CN112534709A - 旋转电机控制装置 - Google Patents

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Abstract

适当地控制在开路绕组的两端分别具有的两个逆变器。旋转电机控制装置(1)能够以开关模式和开关频率中的至少一个不同的多个控制方式控制第1逆变器(11)以及第2逆变器(12)，并且能够以相互独立的控制方式进行控制，旋转电机控制装置(1)具有如下控制模式：在旋转电机(80)的转速在第1速度区域(VR1)中时，以相同的控制方式控制第1逆变器(11)和第2逆变器(12)，在旋转电机(80)的转速在高于第1速度区域(VR1)的第2速度区域(VR2)中时，以不同的控制方式控制第1逆变器(11)和第2逆变器(12)。

Description

旋转电机控制装置
技术领域
本发明涉及通过两个逆变器驱动控制具有开路绕组的旋转电机的旋转电机控制装置。
背景技术
在由V.Oleschuk等人在2007年发表的IEEE的论文“Dual Inverter-Fed TractionDrive with DC Sources Power Balancing Based on Synchronized PWM”中，公开了一种控制装置，该控制装置对在3相交流型的旋转电机所具有的3相开路绕组的两端分别具有一个的逆变器进行开关控制来驱动控制旋转电机。另一方面，具有如下公知的方式：例如，对设置于Y型绕组的另一端侧的一个逆变器进行开关控制来驱动控制旋转电机,3相绕组各自的一端侧连接到Y型绕组的另一端侧。在使用了开路绕组和两个逆变器的系统中，与使用了Y型绕组和一个逆变器的系统相比，若直流的电压相同，则能够使绕组的交流电压的线间电压变高，从而能够使旋转电机以更高的输出动作。
在V.Oleschuk等人的论文的前言(Introduction)中记载有，通过使生成用于对两个逆变器进行开关控制的脉冲的载波信号的相位彼此不同，能够降低在绕组中流动的电流的波动的大小。V.Oleschuk等人还指出，通过并不是以使用了载波信号的异步方式而是以同步方式来生成脉冲，能够进行更适合于中/高输出的应用的控制。但是，在异步方式、同步方式中的任意方式中，以相同的控制方式对两个逆变器进行开关控制。
优选地，开关控制的方式通过旋转电机所要求的扭矩、转速、直流侧的电压等各种要素(动作条件)来决定，以能够进行更高的系统效率的动作。另外，旋转电机经常存在产生可听噪声的情况，在这样的情况下，也尝试通过开关频率的调整等使噪声的频率偏离可听频带。即，优选地，根据动作条件来决定开关控制的方式，以能够实现高的系统效率的动作和可听噪声的减少。V.Oleschuk等人的技术是优秀的，但在适当地控制在开路绕组的两端分别具有的两个逆变器方面，还存在改善的余地。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：V.Oleschuk，R.Bojoi，G.Griva，F.Profumo，“Dual Inverter-FedTraction Drive with DC Sources Power Balancing Based on Synchronized PWM”，Conference Paper/June 2007，1-4244-0743-5/07，IEEE，p.260-265
发明内容
发明要解决的问题
鉴于上述背景，期望提供一种适当地控制在开路绕组的两端分别具有的两个逆变器的技术。
用于解决问题的手段
一个方式的旋转电机控制装置，其通过第1逆变器以及第2逆变器驱动控制具有相互独立的多相开路绕组的旋转电机，其中，所述第1逆变器连接到所述多相开路绕组的一端侧，在直流和多相交流之间变换电力，所述第2逆变器连接到所述多相开路绕组的另一端侧，在直流和多相交流之间变换电力，所述第1逆变器以及所述第2逆变器分别能够以开关模式和开关频率中的至少一个不同的多个控制方式进行控制，并且能够以相互独立的所述控制方式进行控制，
作为所述旋转电机的控制区域，设定有在相同的扭矩下所述旋转电机的转速相对低的第1速度区域和所述旋转电机的转速高于所述第1速度区域的转速的第2速度区域，所述旋转电机控制装置具有如下控制模式：在所述第1速度区域中以相同的控制方式控制所述第1逆变器和所述第2逆变器，在所述第2速度区域中以不同的控制方式控制所述第1逆变器和所述第2逆变器。
控制逆变器的控制方式已知具有与旋转电机的转速、扭矩等动作条件相对应的各种方式。通过以分别独立的控制方式控制第1逆变器以及第2逆变器，能够根据旋转电机的动作条件，灵活地控制两个逆变器。而且，通过具有以不同的控制方式控制第1逆变器和第2逆变器的控制模式，能够提高控制的灵活性，能够根据旋转电机的动作条件以高的效率驱动控制旋转电机。
另一方面，在对逆变器进行开关控制的情况下，存在与交流电流的基波重叠的脉动成分产生可听频带的噪声的情况。特别在旋转电机的转速为低速的情况下，脉动成分的频率(或其边带频率)包含于可听频带的可能性变高。另外，在以分别不同的控制方式控制两个逆变器的情况下，产生与各自的控制方式对应的脉动，从而可听频带的噪声可能增加。在旋转电机的转速相对低的第1速度区域中，通过以相同的控制方式控制第1逆变器和所述第2逆变器，能够抑制可听频带的噪声增加的情况。另外，使电流在开路绕组中流动的两个逆变器的电流的相位相差大致180度。在以相同的控制方式控制两个逆变器的情况下，包含脉动成分的电流的相位相差大致180度。因此，能够将脉动成分的至少一部分相互抵销，也能够减少可听频带的噪声。
根据本结构，具有如下控制模式，在第1速度区域中以相同的控制方式控制第1逆变器和第2逆变器，在旋转电机的转速为高于第1速度区域的第2速度区域中以不同的控制方式控制第1逆变器和所述第2逆变器。因此，在旋转电机的转速为相对低的低速的情况，能够抑制可听频带的噪声，在旋转电机的转速为相对高的高速的情况下，能够根据旋转电机的动作条件以该高的效率驱动控制旋转电机。即，根据本结构，能够适当地控制在开路绕组的两端分别具有的两个逆变器。
通过参照附图说明的实施方式的以下的记载，使得旋转电机控制装置的其他特征和优点变得明确。
附图说明
图1是旋转电机驱动系统的示意性的框图。
图2是使用了两个逆变器的旋转电机驱动系统的矢量图。
图3是表示旋转电机的动作区域中的控制区域的一例的图。
图4是表示第1控制模式(mode1)的U相电压指令的一例的波形图。
图5是表示第1高速度区域控制模式(mode2-1)的U相电压指令的一例的波形图。
图6是表示第2高速度区域控制模式(mode2-2)的U相电压指令的一例的波形图。
图7是表示第2高速度区域控制模式(mode2-2)的U相电压指令的另一例的波形图。
图8是表示第3高速度区域控制模式(mode2-3)的U相电压指令的一例的波形图。
图9是表示以相同的控制方式控制两个逆变器的情况的噪声的频率特性的一例的图表。
图10是表示以不同的控制方式控制两个逆变器的情况的噪声的频率特性的一例的图表。
图11是表示以相同的控制方式控制两个逆变器的情况的噪声的频率特性的另一例的图表。
图12是表示以不同的控制方式控制两个逆变器的情况的噪声的频率特性的另一例的图表。
图13是表示旋转电机的动作区域中的控制区域的另一例的图。
图14是表示第2低速度区域控制模式(mode1-2)的U相电压指令的一例的波形图。
具体实施方式
以下，基于附图说明通过两个逆变器驱动控制具有相互独立的多相开路绕组的旋转电机的旋转电机控制装置的实施方式。图1是包括旋转电机控制装置1(MG-CTRL)的旋转电机驱动系统的示意性的框图。旋转电机80例如是在电动汽车或混合动力汽车等车辆中作为车轮的驱动力源的构件。旋转电机80是具有相互独立的多相(在本实施方式为3相)的定子线圈8(开路绕组)的开路绕组型的旋转电机。在定子线圈8的两端分别连接有各自被独立地控制而在直流和多相(在此为3相)交流之间变换电力的逆变器10。即，在定子线圈8的一端侧连接有第1逆变器11(INV1)，在定子线圈8的另一端侧连接有第2逆变器12(INV2)。以下，在无需区分第1逆变器11和第2逆变器12的情况下，将其简称为逆变器10来进行说明。
逆变器10具有多个开关元件3。开关元件3使用IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)、功率MOSFET(Metal Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor：金属氧化物半导体场效应管)。在图1中例示了使用IGBT作为开关元件3的方式。第1逆变器11和第2逆变器12的电路的连接方式相同，但既可以构成为使用相同种类的开关元件3，也可以构成为使用不同种类的开关元件3。在后面详细说明，但优选地，例如，构成第1逆变器11的第1开关元件31是Si-IGBT或Si-MOSFET，构成第2逆变器12的第2开关元件32是SiC-MOSFET(Silicon Carbide-Metal Oxide Semiconductor FET)或SiCSIT(SiC-Static Induction Transistor)、GaN-MOSFET(Gallium Nitride-MOSFET)等相比Si-IGBT或Si-MOSFET在断开状态和接通状态之间过渡时开关损失相对小的开关元件。
在两个逆变器10中，用于每个交流相的臂3A由上级侧开关元件3H和下级侧开关元件3L的串联电路构成。在各开关元件3中，以从负极FG朝向正极P的方向(从下级侧朝向上级侧的方向)作为正方向并联地具有续流二极管35。另外，在本实施方式中，两个逆变器10与分别独立的直流电源6连接。即，第1逆变器11的负极FG即第1浮动接地FG1和第2逆变器12的负极FG即第2浮动接地FG2相互独立。另外，在逆变器10与直流电源6之间分别具有使直流电压平滑的直流链路电容器4(平滑电容器)。
具体而言，每个交流相的臂3A由第1上级侧开关元件31H和第1下级侧开关元件31L的串联电路构成的第1逆变器11，在直流侧连接有第1直流链路电容器41(第1平滑电容器)，并且直流侧与第1直流电源61连接，交流侧与多相的定子线圈8的一端侧连接，在直流和多相交流之间变换电力。每个交流相的臂3A由第2上级侧开关元件32H和第2下级侧开关元件32L的串联电路构成的第2逆变器12，在直流侧连接有第2直流链路电容器42(第2平滑电容器)，并且直流侧与第2直流电源62连接，交流侧与多相的定子线圈8的另一端侧连接，在直流和多相交流之间变换电力。
在本实施方式中，第1直流电源61以及第2直流电源62是电压等额定值相等的直流电源，第1直流链路电容器41以及第2直流链路电容器也是容量等额定值相等的电容器。直流电源6的额定电压为48伏至400伏左右。直流电源6例如由镍氢电池、锂离子电池等二次电池(电池)、双电层电容器等构成。旋转电机80能够作为电动机发挥作用，也能够作为发电机发挥作用。旋转电机80经由逆变器10将来自直流电源6的电力变换为动力(动力运行)。或者，旋转电机80将从车轮等传递的旋转驱动力变换为电力，并经由逆变器10对直流电源6进行充电(再生)。
如图1所示，逆变器10由旋转电机控制装置1控制。旋转电机控制装置1以微型计算机等的逻辑电路为核心构件来构建。例如，旋转电机控制装置1基于从未图示的车辆控制装置等其他控制装置等提供的旋转电机80的目标扭矩，进行使用了矢量控制法的电流反馈控制，并经由逆变器10对旋转电机80进行控制。逆变器10的控制方式具有扭矩控制、电流控制、电压控制等多种控制方式，但在本实施方式中，通过电压控制来控制逆变器10。
在旋转电机80的各相的定子线圈8中流动的实际电流由电流传感器15检测，旋转电机80的转子在各时刻的磁极位置由旋转变压器等旋转传感器13检测。旋转电机控制装置1使用电流传感器15以及旋转传感器13的检测结果来执行电流反馈控制。旋转电机控制装置1具有用于电流反馈控制的各种功能部，各功能部通过微型计算机等的硬件和软件(程序)的协作来实现。
如图1所示，构成逆变器10的各开关元件3的控制端子(在IGBT或FET的情况下为栅极端子)经由驱动电路2(DRV)与旋转电机控制装置1连接，分别被单独地进行开关控制。用于驱动逆变器10等旋转电机80的高压系统电路(与直流电源6连接的系统)和以微型计算机等为核心的旋转电机控制装置1等低压系统电路(3.3伏至5伏左右的动作电压的系统)，动作电压(电路的电源电压)显著不同。驱动电路2分别提高驱动信号(开关控制信号)相对于各开关元件3的驱动能力(例如，电压振幅、输出电流等使后级的电路动作的能力)来进行中继。第1驱动电路21向第1逆变器11中继开关控制信号，第2驱动电路22向第2逆变器12中继开关控制信号。
旋转电机控制装置1例如具有脉冲宽度调制(PWM：Pulse Width Modulation)控制和矩形波控制(1脉冲控制(1-Pulse))这两种控制方式，作为构成第1逆变器11以及第2逆变器12的开关元件3的开关模式的方式(电压波形控制的方式)。
脉冲宽度调制具有正弦波脉冲宽度调制(SPWM：Sinusoidal PWM)、空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM：Space Vector PWM)等连续脉冲宽度调制(CPWM：Continuous PWM)、不连续脉冲宽度调制(DPWM：Discontinuous PWM)等方式。在不连续脉冲宽度调制中，例如，将与3相的交流电力内的1相对应的逆变器的开关控制信号的信号电平依次固定，使与其他2相对应的开关控制信号的信号电平变动。在连续脉冲宽度调制中，全部的相被调制，而不上述那样地使与某一相对应的开关控制信号固定。这些调制方式根据旋转电机80所要求的转速、扭矩等动作条件以及为了满足该动作条件所需的调制率(3相交流的相间电压的有效值相对于直流电压的比率)来确定。
在脉冲宽度调制中，基于作为输出指令的交流波形(例如，交流电压波形)的振幅和三角波(包括锯齿波)状的载波的波形的振幅的大小关系来生成脉冲(参照图4等。)。也存在不通过与载波的比较而通过数字运算直接生成PWM波形的情况，但在该情况下，作为指令值的交流波形的振幅和假想的载波波形的振幅也具有相关关系。
在基于数字运算的脉冲宽度调制中，载波例如根据微型计算机的运算周期、电子电路的动作周期等旋转电机控制装置1的控制周期来确定。即，即使在多相交流电力用于交流的旋转电机80的驱动的情况下，载波也具有不拘束于旋转电机80的转速、旋转角度(电角度)的周期(不同步的周期)。因此，载波和基于载波所生成的各脉冲均不与旋转电机80的旋转同步。因此，正弦波脉冲宽度调制、空间矢量脉冲宽度调制等调制方式存在被称为异步调制(asynchronous modulation)的情况。相对于此，与旋转电机80的旋转同步地生成脉冲的调制方式被称为同步调制(synchronous modulation)。例如，在矩形波控制(矩形波调制)中，由于在旋转电机80的电角度的一周期中输出一个脉冲，因此，矩形波调制是同步调制。
但是，作为表示从直流电压向交流电压变换的变换率的指标，具有表示多相交流电压的线间电压的有效值相对于直流电压的比率的调制率。一般而言，正弦波脉冲宽度调制的最大调制率为约0.61(≈0.612)，空间矢量脉冲宽度调制控制的最大调制率为约0.71(≈0.707)。具有超过大约0.71的调制率的调制方式作为比通常的调制率高的调制方式，被称为“过调制脉冲宽度调制”。“过调制脉冲宽度调制”的最大调制率为约0.78。该调制率0.78是从直流向交流的电力变换中的物理上(数学上)的极限值。在过调制脉冲宽度调制中，在调制率达到0.78时，变为在电角度的一周期中输出一个脉冲的矩形波调制(1脉冲调制)。在矩形波调制中，调制率变为固定于物理上的极限值即约0.78。
调制率小于0.78的过调制脉冲宽度调制也能够使用同步调制方式、异步调制方式中的任一个的原理来实现。过调制脉冲宽度调制的代表性的调制方式是不连续脉冲宽度调制。不连续脉冲宽度调制也能够使用同步调制方式、异步调制方式中的任一个的原理来实现。例如，在使用同步调制方式的情况下，在矩形波调制中，在电角度的一周期中输出一个脉冲，但在不连续脉冲宽度调制中，在电角度的一周期中输出多个脉冲。若在电角度的一周期存在多个脉冲，则脉冲的有效期间相应地减少，因此，调制率降低。因此，并不限于固定于大约0.78的调制率，也能够通过同步调制方式实现小于0.78的任意的调制率。例如，也可以使用在电角度的一周期中输出9个脉冲的9脉冲调制(9-Pulses)、输出5个脉冲的5脉冲调制(5-Pulses)等多个脉冲调制(Multi-Pulses)。
另外，旋转电机控制装置1能够执行关机控制(SDN)、主动短路控制(ASC)，作为逆变器10、旋转电机80被检测到异常那样的情况的失效保护控制。关机控制是将向构成逆变器10的全部的开关元件3的开关控制信号变为非激活状态而使逆变器10变为断开状态的控制。主动短路控制是将全部多相的臂3A的上级侧开关元件3H或者全部多相的臂3A的下级侧开关元件3L中的任一个变为接通状态，将另一个变为断开状态的控制。另外，将如下情况称为上级侧主动短路控制：将全部多相的臂3A的上级侧开关元件3H变为接通状态，将全部多相的臂3A的下级侧开关元件3L变为断开状态。另外，将如下情况称为下级侧主动短路控制：将全部多相的臂3A的下级侧开关元件3L变为接通状态，将全部多相的臂3A的上级侧开关元件3H变为断开状态。
如本实施方式那样，在定子线圈8的两端分别连接有逆变器10的情况下，若通过主动短路控制使一个逆变器10短路，则多相的定子线圈8在该一个逆变器10中短路。即，该一个逆变器10成为中性点，定子线圈8被Y型接线。因此，旋转电机控制装置1能够实现通过两个逆变器10控制开路绕组型的旋转电机80的方式和通过一个逆变器10(未被进行主动短路控制的一侧的逆变器10)控制Y型接线的旋转电机80的方式。因此，在本实施方式中，并不限于失效保护控制，作为以通常控制能够选择的控制方式也包括主动短路控制。
但是，在对一个逆变器10进行矢量控制的情况下，根据3相的臂3A的状态能够定义八个空间矢量。具体而言，通过上级侧开关元件3H的开关控制信号的两种信号电平的3相的组合，能够定义八个空间矢量(2＾3＝8)。另外，下级侧开关元件3L的3相的开关控制信号的信号电平分别为与上级侧开关元件3H的开关控制信号互补的信号电平。因此，能够通过上级侧和下级侧中的任一个开关控制信号的信号电平来定义空间矢量。
将各开关控制信号的信号电平为高电平的情况设为“1”，将低电平的情况设为“0”，若利用(UVW)表示U相、V相、W相的开关控制信号的信号电平，则空间矢量为(000)，(001)，(010)，(011)，(100)，(101)，(110)，(111)这八个。另外，在八个空间矢量内，(000)，(111)由于相间电压变为零而不向转电机80施加电压，所以被称为零矢量或空矢量，并且在dq轴矢量坐标系中表示相同的坐标。相对于此，其他的六个空间矢量被称为动态矢量，在dq轴矢量坐标系中分别表示不同的坐标。
如图1所示，在对两个逆变器10进行矢量控制的情况下，通过上级侧和下级侧中的任一个开关控制信号的信号电平，能够定义64个空间矢量(2＾(3·2)＝2＾6＝64)。其中，10个为空矢量。若利用(U1V1W1-U2V2W2)表示第1逆变器11的U相(U1相)、V相(V1相)、W相(W1相)的信号电平和第2逆变器12的U相(U2相)、V相(V2相)、W相(W2相)的信号电平，则(000-000)，(001-001)，(010-010)，(011-011)，(100-100)，(101-101)，(110-110)，(111-111)，(000-111)，(111-000)这10个是相间电压变为零的空矢量。其余的54个为在dq轴矢量坐标系中从原点(空矢量的坐标)向18个不同的坐标具有有效的大小的动态矢量。
在图2中，绘制了空矢量的坐标和18个部位的动态矢量的坐标。Z0表示dq轴矢量坐标系中的空矢量的坐标(10个矢量具有相同的坐标)。Z1～Z6表示在dq轴矢量坐标系中实质上由一个逆变器10实现的动态矢量的坐标。Z7～Z18表示在dq轴矢量坐标系中与由两个逆变器10实现的动态矢量相对应的坐标。
Z1包括(000-011)，(100-000)，(100-111)，(111-011)，Z2包括(000-001)，(110-000)，(110-111)，(111-001)，Z3包括(000-101)，(010-000)，(010-111)，(111-101)，Z4包括(000-100)，(011-000)，(011-111)，(111-100)，Z5包括(000-110)，(001-000)，(001-111)，(111-110)，Z6包括(000-010)，(101-000)，(101-111)，(111-010)。这24个空间矢量是一个逆变器10的空间矢量为空矢量而另一个逆变器10的空间矢量为动态矢量的组合。
另外，Z1：(101-001)，(110-010)，Z2：(010-011)，(100-101)，Z3：(011-001)，(110-100)，Z4：(001-101)，(010-110)，Z5：(011-010)，(101-100)，Z6：(001-011)，(100-110)这12个空间矢量也分别表示Z1～Z6的坐标。但是，它们是一个逆变器10不是空矢量，两个逆变器10都是动态矢量的组合。
Z7：(100-001)，(110-011)，Z8：(010-001)，(110-101)，Z9：(010-100)，(011-101)，Z10：(001-100)，(011-110)，Z11：(001-010)，(101-110)，Z12：(100-010)，(101-011)，对应于12个空间矢量。另外，Z13：(100-011)，Z14：(110-001)，Z15：(010-101)，Z16：(011-100)，Z17：(001-110)，Z18：(101-010)，对应于6个空间矢量。
如本实施方式那样，在通过两个逆变器10驱动控制具有相互独立的多相开路绕组的旋转电机80的情况下，一般而言，两个逆变器10被以相同的控制方式进行开关控制。但是，优选地，开关控制的方式根据旋转电机80所要求的扭矩、转速、直流侧的电压等各种要素(动作条件)来确定，以能够进行更高的系统效率的动作。因此，旋转电机控制装置1具有以不同的控制方式控制第1逆变器11和第2逆变器12的控制模式。通过发明人的实验、模拟能够确认，通过具有根据旋转电机80的动作条件以不同的控制方式控制第1逆变器11和第2逆变器12的控制模式，能够使系统效率变高。
另一方面，在对逆变器10进行开关控制的情况下，有时重叠于交流电流的基波的脉动成分产生可听频带的噪声。在两个逆变器10分别被不同的控制方式控制的情况下，可能产生与各个控制方式相对应的脉动，从而可听频带的噪声可能增加。特别地，在旋转电机80的转速为低速的情况下，脉动成分的频率(或其边带频率)包含于可听频带的可能性变高。优选地，旋转电机80的控制方式即逆变器10的控制方式根据动作条件合适地设定，以能够实现高的系统效率下的动作和可听噪声的减少。
因此，在本实施方式中，如图3所示，作为旋转电机80的控制区域，设定有在相同的扭矩下旋转电机80的转速相对低的第1速度区域VR1和旋转电机80的转速高于第1速度区域VR1的第2速度区域VR2，旋转电机控制装置1以与各个控制区域相对应的控制方式控制逆变器10。图3示出旋转电机80的转速与扭矩之间的关系。旋转电机控制装置1具有如下控制模式(mode)，在第1速度区域VR1中以相同的控制方式控制第1逆变器11(inv1)和第2逆变器12(inv2)，在第2速度区域VR2中以不同的控制方式控制第1逆变器11和第2逆变器12。
在本实施方式中，旋转电机控制装置1大致具有由下述的表1所示那样的两个控制模式(第1控制模式(mode1)、第2控制模式(mode2))。第1控制模式是在第1速度区域VR1执行的控制方式，第2控制模式是在第2速度区域VR2执行的控制方式。如图3所示，第2速度区域VR2还具有三个速度区域(第1高速度区域VR2-1、第2高速度区域VR2-2、第3高速度区域VR2-3)。而且，如表1所示，与这三个速度区域相对应地，第2控制模式具有三个控制模式(mode2-1、mode2-2、mode2-3)。在后面说明这三个控制模式。
[表1]
mode inv1 inv2
mode1 PWM(CPWM) PWM(CPWM)
mode2-1(mode2) PWM(DPWM) PWM(CPWM)
mode2-2(mode2) 1-Pulse PWM(CPWM/DPWM)
mode2-3(mode2) 1-Pulse 1-Pulse
在第1速度区域VR1中，以相同的控制方式(在此为连续脉冲宽度调制(CPWM))控制第1逆变器11以及第2逆变器12(第1控制模式(mode1))。在第2速度区域VR2中，根据旋转电机80的转速来设定第1逆变器11以及第2逆变器12各自的控制方式。在第1高速度区域VR2-1中，以不连续脉冲宽度调制(DPWM)控制第1逆变器11，以连续脉冲宽度调制(CPWM)控制第2逆变器12(第1高速度区域控制模式(mode2-1))。在第2高速度区域VR2-2中，通过矩形波控制(1-Pulse)控制第1逆变器11，通过连续脉冲宽度调制(CPWM)以及不连续脉冲宽度调制(DPWM)中的任一脉冲宽度调制(PWM)控制第2逆变器12(第2高速度区域控制模式(mode2-2))。在第3高速度区域VR2-3中，通过相同的控制方式(在此为矩形波控制(1-Pulse))控制第1逆变器11以及第2逆变器12(第3高速度区域控制模式(mode2-3))。
如图3所示，作为旋转电机80的控制区域，设定有在相同的扭矩下旋转电机80的转速相对低的第1速度区域VR1和旋转电机80的转速高于第1速度区域VR1的第2速度区域VR2。而且，在第2速度区域VR2中，根据相同的扭矩下的转速，从转速低的一侧开始依次设定有第1高速度区域VR2-1、第2高速度区域VR2-2、以及第3高速度区域VR2-3。在图3所示的扭矩图中，将与第1速度区域VR1对应的动作区域称为第1区域R1，将与第1高速度区域VR2-1对应的动作区域称为第2区域R2，将与第2高速度区域VR2-2对应的动作区域称为第3区域R3，将与第3高速度区域VR2-3对应的动作区域称为第4区域R4。
第1区域R1是最低转速且低扭矩的动作区域。在这样的低转速且低扭矩的动作区域中，可听频带的噪声容易引人注目。因此，旋转电机控制装置1以相同的控制方式控制第1逆变器11以及第2逆变器12。在以分别不同的控制方式控制两个逆变器10的情况下，可能产生与各自的控制方式对应的脉动，从而可听频带的噪声可能增加。但是，在容易产生可听频带的噪声的第1速度区域VR1(第1区域R1)中，通过以相同的控制方式控制第1逆变器11和第2逆变器12，能够抑制可听频带的噪声增加的情况。另外，使电流在定子线圈8中流动的两个逆变器10中，电流的相位相差大致180度。在以相同的控制方式控制两个逆变器10的情况下，包括脉动成分的电流的相位相差大致180度。因此，能够将脉动成分的至少一部分相互抵销，也能够使可听频带的噪声减少。
第2区域R2相比第1区域R1为高转速且高扭矩的动作区域，但相比第3区域R3以及第4区域R4为低转速且低扭矩的动作区域。即，第2区域R2是在全部动作区域中相对低的低转速且低扭矩的动作区域，因此，无需高的调制率。因此，第1逆变器11以及第2逆变器12均由脉冲宽度调制控制。但是，第2区域R2相比第1区域R1为高转速且高扭矩的动作区域，因此，如表1所示，在本实施方式中，例示了如下方式：通过相比连续脉冲宽度调制(CPWM)能够以高的调制率进行调制的不连续脉冲宽度调制(DPWM)控制第1逆变器11，通过连续脉冲宽度调制(CPWM)控制第2逆变器12。
第3区域R3相比第2区域R2为高转速且高扭矩的动作区域，但相比第4区域R4为低转速且低扭矩的动作区域。即，第3区域R3是在全部动作区域中相对高的高转速且高扭矩的动作区域，因此需求高的调制率。在本实施方式中，如表1所示，通过矩形波控制(1-Pulse)控制第1逆变器11，通过脉冲宽度调制(CPWM或DPWM)控制第2逆变器12。
如表1所示，优选地，第3区域R3中的脉冲宽度调制使用连续脉冲宽度调制(CPWM)或相比连续脉冲宽度能够进行高的调制率的输出的不连续脉冲宽度调制(DPWM)。如上所述，不连续脉冲宽度调制(DPWM)具有异步调制和同步调制。由于通过同步调制(矩形波调制)控制第1逆变器11，因此，若通过同步调制的不连续脉冲宽度调制(多个脉冲调制)控制第2逆变器12时，则容易使第1逆变器11的交流电压的相位和第2逆变器12的交流电压的相位相差180度。当然，考虑到与第2区域R2的连续性，也可以通过异步调制的不连续脉冲宽度调制控制第2逆变器12。
另外，如下面的表2所示，第3区域R3中的脉冲宽度调制还可以根据转速等动作条件变更为不同的控制方式。即，可以根据转速等动作条件有选择地执行连续脉冲宽度调制(CPWM)、异步调制的不连续脉冲宽度调制、同步调制的不连续脉冲宽度调制。
[表2]
Figure BDA0002938982060000131
第4区域R4是最高转速且高扭矩的动作区域。如表1以及表2所示，在第4区域R4中，两个逆变器10都通过矩形波控制(1-Pulse)被控制。
在上述中，例示了旋转电机控制装置1在第2速度区域VR2中根据旋转电机80的转速来设定第1逆变器11以及第2逆变器12各自的控制方式的方式。但是，旋转电机控制装置1也可以在第2速度区域VR2中根据多相交流电力的有效值相对于直流电力的比率(调制率)来设定第1逆变器11以及第2逆变器12各自的控制方式。此外，旋转电机控制装置1例如也可以基于旋转电机80的输出扭矩来设定控制方式。或者，旋转电机控制装置1也可以基于3相交流电力、3相交流电流、3相交流电压、或它们的有效值来设定控制方式。
如上所述，旋转电机控制装置1也可以基于3相交流电力的有效值相对于直流电力的比率(例如，调制率(也可以是指令值，也可以是来自输出电压的换算值))来变更各自的控制方式。在本实施方式中，第1直流电源61的端子间电压“E1”和第2直流电源62的端子间电压“E2”相同(均为电压“E”)。若将第1逆变器11的交流侧的有效值设为“Va_inv1”，将第2逆变器12的交流侧的有效值设为“Va_inv2”，则第1逆变器11的调制率“Mi_inv1”以及第2逆变器12的调制率“Mi_inv2”如下述的式(1)、(2)所示。另外，系统整体的调制率“Mi_sys”如下述的式(3)所示。
Mi_inv1＝Va_inv1/E1＝Va_inv1/E···(1)
Mi_inv2＝Va_inv2/E2＝Va_inv2/E···(2)
Mi_sys＝(Va_inv1+Va_inv2)/(E1+E2)
＝(Va_inv1+Va_inv2)/2E···(3)
就电压的瞬时值而言，需要考虑瞬时的矢量，但若单纯地仅考虑调制率，则由式(1)～(3)得出，系统整体的调制率“Mi_sys”为“(Mi_inv1+Mi_inv2)/2”。
例如，在系统整体的调制率“Mi_sys”小于第1基准调制率M1(例如“0.25”)的情况下，选择表1以及表2所示的第1控制模式(mode1)。第1逆变器11以及第2逆变器12在包含用于防止控制模式间的波动的余量α(例如“0.05”)的调制率“Mi_inv1”以及“Mi_inv2”小于“0.3”的范围内，通过连续脉冲宽度调制控制(CPWM)被控制。
在系统整体的调制率“Mi_sys”在第1基准调制率M1(例如“0.25”)以上且小于第2基准调制率M2(例如“0.5”)的情况下，选择表1以及表2所示的第1高速度区域控制模式(mode2-1)。在第1逆变器11和第2逆变器12被以相同的控制方式控制的情况下，通过连续脉冲宽度调制控制(CPWM)或不连续脉冲宽度调制控制(DPWM)控制第1逆变器11以及第2逆变器12，以使两个逆变器的调制率“Mi_inv1”、“Mi_inv2”变为“0.25～0.5”的范围。如表1以及表2所示，在第1逆变器11和第2逆变器12被以不同的脉冲宽度控制方式控制的情况下，通过不连续脉冲宽度调制控制(DPWM)控制第1逆变器11，通过连续脉冲宽度调制控制(CPWM)控制第2逆变器12，以使系统整体的调制率“Mi_sys”变为“0.25～0.5”的范围，并且变为“Mi_inv1＞Mi_inv2”。在此，例如，第2控制模式中的第1逆变器11的调制率“Mi_inv1”的最大值为“0.56”，第2逆变器12的调制率“Mi_inV2”的最大值为“0.44”。另外，与第1控制模式的余量α同样地，为了防止控制模式间的波动，例如，也可以对调制率的范围的上限侧设定余量。
在系统整体的调制率“Mi_sys”在第2基准调制率M2(例如“0.5”)以上且小于最大调制率“0.78”的情况下，选择表1以及表2所示的第2高速度区域控制模式(mode2-2)。由于通过矩形波控制(1-Pulse)控制第1逆变器11，因此，逆变器11的调制率“Mi_inv1”固定为“0.78”。为了满足系统整体的调制率“Mi_sys”，第2逆变器12被控制在调制率“Mi_inv2”在“0.22”以上且小于“0.78”的范围内。例如，在靠近该范围内的下限的调制率“0.22”的一侧，如表2所示，通过连续脉冲宽度调制(CPWM)控制第2逆变器12。另外，在靠近该范围内的上限的调制率“0.78”的一侧，如表2所示，通过多个脉冲调制(Multi-Pulses)控制第2逆变器12。在该范围内的中间的调制率下，通过异步的不连续脉冲宽度调制(DPWM)控制第2逆变器12。另外，与第1控制模式的余量α同样地，为了防止控制模式间的波动，例如，也可以对调制率的范围的下限侧设定余量。
在表1以及表2所示的第3高速度区域控制模式(mode2-3)中，系统整体的调制率“Mi_sys”固定为最大调制率“0.78”。由于通过矩形波控制(1-Pulse)控制第1逆变器11以及第2逆变器12双方，因此，两个逆变器的调制率“Mi_inv1”、“Mi_inv2”固定为“0.78”。这样，旋转电机控制装置1能够基于调制率(可以是调制率的指令值，也可以是来自输出电压的换算值)变更控制方式。下述的表3是在表2的控制方式中增加基于上述的调制率的区分的表。另外，表3中的“a”、“b”为任意的值，例如，优选地，“a”为“0.3～0.5”左右，“b”为“0.5～0.7”左右。
[表3]
Figure BDA0002938982060000161
另外，旋转电机控制装置1也可以基于与调制率等价的指标即电压指令(第1逆变器11的电压指令“V1*”、第2逆变器12的电压指令“V2*”)来变更控制方式(参照图4等例示的电压指令Vu**等)。例如，在第1逆变器11的电压指令“V1*”以及第2逆变器12的电压指令“V2*”小于第1电压指令基准值(与第1基准调制率M1对应的电压指令的值)的情况下，选择第1控制模式。在第1逆变器11的电压指令“V1*”以及第2逆变器12的电压指令“V2*”为最大值的情况下，选择第4控制模式。通过上述的说明能够容易地理解，因此，省略详细的说明和例示，但关于第2控制模式(第1高速度区域控制模式、第2高速度区域控制模式、第3高速度区域控制模式)也同样地，旋转电机控制装置1能够基于电压指令变更控制方式。
以下，以表2例示的方式为中心，参照电压指令的波形例说明第1控制模式、第1高速度区域控制模式、第2高速度区域控制模式、第3高速度区域控制模式。
图4的波形图示出了第1控制模式(mode1)中的第1逆变器11的U相电压指令即第1U相电压指令Vu1**、第2逆变器12的U相电压指令即第2U相电压指令Vu2**、载波CA的一例。在本实施方式中，载波CA是波高为“1”，即在“0”至“1”之间变化的三角波。电压指令在最小值大于“0”且最大值小于“1”的范围内变化。在正弦波脉冲宽度调制中，电压指令变为正弦波状，但最大调制率停留在大约0.61。在本实施方式中，由于进行最大调制率变为大约0.71左右的空间矢量脉冲宽度调制，因此，正弦波状的电压指令被修正。第1U相电压指令Vu1**以及第2U相电压指令Vu2**表示第1逆变器11以及第2逆变器12通过连续脉冲宽度调制(CPWM)调制的情况下的电压指令。
图5的波形图示出第1高速度区域控制模式(mode2-1)中的第1U相电压指令Vu1**、第2U相电压指令Vu2**、载波CA的一例。图5的第1U相电压指令Vu1**表示第1逆变器11通过不连续脉冲宽度调制(DPWM)被调制的情况下的电压指令，第2U相电压指令Vu2**表示第2逆变器12通过连续脉冲宽度调制(CPWM)被调制的情况下的电压指令。
图4以及如图5所示，第1U相电压指令Vu1**和第2U相电压指令Vu2**是相差大致180度的相位。如果在调制率相同的情况下，电流的矢量和第2逆变器12的电压的矢量在同一直线上为相差180度的朝向，则第2逆变器12的功率因数变为“1”。其结果，能够使第2逆变器12以高的效率动作，从而能够使系统损失最优化。
U相电压的最大振幅为“(4/3)E”(参照图2的矢量图)，相间电压的最大振幅为“2E”。另外，第1直流电源61和第2直流电源62可以独立，第1直流电源61的第1直流电压E1和第2直流电源62的第2直流电压E2也可以是不同的值。例如，准确地说，U相电压的最大振幅为“((2/3)E1)+(2/3)E2”，但还包括以下的说明，即，在本说明书中，以“E1＝E2＝E”进行说明。
图6以及图7的波形图示出第2高速度区域控制模式(mode2-2)中的第1U相电压指令Vu1**、第2U相电压指令Vu2**、载波CA的一例。在第2高速度区域控制模式中，第1逆变器11被进行矩形波控制，因此，第1U相电压指令Vu1**也称为矩形波状。图6例示了第2U相电压指令Vu2**为空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM)等连续脉冲宽度调制(CPWM)的情况的电压指令。图7例示了第2U相电压指令Vu2**为基于异步调制的不连续脉冲宽度调制(DPWM)的情况的电压指令。虽然省略了图示，但如上所述，也可以通过基于同步调制的不连续脉冲宽度调制(多个脉冲调制(Multi-Pulses))控制第2逆变器12。另外，第1逆变器11以及第2逆变器12双方被同步调制的情况下，不需要载波CA。
在第2高速度区域控制模式中也与第1控制模式以及第1高速度区域控制模式同样地，U相电压的最大振幅为“(4/3)E”，相间电压的最大振幅为“2E”。
图8的波形图示出了第2高速度区域控制模式(mode2-3)中的第1逆变器11的U相电压指令即第1U相电压指令Vu1**、第2逆变器12的U相电压指令即第2U相电压指令Vu2**、载波CA的一例。在第4控制模式中，除了第1逆变器11被进行矩形波控制以外，第2逆变器12也被进行矩形波控制，因此，第1U相电压指令Vu1**以及第2U相电压指令Vu2**双方成为矩形波状。另外，在第1逆变器11以及第2逆变器12双方被进行矩形波调制(同步调制)的情况下，不需要载波CA，但对于调制率等，为了容易进行与第1控制模式、第1高速度区域控制模式、第2高速度区域控制模式的比较，也图示了载波CA。
此处，参照图9至图12说明可听频带的噪声。图9以及图10示出了在相同的动作条件(转速、扭矩、直流链路电压等)下以相同的控制方式控制逆变器10的情况(图9)和以不同的控制方式控制逆变器10的情况(图10)的噪声的频率分布(模拟结果)。图9例示了两个逆变器10均通过不连续脉冲宽度调制(DPWM)被控制的情况，图10例示了一个逆变器10通过矩形波控制(1-Pulse)被控制，另一个逆变器10通过连续脉冲宽度调制(CPWM)被控制的方式。
同样地，图11以及图12示出了在相同的动作条件(转速、扭矩、直流链路电压)下以相同的控制方式控制逆变器10的情况(图11)和以不同的控制方式控制逆变器10的情况(图12)的噪声的频率分布。图11例示了两个逆变器10均通过连续脉冲宽度调制(CPWM)被控制的情况，图12例示了一个逆变器10通过不连续脉冲宽度调制(DPWM)被控制，另一个逆变器10通过连续脉冲宽度调制(CPWM)被控制的方式。另外，旋转电机80的转速、直流侧的电压、载波频率(在此为5[kHz])在图9～图12中全部相同。图11以及图12中的旋转电机的扭矩比图9以及图10中的旋转电机的扭矩高，且为图9以及图10的旋转电机的扭矩的大约1.7倍。
通过图9和图10的比较可知，在以不同的控制方式控制逆变器10的情况(图10)下，在比5[kHz]低的低频率侧和10[kHz]附近产生高的噪声。在以相同的控制方式控制逆变器10的情况(图9)下，比5[kHz]低的低频率侧中的噪声被抑制。即，在以相同的控制方式控制逆变器10的情况下，与以不同的控制方式控制逆变器10的情况相比，能够抑制可听频带(大致为10[Hz]～20[kHz])的噪声。
同样地，通过图11和图12的比较可知，在以不同的控制方式控制逆变器10的情况(图12)下，在5[kHz]附近和10[kHz]附近产生高的噪声。在相同的控制方式控制逆变器10的情况(图11)下，能够抑制5[kHz]附近的噪声。即，在以相同的控制方式控制逆变器10的情况下，与以不同的控制方式控制逆变器10的情况相比，能够抑制可听频带的噪声。另外，就10[kHz]附近的噪声的峰值而言，在以不同的控制方式控制逆变器10的情况(图12)下为低了大致20％左右的值。
如上所述，旋转电机控制装置1具有如下控制模式：在第1速度区域VR1中以相同的控制方式控制第1逆变器11和第2逆变器12，在第2速度区域VR2中以不同的控制方式控制第1逆变器11和第2逆变器12。由此，在旋转电机80的转速为相对低的低速的情况下，能够抑制可听频带的噪声，在旋转电机80的转速为相对高的高速的情况下，能够根据旋转电机80的动作条件，以高的效率驱动控制旋转电机80。
但是，在图3所示的旋转电机80的动作区域中，点划线表示使用一个逆变器10能够实现的动作区域。第1区域R1的全部区域包含于使用一个逆变器10能够实现的动作区域。如上所述，在定子线圈8的两端分别连接有逆变器10的情况下，若通过主动短路控制使一个逆变器10短路，则多相的定子线圈8在该一个逆变器10中被短路。即，旋转电机控制装置1实质上能够通过一个逆变器10(未被主动短路控制的一侧的逆变器10)驱动旋转电机80。在第1区域R1中，通过主动短路控制使一个逆变器10短路，对另一个逆变器10进行开关控制，由此，能够驱动旋转电机80。
例如，在第1区域R1中存在可听频带的噪声成为问题的区域和可听频带的噪声不成为问题的区域的情况下，能够在可听频带的噪声成为问题的区域中以相同的控制方式控制两个逆变器10，在可听频带的噪声不成为问题的区域对一个逆变器10进行主动短路控制。在旋转电机80为汽车的驱动力源的情况下，存在能够根据驾驶模式、动作条件(转速、扭矩)区分可听频带的噪声成为问题的区域和可听频带的噪声不成为问题的区域的情况。此处，驾驶模式是市区行驶模式、高速公路行驶模式等。
图13示出了在图3中的第1区域R1中设定第5区域R5的例子。在第5区域R5中，旋转电机控制装置1例如通过第1控制模式驱动控制旋转电机80，在第1控制模式中，通过主动短路控制使第2逆变器12变为短路状态，对第1逆变器11进行脉冲宽度调制控制。如下述的表4所示，第1控制模式(mode1)能够具有第1低速度区域控制模式(mode1-1)和第2低速度区域控制模式(mode1-2)。
[表4]
mode inv1 inv2
mode1-1(mode1) PWM(CPWM) PWM(CPWM)
mode1-2(mode1) PWM(CPWM) ASC
mode2-1(mode2) PWM(DPWM) PWM(CPWM)
mode2-2(mode2) 1-Pulse PWM(CPWM/DPWM)
mode2-3(mode2) 1-Pulse 1-Pulse
由此，在旋转电机80的转速为相对低的低速的情况且在可听噪声成为问题的情况下，能够抑制可听频带的噪声，在即使是旋转电机80的转速为相对低的低速时可听噪声也不成为问题的情况以及旋转电机80的转速为相对高的高速的情况下，能够根据旋转电机80的动作条件以高的效率驱动控制旋转电机80。
图14的波形图示出了第2低速度区域控制模式(mode1-2)中的第1逆变器11的U相电压指令即第1U相电压指令Vu1**、第2逆变器12的U相电压指令即第2U相电压指令Vu2**、脉冲宽度调制时的载波CA的一例。被进行主动短路控制的第2逆变器12的第2U相电压指令Vu2**为零。在第2低速度区域控制模式(mode1-2)中，仅第1逆变器11作为逆变器10发挥作用。例如，在将直流电源6的电压设为“E”时，U相电压的最大振幅为“(2/3)E”(参照图2的矢量图)，同样地，在将直流电源6的电压设为“E”时，相间电压的最大振幅为“E”。
在上述中，就第1控制模式(＝第1低速度区域控制模式)而言，说明了第1逆变器11以及第2逆变器12在调制率“Mi_inv1”以及“Mi_inv2”小于“0.3”的范围内，通过连续脉冲宽度调制控制(CPWM)被控制(参照表3)。在第2低速度区域控制模式中，由于第2逆变器12被进行主动短路控制，因此，调制率“Mi_inv2”为零。因此，需要仅通过第1逆变器11达到系统整体的调制率“Mi_sys”。第1低速度区域控制模式也包含于第1控制模式，因此，在系统整体的调制率“Mi_sys”为第1基准调制率M1(在此为“0.25”)的情况下，选择第1低速度区域控制模式。因此，第1逆变器11在包含用于防止控制模式间的波动的余量α(例如“0.1”)的调制率“Mi_inv1”小于“0.6＝0.25×2+0.1”的范围内，通过连续脉冲宽度调制控制(CPWM)被控制。
但是，如上所述，第3区域R3是在全部控制区域中相对高的高转速且高扭矩的控制区域。因此，在第2高速度区域控制模式(mode2-2)中，在使用基于同步调制的不连续脉冲宽度调制(多个脉冲调制)作为控制第2逆变器12的脉冲宽度调制的情况下，同步的转速也变快，脉冲的频率也变高。另外，在使用异步调制(空间矢量脉冲宽度调制、基于异步调制的不连续脉冲宽度调制)作为控制第2逆变器12的脉冲宽度调制的情况，转速也高，因此，存在载波的频率变高，脉冲的频率也变高的趋势。
第2高速度区域控制模式中的第1逆变器11的控制方式是矩形波控制，因此，控制第1逆变器11的脉冲的频率比第2逆变器12低。在第1高速度区域控制模式中，第1逆变器11的控制方式是不连续脉冲宽度调制，第2逆变器12的控制方式是空间矢量脉冲宽度调制等连续脉冲宽度调制。因此，脉冲的频率相等或者第2逆变器12更高。在第1控制模式中，由于两个逆变器10均被进行脉冲宽度调制控制，因此，脉冲的频率相等。
这样，在本实施方式中，第1逆变器11是在执行脉冲宽度调制控制的情况下以相对低的开关频率的脉冲被控制的逆变器10。一方面，第2逆变器12是在执行脉冲宽度调制控制的情况下以相对高的开关频率的脉冲被控制的逆变器10。另外，在参照表4、图13以及图14进行上述说明的第2低速度区域控制模式(mode1-2)中，仅第1逆变器11被进行脉冲宽度调制，因此，第1逆变器11相比第2逆变器12，开关频率高。但是，第2低速度区域控制模式是在第1速度区域VR1中执行的控制，旋转电机80的转速低，脉冲的频率也比在第2速度区域VR2中执行的控制低。因此，就第2低速度区域控制模式而言，考虑开关频率的必要性低。
如上所述，在执行脉冲宽度调制控制的情况下，与第1逆变器11相比，第2逆变器12以相对高的开关频率的脉冲被控制。因此，优选地，使用在断开状态和接通状态之间过渡时开关损失相对大的第1开关元件31构成第1逆变器11，使用开关损失相对小的第2开关元件32构成第2逆变器12。例如，作为第1开关元件31，能够使用Si-IGBT或Si-MOSFET，作为第2开关元件32，能够使用SiC-MOSFET、GaN-MOSFET或SiC-IGBT。
碳化硅(SiC)是由硅(Si)和碳(C)构成的化合物半导体材料。SiC具有如下优良的物性：绝缘破坏电场强度为Si的10倍左右，带隙为Si的3倍左右的宽带隙。而且，SiC能够在宽的范围内进行器件制作所需要的p型、n型的控制。在因SiC的绝缘破坏电场强度比Si高而使用SiC构成高耐压功率器件的情况下，与通过Si构成该器件的情况相比，能够以高的杂质浓度且薄的膜厚形成漂移层(drift layer)。由于高耐压功率器件的电阻成分的大部分成为漂移层的电阻，因此，SiC器件与Si器件相比，每单位面积的导通电阻非常低。例如，如果理论上为相同的耐压，则SiC器件的漂移层电阻与Si器件的漂移层电阻相比，每单位面积能够减少到1/300左右。
另外，在Si器件中，为了改善伴随着高耐压化的导通电阻的增大，构成为IGBT等少数载波器件(双极器件)的情况较多。但是，IGBT的开关损失大，在高频驱动中发热也变大。一方面，在SiC器件中，能够用高速的器件结构即多数载波器件(肖特基势垒二极管、MOSFET)实现高耐压。即，在SiC器件中，与Si器件相比，能够实现高耐压化、低导通电阻化、高速化。另外，SiC为宽带隙，因此，相比Si能够实现即使在高温的情况下也能够进行动作的功率器件。对于氮化镓(GaN)来说也是同样的。因此，作为第2开关元件32，特别优选使用SiC-MOSFET、GaN-MOSFET。
另外，在上述中，例示了第1逆变器11与第1直流电源61连接而在直流和多相交流之间变换电力，第2逆变器12与独立于第1直流电源61的第2直流电源62连接而在直流和多相交流之间变换电力的方式进行了说明。但是，也可以是与同一直流电源6连接的第1逆变器11以及第2逆变器12分别被独立地控制的方式。
(实施方式的概要)
以下，简单地说明在上面说明的旋转电机控制装置(1)的概要。
一个方式的旋转电机控制装置(1)，其通过第1逆变器(11)以及第2逆变器(12)驱动控制具有相互独立的多相开路绕组(8)的旋转电机(80)，其中，所述第1逆变器(11)连接到所述多相开路绕组(8)的一端侧，在直流和多相交流之间变换电力，所述第2逆变器(12)连接到所述多相开路绕组(8)的另一端侧，在直流和多相交流之间变换电力，所述第1逆变器(11)以及所述第2逆变器(12)分别能够以开关模式和开关频率中的至少一个不同的多个控制方式进行控制，并且能够以相互独立的所述控制方式进行控制，作为所述旋转电机(80)的控制区域，设定有在相同的扭矩下所述旋转电机(80)的转速相对低的第1速度区域(VR1)和所述旋转电机(80)的转速高于所述第1速度区域(VR1)的转速的第2速度区域(VR2)，所述旋转电机控制装置具有如下控制模式：在所述第1速度区域(VR1)中以相同的控制方式控制所述第1逆变器(11)和所述第2逆变器(12)，在所述第2速度区域(VR2)中以不同的控制方式控制所述第1逆变器(11)和所述第2逆变器(12)。
控制逆变器(10)的控制方式已知具有与旋转电机(80)的转速、扭矩等动作条件相对应的各种方式。通过以分别独立的控制方式控制第1逆变器(11)以及第2逆变器(12)，能够根据旋转电机(80)的动作条件，灵活地控制两个逆变器(10)。而且，通过具有以不同的控制方式控制第1逆变器(11)和第2逆变器(12)的控制模式，能够提高控制的灵活性，能够根据旋转电机(80)的动作条件以高的效率驱动控制旋转电机(80)。
另一方面，在对逆变器(10)进行开关控制的情况下，存在与交流电流的基波重叠的脉动成分产生可听频带的噪声的情况。特别在旋转电机(80)的转速为低速的情况下，脉动成分的频率(或其边带频率)包含于可听频带的可能性变高。另外，在以分别不同的控制方式控制两个逆变器(10)的情况下，产生与各自的控制方式对应的脉动，从而可听频带的噪声可能增加。在旋转电机(80)的转速相对低的第1速度区域(VR1)中，通过以相同的控制方式控制第1逆变器(11)和所述第2逆变器(12)，能够抑制可听频带的噪声增加的情况。另外，使电流在开路绕组(8)中流动的两个逆变器(10)的电流的相位相差大致180度。在以相同的控制方式控制两个逆变器(10)的情况下，包含脉动成分的电流的相位相差大致180度。因此，能够将脉动成分的至少一部分相互抵销，也能够减少可听频带的噪声。
根据本结构，具有如下控制模式，在第1速度区域(VR1)中以相同的控制方式控制第1逆变器(11)和第2逆变器(12)，在旋转电机(80)的转速为高于第1速度区域(VR1)的第2速度区域(VR2)中以不同的控制方式控制第1逆变器(11)和所述第2逆变器(12)。因此，在旋转电机(80)的转速为相对低的低速的情况，能够抑制可听频带的噪声，在旋转电机(80)的转速为相对高的高速的情况下，能够根据旋转电机(80)的动作条件以该高的效率驱动控制旋转电机(80)。即，根据本结构，能够适当地控制在开路绕组(8)的两端分别具有的两个逆变器(10)。
另外，优选地，在所述第2速度区域(VR2)中，根据所述旋转电机(80)的转速设定所述第1逆变器(11)以及所述第2逆变器(12)各自的控制方式。
旋转电机(80)的动作条件经常由转速与扭矩之间的关系来定义。旋转电机控制装置(1)若基于一个参数即转速变更控制第1逆变器(11)以及第2逆变器(12)的控制方式，则能够根据旋转电机(80)的动作条件以高的效率驱动控制旋转电机(80)。
或者，优选地，在所述第2速度区域(VR2)中，根据多相交流电力的有效值相对于直流电力的比率设定所述第1逆变器(11)以及所述第2逆变器(12)各自的控制方式。
例如，在旋转电机(80)要求高的输出(快的转速、高的扭矩)的情况下，在电压型的逆变器中，通过使直流电压变高、使直流电压变换为交流电压的比率变高来实现该要求。在直流电压恒定的情况下，能够通过使直流电压变换为交流电压的比率变高来实现该要求。该比率能够表示为3相交流电力的有效值相对于直流电力的比率(在电压型的逆变器的情况下，与3相交流电压的有效值相对于直流电压的比率等价)。在控制逆变器(10)的控制方式中，存在该比率从低到高的各种方式。通过基于根据对旋转电机(80)的要求所确定的、3相交流电力的有效值相对于直流电力的比率变更控制方式，能够根据旋转电机(80)的动作条件以高的效率驱动控制旋转电机(80)。
在此，优选地，在所述开关模式不同的控制方式中包括：脉冲宽度调制控制，在电角度的一周期中输出模式不同的多个脉冲；以及矩形波控制，在电角度的一周期中输出一个脉冲。
旋转电机的控制方式存在各种不同的方式。脉冲宽度调制控制能够在宽的调制率(多相交流电力的有效值相对于直流电力的比率)范围内平滑地驱动旋转电机。矩形波控制将平滑性让给了脉冲宽度调制控制，但能够在物理上(数学上)通过最高值的调制率驱动旋转电机。作为开关模式不同的控制方式，若能够执行脉冲宽度调制控制和矩形波控制，则能够提高控制的灵活性，从而能够根据旋转电机(80)的动作条件以高的效率驱动控制旋转电机(80)。
在此，优选地，所述脉冲宽度调制控制包括连续脉冲宽度调制以及不连续脉冲宽度调制，作为分别不同的多个所述控制方式，所述连续脉冲宽度调制包括正弦波脉冲宽度调制以及空间矢量脉冲宽度调制，作为分别不同的多个所述控制方式，所述不连续脉冲宽度调制包括异步调制和同步调制，作为分别不同的多个所述控制方式，在所述异步调制中，与所述旋转电机的旋转不同步地输出脉冲，在所述同步调制中，输出与所述旋转电机的旋转同步的脉冲，所述同步调制包括多个脉冲调制，在所述多个脉冲调制中，在所述旋转电机的电角度的每个周期输出多个脉冲。
脉冲宽度调制控制存在各种不同的方式。在分别通过不同的方式的脉冲宽度调制控制控制第1逆变器(11)以及第2逆变器(12)的情况下，能够根据旋转电机(80)的动作条件灵活地控制两个逆变器(10)。
另外，优选地，在所述第1逆变器(11)以及所述第2逆变器(12)中，用于每个交流相的臂(3A)由上级侧开关元件(3H)和下级侧开关元件(3L)的串联电路构成，在所述开关模式不同的控制方式中包括主动短路控制，在所述主动短路控制中，将全部多相的所述臂的所述上级侧开关元件设为接通状态或者将全部多相的所述臂的所述下级侧开关元件设为接通状态。
如本结构那样，在具有两个逆变器(10)的情况下，能够生成比各个逆变器(10)的直流侧的电压大的振幅的交流电压。但是，旋转电机控制装置(1)在不需要始终以交流的振幅变大的方式控制两个逆变器(10)，例如，在旋转电机(80)的转速为低速的情况下，存在只要生成能够由一个逆变器(10)能够生成的交流电压就足够的情况。若通过主动短路控制控制两个逆变器(10)中的一个，则开路绕组彼此在该一个逆变器(10)中被短路。在该情况下，另一个逆变器(10)驱动控制具有以具有中性点的方式连接的绕组的旋转电机(80)。即，通过对一个逆变器(10)进行主动短路控制，能够仅利用另一个逆变器(10)驱动旋转电机(80)。由于一个逆变器(10)不进行开关动作，因此，能够抑制系统整体的损失地驱动旋转电机(80)。
另外，优选地，在所述第1逆变器(11)和所述第2逆变器(12)中，在执行所述脉冲宽度调制控制时由相对低的开关频率的脉冲控制的一个逆变器(10)，使用在断开状态和接通状态之间过渡时开关损失相对大的第1开关元件(31)构成，在执行所述脉冲宽度调制控制时由相对高的开关频率的脉冲控制的另一个逆变器(10)，使用所述开关损失相对小的第2开关元件(32)构成。
在以不同的控制方式分别控制两个逆变器(10)的情况下，例如，存在如下情况：通过矩形波控制控制第1逆变器(11)，通过冲宽度调制控制控制第2逆变器(12)。若比较矩形波控制中的脉冲的周期和脉冲宽度调制控制中的脉冲的周期，则与和电角度的一周期同步地输出一周期的脉冲的矩形波控制的脉冲相比，在电角度的一周期中输出多个脉冲的脉冲宽度调制控制的脉冲的周期短，开关频率高。在该情况下，与第1逆变器(11)的开关频率相比，第2逆变器(12)的开关频率高。在相反的情况下，例如，在通过脉冲宽度调制控制控制第1逆变器(11)，通过矩形波控制控制第2逆变器(12)的情况下，通过同样的考虑方法，与第2逆变器(12)的开关频率相比，第1逆变器(11)的开关频率高。
在旋转电机(80)要求高的输出(快的转速、高的扭矩)的情况下，存在脉冲宽度调制控制中的开关频率变高的趋势。当然，若为相同的开关损失，则开关频率越高，则损失的总量越多。由于第1逆变器(11)和第2逆变器(12)被独立地控制，因此，能够独立地构成各自的电路。因此，具有开关频率变高的可能性的一侧的逆变器(10)优选为开关损失相对小的电路结构。即，在执行脉冲宽度调制控制的情况下由相对高的开关频率的脉冲控制的那个逆变器(10)使用与第1开关元件(31)相比而开关损失相对小的第2开关元件(32)来构成，由此，能够使损失减少。
此处，优选地，所述第1开关元件(31)是Si-IGBT或Si-MOSFET，所述第2开关元件(32)是SiC-MOSFET、GaN-MOSFET或SiC-IGBT。
例如，碳化硅(SiC)的绝缘破坏电场强度比硅(Si)高，因此，在用碳化硅(SiC)构成高耐压功率器件的情况下，能够以高的杂质浓度且薄的膜厚形成漂移层。由于高耐压功率器件的电阻成分的大部分成为漂移层的电阻，因此，SiC器件与Si器件相比，每单位面积的导通电阻低。即，SiC器件与Si器件相比，能够使开关损失变小。使用了氮化镓(GaN)的器件也同样。因此，在第1开关元件(31)为Si器件的情况下，通过将SiC器件、GaN器件作为第2开关元件(32)，能够使用与第1开关元件(31)相比开关损失相对小的第2开关元件(32)构成逆变器(10)。
附图标记的说明：
1：旋转电机控制装置
3：开关元件
3A：臂
3H：上级侧开关元件
3L：下级侧开关元件
8：定子线圈(开路绕组)
10：逆变器
11：第1逆变器
12：第2逆变器
31：第1开关元件
32：第2开关元件
80：旋转电机
VR1：第1速度区域
VR2：第2速度区域

Claims (8)

1.一种旋转电机控制装置，其通过第1逆变器以及第2逆变器驱动控制具有相互独立的多相开路绕组的旋转电机，其中，
所述第1逆变器连接到所述多相开路绕组的一端侧，在直流和多相交流之间变换电力，
所述第2逆变器连接到所述多相开路绕组的另一端侧，在直流和多相交流之间变换电力，
所述第1逆变器以及所述第2逆变器分别能够以开关模式和开关频率中的至少一个不同的多个控制方式进行控制，并且能够以相互独立的所述控制方式进行控制，
作为所述旋转电机的控制区域，设定有在相同的扭矩下所述旋转电机的转速相对低的第1速度区域和所述旋转电机的转速高于所述第1速度区域的转速的第2速度区域，
所述旋转电机控制装置具有如下控制模式：在所述第1速度区域中以相同的控制方式控制所述第1逆变器和所述第2逆变器，在所述第2速度区域中以不同的控制方式控制所述第1逆变器和所述第2逆变器。
2.根据权利要求1所述的旋转电机控制装置，其中，
在所述第2速度区域中，根据所述旋转电机的转速设定所述第1逆变器以及所述第2逆变器各自的控制方式。
3.根据权利要求1所述的旋转电机控制装置，其中，
在所述第2速度区域中，根据多相交流电力的有效值相对于直流电力的比率设定所述第1逆变器以及所述第2逆变器各自的控制方式。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的旋转电机控制装置，其中，
在所述开关模式不同的控制方式中包括：脉冲宽度调制控制，在电角度的一周期中输出模式不同的多个脉冲；以及矩形波控制，在电角度的一周期中输出一个脉冲。
5.根据权利要求4所述的旋转电机控制装置，其中，
所述脉冲宽度调制控制包括连续脉冲宽度调制以及不连续脉冲宽度调制，作为分别不同的多个所述控制方式，
所述连续脉冲宽度调制包括正弦波脉冲宽度调制以及空间矢量脉冲宽度调制，作为分别不同的多个所述控制方式，
所述不连续脉冲宽度调制包括异步调制和同步调制，作为分别不同的多个所述控制方式，在所述异步调制中，与所述旋转电机的旋转不同步地输出脉冲，在所述同步调制中，输出与所述旋转电机的旋转同步的脉冲，
所述同步调制包括多个脉冲调制，在所述多个脉冲调制中，在所述旋转电机的电角度的每个周期输出多个脉冲。
6.根据权利要求4或5所述的旋转电机控制装置，其中，
在所述第1逆变器以及所述第2逆变器中，用于每个交流相的臂由上级侧开关元件和下级侧开关元件的串联电路构成，
在所述开关模式不同的控制方式中包括主动短路控制，在所述主动短路控制中，将全部多相的所述臂的所述上级侧开关元件设为接通状态或者将全部多相的所述臂的所述下级侧开关元件设为接通状态。
7.根据权利要求4至6中任一项所述的旋转电机控制装置，其中，
在所述第1逆变器和所述第2逆变器中，在执行所述脉冲宽度调制控制时由相对低的开关频率的脉冲控制的一个逆变器，使用在断开状态和接通状态之间过渡时开关损失相对大的第1开关元件构成，在执行所述脉冲宽度调制控制时由相对高的开关频率的脉冲控制的另一个逆变器，使用所述开关损失相对小的第2开关元件构成。
8.根据权利要求7所述的旋转电机控制装置，其中，
所述第1开关元件是Si-IGBT或Si-MOSFET，所述第2开关元件是SiC-MOSFET、GaN-MOSFET或SiC-IGBT。
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