JP2013132135A - 回転電機制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータを制御する制御方式が切り換わった際に生じる過渡電流によって過度に回転電機の動作を制限したり、電流センサの使用が必要以上に制限されたりすることなく、効率的に回転電機の電流を検出して、回転電機を電流フィードバック制御する。
【解決手段】インバータ制御部１５が実行制御方式を切り換えた制御方式切換時から予め規定された期間の判定猶予期間ＭＴが設定され、３相の内の何れか１相が過電流相であると判定された場合に、出力制限判定部１３は、判定猶予期間ＭＴが経過するまで回転電機ＭＧの出力制限ＳＤの判定を保留し、電流検出部１１は、少なくとも判定猶予期間ＭＴの間、過電流相とは別の２相に対応する電流センサの測定結果Ｍｉに基づいて過電流相の電流値を演算して３相全ての実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電力と３相交流電力との間で電力変換するインバータを備えて交流の回転電機を駆動する回転電機駆動装置を制御対象とし、前記回転電機に流れる実電流を検出して電流フィードバック制御する回転電機制御装置に関する。

回転電機は、多くの場合、回転電機に流れる電流と目標電流との偏差に基づく電流フィードバック制御により駆動制御される。このため、回転電機に流れる電流を測定する必要がある。例えば３相交流型の回転電機の場合には、各相のステータコイルに流れる電流が、各相に対応して設けられた電流センサによって測定される。特開２００２−２３３１６０号公報（特許文献１）には、直流電力と交流電力との間で電力変換を行って回転電機を駆動するインバータを制御して回転電機を電流フィードバック制御するインバータ制御装置が開示されている。このインバータ制御装置は、各相に対応して設けられた電流センサが異常となった相を特定し、当該電流センサの測定結果の代わりに他の相の測定結果を用いて、当該相の電流推定値を得て、電流センサの１つに異常が生じても回転電機の電流フィードバック制御を継続する（第６、１８−２０段落、要約等）。

ところで、回転電機の制御方式には、回転電機の目標トルクや回転速度に応じて適した制御方式が存在する。例えば、正弦波を基調とした電圧指令とキャリアとの振幅比較によってパルスを出力するパルス幅変調制御や、回転電機の回転に同期して電気角の１周期に対応する１つの矩形波を出力する矩形波制御などがある。ここで、例えばパルス幅変調制御と矩形波制御との間で制御方式を相互に切り換える際に、インバータに印加される電圧に変動が生じ、この変動に伴って過渡的な電流が生じる場合がある。そして、このような過渡電流は、電流センサによる電流の測定精度を保証する保証範囲外の値となる場合があり、この過渡電流を測定したことによって、当該電流センサが異常であると判定される場合がある。あるいは、過度電流の発生を検出したことによって回転電機の動作が制限される可能性もある。しかし、当該電流センサは異常とは限らず、また、過渡電流の発生も一時的なものである。従って、回転電機の動作を過度に制限することは好ましくなく、また、異常と判定された電流センサの使用が必要以上に制限されることも好ましくない。

特開２００２−２３３１６０号公報

上記背景に鑑みて、インバータを制御する制御方式が切り換わった際に生じる過渡電流によって過度に回転電機の動作を制限したり、電流センサの使用が必要以上に制限されたりすることなく、効率的に回転電機の電流を検出して、回転電機を電流フィードバック制御することが望まれる。

上記課題に鑑みた本発明に係る回転電機制御装置の特徴構成は、
直流電力と３相交流電力との間で電力変換するインバータを備えて交流の回転電機を駆動する回転電機駆動装置を制御対象とし、前記回転電機に流れる実電流を検出して電流フィードバック制御する回転電機制御装置であって、
３相各相に対応して設けられて各相に流れる電流を測定する電流センサの測定結果に基づいて、各相の前記実電流を検出する電流検出部と、
前記測定結果が、前記電流センサの予め定められた測定精度保証範囲内の値に設定された過電流判定しきい値以上の前記電流センサに対応する相を、過電流状態の過電流相であると判定する過電流判定部と、
前記過電流判定部の判定結果に基づいて、前記回転電機の出力を制限する必要のある要制限状態であるか否かを判定する出力制限判定部と、
前記回転電機の目標トルク及び回転速度に応じて少なくとも２つの異なる制御方式から１つの実行制御方式を決定して前記インバータをスイッチング制御すると共に、前記要制限状態であると判定された場合には、前記インバータの動作状態を停止状態とするインバータ制御部と、
前記インバータ制御部が前記実行制御方式を切り換えた制御方式切換時から予め規定された期間の判定猶予期間を設定する判定猶予期間設定部と、を備え、
前記過電流判定部により、３相の内の２相以上が前記過電流相であると判定された場合には、前記出力制限判定部は、前記判定猶予期間に拘わらず前記要制限状態であると判定し、
前記過電流判定部により３相の内の何れか１相が前記過電流相であると判定された場合には、前記出力制限判定部は、前記判定猶予期間が経過するまで判定を保留し、前記電流検出部は、少なくとも前記判定猶予期間の間、前記過電流相とは別の２相に対応する前記電流センサの測定結果に基づいて前記過電流相の電流値を演算して３相全ての前記実電流を検出する点にある。

この特徴構成によれば、インバータ制御部が実行制御方式を切り換えた制御方式切換時から判定猶予期間が設定される。従って、制御方式の切り換えによって過渡電流が生じ、３相の内の１相において電流センサによる測定結果が過電流判定しきい値以上となっても、直ちに回転電機の出力を制限する要制限状態と判定されることがない。即ち、回転電機の動作が不必要に制限されることがない。また、測定結果が過電流しきい値以上となった相に対応する電流センサも、判定猶予期間中においては故障などと判定されることがない。即ち、電流センサの使用が不必要に制限されることもない。一方、３相の内の２相以上が過電流相であると判定された場合には、判定猶予期間内であっても、出力制限判定部により要制限状態であると判定されて回転電機の出力が制限される。従って、回転電機の動作を制限する必要があるような過電流の発生や、電流センサの故障などに対しても適切に対応することが可能である。このように、本特徴構成によれば、インバータを制御する制御方式が切り換わった際に生じる過渡電流によって過度に回転電機の動作を制限したり、電流センサの使用が必要以上に制限されたりすることなく、効率的に回転電機の電流を検出して、回転電機を電流フィードバック制御することが可能である。

過渡電流の発生によって複数の相の測定結果が同時に過電流しきい値以上となる場合もあり、このような場合にはインバータが停止状態に制御される。過渡電流の発生は一時的なものであるから、インバータを停止状態とした後で、要制限状態であるとの判定に至った事象が解消する場合がある。このような場合には、速やかにインバータのスイッチング制御を再開することが好ましい。１つの態様として、本発明に係る回転電機制御装置の前記インバータ制御部は、前記インバータの動作状態を前記停止状態としてから、予め定められた待機期間以上経過した後、前記インバータのスイッチング制御を再開すると好適である。

ところで、判定猶予期間は、固定値である必要はない。例えば、インバータ制御部が３つ以上の異なる方式から実行制御方式を決定可能である場合、切り換え前後の制御方式の組み合わせは少なくとも２つ存在する。また、実行制御方式が切り換わる際に生じる過度電流の大きさや継続時間は、切り換え前後の制御方式の組み合わせによって異なり、その組み合わせによってある程度予測することが可能な特性を有している。従って、判定猶予期間は、切り換え前後の制御方式の組み合わせに応じて異なる値に設定されると好適である。１つの態様として、本発明に係る回転電機制御装置の前記インバータ制御部は、少なくとも３つの異なる方式から前記実行制御方式を決定可能であり、前記判定猶予期間は、切り換え前後の前記制御方式の組み合わせに応じて異なる値に設定されると好適である。

また、１つの態様として、本発明に係る回転電機制御装置は、前記インバータ制御部が、前記回転電機の回転に同期してスイッチングを行う同期制御方式と、前記回転電機の回転に拘束される必要なく設定される制御周期に応じてスイッチングを行う非同期制御方式との間で前記実行制御方式を切り換え可能であり、さらに、前記同期制御方式及び前記非同期制御方式のそれぞれにおいて、異なるスイッチングパターンを有するそれぞれ少なくとも２つの制御方式の間で前記実行制御方式を切り換え可能であり、前記判定猶予期間は、前記同期制御方式及び前記非同期制御方式の中で前記実行制御方式を切り換える際の期間よりも、前記同期制御方式と前記非同期制御方式との間で前記実行制御方式を切り換える際の期間の方が長く設定されていると好適である。発明者らの実験や解析によれば、実行制御方式が切り換わる際に生じる過度電流の大きさや継続時間は、同期制御方式及び非同期制御方式の中で実行制御方式を切り換える際よりも、同期制御方式と非同期制御方式との間で実行制御方式を切り換える際の方が大きいことが判った。従って、上記構成のように判定猶予期間を設定することで、より適切に回転電機の電流を検出して、回転電機を電流フィードバック制御することが可能となる。

判定猶予期間の経過後など、判定猶予期間外で過電流相が存在すると判定された場合であっても、他の２相が健在であれば、当該２相の測定結果を用いて、３相の実電流を検出することが可能である。つまり、過度に回転電機の動作を制限することなく、回転電機の電流を検出して、回転電機を電流フィードバック制御することが可能である。１つの態様として、本発明に係る回転電機制御装置の前記出力制限判定部は、前記判定猶予期間の経過後に前記過電流判定部により３相の内の１相が前記過電流相であると判定された場合には、当該過電流相に対応する前記電流センサが故障している故障電流センサであると判定し、前記電流検出部は、前記故障電流センサとは別の２つの前記電流センサの測定結果に基づいて前記過電流相の電流値を演算して３相の前記実電流を検出すると好適である。

２相の電流センサの測定結果に基づいて過電流相の電流を演算している状況において、さらに他の相が過電流相であると判定されると、３相の実電流を検出することができなくなる。このような場合には、電流フィードバック制御もできなくなるので、速やかに回転電機の動作を制限することが好ましい。１つの態様として、本発明に係る回転電機制御装置の前記出力制限判定部は、さらに他の少なくとも１相が前記過電流判定部により前記過電流相であると判定された場合、前記要制限状態であると判定すると好適である。

回転電機制御装置の構成例を模式的に示すブロック図 フラグ及びカウンタのデータ構造を示す図 インバータ制御部の処理手順の一例を示すフローチャート 回転電機制御装置の処理手順の一例を示すフローチャートの第１分図 判定猶予期間の設定手順の一例を示すタイミングチャート 回転電機制御装置の処理手順の一例を示すフローチャートの第２分図 回転電機制御装置の処理手順の一例を示すフローチャートの第３分図

以下、回転電機として、埋込磁石構造の３相交流型の回転電機を駆動する回転電機駆動装置を制御対象とする回転電機制御装置を例として、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。この回転電機は、必要に応じて電動機（モータ）としても発電機（ジェネレータ）としても動作する。以下、回転電機をモータと称して説明する。

図１に示すように、モータＭＧ（回転電機）は、モータＭＧを駆動する駆動装置１（回転電機駆動装置）を介してバッテリ３に接続されている。制御装置１０（回転電機制御装置）は、駆動装置１を介してモータＭＧを駆動制御する。バッテリ３は、例えば、ニッケル水素二次電池やリチウムイオン二次電池等の各種二次電池、キャパシタ、或いはこれらの組合せ等により構成されている。バッテリ３は、駆動装置１を介してモータＭＧに電力を供給可能であると共に、モータＭＧが発電して得られた電力を蓄電可能に構成されている。駆動装置１は、直流電力と３相交流電力との間で電力変換するインバータ５を備えて構成されている。駆動装置１は、インバータ５の直流側の電圧であるシステム電圧（直流電圧）とバッテリ３の電圧との間で直流電圧を変換するための電圧変換装置（コンバータ）を備えていてもよい。バッテリ３やコンバータは、直流電源２に相当する。

インバータ５は、システム電圧を有する直流電力とモータＭＧの３相交流電力との間の電力変換を行う。インバータ５は、複数組のスイッチング素子を備えたブリッジ回路により構成されている。本実施形態では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）を用いる。インバータ５は、モータＭＧの各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）に対応するそれぞれのレッグについて一対のスイッチング素子を備えて構成されている。各レッグは、直列接続された上アーム素子及び下アーム素子により構成される。また、各スイッチング素子には、スイッチング素子がオン状態の場合の通流方向と逆方向となるように並列接続された（逆並列接続された）フリーホイールダイオードが備えられている。

スイッチング素子のそれぞれは、制御装置１０から出力されるスイッチング制御信号ＳＩ（ここでは、ＩＧＢＴのゲートを駆動するゲート駆動信号）に従って動作する。高電圧をスイッチングするＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴのゲートに入力される駆動信号は、制御装置１０を構成する電子回路（後述するようなマイクロコンピュータなど）の電源電圧よりも高い電圧を必要とする。このため、制御装置１０により生成されたスイッチング制御信号ＳＩは、不図示のドライバ回路を介して電圧変換（例えば昇圧）された後、インバータ５に入力される。

インバータ５は、システム電圧Ｖｄｃの直流電力を交流電力に変換してモータＭＧに供給し、不図示の他の制御装置から提供される目標トルクＴＭに応じたトルクをモータＭＧに出力させる。この際、各スイッチング素子は、後述するパルス幅変調制御や矩形波制御等の制御方式に従って生成されたスイッチング制御信号ＳＩに基づいてスイッチング動作を行う。また、インバータ５は、モータＭＧが発電機として機能する際には、発電により得られた交流電力を直流電力に変換してバッテリ３へ回生する。

インバータ５とモータＭＧの各相のコイルとの間を流れる電流（実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ（検出電流））は、電流センサ７により測定された電流（測定電流Ｍｉ（Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗ））に基づいて制御装置１０の電流検出部１１が検出する。本実施形態では、３相の全てが非接触型の電流センサ７により測定される構成を例示している。また、モータＭＧのロータの各時点での磁極位置θ（ロータの回転角度）や回転速度ωは、回転センサ９により検出され、検出結果を制御装置１０が取得する。回転センサ９は、例えばレゾルバ等により構成される。

駆動装置１を制御対象とする制御装置１０の各機能部は、本実施形態では、マイクロコンピュータやＤＳＰ（digital signal processor）やメモリなどのハードウェアと、プログラムやパラメータなどのソフトウェアとの協働によって実現される。制御装置１０の中核となるマイクロコンピュータは、ＣＰＵコア、プログラムメモリ、パラメータメモリ、ワークメモリ、Ａ／Ｄコンバータ、タイマ（カウンタ）等を有して構成されている。もちろん、全てが１つの集積回路の中に構成されている必要はなく、例えば、プログラムメモリなど一部がＣＰＵコアとは別の素子であってもよい。ＣＰＵコアは、種々の演算の実行主体となるＡＬＵ(arithmetic logic unit)や、命令レジスタ、命令デコーダ、フラグレジスタ、汎用レジスタ、割り込みコントローラなどを有して構成される。アナログの電気信号をデジタルデータに変換するＡ／Ｄコンバータは、電流センサ７が測定した測定電流Ｍｉを受け取り、デジタルデータに変換する。これらの詳細については、公知であるから詳細な説明は省略する。

上述したように、本実施形態では、モータＭＧの３相のステータコイルの全てに流れる電流が非接触型の電流センサ７により測定され、制御装置１０において電流フィードバック制御に利用される。ところで、３相の電流は平衡しているため、３相電流の総和はゼロである。従って、制御装置１０は、３相のそれぞれに対応して設けられた３つの電流センサ７の内の何れかが故障した場合や、測定結果の信頼性が低いと判定された場合には、他の２つの電流センサ７の測定結果に基づいて３相全ての電流を検出することが可能である。以下、そのような制御装置１０の機能的な構成や、その機能の実行の具体的な態様について説明する。

制御装置１０は、図１に示すように電流検出部１１と、過電流判定部１２と、出力制限判定部１３と、判定猶予期間設定部１４と、インバータ制御部１５とを有して構成されている。電流検出部１１は、３相各相に対応して設けられて各相に流れる電流を測定する電流センサ７の測定結果（測定電流Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗ）に基づいて、各相の実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する機能部である。過電流判定部１２は、電流センサ７の測定結果（測定電流Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗ）に基づき、各相が過電流状態の過電流相であるか否かをそれぞれの相について判定する（相毎に判定する）機能部である。具体的には、過電流判定部１２は、測定結果（測定電流Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗ）が、過電流判定しきい値（ＴＨＯＣ）以上となっている電流センサ７に対応する相（電流センサ７が測定対象とする相）を、過電流状態の過電流相であると判定する。過電流判定しきい値（ＴＨＯＣ）は、例えば、電流センサ７の測定精度保証範囲内の値に、予め設定されている。

電流センサ７の測定精度保証範囲とは、例えば、電流センサ７の出力が線形性を保って出力可能な電流範囲や、対数などの関数で規定される相関関係を保って出力可能な電流範囲、測定誤差が誤差許容範囲内に収まる電流範囲であり、電流センサ７の品種などに応じて予め規定されている値である。本実施形態では、測定精度保証範囲は、電流センサ７の出力が線形性を保って出力可能な直線性保証範囲である。尚、過電流判定しきい値（ＴＨＯＣ）は、さらに、インバータ５などの駆動装置１の許容電流の最大値の範囲内に設定されている。また、過電流判定しきい値（ＴＨＯＣ）は、固定値である必要はなく、後述する制御方式などに応じて可変する値であってもよい。

出力制限判定部１３は、過電流判定部１２の判定結果に基づいて、モータＭＧの出力を制限する必要のある要制限状態であるか否かを判定する機能部である。例えば、過電流判定部１２により過電流相があると判定された場合に、出力制限判定部１３は、要制限状態であると判定する。後述するように、インバータ制御部１５は、出力制限判定部１３により要制限状態であると判定された場合には、インバータ５の動作状態を停止状態とする。

しかし、測定電流Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗが過電流しきい値（ＴＨＯＣ）以上であっても、実際には問題ではない場合もある。後述するように、インバータ制御部１５は、インバータ５をスイッチング制御する制御方式を複数有している。インバータ制御部１５が実行する制御方式が切り換わる際には、過渡的にインバータ５への印可電圧が変動し、過渡電流が生じる場合があるが、このような過渡電流は一時的なものであるため、モータＭＧの出力を制限する必要はない。このため、判定猶予期間設定部１４は、出力制限判定部１３による判定を猶予するための判定猶予期間を設定する。具体的には、判定猶予期間設定部１４は、インバータ制御部１５が実行する制御方式（実行制御方式）を切り換えた制御方式切換時から予め規定された期間の判定猶予期間を設定する。

インバータ制御部１５は、モータＭＧの目標トルクＴＭ及び回転速度ωに応じて少なくとも２つの異なる制御方式から１つの実行制御方式を決定してインバータ５をスイッチング制御する機能部である。また、インバータ制御部１５は、出力制限判定部１３により、要制限状態であると判定された場合には、インバータ５の動作状態を停止状態とする。本実施形態では、インバータ制御部１５は、モータＭＧの回転に同期して回転する２軸の直交ベクトル空間における電流ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を実行してモータＭＧを制御する。電流ベクトル制御法では、例えば、永久磁石による界磁磁束の方向に沿ったｄ軸と、このｄ軸に対して電気的にπ／２進んだｑ軸との２軸の直交ベクトル空間において電流フィードバック制御を行う。

インバータ制御部１５は、制御対象となるモータＭＧの目標トルクＴＭ（トルク指令）に基づいて、ｄ軸及びｑ軸の電流指令を決定する。そして、インバータ制御部１５は、モータＭＧの各相のコイルを流れる実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて得られたベクトル空間における実電流と、電流指令との偏差を求めて比例積分制御演算（ＰＩ制御演算）や比例積分微分制御演算（ＰＩＤ制御演算）を行い、最終的に３相の電圧指令を決定する。この電圧指令に基づいて、スイッチング制御信号ＳＩが生成される。モータＭＧの実際の３相空間と２軸の直交ベクトル空間との間の相互の座標変換は、回転センサ９により検出された磁極位置θに基づいて行われる。また、モータＭＧの回転速度ω（角速度）は、回転センサ９の検出結果より導出される。

インバータ制御部１５は、インバータ５を構成するスイッチング素子のスイッチングパターンの方式（電圧波形制御の方式）として、少なくともパルス幅変調（PWM：pulse width modulation）制御と矩形波制御（１パルス制御）との２つの制御方式を有している。パルス幅変調制御は、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相のインバータ５の出力電圧波形であるパルス幅変調波形が、上アーム素子がオン状態となるハイレベル期間と、下アーム素子がオン状態となるローレベル期間とにより構成されるパルスの集合で構成されると共に、その基本波成分が一定期間で略正弦波状となるように、各パルスのデューティーが設定される制御である。パルス幅変調では、交流電圧波形（電圧指令）の振幅と三角波（鋸波を含む）状のキャリア波形の振幅との大小関係に基づいてパルスが生成される。尚、キャリアとの比較によらずにデジタル演算により直接ＰＷＭ波形を生成する場合もあるが、その場合でも、交流電圧波形と仮想的なキャリア波形の振幅とは相関関係を有する。

パルス幅変調制御には、公知の正弦波パルス幅変調（SPWM : sinusoidal PWM）制御や、空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM : space vector PWM）制御、不連続パルス幅変調（DPWM：discontinuous PWM）制御などが含まれる。空間ベクトルパルス幅変調は、正弦波状の基本波に対して中性点バイアス電圧を印加した電圧指令に基づいてパルスが生成される変調方式である。正弦波パルス幅変調や空間ベクトルパルス幅変調は、基本波成分の振幅がキャリアの振幅以下の変調方式であるが、不連続パルス幅変調は電圧指令の振幅がキャリア波形の振幅を超えるパルス幅変調である。このため、正弦波パルス幅変調や空間ベクトルパルス幅変調を通常パルス幅変調、不連続パルス幅変調を過変調パルス幅変調と称する場合がある。不連続パルス幅変調では、各パルスのデューティー比を基本波成分の山側で大きく谷側で小さくすることにより、インバータ５の出力電圧波形の基本波成分の波形を歪ませ、振幅が通常パルス幅変調よりも大きくなるように制御する。例えば、不連続パルス幅変調では、３相の内の１相のパルスをハイ又はローに固定して、他の２相をパルス幅変調する２相変調なども行われる。

これらの正弦波パルス幅変調、空間ベクトルパルス幅変調、不連続パルス幅変調は、キャリアに対する相関関係を有する。このキャリアは例えば制御装置１０を構成するマイクロコンピュータの演算周期や制御装置１０を構成する電子回路の動作周期など、制御装置１０の制御周期に応じて定まる。換言すれば、キャリアはモータＭＧの回転速度や回転角度（電気角）には拘束されない周期を有している。従って、キャリアも、キャリアに基づいて生成される各パルスも、モータＭＧの回転には同期していない。また、各パルスの変化点は、キャリアと電圧指令との大小比較により定まるから、各パルスとキャリアとの関係も同期関係にはない。従って、本実施形態において、正弦波パルス幅変調制御、空間ベクトルパルス幅変調制御、不連続パルス幅変調制御によりインバータ５がスイッチング制御される場合の制御方式を“非同期制御方式”と称する。

ところで、直流電圧から交流電圧への変換率を示す指標として、直流電圧に対する多相交流電圧の線間電圧の実効値の割合を示す変調率がある。一般的に、正弦波パルス幅変調制御の最大変調率は約０．６１、空間ベクトルパルス幅変調制御の最大変調率は約０．７１である。正弦波パルス幅変調制御における電圧指令はほぼ正弦波状である。空間ベクトルパルス幅変調制御の電圧指令は、上述したように部分的に電圧指令を上下にシフトさせて３相電圧の相間電圧を有効に利用できるようにしたことでやや歪みを有しているが、ほぼ正弦波状である。従って、一般的に、最大変調率が約０．７１までの空間ベクトルパルス幅変調制御による変調は、“通常パルス幅変調”として扱われる。一方、空間ベクトルパルス幅変調制御の最大変調率である約０．７１を越える変調率を有する変調方式は、通常よりも変調率を高くした変調方式として、“過変調パルス幅変調”と称される。不連続パルス幅変調制御は、この過変調パルス幅変調が可能であり、最大変調率は約０．７８である。この変調率０．７８は、物理的な限界値である。不連続パルス幅変調制御において変調率が０．７８に達すると、電気角の１周期において１つのパルスが出力される矩形波制御（１パルス制御）となる。矩形波制御では、変調率は物理的な限界値である約０．７８に固定される。

本実施形態においては、パルス幅変調制御では、ｄ−ｑ軸ベクトル空間の各軸に沿った界磁電流（ｄ軸電流）と駆動電流（ｑ軸電流）との合成ベクトルである電機子電流を制御してインバータ５を駆動制御する。つまり、インバータ制御部１５は、ｄ−ｑ軸ベクトル空間における電機子電流の電流位相角（ｑ軸電流ベクトルと電機子電流ベクトルとの為す角）を制御してインバータ５を駆動制御する。従って、パルス幅変調制御は、電流位相制御とも称される。

これに対して、矩形波制御は、３相交流電力の電圧位相を制御してインバータ５を制御する方式である。３相交流電力の電圧位相とは、３相の電圧指令の位相に相当する。本実施形態では、矩形波制御は、インバータ５の各スイッチング素子のオン及びオフがモータＭＧの電気角１周期に付き１回ずつ行われ、各相について電気角１周期に付き１パルスが出力される回転同期制御である。上述したように、本実施形態においては、正弦波パルス幅変調制御などによりインバータ５がスイッチング制御される場合の制御方式を、”非同期制御方式”と称する。これに対して、矩形波制御のように、モータＭＧの回転に同期してインバータ５がスイッチング制御される場合の制御方式を本実施形態では”同期制御方式”と称する。矩形波制御は、３相電圧の電圧位相を制御することによってインバータ５を駆動するので、電圧位相制御と称することもできる。

ところで、上記において、約０．７１を越える変調率を有する変調方式を“過変調パルス幅変調”と呼び、不連続パルス幅変調は、この過変調パルス幅変調が可能であると説明した。また、不連続パルス幅変調において変調率を０．７８まで到達させることが可能と説明した。しかし、この可変調域においては、非同期制御方式である不連続パルス幅変調に換えて、モータＭＧの回転に同期して数パルスを出力する多パルス制御を適用することも可能である。多パルス制御には、５パルス制御、７パルス制御などが採用可能である。この多パルス制御は、モータＭＧの回転に同期してパルスを出力するので、“同期制御方式”に属する。

本実施形態では、インバータ制御部１５は、複数の制御方式として、少なくとも２つの制御方式である“非同期制御方式”と“同期制御方式”とを実行可能であり、モータＭＧの目標トルクＴＭ及び回転速度ωに応じて実行制御方式を決定する。また、本実施形態では、インバータ制御部１５は、“非同期制御方式”として、異なるスイッチングパターンを有する少なくとも２つの制御方式を有すると共に、“同期制御方式”として、異なるスイッチングパターンを有する少なくとも２つの制御方式を有している。具体的には、インバータ制御部１５は、“非同期制御方式”として、正弦波パルス幅変調制御、空間ベクトルパルス幅変調制御、不連続パルス幅変調制御の３つの制御方式を有している。また、インバータ制御部１５は、“同期制御方式”として、矩形波制御と多パルス制御との２つの制御方式を有している。

上述したように、実行制御方式が切り換わる際には、過渡的にインバータ５への印可電圧が変動し、過渡電流が生じる場合がある。このような一時的な過渡電流により、モータＭＧの出力が制限されることを抑制するために、制御装置１０は、出力制限の判定を猶予するための判定猶予期間を設定する。以下、そのような制御装置１０による制御手順についてフローチャートやタイミングチャートも利用して詳細に説明する。

はじめに、図２を利用して、制御装置１０による制御に用いられる各種フラグや、カウンタ値（タイマ値）について説明する。このような各種フラグやカウンタ値（タイマ値）は、上述したように、ＣＰＵコアのフラグレジスタや、カウンタ（タイマ）によって実現される。制御方式切換フラグＳＷは１ビットのフラグである。図５のタイミングチャートに示すように、制御方式切換フラグＳＷは、インバータ制御部１５がインバータ５の制御方式を切り換えた制御方式切換時（時刻ｔ１）に“１”に設定される。そして、制御方式切換フラグＳＷに基づいて判定猶予期間設定部１４が判定猶予期間ＭＴを設定した際に、“０”に設定される（リセットされる）。出力制限フラグＳＤも１ビットのフラグである。このフラグは、出力制限判定部１３によって“０”又は“１”に設定される。出力制限フラグＳＤの初期値は“０”であり、当該フラグの値が“０”の場合には、インバータ制御部１５はインバータ５に対して通常のスイッチング制御を行い、“１”の場合にはインバータ５の出力制限を行う。

過電流相フラグＣは３ビットのフラグであり、Ｕ相に対応する“Ｃｕ”、Ｖ相に対応する“Ｃｖ”、Ｗ相に対応する“Ｃｗ”により構成される。各フラグの初期値は“０”であり、電流センサ７による測定電流Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗが過電流しきい値（ＴＨＯＣ）以上の相に対応するフラグが過電流判定部１２により“１”に設定される。故障相フラグＦは電流センサ７が故障していると判定されている相を示すフラグである。故障相フラグＦも、各相に対応した３ビットのフラグであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相に対応した“Ｆｕ”，“Ｆｖ”，“Ｆｗ”により構成される。除外相フラグＥは、電流検出部１１が測定電流Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗに基づいて実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出するに際して、測定値（測定電流Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗ）を使用しない除外相を示すフラグである。除外相フラグＥも３相各相に対応した３ビットのフラグであり、初期値は“０”で全ての相を除外しないことを示す。除外相フラグＥは、過電流相フラグＣと故障相フラグＦとのビット論理和により設定される。具体的には、Ｕ相に対応する“Ｅｕ”は、“Ｃｕ”と“Ｆｕ”との論理和、Ｖ相に対応する“Ｅｖ”は、“Ｃｖ”と“Ｆｖ”との論理和、Ｕ相に対応する“Ｅｗ”は、“Ｃｗ”と“Ｆｗ”との論理和により定まる。つまり、過電流相フラグＣ及び故障相フラグＦの何れかにおいて“１”が設定されている相は、電流センサ７の測定値が電流検出に用いられない除外相となる。

待機期間カウンタＷＣは、出力制限フラグＳＤが“１”に設定されてからの経過時間を計測するカウンタ（タイマ）である。インバータ制御部１５は、インバータ５の動作状態を停止状態としてから、予め定められた待機期間以上経過した後、インバータ５のスイッチング制御を再開する。待機期間カウンタＷＣには、この待機期間に対応する値が設定される。本実施形態では、初期値は“０”であり、カウント開始時に設定されるプリセット値は“３００”である。即ち、待機期間カウンタＷＣは、“３００”にプリセットされた後、初期値“０”までダウンカウント（デクリメント）動作を行うカウンタ（タイマ）のカウント値（タイマ値）を示している。

猶予期間カウンタＭＣは、実行制御方式が切り換わった後の判定猶予期間ＭＴを規定するためのカウンタ（タイマ）である。判定猶予期間設定部１４は、インバータ制御部１５が実行制御方式を切り換えた制御方式切換時（図５に示す時刻ｔ１）から予め規定された期間の判定猶予期間ＭＴを設定する。猶予期間カウンタＭＣには、この判定猶予期間ＭＴに対応する値が設定される。本実施形態では、初期値は“０”であり、カウント開始時に設定されるプリセット値は“３”である。猶予期間カウンタＭＣは、制御方式切換フラグＳＷが“１”の場合に、“３”にプリセットされた後、初期値“０”までダウンカウント（デクリメント）動作を行うカウンタ（タイマ）のカウンタ値（タイマ値）を示している。

尚、猶予期間カウンタＭＣのプリセット値は、固定値である必要はない。例えば、インバータ制御部１５が、少なくとも３つの異なる方式から実行制御方式を決定可能である場合、判定猶予期間ＭＴは、切り換え前後の制御方式の組み合わせに応じて異なる値に設定されてもよい。例えば、空間ベクトルパルス幅変調制御、不連続パルス幅変調制御、矩形波制御の順に実行制御方式が切り換え可能である場合、空間ベクトルパルス幅変調制御と不連続パルス幅変調制御との間での切り換えの際の判定猶予期間ＭＴと、不連続パルス幅変調制御と矩形波制御との間での切り換えの際の判定猶予期間ＭＴとが異なる値であってもよい。

また、上述したように、インバータ制御部１５が、モータＭＧの回転に同期してスイッチングを行う同期制御方式と、モータＭＧの回転に拘束される必要なく設定される制御周期に応じてスイッチングを行う非同期制御方式との間で実行制御方式を切り換え可能であり、さらに、同期制御方式及び非同期制御方式のそれぞれにおいて、異なるスイッチングパターンを有するそれぞれ少なくとも２つの制御方式の間で実行制御方式を切り換え可能である場合もある。このような場合、判定猶予期間ＭＴは、同期制御方式及び非同期制御方式の中で実行制御方式を切り換える際の期間よりも、同期制御方式と非同期制御方式との間で実行制御方式を切り換える際の期間の方が長く設定されていると好適である。これは、非同期制御と同期制御との間で実行制御方式を切り換える際の方が、非同期制御内、同期制御内において実行制御方式を切り換える際よりも過渡電流が発生し易く、さらにその過渡電流が継続し易いことによる。

図３は、インバータ制御部１５による処理手順の一例を部分的に示している。インバータ制御部１５は、各制御周期（図５に示す“Ｔ１”とほぼ等価）において実行制御方式を切り換えたか否かを判定する（＃１０１）。実行制御方式を切り換えた場合には、制御方式切換フラグＳＷを“１”に設定する（＃１０２）。図５のタイミングチャートには、時刻ｔ１において実行制御方式が空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）制御から不連続パルス幅変調（ＤＰＷＭ）制御に切り換わり、制御方式切換フラグＳＷが“１”に設定された例を示している。実行制御方式が切り換わっていない場合には、制御方式切換フラグＳＷの値はそのまま維持される。次に、出力制限フラグＳＤの状態が判定され（＃１０３）、“１”の場合には、インバータ５の出力制限が実行される。具体的には、インバータ制御部１５により、インバータ５の各ＩＧＢＴがオフ状態に制御され、インバータ５は停止状態に制御される（＃１０４）。一方、出力制限フラグＳＤの状態が“０”の場合には、インバータ制御部１５により、インバータ５は、実行制御方式に応じてスイッチング制御される（＃１０５）。

以下、さらに、図４〜図７も参照して、電流検出部１１、過電流判定部１２、出力制限判定部１３、判定猶予期間設定部１４を中核とした処理手順の一例を説明する。図４から図６を経て図７に至る一連の処理は、予め規定された制御周期Ｔ１（図５参照）毎に実行される。各制御周期Ｔ１の先頭において図４に示すフローチャートの処理が実行される。はじめに、待機期間カウンタＷＣの値が“０”であるか否かが判定される（＃０１）。待機期間カウンタＷＣの値が“０”でない場合には、出力制限フラグＳＤが“１”となって、インバータ５が停止状態に制御されてから、規定の待機期間（ここでは、制御周期Ｔ１×３００）が経過していないことになる。従って、待機期間カウンタＷＣの値が“０”でない場合には、＄３を経由して図７のステップ＃４３に移行し、カウンタ値が１つデクリメントされる。尚、＄１又は＄２を経由しても結果は同様である。

ステップ＃０１において待機期間カウンタＷＣの値が“０”であると判定されると、次に判定猶予期間設定部１４により、制御方式切換フラグＳＷが“１”であるか否かが判定される（＃０２）。制御方式切換フラグＳＷが“１”でなければ、インバータ制御部１５による実行制御方式が変更されておらず、判定猶予期間ＭＴを設定する必要もないので、電流センサ７による電流の測定値（測定電流Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗ）を取得するステップ＃０５へ移行する。一方、制御方式切換フラグＳＷが“１”である場合には、判定猶予期間設定部１４は、判定猶予期間ＭＴを設定するために、カウンタ（タイマ）を起動し、猶予期間カウンタＭＣにプリセット値“３”を設定する（＃０３）。このプリセット値“３”の設定は、制御方式切換フラグＳＷが“１”となった後に実行されたステップ＃０２の判定結果に基づいて実行される。図５にも示すように、判定猶予期間設定部１４は、猶予期間カウンタＭＣにプリセット値“３”を設定すると、制御方式切換フラグＳＷを“０”にリセットする（＃０４）。

猶予期間カウンタＭＣの値は、図５に示すように、制御周期Ｔ１ごとに１つずつデクリメントされる。猶予期間カウンタＭＣの値が“０”でない期間は、判定猶予期間ＭＴとなる。尚、判定猶予期間ＭＴ内において再度実行制御方式が切り換わり、制御方式切換フラグＳＷが“１”に設定された場合には、猶予期間カウンタＭＣの値は、再度プリセットされ、再度“３”からのデクリメントが行われ、判定猶予期間ＭＴが実質的に延長される。判定猶予期間設定部１４を実行主体としたステップ＃０２〜＃０４の一連の処理を終えると、電流検出部１１は、電流センサ７による電流の測定値（測定電流Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗ）を取得する（＃０５）。取得した測定電流Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗを用いた一連の処理（図６及び図７）は、本実施形態では、図５における演算期間Ｔ２において実行される。つまり、猶予期間カウンタＭＣが適切に設定され、判定猶予期間ＭＴが適切に設定された後に図６及び図７に示す一連の処理が実行される。

図６のステップ＃１１〜＃１６に示すように、測定電流Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗが取得されると、過電流判定部１２は、各測定電流Ｍｉが過電流判定しきい値ＴＨＯＣ以上であるか否かを判定し、判定結果に基づいて過電流相フラグＣを設定する。ステップ＃１１〜＃１２はＵ相、ステップ＃１３〜＃１４はＶ相、ステップ＃１５〜＃１６はＷ相についての処理であるが、Ｕ，Ｖ，Ｗ相に対する処理の順序は任意である。ステップ＃１１，＃１３，＃１５において、測定電流Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗが過電流判定しきい値ＴＨＯＣ以上であるか否かが判定される。測定電流Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗが過電流判定しきい値ＴＨＯＣ以上の場合には、各相の過電流相フラグＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗが“１”に設定される（＃１２ａ，＃１４ａ，＃１６ａ）。一方、測定電流Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗが過電流判定しきい値ＴＨＯＣ未満の場合には、各相の過電流相フラグＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗが“０”に設定される（＃１２ｂ，＃１４ｂ，＃１６ｂ）。

過電流相フラグＣの設定が完了すると、過電流判定部１２は、判定猶予期間ＭＴ中であるか否かを判定する。本実施形態では、猶予期間カウンタＭＣの値が“０”であるか否かによって判定猶予期間ＭＴ中であるか否かが判定される（＃２１）。猶予期間カウンタＭＣの値が“０”である場合には、判定猶予期間ＭＴ中ではないので、過電流相フラグＣの値は、信頼性が高いものである。従って、過電流相フラグＣの何れかのビットが“１”の場合には、当該ビットに対応する相の電流センサ７が故障していたり、実際に過電流が生じていたりする可能性が高い。従って、過電流相フラグＣの値が“１”となっている相については、故障相フラグＦの値も“１”に設定する。また、既に故障相フラグＦの値が“１”となっている相については、そのまま値“１”を保持する必要がある。そこで、過電流判定部１２は、故障相フラグＦと過電流相フラグＣとのビット論理和を取って故障相フラグＦの値を更新する（＃２３）。続いて、電流検出部１１による電流検出演算に電流センサ７による測定結果を用いる相と、用いない相とを区別するために、故障相フラグＦの値が、除外相フラグＥに設定される（＃２５ａ）。

一方、ステップ２１において猶予期間カウンタＭＣの値が“０”ではないと判定された場合には、猶予期間カウンタＭＣの値が１つデクリメントされる（＃２２）。そして、この場合には、判定猶予期間ＭＴ中であるから、過電流相フラグＣの値は信頼性が高いものではなく、過電流相フラグＣの値に基づいて故障相フラグＦの値の更新は行われない。但し、電流検出部１１による電流検出演算には、過電流相フラグＣが“１”である相と、故障相フラグＦが“１”である相との双方が利用不可である。従って、過電流相フラグＣの値と故障相フラグＦの値とのビット論理和が演算されて過電流相フラグＣの値が更新される（＃２４）。そして、電流検出部１１による電流検出演算において電流センサ７による測定結果を用いることができない相を除外するために、更新された過電流相フラグＣの値が除外相フラグＥに設定される（＃２５ｂ）。

尚、ステップ＃２１〜＃２５ａまでの一連の処理、及びステップ＃２１〜＃２５ｂまでの一連の処理におけるステップ＃２３及び＃２５ａ、及びステップ＃２４及び＃２５ｂは、電流検出部１１による電流検出演算に電流センサ７による測定結果を用いる相を選別する処理である。従って、ステップ＃２３及び＃２５ａ、及びステップ＃２４及び＃２５ｂを、除外相設定ステップ＃２５と称してもよい。

図６に示すように、電流検出部１１による電流検出演算において電流センサ７の測定結果を利用しない（除外する）相が設定されると、＄２を経て電流検出部１１による電流検出演算に移行する。図７に示すように、電流検出部１１（又は出力制限判定部１３）は、まず、除外相フラグＥの値が全てゼロの“０００”であるか否かを判定する。除外相フラグＥの値が“０００”である場合には、電流センサ７には、制御方式の切り換えによる過渡電流の影響も故障もない。従って、出力制限判定部１３は、出力制限フラグＳＤの値を“０”に設定する（＃３５ａ）。また、電流検出部１１は、Ｕ相測定電流Ｍｕに基づいてＵ相の実電流Ｉｕを演算し、Ｖ相測定電流Ｍｖに基づいてＶ相の実電流Ｉｖを演算し、Ｗ相測定電流Ｍｗに基づいてＷ相の実電流Ｉｗを演算する（＃３７ａ（＃３７））。

ステップ＃３１において除外相フラグＥの値が“０００”ではないと判定された場合には、除外相フラグＥの何れか１ビットが“１”で他の２ビットが“０”であるか否かが順に判定される（＃３２〜＃３４）。除外相フラグＥの値が“００１”，“０１０”，“１００”の何れかである場合には、除外相フラグＥの値が“０”の２相の測定電流Ｍｉを用いて３相全ての実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを演算することが可能である。従って、出力制限判定部１３は、出力制限フラグＳＤの値を“０”に設定する（＃３５ｕ，＃３５ｖ，＃３５ｗ）。また、電流検出部１１は、除外相フラグＥの値が“１”である相の実電流を他の２相の測定電流に基づいて演算し、除外相フラグＥの値が“０”である相の実電流を当該相の測定電流に基づいて演算して、３相の実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する（＃３７ｕ，＃３７ｖ，＃３７ｗ）。

具体的には、Ｕ相の除外相フラグＥｕのみが“１”の場合には、電流検出部１１は、Ｖ相測定電流ＭｖとＷ相測定電流Ｍｗに基づいてＵ相の実電流Ｉｕを演算し、Ｖ相測定電流Ｍｖに基づいてＶ相の実電流Ｉｕを演算し、Ｗ相測定電流Ｍｗに基づいてＷ相の実電流Ｉｗを演算して、３相全ての実電流を検出する（＃３７ｕ）。同様に、Ｖ相の除外相フラグＥｖのみが“１”の場合には、電流検出部１１は、Ｕ相測定電流ＭｕとＷ相測定電流Ｍｗに基づいてＶ相の実電流Ｉｖを演算し、Ｕ相測定電流Ｍｕに基づいてＵ相の実電流Ｉｕを演算し、Ｗ相測定電流Ｍｗに基づいてＷ相の実電流Ｉｗを演算して、３相全ての実電流を検出する（＃３７ｖ）。また、Ｗ相の除外相フラグＥｗのみが“１”の場合には、電流検出部１１は、Ｕ相測定電流ＭｕとＶ相測定電流Ｍｖに基づいてＷ相の実電流Ｉｗを演算し、Ｕ相測定電流Ｍｕに基づいてＵ相の実電流Ｉｕを演算し、Ｖ相測定電流Ｍｖに基づいてＶ相の実電流Ｉｖを演算して、３相全ての実電流を検出する（＃３７ｗ）。

ステップ＃３１〜＃３４の何れの条件も満たさなかった場合には、除外相フラグＥの少なくとも２ビットが“１”である。つまり、除外相フラグＥの何れか２ビットが“１”あるいは全てのビットが“１”である。この場合には、２相の測定電流Ｍｉを用いて残りの１相の実電流を演算することが不可能であるから電流検出部１１は電流検出演算を行わず、出力制限判定部１３は、出力制限フラグＳＤの値を“１”に設定する（＃３５ｚ）。上述したステップ＃３５ａ，＃３５ｕ，＃３５ｖ，＃３５ｗ，＃３５ｚは、出力制限判定部１３による出力制限フラグ設定ステップ＃３５と総称することができる。また、上述したステップ＃３７ａ、＃３７ｕ，＃３７ｖ，＃３７ｗは、電流検出部１１による実電流検出ステップ（実電流演算ステップ）と総称することができる。

出力制限判定部１３は、ステップ＃３５ｚにおいて出力制限フラグＳＤの値を“１”に設定した後、待機期間カウンタＷＣの値が“０”であるか否かを判定する（＃４１）。待機期間カウンタＷＣの値が“０”の場合には、出力制限判定部１３は、カウンタ（タイマ）を起動して、待機期間カウンタＷＣの値を“３００”にプリセットする（＃４２）。待機期間カウンタＷＣの値が“０”以外の場合には、既にカウンタ（タイマ）は起動されているので、待機期間カウンタＷＣの値を１つデクリメントする（＃４３）。以上の処理を持って、１つの制御周期Ｔ１における一連の処理を完了し、再び図４に示すステップ＃０１からの一連の処理が次の制御周期Ｔ１において実行される。

以上、説明したように、過電流判定部１２により、３相の内の２相以上が過電流相であると判定された場合（図７ステップ＃３４：Ｎｏ）には、出力制限判定部１３は、判定猶予期間ＭＴに拘わらず要制限状態であると判定して、出力制限フラグＳＤの値を“１”に設定する。つまり、判定猶予期間ＭＴであるか否かに拘わらず（図６のステップ＃２１における分岐方向に拘わらず）、３相の内の２相以上が過電流相である場合には、出力制限判定部１３は、出力制限フラグＳＤの値を“１”に設定する。一方、過電流判定部１２により３相の内の何れか１相が過電流相であると判定された場合には、出力制限判定部１３は、判定猶予期間ＭＴが経過するまで要制限状態であるとの判定を保留する（ステップ＃３１〜＃３４、及びこれらのＹｅｓ分岐）。また、判定猶予期間ＭＴ中であれば（図６のステップ＃２１：Ｎｏ）、故障相フラグＦの値を更新しないから（＃２４）、判定猶予期間ＭＴ中に故障相が認定されることもなく、故障相の判定を保留していることにもなる。

また、過電流判定部１２により３相の内の何れか１相が過電流相であると判定された場合には、電流検出部１１は、少なくとも判定猶予期間ＭＴの間、過電流相とは別の２相に対応する電流センサ７の測定結果に基づいて過電流相の電流値を演算して３相全ての実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する（図６ステップ＃２１：Ｎｏを経由した図７のステップ＃３７）。尚、本実施形態では、判定猶予期間ＭＴの経過後など、判定猶予期間ＭＴ外であっても、出力制限判定部１３により３相の内の何れか１相のみに対応する電流センサ７が故障している故障電流センサであると判定されている場合、電流検出部１１が、故障電流センサとは別の２つの電流センサ７の測定結果（測定電流Ｍｉ）に基づいて故障電流センサに対応する相の電流値を演算して３相の実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する（図６＃２１：Ｙｅｓ、＃２３を経由した図７のステップ＃３７）。

１つの態様として、出力制限判定部１３は、判定猶予期間ＭＴの経過後に過電流判定部１２により３相の内の１相が過電流相であると判定された場合には、当該過電流相に対応する電流センサ７が故障している故障電流センサであると判定して、当該相の故障相フラグＦの値を“１”に設定する（図６＃２３）。電流検出部１１は、故障電流センサとは別の２つの電流センサ７の測定結果（測定電流Ｍｉ）に基づいて過電流相の電流値を演算して３相の実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する。但し、出力制限判定部１３は、さらに他の少なくとも１相が過電流判定部１２により過電流相であると判定された場合には、要制限状態であると判定して出力制限フラグＳＤの値を“１”に設定する（図７＃３５ｚ）。

尚、上記の説明では、説明を容易にするために、図３に示すフローチャートを独立させて説明したが、当然ながら図４、図６、図７と合わせた一連の手順に含めてもよい。例えば、図３のステップ＃１０１及び＃１０２を図４のステップ＃０１の前（スタートの後）に実行し、図３のステップ＃１０３〜＃１０５を図７のステップ＃３７、＃４２、＃４３の後（リターンの前）に実行してもよい。

本発明は、直流電力と３相交流電力との間で電力変換するインバータを備えて交流の回転電機を駆動する回転電機駆動装置を制御対象とし、前記回転電機に流れる実電流を検出して電流フィードバック制御する回転電機制御装置に適用することができる。

ω ：回転速度
１ ：駆動装置（回転電機駆動装置）
５ ：インバータ
７ ：電流センサ
１０ ：制御装置（回転電機制御装置）
１１ ：電流検出部
１２ ：過電流判定部
１３ ：出力制限判定部
１４ ：判定猶予期間設定部
１５ ：インバータ制御部
Ｉｕ ：実電流
Ｉｖ ：実電流
Ｉｗ ：実電流
ＭＧ ：モータ（回転電機）
ＭＴ ：判定猶予期間
Ｍ ：測定電流
Ｍｕ ：Ｕ相測定電流
Ｍｖ ：Ｖ相測定電流
Ｍｗ ：Ｗ相測定電流
ＳＤ ：出力制限フラグ（出力制限）
ＴＭ ：目標トルク

Claims (6)

1. 直流電力と３相交流電力との間で電力変換するインバータを備えて交流の回転電機を駆動する回転電機駆動装置を制御対象とし、前記回転電機に流れる実電流を検出して電流フィードバック制御する回転電機制御装置であって、
   ３相各相に対応して設けられて各相に流れる電流を測定する電流センサの測定結果に基づいて、各相の前記実電流を検出する電流検出部と、
   前記測定結果が、前記電流センサの予め定められた測定精度保証範囲内の値に設定された過電流判定しきい値以上の前記電流センサに対応する相を、過電流状態の過電流相であると判定する過電流判定部と、
   前記過電流判定部の判定結果に基づいて、前記回転電機の出力を制限する必要のある要制限状態であるか否かを判定する出力制限判定部と、
   前記回転電機の目標トルク及び回転速度に応じて少なくとも２つの異なる制御方式から１つの実行制御方式を決定して前記インバータをスイッチング制御すると共に、前記要制限状態であると判定された場合には、前記インバータの動作状態を停止状態とするインバータ制御部と、
   前記インバータ制御部が前記実行制御方式を切り換えた制御方式切換時から予め規定された期間の判定猶予期間を設定する判定猶予期間設定部と、を備え、
   前記過電流判定部により、３相の内の２相以上が前記過電流相であると判定された場合には、前記出力制限判定部は、前記判定猶予期間に拘わらず前記要制限状態であると判定し、
   前記過電流判定部により３相の内の何れか１相が前記過電流相であると判定された場合には、前記出力制限判定部は、前記判定猶予期間が経過するまで判定を保留し、前記電流検出部は、少なくとも前記判定猶予期間の間、前記過電流相とは別の２相に対応する前記電流センサの測定結果に基づいて前記過電流相の電流値を演算して３相全ての前記実電流を検出する回転電機制御装置。
2. 前記インバータ制御部は、前記インバータの動作状態を前記停止状態としてから、予め定められた待機期間以上経過した後、前記インバータのスイッチング制御を再開する請求項１に記載の回転電機制御装置。
3. 前記インバータ制御部は、少なくとも３つの異なる方式から前記実行制御方式を決定可能であり、前記判定猶予期間は、切り換え前後の前記制御方式の組み合わせに応じて異なる値に設定される請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。
4. 前記インバータ制御部は、前記回転電機の回転に同期してスイッチングを行う同期制御方式と、前記回転電機の回転に拘束される必要なく設定される制御周期に応じてスイッチングを行う非同期制御方式との間で前記実行制御方式を切り換え可能であり、さらに、前記同期制御方式及び前記非同期制御方式のそれぞれにおいて、異なるスイッチングパターンを有するそれぞれ少なくとも２つの制御方式の間で前記実行制御方式を切り換え可能であり、
   前記判定猶予期間は、前記同期制御方式及び前記非同期制御方式の中で前記実行制御方式を切り換える際の期間よりも、前記同期制御方式と前記非同期制御方式との間で前記実行制御方式を切り換える際の期間の方が長く設定されている請求項３に記載の回転電機制御装置。
5. 前記出力制限判定部は、前記判定猶予期間の経過後に前記過電流判定部により３相の内の１相が前記過電流相であると判定された場合には、当該過電流相に対応する前記電流センサが故障している故障電流センサであると判定し、
   前記電流検出部は、前記故障電流センサとは別の２つの前記電流センサの測定結果に基づいて前記過電流相の電流値を演算して３相の前記実電流を検出する請求項１から４の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
6. 前記出力制限判定部は、さらに他の少なくとも１相が前記過電流判定部により前記過電流相であると判定された場合、前記要制限状態であると判定する請求項５に記載の回転電機制御装置。

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