JP2022096717A - 駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】パルス幅変調制御と矩形波制御との切り替えの際に生じ得る電圧変動を抑制する。【解決手段】変調度に応じてパルス幅変調制御モードと矩形波制御モードとにより電動機を駆動するインバータのスイッチング素子をスイッチング制御する。パルス幅変調制御モードと矩形波制御モードとを切り替えるときには、パルス幅変調制御モードにおける切り替え時のデッドタイム分電圧に基づく電圧補正値を用いて切り替え時に電圧変動が抑制されるように電圧指令値を補正する。これにより、パルス幅変調制御と矩形波制御との切り替えの際に生じ得る電圧変動を抑制することができる。【選択図】図５

Description

本発明は、駆動装置に関する。

従来、この種の駆動装置としては、変調率によりパルス幅変調制御と矩形波制御とを切り替えて電動機を駆動するインバータのスイッチング素子をスイッチング制御する場合において、矩形波制御によりスイッチング制御する際には、電動機の回転数が第１共振領域より小さい第１所定回転数以上のときには第１共振領域における共振を抑制するスイッチングパターンの第１スイッチングモードを用いてスイッチング制御を行ない、電動機の回転数が第１所定回転数未満のときには第１所定回転数より小さい第２共振領域における共振を抑制するスイッチングパターンの第２スイッチングモードを用いてスイッチング制御を行なうものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。ここで、第１スイッチングパターンは、１周期の前半周期または後半周期が矩形波パルスとなるパルスパターンを矩形波パルスパターンとしたときに、矩形波パルスが存在している領域に１つ以上のスリットを形成すると共に矩形波パルスが存在していない領域において上述のスリットと同一のタイミングにスリットと同一幅の短パルスを形成したパターンであって第１共振領域におけるＬＣ共振を抑制するパターンである。第２スイッチングパターンは、第１スイッチングパターンよりスリット数および短パルス数が多いパターンであって第２共振領域におけるＬＣ共振を抑制するパターンである。

また、こうした第１スイッチングパターンや第２スイッチングパターンを用いる駆動装置において、パルス幅変調制御と矩形波制御とを切り替える際には、相電流がゼロクロスするタイミングでパルスが存在しているときにはスリットを形成し、パルスが存在していないときにはスリットと同一幅の短パルスを形成したスイッチングパターンによる中間制御モードによりスイッチング制御するものが提案されている（例えば、特許文献２参照）。この装置では、変調度に応じてゼロクロスするタイミングのスリットと短パルスの幅を変化させることにより電圧変動を抑制している。
ている（例えば、特許文献２参照）。

特開２０１９－１４６２８１号公報 特開２０２０－１４５７９５号公報

しかしながら、上述の駆動装置では、パルス幅変調制御の１周期におけるパルス数が矩形波制御に比して大きいため、そのスイッチング数も多くなり、パルス幅変調制御におけるデッドタイムによる影響も矩形波制御に比して大きくなる。このため、パルス幅変調制御と矩形波制御とを切り替える際に電圧変動が生じてしまう。

本発明の駆動装置は、パルス幅変調制御と矩形波制御との切り替えの際に生じ得る電圧変動を抑制することを主目的とする。

本発明の駆動装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明の駆動装置は、
電動機と、前記電動機を駆動するインバータと、前記電動機と前記インバータを介して電力のやりとりを行なう蓄電装置と、変調度に応じてパルス幅変調制御モードと矩形波制御モードとにより前記インバータのスイッチング素子をスイッチング制御する制御装置と、を備える駆動装置であって、
前記制御装置は、前記パルス幅変調制御モードと前記矩形波制御モードとを切り替えるときには、前記パルス幅変調制御モードにおける切り替え時のデッドタイム分電圧に基づく電圧補正値を用いて切り替え時に電圧変動が抑制されるように電圧指令値を補正する、
ことを特徴とする。

本発明の駆動装置では、パルス幅変調制御モードと矩形波制御モードとを切り替えるときには、パルス幅変調制御モードにおける切り替え時のデッドタイム分電圧に基づく電圧補正値を用いて切り替え時に電圧変動が抑制されるように電圧指令値を補正する。これにより、パルス幅変調制御モードと矩形波制御モードとの切り替えの際に生じ得る電圧変動を抑制することができる。

本発明の駆動装置において、前記制御装置は、３相のデッドタイム分電圧から得られるデッドタイム分電圧のｄ軸成分およびｑ軸成分と前記電圧指令値とに基づいて電圧振幅補正値および電圧位相補正値を前記電圧補正値としてを求めるものとしてもよい。この場合、前記制御装置は、前記電圧指令値のｄ軸成分およびｑ軸成分にデッドタイム分電圧のｄ軸成分およびｑ軸成分を加算して得られるものを実電圧としたときに、前記電圧指令値の大きさと実電圧の大きさとの差として前記電圧振幅補正値を演算し、前記電圧指令値の位相と実電圧の位相との差として前記電圧位相補正値を演算するものとしてもよい。

また、本発明の駆動装置において、前記矩形波制御モードは、前記電動機の回転数が共振領域より大きい所定回転数以上のときには、１周期の前半周期または後半周期が矩形波パルスとなる矩形波パルスパターンを用い、前記電動機の回転数が前記所定回転数未満のときには、前記矩形波パルスパターンにおける矩形波パルスが存在している領域に１つ以上のスリットを形成すると共に矩形波パルスが存在していない領域において前記スリットと同一のタイミングに前記スリットと同一幅の短パルスを形成したパターンであって前記共振領域におけるＬＣ共振を抑制する共振抑制パルスパターンを用いるモードであるものとしてもよい。こうすれば、ＬＣ共振を抑制することができる。

本発明の第１実施例の電動車両の制御装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。 電子制御ユニット５０により実行されるモード・パルスパターン設定処理の一例を示すフローチャートである。 矩形波パルスパターンと第１スイッチングパターンと第２スイッチングパターンの一例を示す説明図である。 モータ３２の回転数ＮｍとトルクＴｍと制御モードとの関係の一例を示す説明図である。 電子制御ユニット５０により実行されるモード切替時電圧補正処理の一例を示すフローチャートである。 電圧位相補正値設定用マップの一例を示す説明図である。 電圧振幅補正値設定用マップの一例を示す説明図である。 Ｕ相のデューティとスイッチングと電流とデッドタイム分電圧とデットタイム分電圧のｄ軸成分とｑ軸成分の一例を示す説明図である。 ＰＭＷ制御モードにおける電圧指令Ｖ＊とデッドタイム分電圧ＤＴＶと実際の電圧（実電圧）Ｖとの関係の一例を示す説明図である。 実電圧Ｖの振幅調整したものとデッドタイム分電圧ＤＴＶと新たな電圧指令Ｖ＊との関係の一例をに示す説明図である。

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。

図１は、本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車２０は、図示するように、モータ３２と、インバータ３４と、電源としてのバッテリ３６と、昇圧コンバータ４０と、電子制御ユニット５０と、を備える。

モータ３２は、同期発電電動機として構成されており、永久磁石が埋め込まれた回転子と、三相コイルが巻回された固定子と、を備える。このモータ３２の回転子は、駆動輪２２ａ，２２ｂにデファレンシャルギヤ２４を介して連結された駆動軸２６に接続されている。

インバータ３４は、モータ３２の駆動に用いられる。このインバータ３４は、高電圧側電力ライン４２を介して昇圧コンバータ４０に接続されており、６つのスイッチング素子としてのトランジスタＴ１１～Ｔ１６と、６つのトランジスタＴ１１～Ｔ１６のそれぞれに並列に接続された６つのダイオードＤ１１～Ｄ１６と、を有する。トランジスタＴ１１～Ｔ１６は、それぞれ、高電圧側電力ライン４２の正極側ラインと負極側ラインとに対してソース側とシンク側になるように２個ずつペアで配置されている。また、トランジスタＴ１１～Ｔ１６の対となるトランジスタ同士の接続点の各々には、モータ３２の三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のコイル）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用しているときに、電子制御ユニット５０によって、対となるトランジスタＴ１１～Ｔ１６のオン時間の割合が調節されることにより、三相コイルに回転磁界が形成され、モータ３２が回転駆動される。高電圧側電力ライン４２の正極側ラインと負極側ラインとには、平滑用のコンデンサ４６が取り付けられている。

バッテリ３６は、例えばリチウムイオン二次電池やニッケル水素二次電池として構成されており、低電圧側電力ライン４４を介して昇圧コンバータ４０に接続されている。低電圧側電力ライン４４の正極側ラインと負極側ラインとには、平滑用のコンデンサ４８が取り付けられている。

昇圧コンバータ４０は、高電圧側電力ライン４２と低電圧側電力ライン４４とに接続されており、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２と、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２のそれぞれに並列に接続された２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２と、リアクトルＬと、を有する。トランジスタＴ３１は、高電圧側電力ライン４２の正極側ラインに接続されている。トランジスタＴ３２は、トランジスタＴ３１と、高電圧側電力ライン４２および低電圧側電力ライン４４の負極側ラインと、に接続されている。リアクトルＬは、トランジスタＴ３１，Ｔ３２同士の接続点と、低電圧側電力ライン４４の正極側ラインと、に接続されている。昇圧コンバータ４０は、電子制御ユニット５０によって、トランジスタＴ３１，Ｔ３２のオン時間の割合が調節されることにより、低電圧側電力ライン４４の電力を昇圧して高電圧側電力ライン４２に供給したり、高電圧側電力ライン４２の電力を降圧して低電圧側電力ライン４４に供給したりする。

電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５２に加えて、処理プログラムを記憶するＲＯＭ５４や、データを一時的に記憶するＲＡＭ５６、入出力ポートを備える。電子制御ユニット５０には、各種センサからの信号が入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット５０に入力される信号としては、例えば、モータ３２の回転子の回転位置を検出する回転位置検出センサ（例えばレゾルバ）３２ａからの回転位置θｍや、モータ３２の各相の相電流を検出する電流センサ３２ｕ，３２ｖからの相電流Ｉｕ，Ｉｖを挙げることができる。また、バッテリ３６の端子間に取り付けられた電圧センサ３６ａからの電圧（バッテリ電圧）Ｖｂや、バッテリ３６の出力端子に取り付けられた電流センサ３６ｂからの電流（バッテリ電流）Ｉｂも挙げることができる。さらに、リアクトルＬに直列に取り付けられた電流センサ４０ａからの電流ＩＬや、コンデンサ４６の端子間に取り付けられた電圧センサ４６ａからのコンデンサ４６（高電圧側電力ライン４２）の電圧（高電圧系電圧）ＶＨ、コンデンサ４８の端子間に取り付けられた電圧センサ４８ａからのコンデンサ４８（低電圧側電力ライン４４）の電圧（低電圧系電圧）ＶＬも挙げることができる。加えて、イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号や、シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰも挙げることができる。また、アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃや、ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰ、車速センサ６８からの車速Ｖも挙げることができる。電子制御ユニット５０は、回転位置検出センサ３２ａからの回転位置θｍに基づいてモータ３２の回転数Ｎｍを演算したり、電流センサ３６ｂからのバッテリ３６の電流Ｉｂの積算値に基づいてバッテリ３６の蓄電割合ＳＯＣを演算したりしている。ここで、蓄電割合ＳＯＣは、バッテリ３６の全容量に対するバッテリ３６の蓄電量（放電可能な電力量）の割合である。

電子制御ユニット５０からは、各種制御信号が出力ポートを介して出力されている。電子制御ユニット５０から出力される信号としては、例えば、インバータ３４のトランジスタＴ１１～Ｔ１６へのスイッチング制御信号や、昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２へのスイッチング制御信号を挙げることができる。

こうして構成された実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、以下の走行制御を行なう。走行制御では、アクセル開度Ａｃｃと車速Ｖとに基づいて駆動軸２６に要求される要求トルクＴｄ＊を設定し、設定した要求トルクＴｄ＊をモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に設定し、モータ３２がトルク指令Ｔｍ＊で駆動されるようにインバータ３４のトランジスタＴ１１～Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。また、走行制御では、モータ３２をトルク指令Ｔｍ＊で駆動できるように高電圧側電力ライン４２の目標電圧ＶＨ＊を設定し、高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨが目標電圧ＶＨ＊となるように昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２のスイッチング制御を行なう。

次に、実施例の電気自動車２０が搭載する駆動装置における制御、特にインバータ３４のスイッチング素子のスイッチング制御について説明する。図２は、電子制御ユニット５０により実行されるモード・パルスパターン設定処理の一例を示すフローチャートである。この処理は所定時間毎に繰り返し実行される。

モード・パルスパターン設定処理が実行されると、電子制御ユニット５０は、まず、モータ３２の回転数Ｎｍ，変調度Ｍなどを入力する処理を実行する（ステップＳ１００）。モータ３２の回転数Ｎｍは、回転位置検出センサ３２ａからの回転位置θｍに基づいて演算したものを入力することができる。変調度Ｍは、電圧ベクトルにおけるｄ軸成分Ｖｄとｑ軸成分Ｖｑの２乗和の平方根を高電圧側電力ライン４２の電圧ＶＨで除することにより得ることができる。

次に、変調度Ｍが閾値Ｍｒｅｆ以上であるか否かを判定する（ステップＳ１１０）。閾値Ｍｒｅｆは、パルス幅変調制御モード（以下、ＰＷＭ制御モードと称する。）と矩形波制御モードとを切り替える変調度であり、例えば０．７３などを用いることができる。変調度Ｍが閾値Ｍｒｅｆ未満であると判定したときには、ＰＷＭ制御モードを設定し（ステップＳ１２０）、本処理を終了する。ＰＷＭ制御モードは、擬似的な三相交流電圧がモータ３２に印加（供給）されるようにインバータ３４を制御する制御モードである。

ステップＳ１１０で変調度Ｍが閾値Ｍｒｅｆ以上であると判定したときには、矩形波制御モードを設定する（ステップＳ１３０）。矩形波制御モードでは、モータ３２の回転数Ｎｍを閾値Ｎｒｅｆ１および閾値Ｎｒｅｆ２と比較する（ステップＳ１４０）。閾値Ｎｒｅｆ２は、モータ３２の電気６次変動周波数によってＬＣ共振が生じる領域をモータ３２の回転数に変換した第１共振領域の上限値より大きな回転数であり、閾値Ｎｒｅｆ１は、モータ３２の電気１２次変動周波数によってＬＣ共振が生じる領域をモータ３２の回転数に変換した第２共振領域の上限値より大きく第１共振領域の下限値より小さな回転数である。モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ１未満のときには第２スイッチングパターンを設定し（ステップＳ１５０）、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ１以上で閾値Ｎｒｅｆ２未満のときには第１スイッチングパターンを設定し（ステップＳ１６０）、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ２以上のときには矩形波パルスパターンを設定し（ステップＳ１７０）、本処理を終了する。

図３は、矩形波パルスパターンと第１スイッチングパターンと第２スイッチングパターンの一例を示す説明図である。矩形波パルスパターンは、図示するように、時間Ｔ１～Ｔ２の１周期の前半周期全体が１つのパルス（矩形波パルス）となると共に後半周期にはパルスが形成されないパルスパターン（通常の矩形波制御におけるパルスパターン）である。第１スイッチングパターンは、時間Ｔ１～Ｔ２の１周期の前半周期の矩形波パルスパターンの矩形波パルスが存在する領域に１つのスリットが形成されると共に後半周期のスリットと同じタイミングに１つの短パルスが形成されたパルスパターンであり、電気６次変動周波数成分を高周波化するスイッチングパターンである。電気６次変動周波数成分を高周波化するスイッチングパターンとして、図示するように、１周期に３つのパルスを有するパルスパターンだけでなく、１周期に４つ以上のパルスを有するパルスパターンも有効であるが、実施例では、１周期のうち最もパルス数が少ないものを第１スイッチングパターンとして用いた。第２スイッチングパターンは、第１スイッチングパターンに加えて更に１つのスリット（合計２つのスリット）と１つの短パルス（合計２つの短パルス）が形成されたパルスパターンであり、電気６次変動周波数成分に加えて電気１２次変動周波数成分を高周波化するスイッチングパターンである。電気６次変動周波数成分に加えて電気１２次変動周波数成分を高周波化するスイッチングパターンは、図示するように、１周期に４つのパルスを有するパルスパターンだけでなく、１周期に５つ以上のパルスを有するパルスパターンも有効であるが、実施例では、１周期のうち最もパルス数が少ないものを第２スイッチングパターンとして用いた。

図４は、モータ３２の回転数ＮｍとトルクＴｍと制御モードとの関係の一例を示す説明図である。Ｍ＝Ｍｒｅｆより左下側の領域ではＰＷＭ制御モードが設定され、Ｍ＝Ｍｒｅｆより右上側の領域では矩形波制御モードが設定される。矩形波制御モードでは、閾値Ｎｒｅｆ１、閾値Ｎｒｅｆ２により区分される領域により、左から順に第２スイッチングパターン、第１スイッチングパターン、矩形波パルスパターンがスイッチングパターンとして設定される。

以上の説明から、上述の矩形波制御モードでは、ステップＳ１４０において、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ１未満であると判定したときには、モータ３２の電気１２次変動周波数によるＬＣ共振を抑制するために第２スイッチングパターンを設定し、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ１以上で閾値Ｎｒｅｆ２未満であるときには、電気６次変動周波数によるＬＣ共振を抑制するために第１スイッチングパターンを設定し、モータ３２の回転数Ｎｍが閾値Ｎｒｅｆ２以上であるときには、ＬＣ共振は生じないことから矩形波パルスパターンを設定するものとなる。これにより、電気６次変動周波数や電気１２次変動周波数によるＬＣ共振によって生じ得る振動を抑制することができる。

次に、ＰＷＭ制御モードと矩形波制御モードとの切り替えの際の動作について説明する。ＰＷＭ制御モードと矩形波制御モードとの切り替え時にはモード切替時電圧補正処理が実行される。電子制御ユニット５０により実行されるモード切替時電圧補正処理の一例を示すフローチャートを図５に示す。

モード切替時電圧補正処理が実行されると、電子制御ユニット５０は、まず、電圧位相補正値Δθおよび電圧振幅補正値Δａを演算する（ステップＳ２００）。実施例では、変調度Ｍと電流電圧位相差θと電圧位相補正値Δθおよび電圧振幅補正値Δａとの関係を予め定めて電圧位相補正値設定用マップおよび電圧振幅補正値設定用マップとして記憶しておき、変調度Ｍと電流電圧位相差θとが与えられるとマップから対応する電圧位相補正値Δθおよび電圧振幅補正値Δａを導出することにより演算する物とした。電圧位相補正値設定用マップの一例を図６に示し、電圧振幅補正値設定用マップの一例を図７に示す。

電圧位相補正値Δθおよび電圧振幅補正値Δａは以下のように得ることができる。デューティとスイッチングと相電流とデッドタイム分電圧の関係およびデットタイム分電圧のｄ軸成分とｑ軸成分の関係の一例を図８に示す。図中１段目がＵ相におけるデューティと三角波（キャリア）の関係を示し、２段目がＵ相におけるスイッチング状態を示し、３段目がＵ相における相電流を示し、４段目がＵ相におけるデッドタイム分電圧（ＤＴ分電圧）を示している。デューティが三角波（キャリア）を超えている区間では、スイッチング状態に変化はないから、デッドタイム分電圧は値０である。デューティが三角波（キャリア）を下回る区間において相電流が正の範囲では、デッドタイム分電圧は、マイナス１（－１）×高電圧系電圧ＶＨ［Ｖ］×キャリア周波数［Ｈｚ］×デッドタイム［ｓｅｃ］により計算される。デューティが三角波（キャリア）を下回る区間において相電流が負の範囲では、デッドタイム分電圧は、プラス１（＋１）×高電圧系電圧ＶＨ［Ｖ］×キャリア周波数［Ｈｚ］×デッドタイム［ｓｅｃ］により計算される。こうして３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のデッドタイム分電圧を計算し、３相２相変換（次式（１）および式（２）参照）を行なって得られたものが図８の５段目および６段目である。そして、電気１周期を平均した値をデッドタイム分電圧ＤＴＶ（ｄ軸成分，ｑ軸成分）とする。

Ｖｄ＝［（２／３）｛Ｖｕｃｏｓθ＋Ｖｖｃｏｓ（θ－２π／３）
＋Ｖｗｃｏｓ（θ＋２π／３）｝］^(1/2) （１）
Ｖｑ＝－［（２／３）｛Ｖｕｓｉｎθ＋Ｖｖｓｉｎ（θ－２π／３）
＋Ｖｗｓｉｎ（θ＋２π／３）｝］^(1/2) （２）

ＰＭＷ制御モードにおける電圧指令Ｖ＊とデッドタイム分電圧ＤＴＶと実際の電圧（実電圧）Ｖとの関係を図９に示す。ＰＷＭ制御モードでは電圧指令Ｖ＊に対してデッドタイム分電圧ＤＴＶが生じることから、電圧指令Ｖ＊とデッドタイム分電圧ＤＴＶとの和として実電圧Ｖが作用する。矩形波制御モードでは、スイッチング状態の変化が少ないからデッドタイム分電圧ＤＴＶは値０とみなすことができる。このため、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードに切り替えるときには、デッドタイム分電圧ＤＴＶだけ電圧変動が生じる。いま、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードに切り替えるときには、図９における実電圧Ｖの位相はそのままで振幅（大きさ）を電圧指令Ｖ＊と同じものとし、この振幅調整した実電圧Ｖからデッドタイム分電圧ＤＴＶを減じることにより新たな電圧指令Ｖ＊を調整する。こうして調整した電圧指令Ｖ＊によりＰＷＭ制御を行なった直後に矩形波制御モードに切り替えれば、実電圧Ｖの大きさは変化しないから、モード切り替え際の電圧変動を解消することができる。実電圧Ｖの振幅調整したものとデッドタイム分電圧ＤＴＶと新たな電圧指令Ｖ＊との関係を図１０に示す。実施例では、図９における電圧指令Ｖ＊に対する図１０における電圧指令Ｖ＊の位相の差をＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードに切り替える際の電圧位相補正値Δθとし、図９における電圧指令Ｖ＊に対する図１０における電圧指令Ｖ＊の大きさの差をＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードに切り替える際の電圧振幅補正値Δａとしている。

矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードに切り替えるときを考える。図１０における実電圧Ｖが矩形波制御モードにおける実電圧となるから、ＰＷＭ制御モードにおけるデッドタイムＤＴＶを実電圧Ｖから減じて得られる電圧指令Ｖ＊（図１０）を矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードに切り替えた直後の電圧指令Ｖ＊とすれば、モードの切替の前後で実電圧Ｖの大きさは変化しないから、モード切り替えの際の電圧変動を解消することができる。実施例では、図１０における電圧指令Ｖ＊に対する図９における電圧指令Ｖ＊の位相の差を矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードに切り替える際の電圧位相補正値Δθとし、図１０における電圧指令Ｖ＊に対する図９における電圧指令Ｖ＊の大きさの差を矩形波制御モードからＰＷＭ波制御モードに切り替える際の電圧振幅補正値Δａとしている。したがって、図６の電圧位相補正値設定用マップおよび図７の電圧振幅補正値設定用マップは図９の電圧指令Ｖ＊と図１０の電圧指令Ｖ＊の位相の差および大きさの差を電流電圧位相差θに応じて作成したものとなる。

図５のモード切替時電圧補正処理に戻る。ステップＳ２００で電圧位相補正値Δθおよび電圧振幅補正値Δａを演算すると、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切り替えか或いは矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切り替えかを判定する（ステップＳ２１０）。ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードへの切り替えであると判定したときには、電圧指令Ｖ＊の大きさに電圧振幅補正値Δａを加えたものを補正後の実電圧Ｖの大きさとなるように補正すると共に（ステップＳ２２０）、電圧指令Ｖ＊の電流に対する位相θ（Ｖ＊）に電圧位相補正値Δθを減じたものを新たな電圧指令Ｖ＊の位相θとするように補正し（ステップＳ２３０）、即ち図９の電圧指令Ｖ＊から図１０の電圧指令Ｖ＊となるように補正し、その後に制御モードをＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードに切り替えて（ステップＳ２６０）、本処理を終了する。この場合の制御モードの切り替えは、補正処理を行なった電圧指令Ｖ＊を用いたＰＷＭ制御モードを行なった直後に矩形波制御モードに切り替えるものとなる。これにより、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードに切り替える際に生じ得る電圧変動を抑制することができる。一方、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切り替えであると判定したときには、電圧指令Ｖ＊の大きさに電圧振幅補正値Δａを減じたものを補正後の実電圧Ｖの大きさとなるように補正すると共に（ステップＳ２４０）、電圧指令Ｖ＊の電流に対する位相θ（Ｖ＊）に電圧位相補正値Δθを加えたものを新たな電圧指令Ｖ＊の位相θとするように補正し（ステップＳ２５０）、その後に制御モードを矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードに切り替えて（ステップＳ２６０）、本処理を終了する。即ち、図１０の実電圧Ｖから図１０の電圧指令Ｖ＊となるように補正して、本処理を終了する。この場合の制御モードの切り替えは、矩形波制御モードから補正処理を行なった電圧指令Ｖ＊を用いたＰＷＭ制御モードへの切り替えとなる。これにより、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードに切り替える際に生じ得る電圧変動を抑制することができる。

以上説明した実施例の電気自動車２０に搭載した駆動装置では、ＰＷＭ制御モードと矩形波制御モードとを切り替える際には、ＰＷＭ制御モードにおける切り替え時のデッドタイム分電圧ＤＴＶに基づいてモードの切り替えの前後で実電圧Ｖが変化しないように電圧位相補正値Δθと電圧振幅補正値Δａを用いて電圧指令Ｖ＊を調整し、この電圧指令Ｖ＊を切り替え直前のＰＷＭ制御モードまたは切り替え直後のＰＷＭ制御モードで用いることにより、制御モードの切り替えの際の電圧変動を抑制することができる。

実施例の電気自動車２０が搭載する駆動装置では、高電圧側電力ライン４２と低電圧側電力ライン４４とに接続されて低電圧側電力ライン４４の電力を昇圧して高電圧側電力ライン４２に供給したり、高電圧側電力ライン４２の電力を降圧して低電圧側電力ライン４４に供給したりする昇圧コンバータ４０を備えるものとしたが、こうした昇圧コンバータ４０を備えないものとしても構わない。

実施例の電気自動車２０が搭載する駆動装置では、矩形波制御モードでは第１スイッチングパターンと第２スイッチングパターンとを用いるものとしたが、第１スイッチングパターンだけを用いるものや第２スイッチングパターンだけを用いるものとしてもよい。

実施例では、電気自動車２０が搭載する駆動装置として説明したが、駆動装置は、ハイブリッド自動車に搭載されるものとしたり、自動車以外の移動体に搭載されるものとしてもよい。

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータ３２が「電動機」に相当し、インバータ３４が「インバータ」に相当し、バッテリ３６が「蓄電装置」に相当し、電子制御ユニット５０が「制御装置」に相当する。

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

本発明は、駆動装置の製造産業などに利用可能である。

２０ 電気自動車、２２ａ，２２ｂ 駆動輪、２４ デファレンシャルギヤ、２６ 駆動軸、３２ モータ、３２ａ 回転位置検出センサ、３２ｕ，３２ｖ 電流センサ、３４ インバータ、３６ バッテリ、３６ａ 電圧センサ、３６ｂ 電流センサ、４０ 昇圧コンバータ、４０ａ 電流センサ、４２ 高電圧側電力ライン、４４ 低電圧側電力ライン、４６，４８ コンデンサ、４６ａ，４８ａ 電圧センサ、５０ 電子制御ユニット、５２ ＣＰＵ、５４ ＲＯＭ、５６ ＲＡＭ、６０ イグニッションスイッチ、６１ シフトレバー、６２ シフトポジションセンサ、６３ アクセルペダル、６４ アクセルペダルポジションセンサ、６５ ブレーキペダル、６６ ブレーキペダルポジションセンサ、６８ 車速センサ、Ｄ１１～Ｄ１６，Ｄ３１，Ｄ３２ ダイオード、Ｌ リアクトル、Ｔ１１～Ｔ１６，Ｔ３１，Ｔ３２ トランジスタ。

Claims (1)

1. 電動機と、前記電動機を駆動するインバータと、前記電動機と前記インバータを介して電力のやりとりを行なう蓄電装置と、変調度に応じてパルス幅変調制御モードと矩形波制御モードとにより前記インバータのスイッチング素子をスイッチング制御する制御装置と、を備える駆動装置であって、
   前記制御装置は、前記パルス幅変調制御モードと前記矩形波制御モードとを切り替えるときには、前記パルス幅変調制御モードにおける切り替え時のデッドタイム分電圧に基づく電圧補正値を用いて切り替え時に電圧変動が抑制されるように電圧指令値を補正する、
   ことを特徴とする駆動装置。

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