CN108696230B - 驱动装置和驱动系统 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及驱动装置和驱动系统。第一脉冲宽度调制控制是如下的控制：通过将基于用于马达的扭矩指令的相中的电压指令的调制波与载波电压比较来生成用于多个开关元件的第一脉冲宽度调制信号，并且执行所述多个开关元件的切换。第二脉冲宽度调制控制是如下的控制：基于基于扭矩指令的电压的调制因数和电压的相位和马达的电角度的每单位周期的脉冲数目来生成用于多个开关元件的第二脉冲宽度调制信号，并且执行多个开关元件的切换。电子控制单元被构造成以不规则时间间隔在第一脉冲宽度调制控制和第二脉冲宽度调制控制之间切换多个开关元件。

Description

驱动装置和驱动系统
技术领域
本发明涉及驱动装置和驱动系统，并且更特别地涉及包括马达和逆变器的驱动装置和驱动系统。
背景技术
在相关技术中，已经提出了一种类型的驱动装置(例如，参见日本未审专利申请公报No.2013-162660(JP 2013-162660A))，该驱动装置包括电马达和具有逆变器电路的电力转换装置，逆变器电路通过切换多个开关元件来驱动电马达，并且逆变器电路基于基于电马达的扭矩指令的电压的调制因数和电压的相位和所述电马达的一个电周期的脉冲数目来生成所述多个开关元件的脉冲信号以切换所述多个开关元件。在这样的驱动装置中，通过基于脉冲数目、调制因数和电压的相位来生成脉冲信号以使电力转换装置和电马达的总电力损失最小，来实现电力转换装置和电马达的总电力损失的减少。
发明内容
在驱动装置中，包含的电流谐波(电流谐波中按百分比具有大的含量的频率(次数))的变化可以是小的，并且，由电磁声音导致的噪声可能变大。特别地，当电马达被正常驱动时(当脉冲数目、调制因数和电压的相位大体上恒定时)，由电磁声音导致的噪声很可能变大。
根据本发明的驱动装置和驱动系统减少由电磁声音导致的噪音。
根据本发明的驱动装置和驱动系统采用以下构造。
本发明的示例方面是一种驱动装置，该驱动装置包括：马达；逆变器，所述逆变器被构造成通过切换多个开关元件来驱动马达；和电子控制单元，所述电子控制单元被构造成在第一脉冲宽度调制控制(第一PWM控制)和第二脉冲宽度调制控制(第二PWM控制)之间切换所述多个开关元件。第一PWM控制是如下控制：通过基于马达的扭矩指令的相中的电压指令的调制波与载波电压的比较来生成用于所述多个开关元件的第一脉冲宽度调制信号(第一PWM信号)，并且执行所述多个开关元件的切换；第二PWM控制是如下的控制：基于基于扭矩指令的电压的调制因数和电压的相位和马达的电角度的每单位周期的脉冲数目来生成用于多个开关元件的第二脉冲宽度调制信号(第二PWM信号)，并且执行所述多个开关元件的切换。电子控制单元被构造成以不规则时间间隔在第一PWM控制和第二PWM控制之间切换多个开关元件。本发明的示例方面是驱动装置的控制方法。驱动装置包括：马达；逆变器，所述逆变器通过切换多个开关元件来驱动所述马达；和电子控制单元。控制方法包括：通过电子控制单元，在第一PWM控制和第二PWM控制之间切换所述多个开关元件；通过电子控制单元，以不规则时间间隔在第一PWM控制和第二PWM控制之间切换所述多个开关元件。第一PWM控制是如下的控制：通过基于马达的扭矩指令的相中的电压指令的调制波与载波电压的比较来生成用于所述多个开关元件的第一PWM信号，并且执行所述多个开关元件的切换；第二PWM控制是如下的控制：基于基于扭矩指令的电压的调制因数和电压的相位和马达的电角度的每单位周期的脉冲数目来生成用于多个开关元件的第二脉冲宽度调制信号，并且执行所述多个开关元件的切换。
在根据本发明的驱动装置中，选择性地执行第一PWM控制和第二PWM控制，其中第一PWM控制是如下的控制：通过基于马达的扭矩指令的相中的电压指令的调制波与载波电压的比较来生成用于所述多个开关元件的第一PWM信号，并且执行所述多个开关元件的切换；并且第二PWM控制是如下的控制：基于基于扭矩指令的电压的调制因数和电压的相位和马达的电角度的每单位周期的脉冲数目来生成用于所述多个开关元件的第二PWM信号，并且选择性地执行所述多个开关元件的切换。以不规则的时间间隔执行切换到第一PWM控制和第二PWM控制。通过在第一PWM控制和第二PWM控制之间切换开关元件，可以改变所述多个开关元件被接通和关断的时间，并且可以以不规则时间间隔改变(分散)包含的电流谐波(电流谐波中按百分比具有大含量的频率(次数))。因此，通过以不规则时间间隔在第一PWN控制和第二PWM控制之间切换开关元件，能够以不规则时间间隔改变(分散)包含的电流谐波。因此，能够减少由于电磁声音导致的噪音。
第一PWM控制可以是同步脉冲宽度调制控制，并且电子控制单元可以被构造成将第一PWM控制中的载波电压的同步数目和第二PWM控制中的脉冲数目设定为同一值。因此，因为通过将同步数目和脉冲数目设定为同一值，可以在第一PWM控制和第二PWM控制之间进行切换时维持预定的脉冲数目，所以能够维持预定的可控性。电子控制单元可以被构造成设定脉冲数目，使得当执行第二PWM控制时的马达和逆变器的总损失最小。
第一PWM控制可以是同步脉冲宽度调制控制，并且电子控制单元可以被构造成：在用于生成用于所述多个开关元件的第一PWM信号的相的电压指令的调制波中的一个的零交叉点的时刻，将所述多个开关元件从第一PWM控制切换到第二PWM控制；并且在与用于所述多个开关元件的第二PWM信号对应的相的虚拟电压指令的调制波中的一个的零交叉点的时刻，将所述多个开关元件从第二PWM控制切换到第一PWM控制。根据该构造，能够克服在第一PWM控制和第二PWM控制之间切换时的马达的可控性的恶化。
第二PWM控制可以是如下的控制：生成用于所述多个开关元件的第二PWM信号，使得马达和逆变器的总损失被调节。第二PWM控制可以是如下的控制：生成用于所述多个开关元件的第二PWM信号，使得通过调节预定次数的谐波分量来调节所述总损失。
第二PWM控制可以是如下的控制：生成用于所述多个开关元件的第二PWM信号，使得预定次数的谐波分量被调节。
附图说明
以下将参考附图描述本发明的示例性实施例的特征、优点和技术及工业意义，在附图中，相同的附图标记指示相同的元件，并且其中：
图1是示意性图示安装了根据本发明的实施例的驱动装置的电动车辆的构造的图；
图2是图示当马达的扭矩指令Tm*具有给定值时当执行第一PWM控制时和当执行第二PWM控制时的电流谐波的按频率(次数)百分比的含量的示例的图；
图3是图示由电子控制单元执行的执行控制设定例程的示例的流程图；
图4是图示持续时间阈值表的示例的图；
图5是当执行第二PWM控制时的脉冲数目Np、马达损失Lm、逆变器损失Li和总损失Lsum之间的关系的示例的图；并且
图6是图示当执行第一PWM控制时的脉冲数目Np、马达损失Lm、逆变器损失Li和总损失Lsum之间的关系的示例的图。
具体实施方式
下文中，将参考附图描述本发明的实施例。
图1是示意性图示安装了根据本发明的实施例的驱动装置的电动车辆20的构造的图。如在图中所示，根据实施例的电动车辆20包括马达32、逆变器34、用作蓄电装置的电池36、升压转换器40和电子控制单元50。
马达32被构造为同步发电电动机，并且包括转子和定子，在转子中嵌有永磁体，在定子上缠绕有三相线圈。马达32的转子经由差速齿轮24被连接到驱动轴26，驱动轴26被连接到驱动轮22a和22b。
逆变器34被用于驱动所述马达32。逆变器34经由高电压侧上的电线42被连接到升压转换器40，并且包括六个晶体管T11至T16和与所述六个晶体管T11至T16并联连接的六个二极管D11至D16。晶体管T11至T16按两个晶体管一对地布置，以用作相对于高电压侧上的电线42的正电极线和负电极线的源侧和汇侧。组成晶体管T11至T16中的一对的晶体管之间的每个节点被连接到马达32的对应的三相线圈(U相、V相或W相)。因此，当电压被施加到逆变器34时，组成每一对的晶体管T11至T16的接通时间比由电子控制器50调节，由此旋转磁场被形成在三相线圈中并且马达32被旋转地驱动。平滑电容器46被附接到高电压侧上的电线42的正电极线和负电极线。
电池36被构造成例如锂离子二次电池或镍氢二次电池，并且经由低电压侧上的电线44被连接到升压转换器40。平滑电容器48被附接到低电压侧上的电线44的正电极线和负电极线。
升压转换器40被连接到高电压侧上的电线42和低电压侧上的电线44，并且包括两个晶体管T31和T32、与两个晶体管T31和T32并联连接的两个二级管D31和D32以及电抗器L。晶体管T31被连接到高电压侧上的电线42的正电极线。晶体管T32被连接到晶体管T31和高电压侧上的电线42和低电压侧上的电线44的负电极线。电抗器L被连接到晶体管T31和T31与低电压侧上的电线44的正电极线之间的节点。当通过电子控制单元50调节晶体管T31和T32的接通时间比时，升压转换器40使低电压侧上的电线44的电力升高并且将升高后的电力供应到高电压侧上的电线42，或者使高电压侧上的电线42的电力降低并且将降低后的电力供应到低电压侧上的电线44。
电子控制单元50被构造为微处理器，诸如CPU 52，并且除了CPU52以外还包括存储处理程序的ROM 56、临时存储数据的RAM 54以及输出和输入端口。来自各种传感器的信号经由输入端口被输入到电子控制单元50。输入到电子控制单元50的信号的示例包括来自检测马达32的转子的旋转位置的旋转位置传感器(例如，旋转变压器)32a的旋转位置θm和来自检测马达32的相中流动的电流的电流传感器32u和32v的相电流Iu和Iv。其示例进一步包括来自附接在电池36的端子之间的电压传感器36a的电压Vb和来自附接到电池36的输出端子的电流传感器36b的电流Ib。其示例进一步包括来自附接在电容器46的端子之间的电压传感器46a的电容器46(高电压侧上的电线42)的电压VH和来自附接在电容器48的端子之间的电压传感器48a的电容器48(低电压侧上的电线44)的电压VL。其示例进一步包括来自点火开关60的点火信号和来自检测档位杆61的操作位置的档位位置传感器62的档位位置SP。其示例进一步包括来自检测加速器踏板63的下压量的加速器踏板位置传感器64的加速器操作量Acc、来自检测制动器踏板65的下压量的制动器踏板位置传感器66的制动器踏板位置BP和来自车辆速度传感器68的车辆速度V。各种控制信号经由输出端口从电子控制单元50输出。从电子控制单元50输出的信号的示例包括用于晶体管T11至T16的切换控制信号和用于升压转换器40的晶体管T31和T32的切换控制信号。电子控制单元50基于来自旋转位置传感器32a的马达32的转子的旋转位置θm来计算马达32的电角度θe、角速度ωm和旋转速度Nm。电子控制单元50基于来自电流传感器36b的电池36的电流Ib的积分值来计算电池36的荷电状态SOC。荷电状态SOC指可以从电池36放出的电力容量与电池36的总容量的比。
在具有上述构造的根据实施例的电动车辆20中，电子控制单元50基于加速器操作量Acc和车辆速度V来设定驱动轴26所要求的要求扭矩Td*，将设定的要求扭矩Td*设定为马达32的扭矩指令Tm*，并且执行逆变器34的晶体管T11至T16的切换控制，使得马达32能根据扭矩指令Tm*而被驱动。电子控制单元50设定高电压侧上的电线42的目标电压VH*，使得马达32能根据扭矩指令Tm*而被驱动，并且执行升压转换器40的晶体管T31和T32的切换控制，使得高电压侧上的电线42的电压VH达到目标电压VH*。
以下将描述逆变器34的控制。在实施例中，假设执行控制被从第一脉冲宽度调制(PWM)控制和第二PWM控制设定，并且设定的执行控制被执行为逆变器34的控制。第一PWM控制是如下的控制：通过将载波电压(三角电压)与基于马达32的扭矩指令Tm*的相的电压指令的调制波Vu*、Vv*和Vw*比较来生成晶体管T11至T16的第一PWM信号，并且切换晶体管T11至T16，并且第一PWM控制被设定成实施例中的同步PWM控制和异步PWM控制中的同步PWM控制。第二PWM控制是如下的控制：基于基于马达32的扭矩指令Tm*的电压的调制因数Rm和电压的相位θp和马达32的电角度θe的每单位周期(实施例中一个周期)的脉冲数目来生成用于晶体管T11至T16的第二PWM信号，并且切换晶体管T11至T16。脉冲的数目Np对应于马达32的电角度θe的每单位周期(实施例中一个周期)的第一PWM控制中的载波电压的同步数目Ns。
在第一PWM控制中，在马达32的相(U相、V相和W相)的相电流Iu、Iv和Iw的总和是零值的前提下，电子控制单元50使用马达32的电角度θe将U相和V相的相电流Iu和Iv坐标转换(三-二相转换)成d轴和q轴的电流Id和Iq，并且基于马达32的扭矩指令Tm*设定d轴和q轴的电流指令Id*和Iq*。因此，电子控制单元50使用d轴和q轴的电流指令Id*和Iq*与电流Id和Iq来设定d轴和q轴的电压指令Vd*和Vq*。电子控制单元50使用马达32的电角度θe来将d轴和q轴的电压指令Vd*和Vq*坐标转换(二-三相转换)成相的电压指令的调制波Vu*、Vv*和Vw*，并且通过将载波电压与相的电压指令的调制波Vu*、Vv*和Vw*比较来生成用于晶体管T11至T16的第一PWM信号。然后，电子控制单元50使用用于晶体管T11至T16的第一PWM信号来执行晶体管T11至T16的切换。
在第二PWM控制中，类似于第一PWM控制，电子控制单元50设定d轴和q轴的电压指令Vd*和Vq*，并且基于d轴和q轴的电压指令Vd*和Vq*来设定调制因数Rm和电压的相位θp。调制因数Rm可以通过将d轴的电压指令Vd*的平方和q轴的电压指令Vq*的平方的和的平方根除以高电压侧上的电线42的电压VH而获得。电压的相位θp可以被获得作为具有d轴和q轴的电压指令Vd*和Vq*作为分量的向量相对于q轴的角度。因此，电子控制单元50基于调制因数Rm、电压的相位θp和脉冲数目Np来设定切换电角度θsw和切换模式Psw，并且基于切换电角度θsw和切换模式Psw来生成用于晶体管T11至T16的第二PWM信号。切换电角度θsw是如下的电角度θe，通过所述电角度θe，马达32的相中的一个相的晶体管(例如，U相的晶体管T11和T14)的接通和关断被切换。切换模式Psw是指示晶体管T11至T16的接通和关断的组合的模式，并且以下模式Psw0至Psw7被使用。切换电角度θsw的数目和切换模式Psw的数目对应于马达32的电角度θe的每单位周期的Nsw(＝脉冲数目Np×两次×三相)。“×两次”意味着使每个脉冲的上升(从关断到接通)和下降(从接通到关断)所要求的脉冲Np的数目加倍。“×三相”意味着使所要求的单个相变为三倍，因为马达32是三相马达。当以此方式生成用于晶体管T11至T16的第二PWM信号时，使用用于晶体管T11至T16的第二PWM信号执行晶体管T11至T16的切换。Psw0：所有晶体管T11至T13被关断并且所有晶体管T14至T16被接通。Psw1：晶体管T11、T12和T16被关断并且晶体管T13、T14和T15被接通。Psw2：晶体管T11、T13和T13被关断并且晶体管T12、T14和T16被接通。Psw3：晶体管T11、T15和T16被关断并且晶体管T12、T13和T14被接通。Psw4：晶体管T11、T15和T16被接通并且晶体管T12、T13和T14被关断。Psw5：晶体管T11、T13和T13被接通并且晶体管T12、T14和T16被关断。Psw6：晶体管T11、T12和T16被接通并且晶体管T13、T14和T15被关断。Psw7：所有晶体管T11至T13被接通并且所有晶体管T14至T16被关断。
以下将描述第一PWM控制的同步数目Ns和第二PWM控制的脉冲数目Np。在实施例中，假设同步数目Ns基于马达32的旋转速度Nm而设定，并且同步数目Ns被设定为脉冲数目Np。随着同步数目Ns或脉冲数目Np增大，马达32的可控性提高并且马达32的损失Lm减小，但是晶体管T11至T16的切换操作的数目增大并且逆变器34的损失Li增大。基于此，在实施例中，设定同步数目Ns(脉冲数目Np)，在该同步数目Ns，马达32的损失Lm和逆变器34的损失Li的总损失Lsum在马达32的可控性可被一定程度确保的范围内尽可能小。通过设定同步数目Ns和脉冲数目Np为同一值，在第一PWM控制和第二PWM控制之间的切换期间，可以维持预定数目的脉冲并且可以维持马达32的可控性。
以下将描述生成第二PWM控制中的第二PWM信号(马达32的电角度θe的每单位周期的一组Nsw切换电角度θsw[1](i:1至Nsw)和切换模式Psw[i])的方法。在实施例中，生成用于第二PWM信号的多个候选，使得调制因数Rm和电压的相位θp的条件被满足，并且基于脉冲数目Np从用于第二PWM信号的多个候选来选择和生成第二PWM信号。下文中，将描述从用于第二PWM信号的多个候选选择和生成第二PWM信号的处理的细节。
当生成(从用于第二PWM信号的多个候选选择)第二PWM信号，使得使用由“f(ωm·t)＝-f(ωm·t+π)”表达的半波对称被展示的约束条件(其中“ωm”表示马达32的转子的角速度并且“t”表示时间)时，第二PWM信号f(θe)可以使用傅立叶级数展开由方程(1)表达，其中θe表示马达32的电角度。通过使用这些约束条件，能够获得偶数次谐波分量的消除或者控制的简化。在方程(1)中，“n”表示谐波分量的次数，次数为1、3、5、7…(奇数)，并且“M”表示马达32的电角度θe的每半个周期的晶体管的切换操作的数目(其中在基准电角度(例如，0°或180°)的切换被排除)。切换操作数目M由“M＝Np-1”表达，其中“Np”表示马达32的电角度θe的每单位周期(实施例中一个周期)的脉冲数目。在方程(1)中，“θsw[m]”表示晶体管的第m(m：1至M)个切换电角度，“an”表示傅里叶余弦系数，“bn”表示傅里叶正弦系数，并且“a0”表示DC分量。每个次数的谐波分量的振幅Cn和每个次数的谐波分量的相n可以从方程(1)中的傅里叶余弦系数an和傅里叶正弦系数bn由方程(2)表达。
Figure BDA0001622371770000101
Figure BDA0001622371770000102
Figure BDA0001622371770000103
除了半波对称以外，还可以使用生成(从用于第二PWM信号的多个候选选择)第二PWM信号以具有由“f(ωm·t)＝f(π-ωm·t)”表达的奇对称的约束条件。通过使用该约束条件，能够消除谐波的正弦分量。在该情形中，“n”表示1、5、7、11…(不是3的倍数的奇数)，并且“M”表示马达32的电角度θe的每四分之一周期的晶体管的切换操作数目(其中基准电角度处的切换被排除)，由此形成“M＝(Np-1)/2”。
在实施例中，使次数的谐波分量的和减少的方法被当成生成第二PWM信号(从用于第二PWM信号的多个候选选择第二PWM信号)的方法。马达32的损失Lm中的芯损失Wi由来自斯坦梅茨的实验公式的方程(3)表达。在方程(3)中，“Wh”表示迟滞损失，“We”表示涡电流损失，“Kh”表示迟滞损失因数，“Bm”表示磁通密度，“fm”表示马达32的旋转磁通频率，并且“Ke”表示涡电流损失因数。
Figure BDA0001622371770000111
当注意在马达32的总芯损失Wi中具有高的比的涡电流损失We并且马达32的相电位被定义为“Vm”时，通过将马达的相电位Vm除以旋转磁通频率fm获得的值(Vm/fm)通常具有比例关系并且因此可以推导出方程(4)。在方程(4)中，当涡电流损失因数Ke(常数)被忽略时，次数n的旋转磁通频率fm被次数n替代，次数n的马达32的相电位被定义为“Vmn”，并且被认为减小或增大损失的最大次数是‘N’(例如，第107次)，次数的谐波分量的和可以由方程(5)表达。当旨在减小马达32的损失Lm时，可以减小方程(5)的值。次数n的马达32的相电位Vmn指次数n的谐波分量的振幅Cn并且因此可以减小方程(6)的值。
Figure BDA0001622371770000112
Figure BDA0001622371770000113
Figure BDA0001622371770000114
当第二PWM信号f(θe)被从用于由方程(1)表达的第二PWM信号的多个候选设定以减小方程(6)的值时，能够减小次数的谐波分量的和并且减小马达32的损失Lm。优选地，方程(1)中的第二PWM信号f(θe)被从用于第二PWM信号的多个候选设定以使方程(6)的值最小。在方程(1)中，值零被设定为“a1”以将一个维度的基本波相设定为0°。
考虑以上描述，用于第二PWM信号的多个候选(马达32的电角度θe的每单位周期的一组Nsw切换电角度θsw[i](i:1至Nsw)和切换模式Psw[i])基于调制因素Rm和电压的相位θp通过计算或使用映射来生成，并且基于脉冲数目从用于第二PWM信号的多个候选选择和生成第二PWM信号。作为该方法的替代，可以采用这样方法：通过将调制因数Rm、电压的相位θp和脉冲数目Np应用到一个映射来直接生成第二PWM信号，在所述一个映射中，限定调制因数Rm、电压的相位θp、脉冲数目Np和第二PWM信号之间的关系。
图2是图示当用于马达32的扭矩指令Tm*具有给定值时在执行第一PWM控制之际和在执行第二PWM控制之际的电流谐波的按频率(次数)百分比的含量的示例的图。图2的上部图示执行第一PWM控制的情形并且图2的下部图示执行第二PWM控制的情形。如能从图2的上部和图2的下部看到的，包含的电流谐波(电流谐波中按百分比具有大含量的频率(次数))在执行第一PWM控制时和在执行第二PWM控制时之间是不同的。这是因为第一PWM控制中的第一PWM信号的波形与第二PWM控制中的第二PWM信号的波形不同，并且晶体管T11至T16被接通和关断的时刻不同。
以下将描述具有上述构造的根据实施例的电动车辆20的操作，特别地，将描述当逆变器34的执行控制被设定到第一PWM控制和第二PWM控制中的一个时的操作。图3是图示由电子控制单元50执行的执行控制设定例程的示例的流程图。该例程被重复地执行。
当执行图3中图示的执行控制设定例程时，电子控制单元50的CPU52确定例程是否首先在电流跳闸(从点火接通至点火关断)中被执行(步骤S100)，并且当确定例程首先在电流跳闸中被执行时将第一PWM控制设定为执行控制(S110)。
因此，值1被设定为数目k的初始值(步骤S120)，使用数目k和持续时间阈值表来设定持续时间阈值Cref(步骤S130)，并且将持续时间计数C重新设定到值0(步骤S140)。这里，持续时间阈值Cref是与第一PWM控制或第二PWM控制中执行控制被持续执行的时间对应的计数数值。持续时间阈值表是指示数目k和持续时间阈值Cref之间的关系的表。在图4中图示持续时间阈值表的示例。如在图中所示，持续时间阈值Cref被设定成每当数目k以数值1增大时不规则地变化。持续时间阈值Cref可以通过将数目k应用到持续时间阈值表来设定。持续时间计数C是与在第一次执行例程时或者在其后被切换之后在执行控制被设定之后流逝的时间对应的计数数值。当在步骤S100中确定例程不是首先在电流跳闸中被执行时，不执行步骤S110至S140的处理。
然后，持续时间计数C被增大值1(步骤S150)，将持续时间计数C与持续时间阈值Cref比较(步骤S160)，当持续时间计数C小于持续时间阈值Cref时执行控制被维持，并且然后标志设定处理结束。
当在步骤S160中确定持续时间计数C等于或大于持续时间阈值Cref时，确定当前执行控制是第一PWM控制还是第二PWM控制(步骤S180)。然后，当当前执行控制是第一PWM控制时，在用于生成用于晶体管T11至T16的第一PWM信号的相的电压指令的调制波Vu*、Vv*和Vw*中的一个的零交叉点的时刻，执行控制被切换到第二PWM控制。另一方面，当当前执行控制是第二PWM控制时，在与用于晶体管T11至T16的第二PWM信号对应的相的虚拟电压指令的调制波中的一个的零交叉点的时刻，执行控制被切换到第一PWM控制。在第二PWM控制中，因为第二PWM信号基于调制因数Rm、电压的相位θp和脉冲数目Np直接生成，并且相的电压指令的调制波Vu*、Vv*和Vw*未被使用，不像第一PWM控制，所以相的虚拟电压指令的调制波被认为与相的电压指令的调制波Vu*、Vv*和Vw*对应。相的虚拟电压指令的调制波中的一个的零交叉点的时刻可以被获得作为当假设第二PWM控制的相的实际输出的瞬时平均电压(基波)通过第一PWM控制输出时被认为必要的电压指令的调制波。
以该方式，当执行控制被从第一PWM控制切换到第二PWM控制时，通过在用于生成用于晶体管T11至T16的第一PWM信号的相的电压指令的调制波Vu*、Vv*和Vw*中的一个的零交叉点的时刻执行切换，并且当执行控制被从第二PWM控制切换到第一PWM控制时，通过在与用于晶体管T11至T16的第二PWM信号对应的相的虚拟电压指令的调制波中的一个的零交叉点的时刻执行切换，能够减少在第一PWM控制和第二PWM控制之间切换时马达32的可控性的恶化。为了平稳地执行第一PWM控制和第二PWM控制之间的切换(第一PWM信号和第二PWM信号之间的切换)，例如，可设想的是，与执行控制是第一PWM控制还是第二PWM控制无关地正常地生成第一PWM信号和第二PWM信号。当持续时间计数C等于或者大于比持续时间阈值Cref稍小的阈值Cref2(＝Cref-α)时，也可以设想的是，当当前执行控制是第一PWM控制时，将开始第二PWM信号的生成，并且当当前执行控制是第二PWM控制时，将开始第一PWM信号的生成。
然后，数目k被以值1增大和更新(步骤S230)，类似于步骤S130和S140的处理，使用数目k和持续时间阈值表(见图4)来设定持续时间阈值Cref(步骤S240)，持续时间计数C被重新设定为值0(步骤S250)，并且然后例程结束。
通过重复地执行例程，以不规则变化的持续时间阈值Cref的时间间隔切换执行控制。如上所述，第一PWM控制和第二PWM控制彼此不同之处在于晶体管T11至T16被接通和关断的时间以及电流谐波中按百分比具有大容量的包含电流谐波(频率(次数))。相应地，通过以不规则变化的持续时间阈值Cref的时间间隔切换执行控制，能够以不规则时间间隔改变(分散)包含的电流谐波并且减少由于电磁声音导致的噪音。
在安装在根据实施例的电动车辆20中的驱动装置中，逆变器34的执行控制以不规则时间间隔、在第一PWM控制和第二PWM控制之间切换。因此，能够以不规则时间间隔改变(分散)包含电流谐波(电流谐波中按百分比具有大含量的频率(次数))。因此，能够减少由于电磁声音导致的噪音。
在安装在根据实施例的电动车辆20中的驱动装置中，生成第二PWM控制中的用于晶体管T11至T16的第二PWM信号，使得通过使预定次数的谐波分量减小(例如，最小)可以使马达32和逆变器34的总损失Lsum减小(例如，最小)。然而，第二PWM信号可以被生成，使得通过使预定次数的谐波分量增加(例如，最大化)使马达32和逆变器34的总损失增加(例如，最大化)。
在安装在根据实施例的电动车辆20中的驱动装置中，生成第二PWM控制中用于晶体管T11至T16的第二PWM信号，使得通过使预定次数的谐波分量减小可以使马达32和逆变器34的总损失Lsum减小。然而，可以生成第二PWM信号，使得预定次数的谐波分量被减小而不论马达32和逆变器34的总损失Lsum是否被增大或减小，或者可以生成第二PWM信号，使得马达32和逆变器34的总损失Lsum被减小而不论预定次数的谐波分量是否被增大或减小。
在安装在根据实施例的电动车辆20中的驱动装置中，关于第一PWM控制中的同步数目Ns和在第二PWM控制中的脉冲数目Np，同步数目Ns基于马达32的旋转速度Nm来设定并且同步数目Ns被设定为脉冲数目Np。然而，脉冲数目Np可以基于马达32的操作点(旋转速度Nm和扭矩指令Tm*)来设定，并且脉冲数目Np可以被设定为同步数目Ns。在该情形中，可以设定脉冲数目Np，使得马达32和逆变器34的总损失Lsum最小。图5是当执行第一PWM控制时的脉冲数目Np、马达32的损失Lm、逆变器34的损失Li(切换损失)和总损失Lsum(＝Lm+Li)之间的关系的示例的图。该关系取决于马达32的操作点而变化。如从图5可见，逆变器34的损失Li随着脉冲数目Np增大而增大，并且马达32的损失Lm随着脉冲数目Np减小的增大。前者是因为T11至T16的切换操作的数目随着脉冲数目Np的增大而增大，后者是因为马达32的波纹电流随着脉冲数目Np减小而增大。在图5中，数值Np1(当执行第二PWM控制时的总损失Lsum被利用所述数值NP1最小)可以被设定为脉冲数目Np。
在该修改示例中，可以设定脉冲数目Np，使得基于马达32的操作点(旋转速度Nm和扭矩指令Tm*)来使总损失Lsum最小，并且脉冲数目Np被设定为同步数目Ns。然而，可以设定同步数目Ns，使得基于马达32的操作点来使当执行第一PWM控制时的总损失Lsum最小，并且同步数目Ns可以被设定为脉冲数目Np。图6是图示当执行第一PWM控制时的同步数目Ns、马达32的损失Lm、逆变器34的损失Li和总损失Lsum之间的关系的示例的图。该关系取决于马达32的操作点而变化。在图6中，当执行第二PWM控制时的同步数目Ns、马达32的损失Lm、逆变器34的损失Li和总损失Lsum之间的关系(与图5中所示相同的关系)也通过虚线来描述。逆变器34的损失Li在第一PWM控制和第二PWM控制中相同。在图6中，值Ns1(当第一PWM控制被执行时的总损失Lsum被利用所述数值Ns1最小)可以被设定为同步数目Ns。
作为其(图5和图6)替代，同步数目Ns和脉冲数目Np可以被设定为同一值，例如，使得当第一PWM控制被执行时的总损失Lsum和当第二PWM控制被执行时的总损失Lsum的和最小。
在安装在根据实施例的电动车辆20中的驱动装置中，第一PWM控制中的载波电压的同步数目Ns和第二PWM控制中的脉冲数目Np被设定成同一值，但是同步数目Ns和脉冲数目Np可以被设定为不同值。例如，同步数目Ns可以被设定为上述值Ns1(见图6)并且脉冲数目Np可以被设定为上述值Np1(见图5)。
在安装在根据实施例的电动车辆20中的驱动装置中，第一PWM控制被设定成同步PWM控制和异步PWM控制中的同步PWM控制，但可以被设定为异步PWM控制。
在安装在根据实施例的电动车辆20中的驱动装置中，当执行控制被从第一PWM控制切换到第二PWM控制时，在用于生成用于晶体管T11至T16的第一PWM信号的相的电压指令的调制波Vu*、Vv*和Vw*中的一个的零交叉点的时刻执行切换，但是可以与所述时刻无关地执行切换。在实施例中，当执行控制被从第二PWM控制切换到第一PWM控制时，在与用于晶体管T11至T16的第二PWM信号对应的相的虚拟电压指令的调制波中的一个的零交叉点的时刻执行切换，但是可以与所述时刻无关地执行切换。
在安装在根据实施例的电动车辆20中的驱动装置中，电池36被用作蓄电装置，但是可以使用电容器替代电池36。
在安装在根据实施例的电动车辆20中的驱动装置中，升压转换器40被设置在电池36和逆变器34之间，但是可以不设置升压转换器40。
在实施例中，采用驱动装置被安装在电动车辆20中的构造。然而，只要驱动装置包括马达、逆变器和蓄电装置，可以采用驱动装置被安装在混合动力车辆中的构造或者驱动装置被安装在不能移动的设备诸如建筑设备中的构造。
以下将描述实施例的主要元件和发明内容中描述的本发明的主要元件之间的对应关系。在实施例中，马达32对应于“马达”，逆变器34对应于“逆变器”，并且电子控制单元50对应于“控制器”。
实施例的主要元件和发明内容中描述的本发明的主要元件之间的对应关系不限制在发明内容中描述的本发明的元件，因为实施例是用于具体描述在发明内容中描述的本发明的方面的示例。也就是说，应注意的是，在发明内容中描述的本发明需要基于发明内容的描述来分析，并且实施例仅是发明内容中描述的本发明的具体示例。
尽管以上已经参考实施例描述了本发明的方面，但是实施例仅是本发明的具体示例。本发明不限于实施例，并且可以在不背离本发明的精神的情况下被以各种形式修改。
本发明能够被应用到制造驱动装置的产业。

Claims (7)

1.一种驱动装置，其特征在于包括：
马达；
逆变器，所述逆变器被构造成通过切换多个开关元件来驱动所述马达；和
电子控制单元，所述电子控制单元被构造成在第一脉冲宽度调制控制和第二脉冲宽度调制控制之间切换所述多个开关元件，
其中，所述第一脉冲宽度调制控制是如下的控制：通过基于用于所述马达的扭矩指令的相中的电压指令的调制波与载波电压的比较来生成用于所述多个开关元件的第一脉冲宽度调制信号，并且执行所述多个开关元件的切换，并且所述第一脉冲宽度调制控制是同步脉冲宽度调制控制，
所述第二脉冲宽度调制控制是如下的控制：基于所述扭矩指令的电压的调制因数和电压的相位和所述马达的电角度的每单位周期的脉冲数目来生成用于所述多个开关元件的第二脉冲宽度调制信号，并且执行所述多个开关元件的切换，
所述电子控制单元被构造成以不规则时间间隔在所述第一脉冲宽度调制控制和所述第二脉冲宽度调制控制之间切换所述多个开关元件，并且
所述电子控制单元被构造成：
在用于生成用于所述多个开关元件的所述第一脉冲宽度调制信号的相的电压指令的调制波中的一个调制波的零交叉点的时间处，将所述多个开关元件从所述第一脉冲宽度调制控制切换到所述第二脉冲宽度调制控制；并且
在与用于所述多个开关元件的所述第二脉冲宽度调制信号对应的相的虚拟电压指令的调制波中的一个调制波的零交叉点的时间处，将所述多个开关元件从所述第二脉冲宽度调制控制切换到所述第一脉冲宽度调制控制。
2.根据权利要求1所述的驱动装置，其特征在于：
所述第一脉冲宽度调制控制是同步脉冲宽度调制控制，并且
所述电子控制单元被构造成将所述第一脉冲宽度调制控制中的所述载波电压的同步数目和所述第二脉冲宽度调制控制中的所述脉冲数目设定成同一值。
3.根据权利要求2所述的驱动装置，其特征在于，所述电子控制单元被构造成设定所述脉冲数目，使得当执行所述第二脉冲宽度调制控制时的所述马达和所述逆变器的总损失最小。
4.根据权利要求1至3中的任一项所述的驱动装置，其特征在于，所述第二脉冲宽度调制控制是如下的控制：生成用于所述多个开关元件的所述第二脉冲宽度调制信号，使得所述马达和所述逆变器的总损失被调节。
5.根据权利要求4所述的驱动装置，其特征在于，所述第二脉冲宽度调制控制是如下的控制：生成用于所述多个开关元件的所述第二脉冲宽度调制信号，使得通过调节预定次数的谐波分量来调节所述总损失。
6.根据权利要求1至3中的任一项所述的驱动装置，其特征在于，所述第二脉冲宽度调制控制是如下的控制：生成用于所述多个开关元件的所述第二脉冲宽度调制信号，使得预定次数的谐波分量被调节。
7.一种驱动装置的控制方法，
所述驱动装置包括马达、通过切换多个开关元件来驱动所述马达的逆变器和电子控制单元，
所述控制方法的特征在于包括：
通过所述电子控制单元，在第一脉冲宽度调制控制和第二脉冲宽度调制控制之间切换所述多个开关元件，
所述第一脉冲宽度调制控制是如下的控制：通过基于用于所述马达的扭矩指令的相中的电压指令的调制波与载波电压的比较来生成用于所述多个开关元件的第一脉冲宽度调制信号，并且执行所述多个开关元件的切换，并且所述第一脉冲宽度调制控制是同步脉冲宽度调制控制，
所述第二脉冲宽度调制控制是如下的控制：基于所述扭矩指令的电压的调制因数和电压的相位和所述马达的电角度的每单位周期的脉冲数目来生成用于所述多个开关元件的第二脉冲宽度调制信号，并且执行所述多个开关元件的切换；
通过所述电子控制单元，以不规则时间间隔在所述第一脉冲宽度调制控制和所述第二脉冲宽度调制控制之间切换所述多个开关元件，
在用于生成用于所述多个开关元件的所述第一脉冲宽度调制信号的相的电压指令的调制波中的一个调制波的零交叉点的时间处，通过所述电子控制单元将所述多个开关元件从所述第一脉冲宽度调制控制切换到所述第二脉冲宽度调制控制；并且
在与用于所述多个开关元件的所述第二脉冲宽度调制信号对应的相的虚拟电压指令的调制波中的一个调制波的零交叉点的时间处，通过所述电子控制单元将所述多个开关元件从所述第二脉冲宽度调制控制切换到所述第一脉冲宽度调制控制。
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