｖを算出する。なお、固定座標系の基準としては、例えば固定座標系のＵ相を用いることができる。

変調器５１ｅは、角度算出部５１ｄから出力された実位相θｖと、指令変調率Ｍｒとに基づいて、電気角で互いに１２０度ずれたＵ，Ｖ，Ｗ相指令値ＤＵ，ＤＶ、ＤＷを生成する。本実施形態において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令値ＤＵ，ＤＶ、ＤＷが、インバータ３０の出力電圧の指令値に相当する。

インバータキャリア生成部５１ｆは、インバータキャリア信号Ｓｉｎｖを生成する。本実施形態では、インバータキャリア信号Ｓｉｎｖとして、三角波信号を用いる。本実施形態において、インバータキャリア生成部５１ｆは、電気角周波数ωｓに基づいて、インバータキャリア信号Ｓｉｎｖの周波数であるインバータキャリア周波数ｆｉｎｖを可変設定する。

詳しくは、インバータキャリア生成部５１ｆは、電気角周波数ωｓが第１切替角周波数ωａ以下であると判定した場合、非同期ＰＷＭ処理を行うために、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖを固定値に設定する。本実施形態において、非同期ＰＷＭ処理時のインバータキャリア周波数ｆｉｎｖは、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖよりも高い値である。

インバータキャリア生成部５１ｆは、電気角周波数ωｓが第１切替角周波数ωａよりも高いと判定した場合、同期ＰＷＭ処理を行うためのインバータキャリア周波数ｆｉｎｖを設定する。

インバータ比較部５１ｇは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相指令値ＤＵ，ＤＶ、ＤＷとインバータキャリア信号Ｓｉｎｖとの大小比較に基づくＰＷＭ処理により、２値信号であるＵ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷを生成する。本実施形態では、ＰＷＭ処理において３相変調方式が用いられる。

インバータ信号生成部５１ｈは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷとその論理反転信号との論理反転タイミング同士をデッドタイムだけ離間させる処理を行うことで、各スイッチＳｕｐ、Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎの操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎを生成する。

続いて、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖの設定手法についてさらに説明する。本実施形態において、インバータキャリア生成部５１ｆは、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖと、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖとの差の絶対値が所定値Δｆ以上となるように、インバータキャリアの周波数ｆｉｎｖを可変設定する。以下、図３を用いて、この設定方法を採用する理由について説明する。

正極母線Ｌｐ及び負極母線Ｌｎの電位差である母線電圧には、各変圧スイッチＳｃｐ，Ｓｃｎのオンオフ操作に伴って、図３（ａ）に示すように、高調波成分が重畳する。以降、各変圧スイッチＳｃｐ，Ｓｃｎのオンオフ操作に伴って母線電圧に重畳される高調波成分をＤＣ母線高調波成分と称すこととする。図３（ａ）には、変動周波数をｆｘとするＤＣ母線高調波成分と、母線電圧に含まれる基本波成分とを示す。

また、インバータ３０を構成する各スイッチＳｕｐ〜Ｓｗｎのスイッチングパターンには、高調波成分であるスイッチ高調波成分が含まれている。図３（ｂ）に示すスイッチングパターンでは、オン指示信号として「＋１」の信号を用い、オフ指示信号として、オン指示信号の論理値とは異なる「−１」の信号を用いている。オン指示信号は、上アームスイッチをオン操作してかつ下アームスイッチをオフ操作することを指示する信号である。オフ指示信号は、上アームスイッチをオフ操作してかつ下アームスイッチをオン操作することを指示する信号である。また図３（ｂ）には、変動周波数をｆｙとするスイッチ高調波成分と、変動周波数をｆ１とするスイッチングパターンに含まれる基本波成分を示す。

インバータ３０の各相において、インバータ３０から出力される相電圧波形は、図３（ｃ）に示すように、母線電圧とスイッチングパターンとの積として表すことができる。ここで、ＤＣ母線高調波成分の周波数ｆｘと、スイッチ高調波成分の周波数ｆｙとが近接すると、各周波数ｆｘ，ｆｙの差及び和を変動周波数「ｆｘ−ｆｙ」，「ｆｘ＋ｆｙ」とする変動成分が相電圧に含まれることとなる。なお図３（ｃ）には、ＤＣ母線高調波成分の周波数ｆｘと、スイッチングパターンに含まれる基本波成分の周波数ｆ１との差及び和を変動周波数「ｆｘ−ｆ１」，「ｆｘ＋ｆ１」とする変動成分も相電圧に含まれることを示した。

インバータ３０の負荷となるモータジェネレータ４０は、インダクタンス成分を主とする誘導性負荷である。このため、相電流は、相電圧の積分で表されて、かつ、相電圧の変動周波数に反比例することとなる。その結果、相電圧に含まれる変動成分のうち、周波数が低い変動成分ほど、相電流の変動に与える影響が大きくなる。図３（ｃ）に示すスペクトルでは、相電圧に含まれる変動成分のうち次数の低い「ｆｘ−ｆｙ」の変動成分が、相電流の変動に与える影響が大きい。これにより、インバータ３０の出力電力が大きく変動し、モータジェネレータ４０のトルク変動が大きくなる。

このような問題を解決すべく、ＤＣ母線高調波成分の周波数ｆｘと、スイッチ高調波成分の周波数ｆｙとの差の絶対値を所定値Δｆ以上とする。ＤＣ母線高調波成分は、図４（ａ）に示すように、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖの整数倍を中心に分布する。また、スイッチ高調波成分は、図４（ｂ）に示すように、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖの整数倍を中心に分布する。図４（ｂ）では、スイッチングパターンに含まれる基本波成分の周波数をｆｅとしている。

ちなみに本実施形態において、所定値Δｆは、ＤＣ母線高調波成分がインバータ３０の出力電力を変動させないような値に予め適合されている。具体的には例えば、所定値Δｆは、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖの整数倍を中心に分布するＤＣ母線高調波成分の周波数帯と、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖの整数倍を中心に分布するスイッチ高調波成分の周波数帯とが重ならないような値に適合されればよい。

図５を用いて、インバータキャリア生成部５１ｆにより実行されるインバータキャリア周波数ｆｉｎｖの設定処理について説明する。

まず、非同期ＰＷＭ処理時について説明する。インバータキャリア生成部５１ｆは、電気角周波数ωｓが第１切替周波数ωａ以下であると判定した場合、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖを、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖ及び所定値Δｆの加算値以上の値に設定する。本実施形態では、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖが、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖ及び所定値Δｆの加算値よりも離間した値とされている。なお図５では、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖがコンバータキャリア周波数ｆｃｎｖよりも高い例を示したがこれに限らず、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖがコンバータキャリア周波数ｆｃｎｖよりも低くてもよい。

続いて、同期ＰＷＭ処理時について説明する。インバータキャリア生成部５１ｆは、電気角周波数ωｓが第１切替角周波数ωａよりも高くてかつ第１所定角周波数ω１（＞ωａ）以下であると判定した場合、同期数Ｎｒを１２とするインバータキャリア周波数ｆｉｎｖを設定する。同期数Ｎｒは、モータジェネレータ４０の１電気角周期（３６０度）をインバータキャリア信号Ｓｉｎｖの１周期（＝１／ｆｉｎｖ）で除算した値である。なお、第１所定角周波数ω１は、同期数Ｎｒを１２とするインバータキャリア周波数ｆｉｎｖと、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖから所定値Δｆだけ減算した値とが一致する角周波数である。

インバータキャリア生成部５１ｆは、電気角周波数ωｓが第１所定角周波数ω１よりも高くてかつ第２所定角周波数ω２未満であると判定した場合、同期数Ｎｒを１２とする同期ＰＷＭ処理に代えて、同期数Ｎｒを６とするＰＷＭ処理を行うためのインバータキャリア周波数ｆｉｎｖを設定する。これにより、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとインバータキャリア周波数ｆｉｎｖとの近接が回避される。なお、第２所定角周波数ω２は、同期数Ｎｒを１２とするインバータキャリア周波数ｆｉｎｖと、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖ及び所定値Δｆの加算値とが一致する角周波数である。

本実施形態において、各キャリア周波数ｆｃｎｖ，ｆｉｎｖの近接を回避するために、同期ＰＷＭ処理の同期数Ｎｒを低減させるのは、スイッチング損失の増加を回避するためである。これにより、インバータ３０の温度が過度に高くなることを回避し、インバータ３０の信頼性の低下を回避する。

インバータキャリア生成部５１ｆは、電気角周波数ωｓが第２所定角周波数ω２以上であってかつ第２切替角周波数ωｂ（＞ω２）以下であると判定した場合、同期数Ｎｒを１２とするインバータキャリア周波数ｆｉｎｖを設定する。インバータキャリア生成部５１ｆは、電気角周波数ωｓが第２切替角周波数ωｂよりも高くてかつ第３所定角周波数ω３（＞ωｂ）以下であると判定した場合、同期数Ｎｒを６とするインバータキャリア周波数ｆｉｎｖを設定する。なお、第３所定角周波数ω３は、同期数Ｎｒを６とするインバータキャリア周波数ｆｉｎｖと、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖから所定値Δｆだけ減算した値とが一致する角周波数である。

インバータキャリア生成部５１ｆは、電気角周波数ωｓが第３所定角周波数ω３よりも高くてかつ第４所定角周波数ω４未満であると判定した場合、同期数Ｎｒを６とする同期ＰＷＭ処理に代えて、同期数Ｎｒを１とするＰＷＭ処理を行うためのインバータキャリア周波数ｆｉｎｖを設定する。これにより、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとインバータキャリア周波数ｆｉｎｖとの近接が回避される。なお、第４所定角周波数ω４は、同期数Ｎｒを６とするインバータキャリア周波数ｆｉｎｖと、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖ及び所定値Δｆの加算値とが一致する角周波数である。また、各キャリア周波数ｆｃｎｖ，ｆｉｎｖの近接を回避するために、同期ＰＷＭ処理の同期数Ｎｒを低減させるのは、スイッチング損失の増加を回避するためである。

インバータキャリア生成部５１ｆは、電気角周波数ωｓが第４所定角周波数ω４以上であってかつ第３切替角周波数ωｃ（＞ω４）以下であると判定した場合、同期数Ｎｒを６とするインバータキャリア周波数ｆｉｎｖを設定する。インバータキャリア生成部５１ｆは、電気角周波数ωｓが第３切替角周波数ωｃよりも高くてかつ第５所定角周波数ω５（＞ωｃ）以下であると判定した場合、同期数Ｎｒを１とするインバータキャリア周波数ｆｉｎｖを設定する。すなわち、矩形波制御を行うためのインバータキャリア周波数ｆｉｎｖを設定する。なお、第５所定角周波数ω５は、同期数Ｎｒを１とするインバータキャリア周波数ｆｉｎｖと、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖから所定値Δｆだけ減算した値とが一致する角周波数である。

インバータキャリア生成部５１ｆは、電気角周波数ωｓが第５所定角周波数ω５よりも高くてかつ第６所定角周波数ω６未満であると判定した場合、同期数Ｎｒを１とする同期ＰＷＭ処理に代えて、同期数Ｎｒを６とするＰＷＭ処理を行うためのインバータキャリア周波数ｆｉｎｖを設定する。これにより、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとインバータキャリア周波数ｆｉｎｖとの近接が回避される。なお、第６所定角周波数ω６は、同期数Ｎｒを１とするインバータキャリア周波数ｆｉｎｖと、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖ及び所定値Δｆの加算値とが一致する角周波数である。

なお、各キャリア周波数ｆｃｎｖ，ｆｉｎｖの近接を回避するために、同期ＰＷＭ処理の同期数Ｎｒを増加させるのは、これ以上同期数Ｎｒを小さくすることができないためである。

インバータキャリア生成部５１ｆは、電気角周波数ωｓが第６所定角周波数ω６以上であると判定した場合、同期数Ｎｒを１とするインバータキャリア周波数ｆｉｎｖを設定する。

ちなみに、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖは、モータ制御装置５０が備える記憶部としてのメモリに、電気角周波数ωｓと関係付けられて予め記憶されている。インバータキャリア生成部５１ｆは、電気角周波数ωｓ及びメモリの記憶情報に基づいて、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖを設定する。

以上説明した本実施形態によれば、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとの近接を回避するようにインバータキャリア周波数ｆｉｎｖが設定される。このため、ＤＣＤＣコンバータ２０の駆動に伴う母線電圧の変動とインバータ３０の制御との干渉を回避できる。これにより、インバータ３０の出力電力の変動を抑制でき、ひいてはモータジェネレータ４０のトルク変動を抑制することができる。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖに代えて、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖを可変設定する。これにより、各キャリア周波数ｆｉｎｖ，ｆｃｎｖの近接を回避する。

本実施形態では、先の図２に示したコンバータキャリア生成部５０ｆには、速度算出部５１ｂにより算出された電気角周波数ωｓが入力される。コンバータキャリア生成部５０ｆは、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖと、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとの差の絶対値が所定値Δｆ以上となるように、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖを可変設定する。

本実施形態において、インバータキャリア生成部５１ｆは、図６に示すように、電気角周波数ωｓが第１切替角周波数ωａよりも高くてかつ第２切替角周波数ωｂ以下になると判定した場合、同期数Ｎｒを１２とするインバータキャリア周波数ｆｉｎｖを設定する。インバータキャリア生成部５１ｆは、電気角周波数ωｓが第２切替角周波数ωｂよりも高くてかつ第３切替角周波数ωｃ以下になると判定した場合、同期数Ｎｒを６とするインバータキャリア周波数ｆｉｎｖを設定する。インバータキャリア生成部５１ｆは、電気角周波数ωｓが第３切替角周波数ωｃよりも高いと判定した場合、同期数Ｎｒを１とするインバータキャリア周波数ｆｉｎｖを設定する。

続いて、図６を用いて、コンバータキャリア生成部５０ｆにより実行されるコンバータキャリア周波数ｆｃｎｖの設定処理について説明する。

コンバータキャリア生成部５０ｆは、電気角周波数ωｓが第１切替角周波数ωａ以下であると判定した場合、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖを、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖよりも所定値Δｆ以上離間した値に設定する。

コンバータキャリア生成部５０ｆは、電気角周波数ωｓが第１切替角周波数ωａよりも高くてかつ第２切替角周波数ωｂ以下であると判定した場合、電気角周波数ωｓが高いほどコンバータキャリア周波数ｆｃｎｖを高く設定する。この際、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖを、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖよりも所定値Δｆ以上離間して設定する。ここで、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖをインバータキャリア周波数ｆｉｎｖよりも低くするのは、スイッチング損失の増加を回避するためである。これにより、ＤＣＤＣコンバータ２０の温度が過度に高くなることを回避し、ＤＣＤＣコンバータ２０の信頼性の低下を回避する。

コンバータキャリア生成部５０ｆは、電気角周波数ωｓが第２切替角周波数ωｂよりも高くてかつ第３切替角周波数ωｃ以下であると判定した場合、電気角周波数ωｓが高いほどコンバータキャリア周波数ｆｃｎｖを高く設定する。この際、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖを、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖよりも所定値Δｆ以上離間して設定する。

コンバータキャリア生成部５０ｆは、電気角周波数ωｓが第３切替角周波数ωｃよりも高くてかつ第４切替角周波数ωｄ（＞ωｃ）以下であると判定した場合、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖを、電気角周波数ωｓが第１切替角周波数ωａ以下の場合に設定される固定値に設定する。

コンバータキャリア生成部５０ｆは、電気角周波数ωｓが第４切替角周波数ωｄよりも高くてかつ第５切替角周波数ωｅ（＞ωｄ）以下であると判定した場合、電気角周波数ωｓが高いほどコンバータキャリア周波数ｆｃｎｖを高く設定する。この際、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖを、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖよりも所定値Δｆ以上低く設定する。コンバータキャリア生成部５０ｆは、電気角周波数ωｓが第５切替角周波数ωｅよりも高いと判定した場合、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖを、電気角周波数ωｓが第１切替角周波数ωａ以下の場合に設定される固定値に設定する。

ちなみに、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖは、電気角周波数ωｓと関係付けられてメモリに予め記憶されている。コンバータキャリア生成部５０ｆは、電気角周波数ωｓ及びメモリの記憶情報に基づいて、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖを設定する。

以上説明した本実施形態によっても、上記第１実施形態と同様の効果を得ることができる。

（第３実施形態）
以下、第３実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、インバータ温度検出部７２により検出されたインバータ温度Ｔｉｎｖに応じて、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖを高周波側又は低周波側のいずれにシフトさせるかを決定する。本実施形態において、先の図２に示したインバータキャリア生成部５１ｆには、インバータ温度Ｔｉｎｖが入力される。

図７に、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖの設定処理の手順を示す。この処理は、インバータキャリア生成部５１ｆにより、例えば所定周期毎に繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角周波数ωｓに基づいて、同期ＰＷＭ処理が実行されているか否かを判定する。ここでは、電気角周波数ωｓが第１切替角周波数ωａよりも高いと判定した場合、同期ＰＷＭ処理が実行されていると判定する。

ステップＳ１０において否定判定した場合には、非同期ＰＷＭ処理が実行されていると判定し、ステップＳ１２に進む。ステップＳ１２では、上記第１実施形態と同様に、非同期ＰＷＭ処理時におけるインバータキャリア周波数ｆｉｎｖを設定する。

一方、ステップＳ１０において肯定判定した場合には、ステップＳ１４に進み、電気角周波数ωｓに基づいて、同期ＰＷＭ処理時におけるインバータキャリア周波数ｆｉｎｖを設定する。詳しくは、電気角周波数ωｓに基づいて同期数Ｎｒを選択し、選択した同期数Ｎｒに対応したインバータキャリア周波数ｆｉｎｖを設定する。

続くステップＳ１６では、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとインバータキャリア周波数ｆｉｎｖとが近接しているか否かを判定する。本実施形態では、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとインバータキャリア周波数ｆｉｎｖとの差の絶対値が所定値Δｆ未満であると判定した場合、近接していると判定する。なお本実施形態において、ステップＳ１６の処理が近接判定部に相当する。

ステップＳ１６において近接していないと判定した場合には、ステップＳ１４の処理で設定したインバータキャリア周波数ｆｉｎｖがインバータ比較部５１ｇにおいてそのまま用いられる。一方、ステップＳ１６において近接していると判定した場合には、ステップＳ１８に進み、インバータ温度Ｔｉｎｖを取得する。本実施形態において、ステップＳ１８の処理は温度取得部に相当する。続くステップＳ２０では、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖが、同期数Ｎｒを１とした矩形波駆動時の周波数に設定されているか否かを判定する。

ステップＳ２０において否定判定した場合には、ステップＳ２２に進み、ステップＳ１４の処理で設定したインバータキャリア周波数ｆｉｎｖを低周波側にシフトさせる。これにより、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖが、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖから所定値Δｆを減算した値以下の値とされる。ここで図８には、現在の電気角周波数ωｓが第１所定角周波数ω１よりも高くてかつ第２所定角周波数ω２以下である場合において、同期数Ｎｒを１２から６に変更したときのインバータキャリア周波数ｆｉｎｖの設定態様を例示した。

先の図７の説明に戻り、ステップＳ２０において肯定判定した場合には、ステップＳ２４に進み、取得したインバータ温度Ｔｉｎｖがその閾値温度Ｔｔｈを超えているか否かを判定する。ステップＳ２４において肯定判定した場合には、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖの増加が禁止され、ステップＳ１４の処理で設定したインバータキャリア周波数ｆｉｎｖがインバータ比較部５１ｇにおいてそのまま用いられる。

一方、ステップＳ２４においてインバータ温度Ｔｉｎｖが閾値温度Ｔｔｈ以下であると判定した場合には、ステップＳ２６に進み、ステップＳ１４の処理で設定したインバータキャリア信号Ｓｉｎｖの周波数ｆｉｎｖを高周波側にシフトさせる。これにより、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖが、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖ及び所定値Δｆの加算値以上の値とされる。ここで図８には、同期数Ｎｒを１２から１８に変更したときのインバータキャリア周波数ｆｉｎｖの設定態様を例示した。

以上説明した本実施形態によれば、インバータ温度Ｔｉｎｖが閾値温度Ｔｔｈを超えていると判定された場合、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖの高周波数側へのシフトが禁止される。これにより、インバータ３０を過熱から保護することができる。

（第４実施形態）
以下、第４実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、インバータ比較部５１ｇにおける変調方式を変更することにより、ＤＣ母線高調波成分の周波数とスイッチ高調波成分の周波数との近接を回避する。

本実施形態において、インバータ比較部５１ｇには、コンバータキャリア生成部５０ｆからのコンバータキャリア周波数ｆｃｎｖと、インバータキャリア生成部５１ｆからのインバータキャリア周波数ｆｉｎｖとが入力される。なお本実施形態において、インバータキャリア生成部５１ｆによるインバータキャリア周波数ｆｉｎｖの設定手法は、上記第２実施形態で説明した手法と同じ手法である。

図９に、変調方式の変更処理の手順を示す。この処理は、インバータ比較部５１ｇにより、例えば所定周期毎に繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ４０において、変調方式を設定する。そして、変調器５１ｅにより算出されたＵ，Ｖ，Ｗ相指令値ＤＵ，ＤＶ、ＤＷと、設定した変調方式とに基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷを生成する。本実施形態では、３相変調方式又は２相変調方式が設定される。２相変調方式は、スイッチング回数を減らしてインバータ３０の損失を減らすことを目的として採用される。２相変調は、上，下アームスイッチの操作状態を所定期間毎に相ごとに順次固定しつつ、固定された相以外の２相を構成する上，下アームスイッチを交互にオン操作するものである。具体的には例えば、電気角６０度毎、上アームスイッチのオン固定及び下アームスイッチのオン固定が順次行われる。

続くステップＳ４２では、ステップＳ４０の処理で生成したＵ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷに含まれるスイッチ高調波成分の周波数ｆｓｗを算出する。スイッチ高調波成分の周波数ｆｓｗは、例えば、ＰＷＭ信号にフーリエ変更を施すことにより算出されればよい。なお本実施形態において、ステップＳ４２の処理がスイッチ高調波取得部に相当する。

続くステップＳ４４では、ステップＳ４２の処理で算出したスイッチ高調波成分の周波数ｆｓｗとコンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとが近接しているか否かを判定する。本実施形態では、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとスイッチ高調波成分の周波数ｆｓｗとの差の絶対値が所定値Δｆ未満であると判定した場合、近接していると判定する。

ステップＳ４４において近接していないと判定した場合には、ステップＳ４０の処理で算出したＵ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷがインバータ信号生成部５１ｈにおいてそのまま用いられる。

一方、ステップＳ４４において近接していると判定した場合には、ステップＳ４６に進み、ステップＳ４０の処理で設定した変調方式を変更する。具体的には例えば、ステップＳ４０の処理で３相変調方式を設定した場合、２相変調方式に変更する。そして、変更した変調方式と、変調器５１ｅにより算出されたＵ，Ｖ，Ｗ相指令値ＤＵ，ＤＶ、ＤＷとに基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷを再度生成する。これにより、再度生成されたＵ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷがインバータ信号生成部５１ｈにおいて用いられる。その結果、スイッチ高調波成分の周波数とコンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとの差の絶対値が所定値Δｆ以上とされる。

以上説明した本実施形態によっても、上記第１実施形態と同様の効果を得ることができる。

（第５実施形態）
以下、第５実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、ＤＣＤＣコンバータ２０の指令出力電圧ＶＨ＊を変更によって指令変調率Ｍｒを変更することにより、スイッチ高調波成分の振幅を低減する。これにより、スイッチ高調波成分の周波数とＤＣ母線高調波成分の周波数との差を変動周波数とする変動成分の振幅を低減する。そしてこれにより、スイッチ高調波成分の周波数とＤＣ母線高調波成分の周波数とが近接していても、干渉の影響を抑制する。

本実施形態において、指令電圧設定部５０ａには、コンバータキャリア生成部５０ｆからのコンバータキャリア周波数ｆｃｎｖと、インバータキャリア生成部５１ｆからのインバータキャリア周波数ｆｉｎｖとが入力される。なお本実施形態において、インバータキャリア生成部５１ｆによるインバータキャリア周波数ｆｉｎｖの設定手法は、上記第２実施形態で説明した手法と同じ手法である。

図１０に、指令出力電圧ＶＨ＊の変更処理の手順を示す。この処理は、指令電圧設定部５０ａにより、例えば所定周期毎に繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ５０において、指令出力電圧ＶＨ＊を設定する。続くステップＳ５２では、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとインバータキャリア周波数ｆｉｎｖとが近接しているか否かを判定する。この判定は、図７のステップＳ１６の処理と同じ手法で実施すればよい。

ステップＳ５２において近接していないと判定した場合には、ステップＳ５０の処理で設定した指令出力電圧ＶＨ＊が電圧偏差算出部５０ｂ及びＦＦ算出部５０ｄにおいてそのまま用いられる。

一方、ステップＳ５２において近接していると判定した場合には、ステップＳ５４に進み、ステップＳ５０の処理で設定した指令出力電圧ＶＨ＊を低減側又は増加側に変更する。これにより、変更された指令出力電圧ＶＨ＊が電圧偏差算出部５０ｂ及びＦＦ算出部５０ｄにおいて用いられる。その結果、ＤＣＤＣコンバータ２０の出力電圧ＶＨｒが変化し、指令変調率Ｍｒ及び電圧位相δが変更される。これにより、実際の変調率及びインバータ３０の力率が変更される等、インバータ３０の動作点が変更され、スイッチ高調波成分のスペクトルが変更される。その結果、ＤＣ母線高調波成分の周波数と近接するスイッチ高調波成分の振幅を所定振幅以下とすること、及びＤＣ母線高調波成分の周波数とスイッチ高調波成分の周波数との差の絶対値を所定値Δｆ以上とすることのうち、少なくとも一方を実現できる。したがって、ＤＣＤＣコンバータ２０の駆動に伴う母線電圧の変動とインバータ３０の制御との干渉を回避できる。

（第６実施形態）
以下、第６実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、キャリア信号を用いたＰＷＭ処理に代えて、パルスパターンを用いてＵ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷを生成する。

図１１に、本実施形態に係るトルク制御処理のブロック図を示す。なお図１１において、先の図２に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

同期数設定部５１ｉは、電気角周波数ωｓ及び同期数テーブルに基づいて、同期数Ｎｒを設定する。この設定処理は、同期ＰＷＭ処理の考え方を用いてパルスパターンを生成しているためになされるものである。同期数テーブルは、複数の電気角周波数領域のそれぞれと同期数Ｎｒとが予め関係付けられた情報である。本実施形態では、各電気角周波数領域と関係付けられた同期数Ｎｒとして、「３，６，９，１２，１５，…」というように３の倍数が用いられる。なお本実施形態では、同期数Ｎｒとして６の倍数が用いられる。また、各同期数３，６，９，１２，１５，…と関係付けられた電気角周波数領域の上限閾値ωｕ３，ωｕ６，ωｕ９，ωｕ１２，ωｕ１５…は、ωｕ（Ｎｒ）＝ωｃｍａｘ／Ｎｒに設定されている。ここで、ωｃｍａｘは、キャリア信号の上限各周波数を示す。

パターン生成部５１ｊは、電気角周波数ωｓ、同期数Ｎｒ、指令変調率Ｍｒ及び実位相θｖに基づいて、スイッチングパターンの指令値である指令パターンを生成する。指令パターンは、例えば０〜３６０度に渡って生成される。指令パターンは、パターン記憶部５１ｋに記憶されているパルスパターンに基づいて生成される。パルスパターンは、同期数Ｎｒ、指令変調率Ｍｒ及び変調方式と関係付けられて予めパターン記憶部５１ｋに記憶されている。パターン記憶部５１ｋは、メモリにて構成されている。

図１２に、パルスパターンの一例を示す。図示されるように、パルスパターンは、オン指示信号とオフ指示信号とのそれぞれが電気角θｅと関係付けられたマップ情報である。本実施形態において、パターン記憶部５１ｋには、パルスパターンとして、オン指示信号及びオフ指示信号のうちいずれか一方から他方への切り替えを指示する電気角が記憶されている。図１２には、オン指示信号及びオフ指示信号のうちいずれか一方から他方への切り替えを指示する電気角であるスイッチングタイミングとして、α０，α１，α２等を例示した。ちなみに、パルスパターンは、指令変調率Ｍｒに代えて、電圧振幅と関係付けられていてもよい。

パターン生成部５１ｊは、生成した指令パターンを規定するスイッチングタイミングαのうち、実位相θｖに該当するものを選択する。パターン生成部５１ｊは、選択したスイッチングタイミングαに基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷを生成してインバータ信号生成部５１ｈに出力する。

ここで、指令パターンに含まれる高調波成分であるスイッチ高調波成分は、指令パターンに含まれる基本波成分の整数倍に分布する。特に、図１２に示したように、０〜１８０度までの第１パルスパターンに、１８０度に示す軸線に対して第１パルスパターンと線対称となる第２パルスパターンを第１パルスパターンにつなげたパターンの場合、スイッチ高調波成分は、図１３（ｂ）に示すように、基本波成分の周波数の奇数倍に分布する。コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとスイッチ高調波成分の周波数ｆｐｔとが近接して、かつ、スイッチ高調波成分の振幅が所定振幅よりも大きいと、ＤＣ母線高調波成分の周波数とスイッチ高調波成分の周波数ｆｐｔとの差を変動周波数とする低周波成分が発生する。その結果、モータジェネレータ４０のトルク変動が増加する。

この問題を解決すべく、パターン生成部５１ｊは、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖと、指令パターンに含まれるスイッチ高調波成分の周波数ｆｐｔとの差の絶対値が所定値Δｆ以上となるように、指令パターンを設定する。

図１４に、指令パターンの設定処理の手順を示す。この処理は、パターン生成部５１ｊにより、例えば所定周期毎に繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ６０において、電気角周波数ωｓ、同期数Ｎｒ、指令変調率Ｍｒ及び実位相θｖに基づいて、指令パターンを生成する。

続くステップＳ６２では、指令パターンに含まれる各スイッチ高調波成分の周波数ｆｐｔと、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとが近接しているか否かを判定する。本実施形態では、各スイッチ高調波成分の周波数ｆｐｔとコンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとの差の絶対値が所定値Δｆ未満であると判定した場合、近接していると判定する。ここで、判定に用いる各スイッチ高調波成分の周波数ｆｐｔは、例えば以下のように算出されればよい。詳しくは、まず、ステップＳ６０の処理で生成した指令パターンにＦＦＴ等のフーリエ変換を施す、あるいは指令パターンの変調率、変調方法といったパターン設計情報に基づきスイッチ高調波成分のスペクトルを推定する。そして、推定したスペクトルに基づいて、スイッチ高調波成分の周波数ｆｐｔを算出する。

ステップＳ６２において近接していないと判定した場合には、ステップＳ６０の処理で生成した指令パターンをそのまま用いてＵ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷを生成する。一方、ステップＳ６２において近接していると判定した場合には、ステップＳ６４に進み、指令パターンに含まれる複数のスイッチ高調波成分のうち、ステップＳ６２の処理で近接していると判定したスイッチ高調波成分の振幅Ａｍｐｈが所定振幅Ａαよりも大きいか否かを判定する。ここで、振幅Ａｍｐｈは、ステップＳ６２の処理で推定したスペクトルに基づいて算出されればよい。なお、所定振幅Ａαは、モータジェネレータ４０のトルク変動量とスイッチ高調波成分との相関から定まる閾値として設定されている。

ステップＳ６４において否定判定した場合には、ステップＳ６０の処理で生成した指令パターンをそのまま用いてＵ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷを生成する。これは、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖと近接する周波数で変動するスイッチ高調波成分の振幅Ａｍｐｈが小さい場合、干渉の影響が小さいことによるものである。

一方、ステップＳ６４において肯定判定した場合には、ステップＳ６６に進み、ステップＳ６０の処理で用いられた同期数Ｎｒ、指令変調率Ｍｒ及び変調方式のうち、少なくとも１つを変更したパルスパターンをパターン記憶部５１ｋから選択する。そしてステップＳ６８において、選択したパルスパターンに基づいて、指令パターンを再度生成する。

同期数Ｎｒ及び変調方式の少なくとも一方が変更されることにより、再度生成された指令パターンに含まれる各スイッチ高調波成分のうち振幅が所定振幅Ａαよりも大きいものの周波数ｆｐｔと、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとの差の絶対値が所定値Δｆ以上とされる。

一方、指令変調率Ｍｒが変更されることにより、再度生成された指令パターンに含まれる各スイッチ高調波成分のうち、周波数がコンバータキャリア周波数ｆｃｎｖと近接するものの振幅が所定振幅Ａα以下とされる。

図１５及び図１６に、パルスパターンの選択に用いる同期数Ｎｒを変更する場合の具体例を示す。なお図１５の横軸は、インバータ３０の出力電圧に含まれる基本波成分の周波数ｆｅを示す。

パターン生成部５１ｊは、図１５に示すように、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖと、１３次のスイッチ高調波成分の周波数「ｆｃｎｖ／１３」とが近接していると判定した場合、同期数Ｎｒが１２のパルスパターンに代えて、同期数Ｎｒが６のパルスパターンを選択する。これにより、図１６（ａ）に示すように、指令パターンに含まれる１３次のスイッチ高調波成分の振幅Ａｍｐｈが所定振幅Ａα以下とされる。ここで、同期数Ｎｒを小さくして振幅を小さくするのは、スイッチング損失を低減してインバータ３０を過熱から保護するためである。

先の図１５の説明に戻り、パターン生成部５１ｊは、１１次のスイッチ高調波成分の周波数とコンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとが近接していると判定した場合、同期数Ｎｒを変更したパルスパターンの選択を実施しない。これは、図１６（ｂ）に示すように、同期数Ｎｒを変更しなくても、１１次のスイッチ高調波成分の振幅Ａｍｐｈが所定振幅Ａα以下であるためである。

先の図１５の説明に戻り、パターン生成部５１ｊは、７次，５次のスイッチ高調波成分の周波数とコンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとが近接していると判定した場合、同期数Ｎｒが１のパルスパターンに代えて、同期数Ｎｒが１２のパルスパターンを選択する。これにより、指令パターンに含まれる７次，５次のスイッチ高調波成分の振幅Ａｍｐｈが所定振幅Ａα以下とされる。

以上説明したように、パルスパターンが用いられる構成においても、上記第１実施形態と同様の効果を得ることができる。

（第７実施形態）
以下、第７実施形態について、上記第６実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、インバータ温度検出部７２により検出されたインバータ温度Ｔｉｎｖに基づいて、パルスパターン変更時における同期数Ｎｒを決定する。本実施形態において、先の図１１のパターン生成部５１ｊには、インバータ温度Ｔｉｎｖが入力される。

図１７に、指令パターンの設定処理の手順を示す。この処理は、パターン生成部５１ｊにより、例えば所定周期毎に繰り返し実行される。なお図１７において、先の図１４に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ６４において肯定判定した場合には、ステップＳ７０に進み、インバータ温度Ｔｉｎｖを取得する。続くステップＳ７２では、ステップＳ６０の処理で取得した同期数Ｎｒが１であるか否かを判定する。

ステップＳ７２において否定判定した場合には、ステップＳ７４に進み、ステップＳ６０の処理で取得した同期数Ｎｒよりも小さい同期数Ｎｒに対応するパルスパターンを選択する。

一方、ステップＳ７２において肯定判定した場合には、ステップＳ７６に進み、取得したインバータ温度Ｔｉｎｖが閾値温度Ｔｔｈを超えているか否かを判定する。ステップＳ７６において肯定判定した場合には、同期数Ｎｒの増加が禁止され、ステップＳ６０の処理で生成した指令パターンがそのまま用いられる。

一方、ステップＳ７６においてインバータ温度Ｔｉｎｖが閾値温度Ｔｔｈ以下であると判定した場合には、ステップＳ７８に進み、ステップＳ６０の処理で取得した同期数Ｎｒよりも大きい同期数Ｎｒに対応するパルスパターンを選択する。ステップＳ７４、Ｓ７８の処理の完了後、ステップＳ６８に進む。

以上説明した本実施形態によれば、インバータ３０を過熱から保護しつつ、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとスイッチ高調波成分の周波数との近接を回避できる。

（第８実施形態）
以下、第８実施形態について、上記第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、図１８に示すように、制御システムとして、モータジェネレータ及びインバータを２組備えるものを用いる。なお図１８において、先の図１に示した構成と同一の構成については、便宜上、同一の符号を付している。

図示されるように、制御システムは、第１インバータ３０ａ、第１モータジェネレータ４０ａ、第２インバータ３０ｂ、第２モータジェネレータ４０ｂ、及び車載主機としての図示しないエンジンを備えている。第１モータジェネレータ４０ａ、第２モータジェネレータ４０ｂ及びエンジンは、図示しない動力分割機構で接続されており、第２モータジェネレータ４０ｂの出力軸には駆動輪が接続されている。本実施形態では、各モータジェネレータ４０ａ，４０ｂとして、上記第１実施形態のモータジェネレータ４０と同じ永久磁石同期機を用いている。

正極母線Ｌｐ及び負極母線Ｌｎには、第１インバータ３０ａ及び第２インバータ３０ｂの入力側が接続されている。第１インバータ３０ａには、第１モータジェネレータ４０ａが接続されている。第１モータジェネレータ４０ａは、動力分割機構を介してエンジンと接続されており、発電機やエンジンのスタータとしての役割を果たす。第２インバータ３０ｂには、第２モータジェネレータ４０ｂが接続されている。第２モータジェネレータ４０ｂは、上記第１実施形態のモータジェネレータ４０と同様に、車載主機等の役割を果たす。このため本実施形態において、第２モータジェネレータ４０ｂに流れる相電流の最大値は、第１モータジェネレータ４０ａに流れる相電流の最大値よりも大きくなっている。なお、各インバータ３０ａ，３０ｂの構成は、上記第１実施形態のインバータ３０の構成と同様であるため、詳細な説明を省略する。

制御システムは、第１相電流検出部７０ａ、第２相電流検出部７０ｂ、第１角度検出部７１ａ、第２角度検出部７１ｂ、及びリアクトル電流検出部７５を備えている。第１，第２相電流検出部７０ａ，７０ｂは、第１，第２モータジェネレータ４０ａ，４０ｂに流れる各相電流のうち、少なくとも２相分の電流を検出する。第１，第２角度検出部７１ａ，７１ｂは、第１，第２モータジェネレータ４０ａ，４０ｂの電気角θｅ１，θｅ２を検出する。リアクトル電流検出部７５は、リアクトル２２に流れる電流を検出する。

各検出部の検出値は、モータ制御装置５０に入力される。モータ制御装置５０は、第１モータジェネレータ４０ａのトルクを第１指令トルクＴｒｑ１＊に制御すべく、第１インバータ３０ａを操作し、第２モータジェネレータ４０ｂのトルクを第２指令トルクＴｒｑ２＊に制御すべく、第２インバータ３０ｂを操作する。第１，第２指令トルクＴｒｑ１＊，Ｔｒｑ２＊は、上位制御装置６０から入力される。

ちなみにモータ制御装置５０は、第１相電流検出部７０ａ及び第１角度検出部７１ａの検出値に基づいて第１インバータ３０ａを操作し、第２相電流検出部７０ｂ及び第２角度検出部７１ｂの検出値に基づいて第２インバータ３０ｂを操作する。各インバータ３０ａ，３０ｂは、上記第１実施形態と同様に、キャリア信号を用いたＰＷＭ処理により操作される。

本実施形態において、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖは、上記第１実施形態と同様に固定値に設定されている。また本実施形態では、第１インバータ３０ａの制御で用いられるインバータキャリア信号を第１インバータキャリア信号Ｓｉｎｖ１と称し、第２インバータ３０ｂの制御で用いられるインバータキャリア信号を第２インバータキャリア信号Ｓｉｎｖ２と称すこととする。また、第１インバータキャリア信号Ｓｉｎｖ１の周波数を第１インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ１と称し、第２インバータキャリア信号Ｓｉｎｖ２の周波数を第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２と称すこととする。本実施形態において、第１インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ１は固定値に設定されている。なお、各インバータ３０ａ，３０ｂの操作手法は、上記第１実施形態のインバータ３０の操作手法と同様であるため、その詳細な説明を省略する。

本実施形態において、第１インバータ３０ａを構成するスイッチのオンオフ操作に伴い母線電圧に重畳する高調波成分をインバータ母線高調波成分と称すこととする。そして本実施形態では、ＤＣ母線高調波成分の周波数に加えて、インバータ母線高調波成分の周波数と、第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２との近接を回避する。以下、インバータ母線高調波成分の周波数と、第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２との近接を回避する必要性について説明する。

図２０（ａ）に、第１インバータ３０ａの駆動に伴って母線電圧に重畳する変動成分のスペクトルを示す。また図２０（ｂ）に、第２インバータ３０ｂで用いられるスイッチングパターンに含まれる変動成分のスペクトルを示す。なお図２０（ａ）では、ＤＣＤＣコンバータ２０の駆動に伴って母線電圧に重畳する変動成分のスペクトルの図示を省略している。

図１９（ａ）に示すように、第１インバータ３０ａをＰＷＭ処理により駆動する場合、その駆動に伴って発生するインバータ母線高調波成分は、第１インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ１を中心とした側帯波、及び第１インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ１の２倍を中心として分布する。

一方、図１９（ｂ）に示すように、第２インバータ３０ｂのスイッチングパターンに含まれるスイッチ高調波成分は、第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２の整数倍を中心に分布する。なお図１９（ｂ）には、スイッチングパターンに含まれる基本波成分である第２基本波成分の周波数をｆｅ２にて示した。

インバータ母線高調波成分の周波数と、スイッチ高調波成分の周波数とが近接すると、上記第１実施形態で説明したように低次の変動成分が第２インバータ３０ｂの相電圧に含まれることとなる。その結果、第２モータジェネレータ４０ｂのトルク変動が大きくなるといった問題が生じる。この問題を解決すべく、モータ制御装置５０は、ＤＣ母線高調波成分及びインバータ母線高調波成分それぞれの周波数と近接しないように、第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２を可変設定する。

図２０に、第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２の設定処理の手順を示す。この処理は、モータ制御装置５０により、例えば所定周期毎に繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ８０において、ＤＣＤＣコンバータ２０の駆動に伴って発生するＤＣ母線高調波成分のスペクトルを推定する。本実施形態では、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖ、出力電圧ＶＨｒ及び入力電圧ＶＬｒに基づいて、ＤＣ母線高調波成分のスペクトルを推定する。この推定手法は、図２１に示すＤＣＤＣコンバータ２０のモデルに基づくものである。このモデルでは、ＤＣＤＣコンバータ２０の出力側に定電流電源が接続されている。

図２１において、上アーム変圧スイッチＳｃｐのコレクタから正極母線Ｌｐへと流れる母線電流をＩｂｕｓにて示し、第２コンデンサ２３に流れる電流をＩＣにて示し、定電流電源から出力される負荷電流をＩｏにて示す。リアクトル２２に流れる電流ＩＬは、下式（ｅｑ２）にて表される。

上式（ｅｑ２）において、Ｌはリアクトル２２のインダクタンスを示し、「Ｓｃ＝０」は上アーム変圧スイッチＳｃｐがオフされてかつ下アーム変圧スイッチＳｃｎがオンされている状態を示し、「Ｓｃ＝１」は上アーム変圧スイッチＳｃｐがオンされてかつ下アーム変圧スイッチＳｃｎがオフされている状態を示す。

母線電流Ｉｂｕｓは、下式（ｅｑ３）で表される。

第２コンデンサ２３に流れる電流ＩＣは、下式（ｅｑ４）で表される。

母線電圧Ｖｂｕｓは、下式（ｅｑ５）で表される。

上式（ｅｑ５）において、Ｃは第２コンデンサ２３の静電容量を示す。上式（ｅｑ５）で表される母線電圧Ｖｂｕｓの変動周波数は、Ｓｃに依存し、Ｓｃの周波数は、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖによって定まる。このため、ＤＣ母線高調波成分のスペクトルにおいて、ＤＣ母線高調波成分が分布する周波数は、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖに基づいて算出できる。

また、上式（ｅｑ２），（ｅｑ５）より、ＤＣ母線高調波成分の振幅は、出力電圧ＶＨｒ及び入力電圧ＶＬｒに依存するため、出力電圧ＶＨｒ及び入力電圧ＶＬｒに基づいて算出できる。なお、ＤＣ母線高調波成分の振幅の算出に、負荷電流Ｉｏを用いてもよい。負荷電流Ｉｏは、例えば、相電流検出部７０の検出値に基づいて算出されればよい。

先の図２０の説明に戻り、続くステップＳ８２では、第１インバータ３０ａの駆動に伴って発生するインバータ母線高調波成分のスペクトルを推定する。本実施形態では、第１モータジェネレータ４０ａの電気角周波数である第１電気角周波数ωｓ１、第１相電流検出部７０ａにより検出された相電流、第１インバータ３０ａの力率、及び第１インバータ３０ａの制御で用いられるスイッチングパターンに基づいて、インバータ母線高調波成分のスペクトルを推定する。本実施形態において、力率とは、スイッチングパターンと相電流との位相差のことを示す。第１電気角周波数ωｓ１は、第１角度検出部７１ａの検出値に基づいて算出される。スイッチングパターンは、第１インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ１、第１インバータ３０ａの制御で用いられる指令変調率である第１指令変調率、及び第１インバータ３０ａの制御で用いられる変調方式に基づいて算出できる。上記推定手法は、図２２に示す第１インバータ３０ａのモデルに基づくものである。このモデルでは、第２コンデンサ２３に定電流電源が並列接続されている。

図２２において、定電流電源から出力される負荷電流をＩｏにて示し、負荷電流Ｉｏのうち第２コンデンサ２３に流れる電流をＩＣにて示し、負荷電流Ｉｏのうち第１インバータ３０ａ側へと流れる母線電流をＩｂｕｓにて示す。母線電流Ｉｂｕｓは、下式（ｅｑ６）で表される。

上式（ｅｑ６）において、「Ｓｘ＝０」（ｘ＝ｕ，ｖ，ｗ）はｘ相上アームスイッチＳｘｐがオフされてかつｘ相下アームスイッチＳｘｎがオンされている状態を示し、「Ｓｘ＝１」はｘ相上アームスイッチＳｘｐがオンされてかつｘ相下アームスイッチＳｘｎがオフされている状態を示す。

第２コンデンサ２３に流れる電流ＩＣは、下式（ｅｑ７）で表される。

母線電圧Ｖｂｕｓは、下式（ｅｑ８）で表される。

上式（ｅｑ８）に示すように、母線電圧Ｖｂｕｓの変動周波数は、Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗと、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとの積に依存する。ここで、相電流は誘導性負荷である第１モータジェネレータ４０ａを介して流れる。このため、相電圧に含まれる高調波振幅に対して相電流に生じる高調波振幅は周波数が高いほど小さくなり、高調波においては、相電流に生じる高調波成分は同周波の相電圧の高調波成分と比較して十分に小さいと考えられる。よって、インバータ母線高調波成分の変動周波数は相電流を電気１次のみの変動と仮定して、「Ｓｘに含まれる高調波成分の周波数分布±相電流の周波数」で表すことができる。したがって、スペクトルの推定に、検出された相電流と、スイッチングパターンとが用いられる。

インバータ母線高調波成分の振幅は、スイッチングパターンとしてのＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗに加え、検出した相電流、第２コンデンサ２３の静電容量の値に基づいて算出できる。また、Ｓｘを含む母線高調波成分の振幅以外のパラメータを固定値を用いて算出してもよい。ここでの固定値としては、Ｓｘと相電流Ｉｘの位相差である力率角、相電流振幅、静電容量を母線高調波成分の振幅がワースト値となるよう想定して設定することができる。なお本実施形態において、ステップＳ８０、Ｓ８２の処理が母線高調波取得部に相当する。

先の図２０の説明に戻り、続くステップＳ８４では、第２モータジェネレータ４０ｂの電気角周波数である第２電気角周波数ωｓ２と、第２インバータ３０ｂの制御で用いられるスイッチングパターンとに基づいて、スイッチングパターンに含まれるスイッチ高調波成分のスペクトルを推定する。第２電気角周波数ωｓ２は、第２角度検出部７１ｂの検出値に基づいて算出される。

続くステップＳ８６では、ステップＳ８４の処理で推定した各スイッチ高調波成分の周波数の中に、ステップＳ８０の処理で推定したＤＣ母線高調波成分の周波数、及びステップＳ８２の処理で推定したインバータ高調波成分の周波数のそれぞれと近接している周波数があるか否かを判定する。

本実施形態では、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖから第１所定値Δｆ１減算した値よりも高くて、かつ、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖに第１所定値Δｆ１加算した値未満の周波数を有するスイッチ高調波成分があると判定した場合、ＤＣ母線高調波成分の周波数と近接しているスイッチ高調波成分があると判定する。

また本実施形態では、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖから第２所定値Δｆ２（Δｆ２＞Δｆ１）減算した値よりも高くて、かつ、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖに第２所定値Δｆ２加算した値未満の周波数を有するスイッチ高調波成分があると判定した場合、インバータ母線高調波成分の周波数と近接しているスイッチ高調波成分があると判定する。

ちなみに、本実施形態において、第１所定値Δｆ１は、ＤＣ母線高調波成分が第２インバータ３０ｂの出力電力を変動させないような値に予め適合されている。具体的には例えば、第１所定値Δｆ１は、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖの整数倍を中心に分布するＤＣ母線高調波成分の周波数帯と、第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２の整数倍を中心に分布するスイッチ高調波成分の周波数帯とが重ならないような値に適合されればよい。

また、本実施形態において、第２所定値Δｆ２は、インバータ母線高調波成分が第２インバータ３０ｂの出力電力を変動させないような値に予め適合されている。具体的には例えば、第２所定値Δｆ２は、第１インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ１の整数倍を中心とした側帯波として分布するインバータ母線高調波成分の周波数帯と、第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２の整数倍を中心に分布するスイッチ高調波成分の周波数帯とが重ならないような値に適合されればよい。

ステップＳ８６において近接しているスイッチ高調波成分があると判定した場合には、ステップＳ８８に進み、第１条件及び第２条件の論理積が真であるか否かを判定する。第１条件は、ＤＣ母線高調波成分及びインバータ母線高調波成分のうち少なくとも一方と近接していると判定したスイッチ高調波成分の振幅が、第１所定振幅Ａｔｈ１よりも大きいとの条件である。第２条件は、ＤＣ母線高調波成分及びインバータ母線高調波成分のうちスイッチ高調波成分と近接していると判定した少なくとも一方の振幅が、第２所定振幅Ａｔｈ２よりも大きいとの条件である。

ステップＳ８６、Ｓ８８において否定判定した場合には、上記第１実施形態で説明したインバータ３０の制御手法と同様の手法により、第２インバータ３０ｂを構成する各スイッチの操作信号を生成する。

一方、ステップＳ８８において肯定判定した場合には、ステップＳ９０に進む。ステップＳ９０では、第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２、第２インバータ３０ｂの制御で用いられる第２指令変調率Ｍｒ２、第２インバータ３０ｂの制御で用いられる変調方式、及び指令出力電圧ＶＨ＊のうち、少なくとも１つを変更する。これにより、スイッチ高調波成分のスペクトルを変更する。

図２３に、第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２の設定処理の一例を示す。図２３に示す例では、スイッチ高調波成分と近接するＤＣ母線高調波成分の振幅が第２所定振幅Ａｔｈ２以下であると判定されているものとする。このため、第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２が「ｆｉｎｖ１−Δｆ１」〜「ｆｉｎｖ１＋Δｆ１」となる場合であっても、図２０のステップＳ８８で否定判定される。なお図２３に示す第１〜第６所定角周波数ω１〜ω６は、先の図５に示した第１〜第６所定角周波数ω１〜ω６とは異なるものである。

まず、非同期ＰＷＭ処理時について説明する。モータ制御装置５０は、第２電気角周波数ωｓ２が第１切替周波数ωａ以下であると判定した場合、第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２を、第１インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ１及び第２所定値Δｆ２の加算値以上の値に設定する。本実施形態では、第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２が、第１インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ１及び第２所定値Δｆ２の加算値よりも高い値とされている。

続いて、同期ＰＷＭ処理時について説明する。モータ制御装置５０は、第２電気角周波数ωｓ２が第１切替角周波数ωａよりも高くてかつ第２切替角周波数ωｂ以下であると判定した場合、基本的には、同期数Ｎｒを１２とする第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２を設定する。ただし、第２電気角周波数ωｓ２が第１切替角周波数ωａよりも高くてかつ第１所定角周波数ω１未満となる場合、及び第２電気角周波数ωｓ２が第２所定角周波数ω２よりも高くてかつ第３所定角周波数ω３未満となる場合において、同期数Ｎｒを１２とする同期ＰＷＭ処理に代えて、同期数Ｎｒを６とする第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２を設定する。これにより、各インバータキャリア周波数ｆｃｎｖ１，ｆｉｎｖ２の近接が回避される。

なお、第１所定角周波数ω１は、同期数Ｎｒを１２とする第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２と、第１インバータキャリア周波数ｆｃｎｖ１から第１所定値Δｆ１だけ減算した値とが一致する角周波数である。第２所定角周波数ω２は、同期数Ｎｒを１２とする第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２と、第１インバータキャリア周波数ｆｃｎｖ１及び第１所定値Δｆ１の加算値とが一致する角周波数である。第３所定角周波数ω３は、同期数Ｎｒを１２とする第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２と、第１インバータキャリア周波数ｆｃｎｖ１及び第２所定値Δｆ２の加算値とが一致する角周波数である。

モータ制御装置５０は、第２電気角周波数ωｓ２が第２切替角周波数ωｂよりも高くてかつ第３切替角周波数ωｃ以下であると判定した場合、基本的には、同期数Ｎｒを６とする第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２を設定する。ただし、第２電気角周波数ωｓ２が第４所定角周波数ω４よりも高くてかつ第５所定角周波数ω５未満となる場合、及び第２電気角周波数ωｓ２が第６所定角周波数ω６よりも高くてかつ第７所定角周波数ω７未満となる場合において、同期数Ｎｒを６から１に変更した第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２を設定する。

なお、第４所定角周波数ω４は、同期数Ｎｒを６とする第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２と、第１インバータキャリア周波数ｆｃｎｖ１から第２所定値Δｆ２だけ減算した値とが一致する角周波数である。第５所定角周波数ω５は、同期数Ｎｒを６とする第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２と、第１インバータキャリア周波数ｆｃｎｖ１から第１所定値Δｆ１減算した値とが一致する角周波数である。第６所定角周波数ω６は、同期数Ｎｒを６とする第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２と、第１インバータキャリア周波数ｆｃｎｖ１及び第１所定値Δｆ１の加算値とが一致する角周波数である。第７所定角周波数ω７は、同期数Ｎｒを６とする第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２と、第１インバータキャリア周波数ｆｃｎｖ１及び第２所定値Δｆ２の加算値とが一致する角周波数である。

モータ制御装置５０は、第２電気角周波数ωｓ２が第３切替角周波数ωｃよりも高いと判定した場合、基本的には、同期数Ｎｒを１とする第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２を設定する。ただし、第２電気角周波数ωｓ２が第８所定角周波数ω８よりも高くてかつ第９所定角周波数ω９未満となる場合、及び第２電気角周波数ωｓ２が第１０所定角周波数ω１０よりも高い場合において、同期数Ｎｒを１から６に変更した第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２を設定する。

なお、第８所定角周波数ω８は、同期数Ｎｒを１とする第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２と、第１インバータキャリア周波数ｆｃｎｖ１から第２所定値Δｆ２減算した値とが一致する角周波数である。第９所定角周波数ω９は、同期数Ｎｒを１とする第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２と、第１インバータキャリア周波数ｆｃｎｖ１から第１所定値Δｆ１減算した値とが一致する角周波数である。第１０所定角周波数ω１０は、同期数Ｎｒを１とする第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２と、第１インバータキャリア周波数ｆｃｎｖ１及び第１所定値Δｆ１の加算値とが一致する角周波数である。

以上説明した本実施形態によれば、ＤＣＤＣコンバータ２０の駆動に加えて、第１インバータ３０ａの駆動に伴い母線電圧に重畳する高調波成分に起因した第２モータジェネレータ４０ｂのトルク変動の増加を抑制できる。

（第９実施形態）
以下、第９実施形態について、上記第８実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、第１，第２インバータ３０ａ，３０ｂが、上記第６実施形態と同様に、パルスパターンを用いて駆動される。

モータ制御装置５０は、ＤＣ母線高調波成分、及びパルスパターンを用いた第１インバータ３０ａの駆動の起因したインバータ母線高調波成分それぞれの周波数と近接しないように、第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２を可変設定する。

図２４（ａ）に、第１インバータ３０ａの駆動に伴い発生するインバータ母線高調波成分のスペクトルを示す。

第１インバータ３０ａの駆動に伴う母線電圧の変動周波数は、第１インバータ３０ｂの出力電圧に含まれる基本波成分である第１基本波成分の周波数ｆｅ１の３の倍数に分布する。特に、先の図１２に示した対称性を有するパルスパターンで駆動する場合、第１基本波成分の周波数ｆｅ１の６の倍数に分布する。

一方、第２インバータ３０ｂの制御に用いられる指令パターンに含まれるスイッチ高調波成分は、指令パターンに含まれる基本波成分の整数倍に分布する。特に、先の図１２に示した対称性を有するパルスパターンで駆動する場合、スイッチ高調波成分は、図２４（ｂ）に示すように、基本波成分の周波数の奇数倍に分布する。

図２４に示す例では、第１インバータ３０ａの第１電気角周波数と第２インバータ３０ｂの第２電気角周波数との比が５：６となり、インバータ母線高調波成分とスイッチ高調波成分とが近接する状態を示した。この場合、上述した低周波成分が第２インバータ３０ｂの出力電圧に重畳し、第２モータジェネレータ４０ｂのトルク変動が増加する。

この問題を解決すべく、モータ制御装置５０は、インバータ母線高調波成分の周波数と、第２インバータ３０ｂの制御で用いられる指令パターンに含まれるスイッチ高調波成分の周波数ｆｐｔとの差の絶対値が所定値Δｆ以上となるように、上記指令パターンを設定する。

なお、モータ制御装置５０は、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖスイッチ高調波成分の周波数ｆｐｔとの差の絶対値も所定値Δｆ以上となるように指令パターンを設定する。

モータ制御装置５０は、先の図２０に示した処理と同様の処理を行う。詳しくは、ステップＳ８２では、第２インバータ３０ｂの制御で用いられる指令パターンに基づいて、インバータ母線高調波成分のスペクトルが推定される。またステップＳ８４では、第２インバータ３０ｂの制御で用いられる指令パターンに基づいて、スイッチ高調波成分のスペクトルが推定される。ステップＳ８２，Ｓ８４では、具体的には例えば、指令パターンにフーリエ変換を施す、あるいはパターン設計時の情報を使用することにより、高調波成分のスペクトルが推定される。

図２５及び図２６に、スイッチ高調波成分のスペクトルを変更するために、第２インバータ３０ｂのパルスパターンの選択に用いる同期数Ｎｒの変更手法の具体例を示す。

モータ制御装置５０は、図２５に示すように、１３次のスイッチ高調波成分の周波数「ｆｅ１×６／１３」と第１インバータ３０ａの第１基本波成分の周波数ｆｅ１とが近接していると判定した場合、同期数Ｎｒを変更したパルスパターンの選択を実施しない。また、モータ制御装置５０は、１１次のスイッチ高調波成分の周波数「ｆｅ１×６／１１」と第１基本波成分の周波数ｆｅ１とが近接していると判定した場合、同期数Ｎｒを変更したパルスパターンの選択を実施しない。これは、図２６（ａ）に示すように、同期数Ｎｒを変更しなくても、１３次のスイッチ高調波成分の振幅が第１所定振幅Ａｔｈ１以下となっているためである。

モータ制御装置５０は、７次のスイッチ高調波成分の周波数「ｆｅ１×６／７」と第１基本波成分の周波数ｆｅ１とが近接していると判定した場合、同期数Ｎｒが１のパルスパターンに代えて、同期数Ｎｒが１２のパルスパターンを選択する。これにより、図２６（ｂ）に示すように、指令パターンに含まれる７次のスイッチ高調波成分の振幅が第１所定振幅Ａｔｈ１以下とされる。また、モータ制御装置５０は、５次のスイッチ高調波成分の周波数「ｆｅ１×６／５」と第１基本波成分の周波数ｆｅ１とが近接していると判定した場合、同期数Ｎｒが１のパルスパターンに代えて、同期数Ｎｒが１２のパルスパターンを選択する。

以上説明したように、パルスパターンが用いられる構成においても、上記第９実施形態と同様の効果を得ることができる。

（第１０実施形態）
以下、第１０実施形態について、上記第９実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。上記第９実施形態では、第２インバータ３０ｂの制御で用いられるパルスパターンを変更することにより、ＤＣ母線高調波成分及びインバータ母線高調波成分それぞれの周波数と、スイッチ高調波成分の周波数との近接を回避した。本実施形態では、第１，第２モータジェネレータ４０ａ、４０ｂのうち少なくとも一方の回転速度を変更することにより近接を回避する。

つまり、第１，第２インバータ３０ａ，３０ｂのうち一方が矩形波駆動以外の駆動モードで駆動されており、かつ、対称性を有するパルスパターンで駆動されている場合には、第１，第２電気角周波数が、例えば、「ωｓ１：ωｓ２＝１：１２」，「ωｓ１：ωｓ２＝１：２４」，「ωｓ１：ωｓ２＝５：１２」，「ωｓ１：ωｓ２＝５：２４」，「ωｓ１：ωｓ２＝７：１２」，「ωｓ１：ωｓ２＝７：２４」となるときにも、インバータ母線高調波成分の周波数とスイッチ高調波成分の周波数とが近接する。この場合にも、トルク変動が増加するといった問題が生じる。一般化すると、Ｎ，Ｍを１以上の整数とする場合、「ωｓ１：ωｓ２＝２Ｎ−１：６Ｍ」、すなわち「ｆｅ１：ｆｅ２＝２Ｎ−１：６Ｍ」となるときにトルク変動が増加するといった問題が生じる。本実施形態では、この問題を、第１，第２モータジェネレータ４０ａ、４０ｂのうち少なくとも一方の回転速度を変更することにより解決する。

図２７に、回転速度の変更処理の手順を示す。この処理は、モータ制御装置５０により、例えば所定周期毎に繰り返し実行される。なお図２７において、先の図２０に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ８８において肯定判定した場合には、ステップＳ９２に進む。ステップＳ９２では、第１，第２電気角周波数ωｓ１，ωｓ２に基づいて、現在の第１，第２基本波成分の周波数ｆｅ１，ｆｅ２の比が「ｆｅ１：ｆｅ２＝２Ｎ−１：６Ｍ」となっているか否かを判定する。

ステップＳ９２において肯定判定した場合には、ステップＳ９４に進み、第１，第２モータジェネレータ４０ａ、４０ｂのうち少なくとも一方の回転速度を変更する。これにより、第１，第２基本波成分の周波数ｆｅ１，ｆｅ２の比が「ｆｅ１：ｆｅ２＝２Ｎ−１：６Ｍ」とならないようにする。そしてこれにより、インバータ母線高調波成分の周波数とスイッチ高調波成分の周波数との近接を回避する。

以上説明した本実施形態によっても、第２モータジェネレータ４０ｂのトルク変動の増加を抑制することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記第１０実施形態の図２７に示した処理の実行主体を、モータ制御装置５０に代えて、上位制御装置６０としてもよい。

・上記第１，第２実施形態の構成に代えて、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ及びコンバータキャリア周波数ｆｃｎｖの双方を可変設定することにより、各キャリア周波数ｆｉｎｖ，ｆｃｎｖの差の絶対値を所定値Δｆ以上としてもよい。

・図７のステップＳ１６において、ＤＣ母線高調波成分の周波数とスイッチ高調波成分の周波数とが近接しているか否かの判定手法を以下のように変更してもよい。高電圧検出部７４により検出された出力電圧ＶＨｒにフーリエ変換を施すことにより、母線電圧のスペクトルを推定する。また、Ｕ，Ｖ，Ｗ相ＰＷＭ信号ＧＵ，ＧＶ，ＧＷの少なくとも１つにフーリエ変換を施すことにより、ＰＷＭ信号のスペクトルを推定する。そして、これらスペクトルの推定結果からＤＣ母線高調波成分及びスイッチ高調波成分それぞれの周波数を取得する。そして、各ＤＣ母線高調波成分のうち振幅が所定振幅よりも大きくなるものの周波数と、各スイッチ高調波成分のうち振幅が所定振幅よりも大きくなるものの周波数との差の絶対値が所定値Δｆ未満であるか否かを判定する。

・制御システムにＤＣＤＣコンバータ２０の温度を検出するコンバータ温度検出部を備える。そして上記第３実施形態において、コンバータ温度検出部により検出されたコンバータ温度に基づいて、コンバータキャリア周波数ｆｃｎｖを可変設定してもよい。

・上記第３，第７実施形態で用いるインバータ温度は、温度検出部の検出値に限らず、所定の温度推定処理により推定された推定値であってもよい。

・ＤＣ母線高調波成分の推定手法としては、上記第８実施形態に例示したものに限らない。例えば、インダクタンスＬ、静電容量Ｃ及び負荷電流Ｉｏに基づいて算出されたＤＣ母線高調波成分の振幅及び周波数をメモリに予め記憶させておく。そして、ＤＣＤＣコンバータ２０の動作に応じてメモリの記憶情報を参照することにより、ＤＣ母線高調波成分のスペクトルを推定してもよい。また例えば、高電圧検出部７４により検出された出力電圧ＶＨｒにフーリエ変換を施すことにより、ＤＣ母線高調波成分のスペクトルを推定してもよい。

・インバータ母線高調波成分の振幅の推定手法としては、上記第８実施形態に例示したものに限らない。例えば、第１インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ１、第１指令変調率、及び変調方式と関係付けた振幅をメモリに予め記憶させておく。そして、第１インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ１、第１指令変調率、及び変調方式に基づいてメモリの記憶情報を参照することにより、インバータ母線高調波成分の振幅を推定してもよい。

また例えば、第１インバータ３０ａのスイッチングパターン又は相電圧を取得し、取得した値にフーリエ変換を施すことにより、インバータ母線高調波成分の振幅を推定してもよい。さらに例えば、高電圧検出部７４により検出された出力電圧ＶＨｒにフーリエ変換を施すことにより、インバータ母線高調波成分のスペクトルを推定してもよい。

・上記第８実施形態の上式（ｅｑ２）では、出力電圧ＶＨｒ及び入力電圧ＶＬｒに基づいてリアクトル２２に流れる電流を算出したがこれに限らず、リアクトル電流検出部７５の検出値を用いてもよい。

・上記第８実施形態の図２３において、第２インバータ３０ｂの温度検出値が閾値温度よりも高い場合、第２インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ２を低周波側に優先的に変更してもよい。

・上記第９実施形態において、第１インバータ３０ａのインバータ母線高調波成分及びＤＣ母線高調波成分の少なくとも一方と、第２インバータ３０ｂのスイッチ高調波成分とが近接していると判定された場合、第１インバータ３０ａの制御で用いられるパルスパターンを変更してインバータ母線高調波成分のスペクトルを変更してもよい。ここでは、スイッチ高調波成分の「６×ｆｅ１」の周波数を低減するようなパルスパターンに変更すればよい。

・上記第４，第５実施形態の構成に代えて、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖ、変調方式及び指令出力電圧ＶＨ＊のうち少なくとも２つを変更することにより、スイッチ高調波成分のスペクトルを変更してもよい。

・ＤＣＤＣコンバータとしては、昇圧コンバータに限らず、入力電圧を降圧して出力する降圧コンバータであってもよい。

・上記第８実施形態において、ＤＣＤＣコンバータ２０を除去し、バッテリ１０を第１，第２インバータ３０ａ，３０ｂの入力側に接続してもよい。この場合、スイッチ高調波成分の周波数と近接しているか否かの判定対象から、ＤＣ母線高調波成分の周波数が外れる。

・モータ制御システムとしては、３つ以上のインバータ及び各インバータに接続されたモータジェネレータを備えるシステムであってもよい。この場合、インバータ母線高調波成分のスペクトルの推定対象となるインバータは、複数であってもよい。また、この場合、ＤＣ母線高調波成分及びインバータ母線高調波成分それぞれの周波数との近接が回避されるようにインバータキャリア周波数が可変設定されるインバータは、複数であってもよい。

・キャリア信号としては、三角波信号に限らず、例えばのこぎり波信号であってもよい。

・モータジェネレータの制御量としては、トルクに限らず、例えば回転速度であってもよい。

・モータジェネレータとしては、同期機に限らず、例えば誘導機であってもよい。またモータジェネレータとしては、車載主機として用いられるものに限らず、電動パワーステアリング装置を構成する電動機等、他の用途に用いられるものであってもよい。

・上記第１，第２実施形態では、母線高調波成分の周波数をコンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとし、この周波数ｆｃｎｖとの近接の回避対象であるスイッチ高調波成分の周波数を、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖとしたがこれに限らない。例えば、母線高調波成分の周波数をコンバータキャリア周波数ｆｃｎｖとし、この周波数ｆｃｎｖとの近接の回避対象であるスイッチ高調波成分の周波数を、インバータキャリア周波数ｆｉｎｖの２以上の整数倍の周波数としてもよい。

２０…ＤＣＤＣコンバータ、３０…インバータ、４０…モータジェネレータ、５０…モータ制御装置。

Claims (2)

1. スイッチ（Ｓｃｐ，Ｓｃｎ，Ｓｕｐ〜Ｓｗｎ）のオンオフ操作により入力電圧を所定電圧に変換して出力する電力変換装置（２０，３０；２０，３０ａ，３０ｂ）を複数備えるシステムであって、前記各電力変換装置が母線（Ｌｐ，Ｌｎ）を介して互いに電気的に接続されているシステムに適用され、前記各電力変換装置を構成する前記スイッチをオンオフ操作する電力変換装置の制御装置（５０）において、
   前記各電力変換装置のうち、一部の電力変換装置を構成する前記スイッチのオンオフ操作に伴って前記母線の電圧に重畳する高調波成分である母線高調波成分の周波数と、残りの電力変換装置を構成する前記スイッチのスイッチングパターンに含まれる高調波成分であるスイッチ高調波成分の周波数とを所定値以上離間させるとの離間条件、並びに前記母線高調波成分の周波数と前記スイッチ高調波成分の周波数との差が前記所定値未満となる場合において前記母線高調波成分及び前記スイッチ高調波成分の少なくとも一方の振幅を低減するとの低減条件のうち少なくとも一方の条件を満たすように、前記一部の電力変換装置及び前記残りの電力変換装置のうち少なくとも一方の電力変換装置を構成する前記スイッチのオンオフ操作に用いられるキャリア信号の周波数を変更する電力変換装置の制御装置。
2. スイッチ（Ｓｃｐ，Ｓｃｎ，Ｓｕｐ〜Ｓｗｎ）のオンオフ操作により入力電圧を所定電圧に変換して出力する電力変換装置（２０，３０；２０，３０ａ，３０ｂ）を複数備えるシステムであって、前記各電力変換装置が母線（Ｌｐ，Ｌｎ）を介して互いに電気的に接続されているシステムに適用され、前記各電力変換装置を構成する前記スイッチをオンオフ操作する電力変換装置の制御装置（５０）において、
   前記各電力変換装置のうち、一部の電力変換装置を構成する前記スイッチのオンオフ操作に伴って前記母線の電圧に重畳する高調波成分である母線高調波成分の周波数と、残りの電力変換装置を構成する前記スイッチのスイッチングパターンに含まれる高調波成分であるスイッチ高調波成分の周波数とを所定値以上離間させるとの離間条件、並びに前記母線高調波成分の周波数と前記スイッチ高調波成分の周波数との差が前記所定値未満となる場合において前記母線高調波成分及び前記スイッチ高調波成分の少なくとも一方の振幅を低減するとの低減条件のうち少なくとも一方の条件を満たすように、前記一部の電力変換装置及び前記残りの電力変換装置のうち少なくとも一方の電力変換装置を構成する前記スイッチのスイッチング周波数を変更する電力変換装置の制御装置。

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