JP2018182858A

JP2018182858A - 駆動装置

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Publication number: JP2018182858A
Application number: JP2017077312A
Authority: JP
Inventors: 敏洋山本; Toshihiro Yamamoto; 山田　堅滋; Katashige Yamada; 堅滋山田
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2017-04-10
Filing date: 2017-04-10
Publication date: 2018-11-15
Anticipated expiration: 2037-04-10
Also published as: US10396698B2; CN108696230B; US20180294761A1; JP6838469B2; CN108696230A

Abstract

【課題】電磁音による騒音を低減する。
【解決手段】モータのトルク指令に基づく各相の電圧指令の変調波と搬送波電圧との比較により複数のスイッチング素子の第１ＰＷＭ信号を生成して複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう第１ＰＷＭ制御と、トルク指令に基づく電圧の変調率および電圧位相とモータの電気角の単位周期当たりのパルス数とに基づいて複数のスイッチング素子の第２ＰＷＭ信号を生成して複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう第２ＰＷＭ制御と、を切り替えて実行する。そして、第１ＰＷＭ制御と第２ＰＷＭ制御とを不規則な時間間隔毎に切り替える。
【選択図】図３

Description

本発明は、駆動装置および自動車に関し、詳しくは、モータとインバータとを備える駆動装置に関する。

従来、この種の駆動装置としては、電動機と、複数のスイッチング素子のスイッチングにより電動機を駆動するインバータ回路を有する電力変換装置と、を備える駆動装置において、電動機の電気１周期のパルス数と、電動機のトルク指令に基づく電圧の変調率および電圧位相と、に基づいて複数のスイッチング素子のパルス信号を生成して複数のスイッチング素子のスイッチングを行なうものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。この駆動装置では、パルス数と変調率と電圧位相とに基づいて電力変換装置および電動機の合計電力損失が最小となるようにパルス信号を生成することにより、合計電力損失の低減を図っている。

特開２０１３−１６２６６０号公報

上述の駆動装置では、含有する電流高調波（電流高調波における含有率の大きい周波数（次数））の変化が小さく、電磁音による騒音が大きくなる場合がある。特に、電動機を定常駆動するとき（パルス数と変調率と電圧位相とが略一定のとき）に、電磁音による騒音が大きくなりやすい。

本発明の駆動装置は、電磁音による騒音を低減することを主目的とする。

本発明の駆動装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明の駆動装置は、
モータと、
複数のスイッチング素子のスイッチングによって前記モータを駆動するインバータと、
前記モータのトルク指令に基づく各相の電圧指令の変調波と搬送波電圧との比較により前記複数のスイッチング素子の第１ＰＷＭ信号を生成して前記複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう第１ＰＷＭ制御と、前記トルク指令に基づく電圧の変調率および電圧位相と前記モータの電気角の単位周期当たりのパルス数とに基づいて前記複数のスイッチング素子の第２ＰＷＭ信号を生成して前記複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう第２ＰＷＭ制御と、を切り替えて実行する制御装置と、
を備える駆動装置であって、
前記制御装置は、前記第１ＰＷＭ制御と前記第２ＰＷＭ制御とを不規則な時間間隔毎に切り替える、
ことを要旨とする。

この本発明の駆動装置では、モータのトルク指令に基づく各相の電圧指令の変調波と搬送波電圧との比較により複数のスイッチング素子の第１ＰＷＭ信号を生成して複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう第１ＰＷＭ制御と、トルク指令に基づく電圧の変調率および電圧位相とモータの電気角の単位周期当たりのパルス数とに基づいて複数のスイッチング素子の第２ＰＷＭ信号を生成して複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう第２ＰＷＭ制御と、を切り替えて実行する。そして、第１ＰＷＭ制御と第２ＰＷＭ制御とを不規則な時間間隔毎に切り替える。第１ＰＷＭ制御と第２ＰＷＭ制御とを切り替えることにより、複数のスイッチング素子をオンオフするタイミングを変化させることができ、含有する電流高調波（電流高調波における含有率の大きい周波数（次数））を変化させることができる。したがって、第１ＰＷＭ制御と第２ＰＷＭ制御とを不規則な時間間隔毎に切り替えることにより、含有する電流高調波を不規則な時間間隔毎に変化させる（拡散させる）ことができる。この結果、電磁音による騒音を低減することができる。

こうした本発明の駆動装置において、前記第１ＰＷＭ制御は、同期ＰＷＭ制御であり、前記制御装置は、前記第１ＰＷＭ制御における前記搬送波電圧の同期数と、前記第２ＰＷＭ制御における前記パルス数と、を同一の値とするものとしてもよい。同期数やパルス数が少ないほどインバータの損失（スイッチング損失）が低減するが、モータの損失は増加し、制御性は悪化するため、同期数とパルス数とを同一の値とすることにより、第１ＰＷＭ制御と第２ＰＷＭ制御とを切り替える際に、所望のパルス数を維持することができるため、所望の制御性を維持することができる。この場合、前記制御装置は、前記第２ＰＷＭ制御を実行するときの前記モータおよび前記インバータの合計損失が最小となるように前記パルス数を設定するものとしてもよい。

本発明の駆動装置において、前記第１ＰＷＭ制御は、同期ＰＷＭ制御であり、前記制御装置は、前記第１ＰＷＭ制御から前記第２ＰＷＭ制御に切り替える際には、前記複数のスイッチング素子の第１ＰＷＭ信号の生成に用いる各相の電圧指令の変調波のうちの何れかのゼロクロスのタイミングで切り替え、前記第２ＰＷＭ制御から前記第１ＰＷＭ制御に切り替える際には、前記複数のスイッチング素子の第２ＰＷＭ信号に対応する各相の仮想的な電圧指令の変調波のうちの何れかのゼロクロスのタイミングで切り替えるものとしてもよい。こうすれば、第１ＰＷＭ制御と第２ＰＷＭ制御との切替時のモータの制御性の低下を抑制することができる。

本発明の駆動装置において、前記第２ＰＷＭ制御は、前記モータおよび前記インバータの合計損失が調節されるように前記複数のスイッチング素子の第２ＰＷＭ信号を生成する制御であるものとしてもよい。この場合、前記第２ＰＷＭ制御は、所望の次数の高調波成分が調節されることによって前記合計損失が調節されるように前記複数のスイッチング素子の第２ＰＷＭ信号を生成する制御であるものとしてもよい。

本発明の駆動装置において、前記第２ＰＷＭ制御は、所望の次数の高調波成分が調節されるように前記複数のスイッチング素子の第２ＰＷＭ信号を生成する制御であるものとしてもよい。

本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊が或る値で、第１ＰＷＭ制御を実行するときおよび第２ＰＷＭ制御を実行するときの電流高調波の各周波数（次数）の含有率の一例を示す説明図である。電子制御ユニット５０により実行される実行用制御設定ルーチンの一例を示すフローチャートである。継続時間閾値テーブルの一例を示す説明図である。第２ＰＷＭ制御を実行するときのパルス数Ｎｐとモータ３２の損失Ｌｍ，インバータ３４の損失Ｌｉ，合計損失Ｌｓｕｍとの関係の一例を示す説明図である。第１ＰＷＭ制御を実行するときのパルス数Ｎｐとモータ３２の損失Ｌｍ，インバータ３４の損失Ｌｉ，合計損失Ｌｓｕｍとの関係の一例を示す説明図である。

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。

図１は、本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車２０は、図示するように、モータ３２と、インバータ３４と、蓄電装置としてのバッテリ３６と、昇圧コンバータ４０と、電子制御ユニット５０と、を備える。

モータ３２は、同期発電電動機として構成されており、永久磁石が埋め込まれた回転子と、三相コイルが巻回された固定子と、を備える。このモータ３２の回転子は、駆動輪２２ａ，２２ｂにデファレンシャルギヤ２４を介して連結された駆動軸２６に接続されている。

インバータ３４は、モータ３２の駆動に用いられる。このインバータ３４は、高電圧側電力ライン４２を介して昇圧コンバータ４０に接続されており、６つのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６と、６つのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のそれぞれに並列に接続された６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６と、を有する。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６は、それぞれ、高電圧側電力ライン４２の正極側ラインと負極側ラインとに対してソース側とシンク側になるように２個ずつペアで配置されている。また、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の対となるトランジスタ同士の接続点の各々には、モータ３２の三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のコイル）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用しているときに、電子制御ユニット５０によって、対となるトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合が調節されることにより、三相コイルに回転磁界が形成され、モータ３２が回転駆動される。高電圧側電力ライン４２の正極側ラインと負極側ラインとには、平滑用のコンデンサ４６が取り付けられている。

バッテリ３６は、例えばリチウムイオン二次電池やニッケル水素二次電池として構成されており、低電圧側電力ライン４４を介して昇圧コンバータ４０に接続されている。低電圧側電力ライン４４の正極側ラインと負極側ラインとには、平滑用のコンデンサ４８が取り付けられている。

昇圧コンバータ４０は、高電圧側電力ライン４２と低電圧側電力ライン４４とに接続されており、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２と、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２のそれぞれに並列に接続された２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２と、リアクトルＬと、を有する。トランジスタＴ３１は、高電圧側電力ライン４２の正極側ラインに接続されている。トランジスタＴ３２は、トランジスタＴ３１と、高電圧側電力ライン４２および低電圧側電力ライン４４の負極側ラインと、に接続されている。リアクトルＬは、トランジスタＴ３１，Ｔ３２同士の接続点と、低電圧側電力ライン４４の正極側ラインと、に接続されている。昇圧コンバータ４０は、電子制御ユニット５０によって、トランジスタＴ３１，Ｔ３２のオン時間の割合が調節されることにより、低電圧側電力ライン４４の電力を昇圧して高電圧側電力ライン４２に供給したり、高電圧側電力ライン４２の電力を降圧して低電圧側電力ライン４４に供給したりする。

電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５２の他に、処理プログラムを記憶するＲＯＭ５４やデータを一時的に記憶するＲＡＭ５６，入出力ポートを備える。電子制御ユニット５０には、各種センサからの信号が入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット５０に入力される信号としては、例えば、モータ３２の回転子の回転位置を検出する回転位置検出センサ（例えばレゾルバ）３２ａからの回転位置θｍや、モータ３２の各相の相電流を検出する電流センサ３２ｕ，３２ｖからの相電流Ｉｕ，Ｉｖを挙げることができる。また、バッテリ３６の端子間に取り付けられた電圧センサ３６ａからの電圧Ｖｂや、バッテリ３６の出力端子に取り付けられた電流センサ３６ｂからの電流Ｉｂも挙げることができる。さらに、コンデンサ４６の端子間に取り付けられた電圧センサ４６ａからのコンデンサ４６（高電圧側電力ライン４２）の電圧ＶＨや、コンデンサ４８の端子間に取り付けられた電圧センサ４８ａからのコンデンサ４８（低電圧側電力ライン４４）の電圧ＶＬも挙げることができる。加えて、イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号や、シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰも挙げることができる。また、アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃや、ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰ，車速センサ６８からの車速Ｖも挙げることができる。電子制御ユニット５０からは、各種制御信号が出力ポートを介して出力されている。電子制御ユニット５０から出力される信号としては、例えば、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６へのスイッチング制御信号や、昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２へのスイッチング制御信号を挙げることができる。電子制御ユニット５０は、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２の回転子の回転位置θｍに基づいてモータ３２の電気角θｅや角速度ωｍ，回転数Ｎｍを演算している。また、電子制御ユニット５０は、電流センサ３６ｂからのバッテリ３６の電流Ｉｂの積算値に基づいてバッテリ３６の蓄電割合ＳＯＣを演算している。ここで、蓄電割合ＳＯＣは、バッテリ３６の全容量に対するバッテリ３６から放電可能な電力の容量の割合である。

こうして構成された実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、アクセル開度Ａｃｃと車速Ｖとに基づいて駆動軸２６に要求される要求トルクＴｄ＊を設定し、設定した要求トルクＴｄ＊をモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に設定し、モータ３２がトルク指令Ｔｍ＊で駆動されるようにインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。また、電子制御ユニット５０は、モータ３２をトルク指令Ｔｍ＊で駆動できるように高電圧側電力ライン４２の目標電圧ＶＨ＊を設定し、高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨが目標電圧ＶＨ＊となるように昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２のスイッチング制御を行なう。

次に、インバータ３４の制御について説明する。インバータ３４の制御として、実施例では、第１ＰＷＭ制御および第２ＰＷＭ制御から実行用制御を設定すると共にこの実行用制御を実行するものとした。第１ＰＷＭ制御は、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づく各相の電圧指令の変調波Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と搬送波電圧（三角波電圧）との比較によりトランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第１ＰＷＭ信号を生成してトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングを行なう制御であり、実施例では、同期ＰＷＭ制御および非同期ＰＷＭ制御のうち同期ＰＷＭ制御とした。第２ＰＷＭ制御は、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づく電圧の変調率Ｒｍと電圧位相θｐとモータ３２の電気角θｅの単位周期（実施例では１周期）当たりのパルス数Ｎｐとに基づいてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第２ＰＷＭ信号を生成してトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングを行なう制御である。なお、パルス数Ｎｐは、第１ＰＷＭ制御における搬送波電圧の、モータ３２の電気角θｅの単位周期（実施例では１周期）当たりの同期数Ｎｓに相当する。

第１ＰＷＭ制御では、電子制御ユニット５０は、モータ３２の各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの総和が値０であるとしてモータ３２の電気角θｅを用いてＵ相，Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）し、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する。続いて、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊および電流Ｉｄ，Ｉｑを用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定する。そして、モータ３２の電気角θｅを用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を各相の電圧指令の変調波Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換（２相−３相変換）し、各相の電圧指令の変調波Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊と搬送波電圧との比較によりトランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第１ＰＷＭ信号を生成する。そして、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第１ＰＷＭ信号を用いてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングを行なう。

第２ＰＷＭ制御では、電子制御ユニット５０は、第１ＰＷＭ制御と同様にｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定し、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に基づいて変調率Ｒｍおよび電圧位相θｐを設定する。変調率Ｒｍは、ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の二乗とｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊の二乗との和の平方根を高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨで除して得ることができる。電圧位相θｐは、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を成分とするベクトルのｑ軸に対する角度として得ることができる。続いて、変調率Ｒｍと電圧位相θｐとパルス数Ｎｐとに基づいてスイッチング電気角θｓｗおよびスイッチングパターンＰｓｗを設定し、このスイッチング電気角θｓｗおよびスイッチングパターンＰｓｗに基づいてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第２ＰＷＭ信号を生成する。スイッチング電気角θｓｗは、モータ３２の各相のうちの何れかの相のトランジスタ（例えば、Ｕ相のトランジスタＴ１１，Ｔ１４）のオンオフを切り替える電気角θｅである。スイッチングパターンＰｓｗは、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオンオフの組み合わせを示すパターンであり、以下のパターンＰｓｗ０〜Ｐｗ７を用いるものとした。スイッチング電気角θｓｗおよびスイッチングパターンＰｓｗは、モータ３２の電気角θｅの単位周期当たり、Ｎｓｗ（＝パルス数Ｎｐ×２倍×３相）個となる。「×２倍」は、各パルスについての立ち上がり（オフからオン）および立ち下がり（オンからオフ）のためにパルス数Ｎｐの２倍の個数を必要とすることを意味する。「×３相」は、モータ３２が３相モータであることから、単相の３倍の個数を必要とすることを意味する。こうしてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第２ＰＷＭ信号を生成すると、このトランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第２ＰＷＭ信号を用いてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングを行なう。
Ｐｓｗ０：トランジスタＴ１１〜Ｔ１３の全てがオフでトランジスタＴ１４〜Ｔ１６の全てがオン
Ｐｓｗ１：トランジスタＴ１１，Ｔ１２，Ｔ１６がオフでトランジスタＴ１３，Ｔ１４，Ｔ１５がオン
Ｐｓｗ２：トランジスタＴ１１，Ｔ１３，Ｔ１５がオフでトランジスタＴ１２，Ｔ１４，Ｔ１６がオン
Ｐｓｗ３：トランジスタＴ１１，Ｔ１５，Ｔ１６がオフでトランジスタＴ１２，Ｔ１３，Ｔ１４がオン
Ｐｓｗ４：トランジスタＴ１１，Ｔ１５，Ｔ１６がオンでトランジスタＴ１２，Ｔ１３，Ｔ１４がオフ
Ｐｓｗ５：トランジスタＴ１１，Ｔ１３，Ｔ１５がオンでトランジスタＴ１２，Ｔ１４，Ｔ１６がオフ
Ｐｓｗ６：トランジスタＴ１１，Ｔ１２，Ｔ１６がオンでトランジスタＴ１３，Ｔ１４，Ｔ１５がオフ
Ｐｓｗ７：トランジスタＴ１１〜Ｔ１３の全てがオンでトランジスタＴ１４〜Ｔ１６の全てがオフ

ここで、第１ＰＷＭ制御の同期数Ｎｓおよび第２ＰＷＭ制御のパルス数Ｎｐについて説明する。実施例では、モータ３２の回転数Ｎｍに基づいて同期数Ｎｓを設定し、この同期数Ｎｓをパルス数Ｎｐに設定するものとした。同期数Ｎｓやパルス数Ｎｐが多いほど、モータ３２の制御性が向上し、モータ３２の損失Ｌｍが低減するものの、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング回数が多くなってインバータ３４の損失Ｌｉが増加する。これを踏まえて、実施例では、モータ３２の制御性をある程度確保できる範囲内で、モータ３２の損失Ｌｍとインバータ３４の損失Ｌｉとの合計損失Ｌｓｕｍができるだけ小さくなる同期数Ｎｓ（パルス数Ｎｐ）とした。また、同期数Ｎｓとパルス数Ｎｐとを同一の値とすることにより、第１ＰＷＭ制御と第２ＰＷＭ制御とを切り替える際において、所望のパルス数を維持して、モータ３２の制御性を維持することができる。

続いて、第２ＰＷＭ制御における第２ＰＷＭ信号（モータ３２の電気角θｅの単位周期におけるＮｓｗ個のスイッチング電気角θｓｗ［ｉ］（ｉ：１〜Ｎｓｗ）およびスイッチングパターンＰｓｗ［ｉ］の組）の生成方法について説明する。実施例では、変調率Ｒｍおよび電圧位相θｐの条件を満たすように第２ＰＷＭ信号の候補を複数生成し、パルス数Ｎｐに基づいて複数の第２ＰＷＭ信号の候補から選択して第２ＰＷＭ信号を生成するものとした。以下、複数の第２ＰＷＭ信号の候補から選択して第２ＰＷＭ信号を生成する処理の詳細について説明する。

モータ３２の回転子の角速度を「ωｍ」、時間を「ｔ」としたときに「ｆ（ωｍ・ｔ）＝−ｆ（ωｍ・ｔ＋π）」で表される半波対称性を有するように第２ＰＷＭ信号を生成する（複数の第２ＰＷＭ信号の候補から選択する）という制約条件を用いたときにおいて、モータ３２の電気角を「θｅ」としたときの第２ＰＷＭ信号ｆ（θｅ）は、フーリエ級数展開を用いると、式（１）により表わすことができる。この制約条件を用いることにより、偶数次高調波成分の消去や制御の簡素化を図ることができる。式（１）中、「ｎ」は高調波成分の次数で１，３，５，７，・・・（奇数の整数）であり、「Ｍ」はモータ３２の電気角θｅの半周期当たりのトランジスタのスイッチング回数（基準電気角（例えば、０°，１８０°など）でのスイッチングを除く）である。このスイッチング回数Ｍは、モータ３２の電気角θｅの単位周期（実施例では１周期）当たりのパルス数を「Ｎｐ」としたときに、「Ｍ＝Ｎｐ−１」となる。また、式（１）中、「θｓｗ［ｍ］」はトランジスタのｍ（ｍ：１〜Ｍ）回目のスイッチング電気角であり、「ａｎ」はフーリエ余弦係数であり、「ｂｎ」はフーリエ正弦係数であり、「ａ０」は直流成分である。この式（１）のフーリエ余弦係数ａｎおよびフーリエ正弦係数ｂｎから、各次数の高調波成分の振幅Ｃｎと各次数の高調波成分の位相αｎは、式（２）により表すことができる。

なお、半波対称性だけでなく「ｆ（ωｍ・ｔ）＝ｆ（π−ωｍ・ｔ）」で表される奇対称性も有するように第２ＰＷＭ信号を生成する（複数の第２ＰＷＭ信号の候補から選択する）という制約条件を用いるものとしてもよい。この制約条件を用いることにより、高調波の余弦波成分を消去することができる。この場合、「ｎ」は１，５，７，１１，・・・（３の倍数を除いた奇数の整数）となり、「Ｍ」は、モータ３２の電気角θｅの１／４周期当たりのトランジスタのスイッチング回数（基準電気角でのスイッチングを除く）となり、「Ｍ＝（Ｎｐ−１）／２」となる。

実施例では、第２ＰＷＭ信号の生成方法（複数の第２ＰＷＭ信号の候補からの選択方法）として、各次数の高調波成分の総和を低減させる方法を考えるものとした。モータ３２の損失Ｌｍのうち、鉄損Ｗｉは、スタインメッツの実験式より、式（３）により表わすことができる。ここで、式（３）中、「Ｗｈ」はヒステリシス損であり、「Ｗｅ」は渦電流損であり、「Ｋｈ」はヒステリシス損失係数であり、「Ｂｍ」は磁束密度であり、「ｆｍ」はモータ３２の回転磁束周波数であり、「Ｋｅ」は渦電流損失係数である。

モータ３２の全鉄損Ｗｉにおいて割合が大きい渦電流損Ｗｅに着目し、モータ３２の相電位を「Ｖｍ」とすると、一般に、磁束密度Ｂｍとモータ３２の相電位Ｖｍを回転磁束周波数ｆｍで除した値（Ｖｍ／ｆｍ）とが比例関係を有することから、式（４）を導出することができる。そして、式（４）において、渦電流損失係数Ｋｅ（定数）を無視し、次数ｎの回転磁束周波数ｆｍを次数ｎに置き換え、次数ｎのモータ３２の相電位を「Ｖｍｎ」とし、損失を低減または増大させるために考慮する最大次数を「Ｎ」（例えば１０７次）とすると、各次数の高調波成分の総和は、式（５）により表わすことができる。モータ３２の損失Ｌｍを低減させるには、この式（５）の値を低減させればよい。そして、次数ｎのモータ３２の相電位Ｖｍｎは、次数ｎの高調波成分の振幅Ｃｎを意味するから、式（６）の値を低減させればよい。

式（６）の値が低減されるように、式（１）で表わされる上述の複数の第２ＰＷＭ信号の候補から、第２ＰＷＭ信号ｆ（θｅ）を設定すれば、各次数の高調波成分の総和を低減することができ、モータ３２の損失Ｌｍを低減することができる。好適には、式（６）の値が最小となるように、上述の複数の第２ＰＷＭ信号の候補から、式（１）の第２ＰＷＭ信号ｆ（θｅ）を設定する。なお、式（１）において、１次元の基本波位相を０°とするために、「ａ１」には値０を設定するものとした。

以上のことを考慮して、演算によりまたはマップを用いて、変調率Ｒｍおよび電圧位相θｐに基づいて第２ＰＷＭ信号（モータ３２の電気角θｅの単位周期におけるＮｓｗ個のスイッチング電気角θｓｗ［ｉ］（ｉ：１〜Ｎｓｗ）およびスイッチングパターンＰｓｗ［ｉ］の組）の候補を複数生成し、パルス数Ｎｐに基づいて複数の第２ＰＷＭ信号の候補から選択して第２ＰＷＭ信号を生成するものとした。なお、この方法に代えて、変調率Ｒｍおよび電圧位相θｐおよびパルス数Ｎｐと第２ＰＷＭ信号との関係を定めた１つのマップに変調率Ｒｍおよび電圧位相θｐおよびパルス数Ｎｐを適用して第２ＰＷＭ信号を直接に生成する方法を用いるものとしてもよい。

図２は、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊が或る値で、第１ＰＷＭ制御を実行するときおよび第２ＰＷＭ制御を実行するときの電流高調波の各周波数（次数）の含有率の一例を示す説明図である。図２（ａ）は、第１ＰＷＭ制御を実行するときを示し、図２（ｂ）は、第２ＰＷＭ制御を実行するときを示す。図２（ａ）および図２（ｂ）から分かるように、第１ＰＷＭ制御を実行するときと第２ＰＷＭ制御を実行するときとでは、含有する高調波（電流高調波における含有率の大きい周波数（次数））が異なっている。これは、第１ＰＷＭ制御における第１ＰＷＭ信号の波形と、第２ＰＷＭ制御における第２ＰＷＭ信号の波形とが異なり、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６をオンオフするタイミングが異なるためであると考えられる。

次に、こうして構成された実施例の電気自動車２０の動作、特に、インバータ３４の実行用制御を第１ＰＷＭ制御および第２ＰＷＭ制御から設定する際の動作について説明する。図３は、電子制御ユニット５０により実行される実行用制御設定ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、繰り返し実行される。

図３の実行用制御設定ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、今回のトリップ（イグニッションオンからイグニッションオフまで）における本ルーチンの初回実行時であるか否かを判定し（ステップＳ１００）、今回のトリップにおける本ルーチンの初回実行時であると判定したときには、実行用制御に第１ＰＷＭ制御を設定する（ステップＳ１１０）。

続いて、番号ｋに初期値としての値１を設定し（ステップＳ１２０）、この番号ｋと継続時間閾値テーブルとを用いて継続時間閾値Ｃｒｅｆを設定し（ステップＳ１３０）、継続時間カウンタＣを値０にリセットする（ステップＳ１４０）。ここで、継続時間閾値Ｃｒｅｆは、実行用制御を第１ＰＷＭ制御または第２ＰＷＭ制御で継続する時間に相当するカウンタ値である。また、継続時間閾値テーブルは、番号ｋと継続時間閾値Ｃｒｅｆとの関係を示すテーブルである。継続時間閾値テーブルの一例を図４に示す。図示するように、継続時間閾値Ｃｒｅｆは、番号ｋが値１だけインクリメントされる毎に、不規則に変化するように設定されている。継続時間閾値Ｃｒｅｆは、番号ｋを継続時間閾値テーブルに適用して設定することができる。継続時間カウンタＣは、実行用制御を本ルーチンの初回実行時に設定してからまたはその後に切り替えてからの時間に相当するカウンタ値である。ステップＳ１００で今回のトリップにおける本ルーチンの初回実行時でないと判定したときには、ステップＳ１１０〜Ｓ１４０の処理を実行しない。

次に、継続時間カウンタＣを値１だけインクリメントし（ステップＳ１５０）、この継続時間カウンタＣを継続時間閾値Ｃｒｅｆと比較し（ステップＳ１６０）、継続時間カウンタＣが継続時間閾値Ｃｒｅｆ未満のときには、実行用制御を保持して（ステップＳ１７０）、フラグ設定処理を終了する。

ステップＳ１６０で継続時間カウンタＣが継続時間閾値Ｃｒｅｆ以上のときには、現在の実行用制御が第１ＰＷＭ制御か第２ＰＷＭ制御かを判定する（ステップＳ１８０）。そして、現在の実行用制御が第１ＰＷＭ制御のときには、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第１ＰＷＭ信号の生成に用いる各相の電圧指令の変調波Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうちの何れかのゼロクロスのタイミングで、実行用制御を第２ＰＷＭ制御に切り替える（ステップＳ１９０，Ｓ２００）。一方、現在の実行用制御が第２ＰＷＭ制御のときには、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第２ＰＷＭ信号に対応する各相の仮想的な電圧指令の変調波の何れかのゼロクロスのタイミングで、実行用制御を第１ＰＷＭ制御に切り替える（ステップＳ２１０，Ｓ２２０）。第２ＰＷＭ制御では、変調率Ｒｍおよび電圧位相θｐおよびパルス数Ｎｐに基づいて第２ＰＷＭ信号を直接に生成し、第１ＰＷＭ制御のように各相の電圧指令の変調波Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を用いないから、この各相の電圧指令の変調波Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に相当するものとして、各相の仮想的な電圧指令の変調波を考慮するものとした。なお、各相の仮想的な電圧指令の変調波の何れかのゼロクロスのタイミングは、例えば、第２ＰＷＭ制御による各相の実際の出力の瞬間的な平均電圧（基本波）を、第１ＰＷＭ制御によって出力させると仮定した場合に、必要となると仮想される電圧指令の変調波として、得ることができる。

このように、第１ＰＷＭ制御から第２ＰＷＭ制御に切り替える際には、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第１ＰＷＭ信号の生成に用いる各相の電圧指令の変調波Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうちの何れかのゼロクロスのタイミングで切り替え、第２ＰＷＭ制御から第１ＰＷＭ制御に切り替える際には、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第２ＰＷＭ信号に対応する各相の仮想的な電圧指令の変調波の何れかのゼロクロスのタイミングで切り替えることにより、第１ＰＷＭ制御と第２ＰＷＭ制御との切替時のモータ３２の制御性の低下を抑制することができる。なお、第１ＰＷＭ制御と第２ＰＷＭ制御との切替（第１ＰＷＭ信号と第２ＰＷＭ信号との切替）をスムーズに行なうためには、例えば、実行用制御が第１ＰＷＭ制御か第２ＰＷＭ制御かに拘わらずに第１ＰＷＭ信号および第２ＰＷＭ信号を常時生成することが考えられる。また、継続時間カウンタＣが継続時間閾値Ｃｒｅｆよりも若干小さい閾値Ｃｒｅｆ２（＝Ｃｒｅｆ−α）以上に至ったときに、現在の実行用制御が第１ＰＷＭ制御のときには第２ＰＷＭ信号の生成を開始し、現在の実行用制御が第２ＰＷＭ制御のときには第１ＰＷＭ信号の生成を開始することも考えられる。

次に、番号ｋを値１だけインクリメントして更新し（ステップＳ２３０）、上述のステップＳ１３０，Ｓ１４０の処理と同様に、番号ｋと継続時間閾値テーブル（図４参照）とを用いて継続時間閾値Ｃｒｅｆを設定し（ステップＳ２４０）、継続時間カウンタＣを値０にリセットして（ステップＳ２５０）、本ルーチンを終了する。

このルーチンを繰り返し実行することにより、不規則に変化する継続時間閾値Ｃｒｅｆの間隔毎に実行用制御を切り替えることになる。上述したように、第１ＰＷＭ制御と第２ＰＷＭ制御とでは、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６をオンオフするタイミングが異なり、含有する電流高調波（電流高調波における含有率の大きい周波数（次数））が異なる。したがって、不規則に変化する継続時間閾値Ｃｒｅｆの間隔毎に実行用制御を切り替えることにより、含有する電流高調波を不規則な時間間隔毎に変化させる（拡散させる）ことができ、電磁音による騒音を低減することができる。

以上説明した実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、インバータ３４の実行用制御を第１ＰＷＭ制御と第２ＰＷＭ制御とで不規則な時間間隔毎に切り替える。これにより、含有する電流高調波（電流高調波における含有率の大きい周波数（次数））を不規則な時間間隔毎に変化させる（拡散させる）ことができる。この結果、電磁音による騒音を低減することができる。

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、第２ＰＷＭ制御におけるトランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第２ＰＷＭ信号を、所望の次数の高調波成分が低減される（例えば最小となる）ことによってモータ３２およびインバータ３４の合計損失Ｌｓｕｍが低減される（例えば最小となる）ように生成するものとした。しかし、第２ＰＷＭ信号を、所望の次数の高調波成分が増大される（例えば最大となる）ことによってモータ３２およびインバータ３４の合計損失が増大される（例えば最大となる）ように生成するものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、第２ＰＷＭ制御におけるトランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第２ＰＷＭ信号を、所望の次数の高調波成分が低減されることによってモータ３２およびインバータ３４の合計損失Ｌｓｕｍが低減されるように生成するものとした。しかし、第２ＰＷＭ信号を、モータ３２およびインバータ３４の合計損失Ｌｓｕｍが増大するか低減するかを考慮せずに、所望の次数の高調波成分が低減されるように生成するものとしてもよいし、所望の次数の高調波成分が増大するか低減するかを考慮せずに、モータ３２およびインバータ３４の合計損失Ｌｓｕｍが低減されるように生成するものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、第１ＰＷＭ制御の同期数Ｎｓおよび第２ＰＷＭ制御のパルス数Ｎｐは、モータ３２の回転数Ｎｍに基づいて同期数Ｎｓを設定し、この同期数Ｎｓをパルス数Ｎｐに設定するものとした。しかし、モータ３２の動作点（回転数Ｎｍおよびトルク指令Ｔｍ＊）に基づいてパルス数Ｎｐを設定し、このパルス数Ｎｐを同期数Ｎｓに設定するものとしてもよい。この場合、モータ３２およびインバータ３４の合計損失Ｌｓｕｍが最小となるようにパルス数Ｎｐを設定するものとしてもよい。図５は、第２ＰＷＭ制御を実行するときのパルス数Ｎｐとモータ３２の損失Ｌｍ，インバータ３４の損失（スイッチング損失）Ｌｉ，合計損失Ｌｓｕｍ（＝Ｌｍ＋Ｌｉ）との関係の一例を示す説明図である。この関係は、モータ３２の動作点に応じて異なる。図５から分かるように、インバータ３４の損失Ｌｉは、パルス数Ｎｐが大きいほど大きくなり、モータ３２の損失Ｌｍは、パルス数Ｎｐが少ないほど大きくなる。前者は、パルス数Ｎｐが多いほどトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング回数が多くなるためであり、後者は、パルス数Ｎｐが少ないほどモータ３２のリプル電流が大きくなるためである。図５では、第２ＰＷＭ制御を実行するときの合計損失Ｌｓｕｍが最小となる値Ｎｐ１をパルス数Ｎｐに設定すればよい。

この変形例では、モータ３２の動作点（回転数Ｎｍおよびトルク指令Ｔｍ＊）に基づいて合計損失Ｌｓｕｍが最小となるようにパルス数Ｎｐを設定し、このパルス数Ｎｐを同期数Ｎｓに設定するものとした。しかし、モータ３２の動作点に基づいて第１ＰＷＭ制御を実行するときの合計損失Ｌｓｕｍが最小となるように同期数Ｎｓを設定し、この同期数Ｎｓをパルス数Ｎｐに設定するものとしてもよい。図６は、第１ＰＷＭ制御を実行するときの同期数Ｎｓとモータ３２の損失Ｌｍ，インバータ３４の損失Ｌｉ，合計損失Ｌｓｕｍとの関係の一例を示す説明図である。この関係は、モータ３２の動作点に応じて異なる。なお、図６では、第２ＰＷＭ制御を実行するときのパルス数Ｎｐとモータ３２の損失Ｌｍ，インバータ３４の損失Ｌｉ，合計損失Ｌｓｕｍとの関係（図５と同一の関係）についても破線で示した。また、インバータ３４の損失Ｌｉは、第１ＰＷＭ制御と第２ＰＷＭ制御とで同一である。図６では、第１ＰＷＭ制御を実行するときの合計損失Ｌｓｕｍが最小となる値Ｎｓ１を同期数Ｎｓに設定すればよい。

なお、これら（図５や図６）に代えて、例えば、第１ＰＷＭ制御を実行するときの合計損失Ｌｓｕｍと第２ＰＷＭ制御を実行するときの合計損失Ｌｓｕｍとの和が最小となるように同期数Ｎｓおよびパルス数Ｎｐに同一の値を設定するものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、第１ＰＷＭ制御における搬送波電圧の同期数Ｎｓと第２ＰＷＭ制御におけるパルス数Ｎｐとを同一の値としたが、同期数Ｎｓとパルス数Ｎｐとを互いに異なる値としてもよい。例えば、同期数Ｎｓを上述の値Ｎｓ１（図６参照）とすると共にパルス数Ｎｐを上述の値Ｎｐ１（図５参照）とするものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、第１ＰＷＭ制御は、同期ＰＷＭ制御および非同期ＰＷＭ制御のうち同期ＰＷＭ制御としたが、非同期ＰＷＭ制御としてもよい。

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、第１ＰＷＭ制御から第２ＰＷＭ制御に切り替える際には、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第１ＰＷＭ信号の生成に用いる各相の電圧指令の変調波Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうちの何れかのゼロクロスのタイミングで切り替えるものとしたが、このタイミングか否かに拘わらずに切り替えるものとしてもよい。また、実施例では、第２ＰＷＭ制御から第１ＰＷＭ制御に切り替える際には、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の第２ＰＷＭ信号に対応する各相の仮想的な電圧指令の変調波の何れかのゼロクロスのタイミングで切り替えるものとしたが、このタイミングか否かに拘わらずに切り替えるものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、蓄電装置として、バッテリ３６を用いるものとしたが、バッテリ３６に代えて、キャパシタを用いるものとしてもよい。

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、バッテリ３６とインバータ３４との間に昇圧コンバータ４０を設けるものとしたが、この昇圧コンバータ４０を設けないものとしてもよい。

実施例では、電気自動車２０に搭載される駆動装置の構成とした。しかし、モータとインバータと蓄電装置とを備える構成であればよく、ハイブリッド自動車に搭載される駆動装置の構成としたり、建設設備などの移動しない設備に搭載される駆動装置の構成としたりしてもよい。

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータ３２が「モータ」に相当し、インバータ３４が「インバータ」に相当し、電子制御ユニット５０が「制御装置」に相当する。

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

本発明は、駆動装置の製造産業などに利用可能である。

２０電気自動車、２２ａ，２２ｂ駆動輪、２４デファレンシャルギヤ、２６駆動軸、３２モータ、３２ａ回転位置検出センサ、３２ｕ，３２ｖ，３６ｂ電流センサ、３４インバータ、３６バッテリ、３６ａ，４６ａ，４８ａ電圧センサ、４０昇圧コンバータ、４２高電圧側電力ライン、４４低電圧側電力ライン、４６，４８コンデンサ、５０電子制御ユニット、５２ＣＰＵ、５４ＲＯＭ、５６ＲＡＭ、６０イグニッションスイッチ、６１シフトレバー、６２シフトポジションセンサ、６３アクセルペダル、６４アクセルペダルポジションセンサ、６５ブレーキペダル、６６ブレーキペダルポジションセンサ、６８車速センサ、Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ３１，Ｄ３２ダイオード、Ｌリアクトル、Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ３１，Ｔ３２トランジスタ。

Claims

モータと、
複数のスイッチング素子のスイッチングによって前記モータを駆動するインバータと、
前記モータのトルク指令に基づく各相の電圧指令の変調波と搬送波電圧との比較により前記複数のスイッチング素子の第１ＰＷＭ信号を生成して前記複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう第１ＰＷＭ制御と、前記トルク指令に基づく電圧の変調率および電圧位相と前記モータの電気角の単位周期当たりのパルス数とに基づいて前記複数のスイッチング素子の第２ＰＷＭ信号を生成して前記複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう第２ＰＷＭ制御と、を切り替えて実行する制御装置と、
を備える駆動装置であって、
前記制御装置は、前記第１ＰＷＭ制御と前記第２ＰＷＭ制御とを不規則な時間間隔毎に切り替える、
駆動装置。
請求項１記載の駆動装置であって、
前記第１ＰＷＭ制御は、同期ＰＷＭ制御であり、
前記制御装置は、前記第１ＰＷＭ制御における前記搬送波電圧の同期数と、前記第２ＰＷＭ制御における前記パルス数と、を同一の値とする、
駆動装置。
請求項２記載の駆動装置であって、
前記制御装置は、前記第２ＰＷＭ制御を実行するときの前記モータおよび前記インバータの合計損失が最小となるように前記パルス数を設定する、
駆動装置。
請求項１ないし３のうちの何れか１つの請求項に記載の駆動装置であって、
前記第１ＰＷＭ制御は、同期ＰＷＭ制御であり、
前記制御装置は、
前記第１ＰＷＭ制御から前記第２ＰＷＭ制御に切り替える際には、前記複数のスイッチング素子の第１ＰＷＭ信号の生成に用いる各相の電圧指令の変調波のうちの何れかのゼロクロスのタイミングで切り替え、
前記第２ＰＷＭ制御から前記第１ＰＷＭ制御に切り替える際には、前記複数のスイッチング素子の第２ＰＷＭ信号に対応する各相の仮想的な電圧指令の変調波のうちの何れかのゼロクロスのタイミングで切り替える、
駆動装置。
請求項１ないし４のうちの何れか１つの請求項に記載の駆動装置であって、
前記第２ＰＷＭ制御は、前記モータおよび前記インバータの合計損失が調節されるように前記複数のスイッチング素子の第２ＰＷＭ信号を生成する制御である、
駆動装置。
請求項５記載の駆動装置であって、
前記第２ＰＷＭ制御は、所望の次数の高調波成分が調節されることによって前記合計損失が調節されるように前記複数のスイッチング素子の第２ＰＷＭ信号を生成する制御である、
駆動装置。
請求項１ないし４のうちの何れか１つの請求項に記載の駆動装置であって、
前記第２ＰＷＭ制御は、所望の次数の高調波成分が調節されるように前記複数のスイッチング素子の第２ＰＷＭ信号を生成する制御である、
駆動装置。