CN114946116A - 旋转电机控制装置 - Google Patents

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岩井宏起
小坂卓
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Abstract

适当地控制在开路绕组(8)的两端分别具备的两个逆变器(10)。旋转电机控制装置(1)执行对象控制，在该对象控制中，通过矩形波控制来控制第一逆变器(11)以及第二逆变器(12)中的一个逆变器(10)，并且通过作为脉冲宽度调制控制之一的特殊脉冲宽度调制控制来控制另一个逆变器(10)。特殊脉冲宽度调制控制是成为基于使开路绕组(8)产生目标电压的情况下的脉冲宽度调制控制的开关模式与矩形波控制的开关模式(Su1+)之差的开关模式(Su2+)的控制方式。

Description

旋转电机控制装置
技术领域
本发明涉及通过两个逆变器驱动控制具有开路绕组的旋转电机的旋转电机控制装置。
背景技术
在由V.Oleschuk等人在2007年发表的IEEE的论文“Dual Inverter-Fed TractionDrive with DC Sources Power Balancing Based on Synchronized PWM”中，公开了一种控制装置，该控制装置对在3相交流型的旋转电机所具有的3相开路绕组的两端分别具备一个的逆变器进行开关控制来驱动控制旋转电机。另一方面，具有如下公知的方式：例如，在连接有3相绕组各自的一端侧的Y型绕组的另一端侧，对一个逆变器进行开关控制来驱动控制旋转电机。在使用了开路绕组和两个逆变器的系统中，与使用了Y型绕组和一个逆变器的系统相比，若直流的电压相同，则能够使绕组的交流电压的线电压变高，从而能够使旋转电机以更高的输出动作。
在V.Oleschuk等人的论文的前言(Introduction)中记载有，通过使生成用于对两个逆变器进行开关控制的脉冲的载波信号的相位分别不同，能够降低在绕组中流动的电流的脉动(ripple)的大小。V.Oleschuk等人还指出，通过不是以使用了载波信号的异步方式而是以同步方式来生成脉冲，在中/高输出的应用中，也能够进行更适当的控制。但是，在异步方式、同步方式中的任意方式中，总是以相同的控制方式对两个逆变器进行开关控制。
现有技术文献
非专利文献
非专利文献1：V.Oleschuk，R.Bojoi，G.Griva，F.Profumo，“Dual Inverter-FedTraction Drive with DC Sources Power Balancing Based on Synchronized PWM”，Conference Paper/June 2007，1-4244-0743-5/07，IEEE，p.260-265。
发明内容
优选地，开关控制的方式根据旋转电机所要求的扭矩、转速、直流侧的电压等各种要素(动作条件)来确定，以便能够以更高的系统效率进行动作。V.Oleschuk等人的技术是优秀的，但在适当地控制在开路绕组的两端分别具备的两个逆变器方面，还存在改善的余地。
鉴于上述背景，期望提供一种适当地控制在开路绕组的两端分别具有的两个逆变器的技术。
鉴于上述，作为一个方式，本申请的旋转电机控制装置通过第一逆变器以及第二逆变器驱动控制具有相互独立的多相开路绕组的旋转电机，其中，所述第一逆变器连接到所述多相开路绕组的一端侧，在直流与多相交流之间转换电力，所述第二逆变器连接到所述多相开路绕组的另一端侧，在直流与多相交流之间转换电力，所述第一逆变器和所述第二逆变器分别能够以开关模式不同的多个控制方式进行控制，并且能够以相互独立的所述控制方式进行控制，所述控制方式包括：脉冲宽度调制控制，在电角度的一个周期中输出模式不同的多个脉冲；以及矩形波控制，在电角度的一个周期中输出一个脉冲，所述旋转电机控制装置执行通过所述矩形波控制来控制所述第一逆变器以及所述第二逆变器中的一个逆变器，并且通过作为所述脉冲宽度调制控制之一的特殊脉冲宽度调制控制来控制另一个所述逆变器的对象控制，所述特殊脉冲宽度调制控制是成为基于在使所述开路绕组产生目标电压的情况下的所述脉冲宽度调制控制的开关模式与所述矩形波控制的开关模式之差的开关模式的所述控制方式。
根据该结构，通过对两个逆变器内的一个逆变器进行矩形波控制，能够减少该一个逆变器的开关次数，从而降低开关损耗。另外，在未进行矩形波控制一侧的另一个逆变器通过特殊脉冲宽度调制控制来控制。在特殊脉冲宽度调制控制中，通过基于使开路绕组产生目标电压的情况下的脉冲宽度调制控制的开关模式与矩形波控制的开关模式之差的开关模式，来控制该另一个逆变器。因此，即使通过矩形波控制来控制一个逆变器，也能够通过与另一个逆变器的脉冲宽度调制控制相配合，来顺畅地驱动旋转电机。通常，在应用矩形波控制的相对高旋转的动作区域中，能够降低系统损耗，并且能够顺畅地控制旋转电机。即，根据本结构，能够适当地控制在开路绕组的两端分别具备的两个逆变器。
根据参照附图说明的实施方式的以下的记载，旋转电机控制装置的其他特征和优点变得明确。
附图说明
图1是旋转电机驱动系统的一例的示意性的框图。
图2是旋转电机控制装置的简易的部分框图。
图3是使用了两个逆变器的旋转电机驱动系统的矢量图。
图4是旋转电机在正交矢量空间中的示意性的电压矢量图。
图5是表示旋转电机的控制区域的一例的图。
图6是表示旋转电机的控制区域的一例的图。
图7是表示旋转电机的控制区域的一例的图。
图8是表示特殊脉冲宽度调制控制(特殊连续脉冲宽度调制控制)的电压指令以及开关控制信号的一例的波形图。
图9是表示特殊不连续脉冲宽度调制控制的电压指令以及开关控制信号的例子的波形图。
图10是表示特殊连续脉冲宽度调制控制的电压指令运算原理(结果)的说明图。
图11是表示特殊连续脉冲宽度调制控制的电压指令运算原理(经过1)的说明图。
图12是表示特殊连续脉冲宽度调制控制的电压指令运算原理(经过2)的说明图。
图13是表示特殊连续脉冲宽度调制控制的电压指令运算原理(经过3)的说明图。
图14是表示特殊不连续脉冲宽度调制控制的电压指令运算原理(结果)的说明图。
图15是表示特殊不连续脉冲宽度调制控制的电压指令运算原理(经过1)的说明图。
图16是表示特殊不连续脉冲宽度调制控制的电压指令运算原理(经过2)的说明图。
图17是表示特殊不连续脉冲宽度调制控制的电压指令运算原理(经过3)的说明图。
图18是表示特殊脉冲宽度调制控制的电压指令运算顺序的一例的流程图。
图19是表示特殊脉冲宽度调制控制的电压指令运算顺序的其他的例子的流程图。
图20是在第一高速度区域中组合了矩形波控制和通常的连续脉冲宽度调制控制(CPWM)时的3相电流以及dq轴电流的波形图。
图21是在第一高速度区域中组合了矩形波控制和连续脉冲宽度调制控制(CPWM)时的3相电流以及实际调制率的波形图。
图22是在第一高速度区域以及第二高速度区域中组合了矩形波控制和通常的脉冲宽度调制控制(CPWM、DPWM)时的3相电流以及dq轴电流的波形图。
图23是在第一高速度区域以及第二高速度区域中组合了矩形波控制和通常的脉冲宽度调制控制(CPWM、DPWM)时的3相电流以及实际调制率的波形图。
图24是在第一高速度区域中组合了矩形波控制和特殊连续脉冲宽度调制控制(SP-CPWM)时的3相电流以及dq轴电流的波形图。
图25是在第一高速度区域中组合了矩形波控制和特殊连续脉冲宽度调制控制(SP-CPWM)时的3相电流以及实际调制率的波形图。
图26是在第一高速度区域以及第二高速度区域中组合了矩形波控制和特殊脉冲宽度调制控制(SP-CPWM、SP-DPWM)时的3相电流以及dq轴电流的波形图。
图27是在第一高速度区域以及第二高速度区域中组合了矩形波控制和特殊脉冲宽度调制控制(SP-CPWM、SP-DPWM)时的3相电流以及实际调制率的波形图。
图28是在第一高速度区域以及第二高速度区域中提高载波频率并且组合了矩形波控制和特殊脉冲宽度调制控制(SP-CPWM、SP-DPWM)时的3相电流以及dq轴电流的波形图。
图29是在第一高速度区域以及第二高速度区域中提高载波频率并且组合了矩形波控制和特殊脉冲宽度调制控制(SP-CPWM、SP-DPWM)时的3相电流以及实际调制率的波形图。
图30是表示在超高速度区域中的电压指令以及开关控制信号的一例的波形图。
图31是表示在低速度区域(第一低速度区域)中的电压指令以及开关控制信号的例子的波形图。
图32是表示在第二低速度区域中的电压指令以及开关控制信号的例子的波形图。
图33是表示在中间速度区域中的电压指令以及开关控制信号的其他的例子的波形图。
图34是表示混合脉冲宽度调制控制的电压指令以及开关控制信号的一例的波形图。
图35是表示混合脉冲宽度调制控制的电压指令以及开关控制信号的其他的例子的波形图。
图36是表示旋转电机驱动系统的其他的例子的示意性的框图。
图37是表示旋转电机驱动系统的其他的例子的示意性的框图。
图38是表示在单逆变器系统中的旋转电机的控制区域的一例的图。
具体实施方式
以下，基于附图说明通过两个逆变器驱动控制具有相互独立的多相开路绕组的旋转电机的旋转电机控制装置的实施方式。图1是包括旋转电机控制装置1(MG-CTRL)的旋转电机驱动系统的示意性的框图。旋转电机80例如在电动汽车或混合动力汽车等车辆中作为车轮的驱动力源。旋转电机80是具有相互独立的多相(在本实施方式为3相)的定子线圈8(开路绕组)的开路绕组型的旋转电机。在定子线圈8的两端分别连接有一个逆变器10，各逆变器10被独立地控制而在直流与多相(在此为3相)交流之间转换电力。即，在定子线圈8的一端侧连接有第一逆变器11(INV1)，在定子线圈8的另一端侧连接有第二逆变器12(INV2)。以下，在无需区分第一逆变器11和第二逆变器12的情况下，将其简称为逆变器10来进行说明。
逆变器10具有多个开关元件3。开关元件3使用IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)或功率MOSFET(Metal Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor：金属氧化物半导体场效应管)。在图1中例示了使用Si-IGBT作为第一逆变器11的第一开关元件31，使用SiC-MOSFET(Silicon Carbide-Metal OxideSemiconductor FET：碳化硅MOSFET)作为第二逆变器12的第二开关元件32的方式。除了Si-IGBT之外，第一开关元件31也可以是Si-MOSFET。另外，除了SiC-MOSFET之外，第二开关元件32也可以是SiC-SIT(SiC-Static Induction Transistor：碳化硅静电感应晶体管)、GaN-MOSFET(Gallium Nitride–MOSFET：氮化镓MOSFET)等。即，在本实施方式中，优选地，与构成第一逆变器11的第一开关元件31相比，构成第二逆变器12的第二开关元件32是在断开状态与接通状态之间过渡时开关损耗相对小的开关元件。
通常，由于与Si半导体相比，SiC半导体、GaN半导体价格高，因此在本实施方式中，例示了在构成两个逆变器10内的一个逆变器的开关元件3中使用SiC半导体的方式。但是，在SiC半导体、GaN半导体的价格因批量生产的效果等而降低的情况下，如图36所示，双方的逆变器10也都可以由SiC半导体(例如SiC-MOSFET)构成。另外，根据所允许的开关损耗的大小等的要求规格，如图37所示，双方的逆变器10也都可以由Si半导体(例如Si-IGBT)构成。
在两个逆变器10中，交流1相的臂3A分别由上级侧开关元件3H和下级侧开关元件3L的串联电路构成。在各开关元件3中，以从负极FG朝向正极P的方向(从下级侧朝向上级侧的方向)作为正方向并联地具有续流二极管35。另外，在本实施方式中，两个逆变器10与分别独立的直流电源6连接。即，第一逆变器11的负极FG即第一浮动接地FG1和第二逆变器12的负极FG即第二浮动接地FG2相互独立。另外，在逆变器10与直流电源6之间分别具有使直流电压平滑化的直流支撑电容器4(平滑电容器)。
具体而言，交流1相的臂3A由第一上级侧开关元件31H和第一下级侧开关元件31L的串联电路构成的第一逆变器11，在直流侧连接有第一直流支撑电容器41(第一平滑电容器)，并且直流侧与第一直流电源61连接，交流侧与多相的定子线圈8的一端侧连接，在直流与多相交流之间转换电力。交流1相的臂3A由第二上级侧开关元件32H和第二下级侧开关元件32L的串联电路构成的第二逆变器12，在直流侧连接有第二直流支撑电容器42(第二平滑电容器)，并且直流侧与第二直流电源62连接，交流侧与多相的定子线圈8的另一端侧连接，在直流与多相交流之间转换电力。
在本实施方式中，第一直流电源61以及第二直流电源62是电压等额定值相等的直流电源。即，第一直流电源61的额定电压“E1”和第二直流电源62的额定电压“E2”相同，在不区分两者的情况下，将其简称为额定电压“E”。因此，第一逆变器11的直流侧的电压(直流链路电压)“Vdc1”和第二逆变器12的直流侧的电压(直流链路电压)“Vdc2”也是相同的电压。另外，第一直流支撑电容器41以及第二直流支撑电容器42也是容量等额定值相等的电容器。直流电源6的额定电压为48伏至400伏左右。直流电源6例如由镍氢电池、锂离子电池等二次电池(蓄电池)、双电层电容器等构成。旋转电机80能够作为电动机发挥作用，也能够作为发电机发挥作用。旋转电机80经由逆变器10将来自直流电源6的电力转换为动力(动力运行)。或者，旋转电机80将从车轮等传递的旋转驱动力转换为电力，并经由逆变器10对直流电源6进行充电(再生)。
如图1所示，逆变器10由旋转电机控制装置1控制。旋转电机控制装置1能够以相互独立的控制方式来控制第一逆变器11和第二逆变器12中的每一个(对于控制方式的详细内容将在后面进行描述)。旋转电机控制装置1以微型计算机等的逻辑电路为核心构件来构建。例如，旋转电机控制装置1基于从未图示的车辆控制装置等其他控制装置等提供的旋转电机80的目标扭矩(扭矩指令)，进行使用了矢量控制法的电流反馈控制，并经由逆变器10对旋转电机80进行控制。
在旋转电机80的各相的定子线圈8中流动的实际电流由电流传感器15检测，旋转电机80的转子在各时刻的磁极位置由旋转变压器(resolver)等旋转传感器13检测。旋转电机控制装置1使用电流传感器15以及旋转传感器13的检测结果，来执行电流反馈控制。旋转电机控制装置1构成为具有用于进行电流反馈控制的各种功能部，各功能部通过微型计算机等的硬件和软件(程序)的协作来实现。
图2的框图简单地示出了旋转电机控制装置1的一部分的功能部。在矢量控制法中，将在旋转电机80中流动的实际电流(U相电流Iu、V相电流Iv、W相电流Iw)坐标转换为配置于旋转电机80的转子的永久磁铁所产生的磁场(磁通)的方向即d轴和与d轴正交的方向(相对于磁场的方向以电角度超前π/2的方向)的q轴的矢量分量(d轴电流Id、q轴电流Iq)，来进行反馈控制。旋转电机控制装置1基于旋转传感器13的检测结果(θ：磁极位置、电角度)，通过3相2相坐标转换部55进行坐标转换。
电流反馈控制部5(FB)在dq轴正交矢量坐标系中，根据基于旋转电机80的扭矩指令的电流指令(d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*)与实际电流(d轴电流Id、q轴电流Iq)之间的偏差，对旋转电机80进行反馈控制，来运算电压指令(d轴电压指令Vd*、q轴电压指令Vq*)。旋转电机80通过第一逆变器11和第二逆变器12这两个逆变器10被驱动。因此，d轴电压指令Vd*以及q轴电压指令Vq*分别在分配部53(DIV)中被分配为第一逆变器11用的第一d轴电压指令Vd1*以及第一q轴电压指令Vq1*、第二逆变器12用的第二d轴电压指令Vd2*以及第二q轴电压指令Vq2*。如上所述，在本实施方式中，第一逆变器11的直流链路电压“Vdc1”和第二逆变器12的直流链路电压“Vdc2”为相同的电压(Vc1＝Vdc2)。因此，被分配的电压指令也是“Vd1*＝Vd2*”、“Vq1*＝Vq2*”。
如上所述，旋转电机控制装置1能够以相互独立的控制方式来控制第一逆变器11和第二逆变器12中的每一个，并具有两个电压控制部7，其中，该电压控制部7具有3相电压指令运算部73以及调制部74(MOD)。即，旋转电机控制装置1具有：第一电压控制部71，生成第一逆变器11的U相、V相、W相各自的开关控制信号(Su1、Sv1、Sw1)；以及第二电压控制部72，生成第二逆变器12的U相、V相、W相各自的开关控制信号(Su2、Sv2、Sw2)。详细内容将参照图9～图10等在后面进行描述，但第一逆变器11的电压指令(Vu1**、Vv1**、Vw**)与第二逆变器12的电压指令(Vu2**、Vv2**、Vw2**)的相位相差“π”。因此，向第二电压控制部72输入从旋转传感器13的检测结果(θ)中减去“π”而得到的值。
如图2所示，第二电压控制部72除了具有与第一电压控制部71同样地连接的3相电压指令运算部73以及调制部74之外，还具有其他的3相电压指令运算部73(特殊调制用3相电压指令运算部73B)、调制部(特殊调制用调制部75)、以及选择部76。在第二电压控制部72中，在选择部76中选择由调制部74生成的通常调制的开关控制信号和由特殊调制用调制部75生成的特殊调制的开关控制信号，并作为第二逆变器12的开关控制信号(Su2、Sv2、Sw2)而输出。该特殊调制是后述的特殊脉冲宽度调制，后面还将参考图8～19等详细描述。另外，控制模块并不限于该结构，例如也可以在选择部中选择通常调制的3相电压指令和由特殊调制用调制部75生成的特殊调制的3相电压指令，并由共用的调制部基于所选择的电压指令来生成第二逆变器12的开关控制信号(Su2、Sv2、Sw2)。
另外，如后所述，调制方式具有与旋转电机80的旋转同步的同步调制和与旋转电机80的旋转独立的异步调制。一般而言，基于同步调制的开关控制信号的生成模块(在软件情况下为生成流程)与基于异步调制的开关控制信号的生成模块不同。上述的电压控制部7基于电压指令和与旋转电机80的旋转不同步的载波来生成开关控制信号，但在本实施方式中，为了简化说明，对在电压控制部7中也生成基于同步调制的开关控制信号(例如在后述的矩形波控制的情况下的开关控制信号)的情况进行说明。
另外，如上所述，逆变器10的各个臂3A由上级侧开关元件3H和下级侧开关元件3L的串联电路构成。在图2中，虽然没有区分，但各相的开关控制信号作为上级用开关控制信号和下级用开关控制信号这两种信号而被输出。例如，对第一逆变器11的U相进行开关控制的第一U相开关控制信号Su1作为在末尾附加了“+”的第一U相上级侧开关控制信号Su1+和在末尾附加了“-”的第一U相下级侧开关控制信号Su1-这两个信号而被输出。另外，若构成各个臂3A的上级侧开关元件3H和下级侧开关元件3L同时成为接通状态，则该臂3A成为短路状态。为了防止这种情况，设置有针对各个臂3A的上级侧开关控制信号和下级侧开关控制信号都成为非有效状态的死区时间(dead time)。该死区时间也被附加在电压控制部7中。
如图1所示，构成逆变器10的各开关元件3的控制端子(IGBT、FET情况下的栅极端子)经由驱动电路2(DRV)与旋转电机控制装置1连接，分别被单独地进行开关控制。逆变器10等用于驱动旋转电机80的高压系统电路(与直流电源6连接的系统)和以微型计算机等作为核心的旋转电机控制装置1等低压系统电路(3.3伏至5伏左右的动作电压的系统)，动作电压(电路的电源电压)显著不同。驱动电路2分别提高针对各开关元件3的驱动信号(开关控制信号)的驱动能力(例如电压振幅、输出电流等使后级的电路动作的能力)来进行中继。第一驱动电路21向第一逆变器11中继开关控制信号，第二驱动电路22向第二逆变器12中继开关控制信号。
旋转电机控制装置1能够执行例如在电角度的一个周期中输出模式不同的多个脉冲的脉冲宽度调制(PWM：Pulse Width Modulation)控制和在电角度的一个周期中输出一个脉冲的矩形波控制(1脉冲控制(1-Pulse))这两种控制方式，作为构成第一逆变器11以及第二逆变器12的开关元件3的开关模式的方式(电压波形控制的方式)。即，旋转电机控制装置1能够执行脉冲宽度调制控制和矩形波控制，作为第一逆变器11以及第二逆变器12的控制方式。另外，如上所述，旋转电机控制装置1能够以相互独立的控制方式来控制第一逆变器11和第二逆变器12中的每一个。
另外，脉冲宽度调制具有正弦波脉冲宽度调制(SPWM：Sinusoidal PWM)、空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM：Space Vector PWM)等连续脉冲宽度调制(CPWM：Continuous PWM)、不连续脉冲宽度调制(DPWM：Discontinuous PWM)等方式。因此，在旋转电机控制装置1能够执行的脉冲宽度调制控制中，作为控制方式包括连续脉冲宽度调制控制和不连续脉冲宽度调制控制。
连续脉冲宽度调制是对多相的全部的臂3A连续地执行脉冲宽度调制的调制方式，不连续脉冲宽度调制是对多相的一部分的臂3A，包含将开关元件固定为接通状态或者断开状态的期间地进行脉冲宽度调制的调制方式。具体而言，在不连续脉冲宽度调制中，例如将与3相的交流电力内的1相对应的逆变器的开关控制信号的信号电平依次固定，使与其他2相对应的开关控制信号的信号电平变动。在连续脉冲宽度调制中，全部的相被调制，而不会像上述那样地使与某一相对应的开关控制信号固定。这些调制方式根据旋转电机80所要求的转速、扭矩等的动作条件、以及为了满足该动作条件所需的调制率(3相交流的线电压的有效值相对于直流电压的比例)来确定。
在脉冲宽度调制中，基于作为电压指令的交流波形的振幅和三角波(包括锯齿波)状的载波(CA)的波形的振幅的大小关系来生成脉冲(参照图7等。)。也存在不通过与载波的比较而通过数字运算直接生成PWM波形的情况，但在该情况下，作为指令值的交流波形的振幅和假想的载波波形的振幅也具有相关关系。
在基于数字运算的脉冲宽度调制中，载波例如根据微型计算机的运算周期、电子电路的动作周期等旋转电机控制装置1的控制周期来确定。即，即使在多相交流电力用于交流的旋转电机80的驱动的情况下，载波也具有不受旋转电机80的转速、旋转角度(电角度)拘束的周期(不同步的周期)。因此，载波和基于载波所生成的各脉冲均不与旋转电机80的旋转同步。因此，正弦波脉冲宽度调制、空间矢量脉冲宽度调制等调制方式存在被称为异步调制(asynchronous modulation)的情况。相对于此，与旋转电机80的旋转同步地生成脉冲的调制方式被称为同步调制(synchronous modulation)。例如，在矩形波控制(矩形波调制)中，由于在旋转电机80的电角度的一个周期中输出一个脉冲，因此，矩形波调制是同步调制。
但是，作为表示从直流电压向交流电压转换的转换率的指标，具有表示多相交流电压的线电压的有效值相对于直流电压的比例的调制率。一般而言，正弦波脉冲宽度调制的最大调制率为约0.61(≈0.612)，空间矢量脉冲宽度调制控制的最大调制率为约0.71(≈0.707)。具有超过大约0.71的调制率的调制方式作为比通常提高调制率的调制方式，被称为“过调制脉冲宽度调制”。“过调制脉冲宽度调制”的最大调制率为约0.78。该调制率0.78是从直流向交流的电力转换中的物理上(数学上)的极限值。在过调制脉冲宽度调制中，在调制率达到0.78时，变为在电角度的一个周期中输出一个脉冲的矩形波调制(1脉冲调制)。在矩形波调制中，调制率被固定为物理上的极限值即约0.78。
调制率小于0.78的过调制脉冲宽度调制也能够使用同步调制方式、异步调制方式中的任一个的原理来实现。过调制脉冲宽度调制的代表性的调制方式是不连续脉冲宽度调制。不连续脉冲宽度调制也能够使用同步调制方式、异步调制方式中的任一个的原理来实现。例如，在使用同步调制方式的情况下，在矩形波调制中，在电角度的一个周期中输出一个脉冲，但在不连续脉冲宽度调制中，在电角度的一个周期中输出多个脉冲。若在电角度的一个周期存在多个脉冲，则脉冲的有效期间相应地减少，因此，调制率降低。因此，并不限于固定为大约0.78的调制率，也能够通过同步调制方式实现小于0.78的任意的调制率。例如，也可以使用在电角度的一个周期中输出9个脉冲的9脉冲调制(9-Pulses)、输出5个脉冲的5脉冲调制(5-Pulses)等多个脉冲调制(Multi-Pulses)。
另外，旋转电机控制装置1能够执行关机控制(SDN)、主动短路控制(ASC)，作为逆变器10、旋转电机80被检测到异常那样的情况的失效保护控制。关机控制是将向构成逆变器10的全部的开关元件3的开关控制信号变为非激活状态而使逆变器10变为断开状态的控制。主动短路控制是将多相的全部的臂3A的上级侧开关元件3H和多相的全部的臂3A的下级侧开关元件3L中的任一个变为接通状态，将另一个变为断开状态的控制。另外，将如下情况称为上级侧主动短路控制：将多相的全部的臂3A的上级侧开关元件3H变为接通状态，将多相的全部的臂3A的下级侧开关元件3L变为断开状态。另外，将如下情况称为下级侧主动短路控制：将多相的全部的臂3A的下级侧开关元件3L变为接通状态，将多相的全部的臂3A的上级侧开关元件3H变为断开状态。
如本实施方式那样，在定子线圈8的两端分别连接有逆变器10的情况下，若通过主动短路控制使一个逆变器10短路，则多相的定子线圈8在该一个逆变器10中短路。即，该一个逆变器10成为中性点，定子线圈8被Y型接线。因此，旋转电机控制装置1能够实现通过两个逆变器10控制开路绕组型的旋转电机80的方式和通过一个逆变器10(未进行主动短路控制一侧的逆变器10)控制Y型接线的旋转电机80的方式。因此，在本实施方式中，并不限于失效保护控制，作为在通常控制中能够选择的控制方式也包括主动短路控制。即，旋转电机控制装置1还能够执行主动短路控制作为第一逆变器11以及第二逆变器12的控制方式。
但是，在对一个逆变器10进行矢量控制的情况下，根据3相的臂3A的状态能够定义八个空间矢量。具体而言，通过上级侧开关元件3H的开关控制信号的两种信号电平的3相的组合，能够定义八个空间矢量(23＝8)。另外，下级侧开关元件3L的3相的开关控制信号的信号电平分别为与上级侧开关元件3H的开关控制信号互补的信号电平。因此，能够通过上级侧和下级侧中的任一个开关控制信号的信号电平来定义空间矢量。
若将各开关控制信号的信号电平为高电平的情况设为“1”，将低电平的情况设为“0”，并利用(UVW)表示U相、V相、W相的开关控制信号的信号电平，则空间矢量为(000)，(001)，(010)，(011)，(100)，(101)，(110)，(111)这八个。另外，在八个空间矢量内，(000)，(111)由于线电压变为零而不向旋转电机80施加电压，所以被称为零矢量或空矢量，并且在dq轴矢量坐标系中表示同一坐标。相对于此，其他的六个空间矢量被称为动态矢量，在dq轴矢量坐标系中分别表示不同的坐标。
如图1所示，在对两个逆变器10进行矢量控制的情况下，通过上级侧和下级侧中的任一个开关控制信号的信号电平，能够定义64个空间矢量(2(3·2)＝26＝64)。其中，10个为空矢量。若利用(U1V1W1-U2V2W2)表示第一逆变器11的U相(U1相)、V相(V1相)、W相(W1相)的信号电平和第二逆变器12的U相(U2相)、V相(V2相)、W相(W2相)的信号电平，则(000-000)，(001-001)，(010-010)，(011-011)，(100-100)，(101-101)，(110-110)，(111-111)，(000-111)，(111-000)这10个是线电压变为零的空矢量。其余的54个为在dq轴矢量坐标系中从原点(空矢量的坐标)向18个不同的坐标的具有有效的大小的动态矢量。
在图3中，绘制了空矢量的坐标和18个位置的动态矢量的坐标。Z0表示dq轴矢量坐标系中的空矢量的坐标(10个矢量为同一坐标)。Z1～Z6表示在dq轴矢量坐标系中实质上由一个逆变器10实现的动态矢量的坐标。Z7～Z18表示在dq轴矢量坐标系中与由两个逆变器10实现的动态矢量相对应的坐标。
Z1包括(000-011)，(100-000)，(100-111)，(111-011)，Z2包括(000-001)，(110-000)，(110-111)，(111-001)，Z3包括(000-101)，(010-000)，(010-111)，(111-101)，Z4包括(000-100)，(011-000)，(011-111)，(111-100)，Z5包括(000-110)，(001-000)，(001-111)，(111-110)，Z6包括(000-010)，(101-000)，(101-111)，(111-010)。这24个空间矢量是一个逆变器10的空间矢量为空矢量而另一个逆变器10的空间矢量为动态矢量的组合。
另外，Z1：(101-001)，(110-010)，Z2：(010-011)，(100-101)，Z3：(011-001)，(110-100)，Z4：(001-101)，(010-110)，Z5：(011-010)，(101-100)，Z6：(001-011)，(100-110)这12个空间矢量也分别表示Z1～Z6的坐标。但是，它们是一个逆变器10不是空矢量，两个逆变器10都是动态矢量的组合。
Z7：(100-001)，(110-011)，Z8：(010-001)，(110-101)，Z9：(010-100)，(011-101)，Z10：(001-100)，(011-110)，Z11：(001-010)，(101-110)，Z12：(100-010)，(101-011)，对应于12个空间矢量。另外，Z13：(100-011)，Z14：(110-001)，Z15：(010-101)，Z16：(011-100)，Z17：(001-110)，Z18：(101-010)，对应于6个空间矢量。
图4例示了旋转电机80的dq轴矢量坐标系中的一个动作点的矢量图。在图中，“V1”是表示基于第一逆变器11的电压的第一电压矢量，“V2”是表示基于第二逆变器12的电压的第二电压矢量。通过两个逆变器10而在开路绕组即定子线圈8上出现的电压相当于第一电压矢量V1与第二电压矢量V2的差“V1-V2”。图中的“Va”表示在定子线圈8上出现的合成电压矢量。另外，“Ia”表示在旋转电机80的定子线圈8中流动的电流。如图4所示，如果控制第一逆变器11以及第二逆变器12，以使第一电压矢量V1和第二电压矢量V2的矢量的方向相差180度，则合成电压矢量Va是在第一电压矢量V1的方向上加上第二电压矢量V2的大小而得到的矢量。
如本实施方式那样，在通过两个逆变器10驱动控制具有相互独立的多相开路绕组的旋转电机80的情况下，一般而言，两个逆变器10以相同的控制方式进行开关控制。但是，优选地，开关控制的方式根据旋转电机80所要求的扭矩、转速、直流侧的电压等各种要素(动作条件)来确定，以便能够以更高的系统效率进行动作。因此，旋转电机控制装置1具有根据旋转电机80的动作区域(控制区域R)以不同的控制方式控制第一逆变器11和第二逆变器12的控制模式。通过发明人的实验、模拟能够确认，通过具有根据旋转电机80的动作条件以不同的控制方式控制第一逆变器11和第二逆变器12的控制模式，能够使系统效率变高。
在本实施方式中，旋转电机控制装置1具有控制模式，在该控制模式中，执行通过矩形波控制来控制第一逆变器11以及第二逆变器12中的一个逆变器10(在此为第一逆变器11)，并且通过作为脉冲宽度调制控制之一的特殊脉冲宽度调制控制(SP-PWM)来控制另一个逆变器10(在此为第二逆变器12)的对象控制。在此，特殊脉冲宽度调制控制是成为基于在使定子线圈8产生目标电压的情况下的脉冲宽度调制控制的开关模式与矩形波控制的开关模式之差的开关模式的控制方式。关于详细内容，稍后将参照图8～图19等进行描述。
如上所述，在本实施方式中，与构成第一逆变器11的第一开关元件31相比，构成第二逆变器12的第二开关元件32是在断开状态和接通状态之间过渡时的开关损耗相对小的开关元件。在第一逆变器11通过矩形波控制被控制的情况下，与通过特殊脉冲宽度调制控制被控制的第二逆变器12相比，开关次数变少。即，通过使开关损耗相对小的第二逆变器12进行更多的开关，能够在要求高输出的高速度区域VRH中抑制系统整体的损耗。
当然，控制模式也有执行对象控制的模式以外的模式。各个控制模式与旋转电机80的控制区域R(参照图5等)对应地设定。如图5所示，在本实施方式中，作为旋转电机80的控制区域R，设定有低速度区域VRL和在相同的扭矩T下旋转电机80的转速高于低速度区域VRL的高速度区域VRH。对象控制在高速度区域VRH中被执行。
另外，如图5所示，能够将高速度区域VRH分割，在高速度区域VRH内进一步设定第一高速度区域VRH1和在相同的扭矩T旋转电机80的转速高于第一高速度区域VRH1的第二高速度区域VRH2。并且，在高速度区域VRH中执行的对象控制能够具有在第一高速度区域VRH1中执行的第一对象控制和在第二高速度区域VRH2中执行的第二对象控制这两种控制。另外，在不对高速度区域VRH进行分割的情况下，在高速度区域VRH的整个区域中执行的对象控制优选为第一对象控制。
如上所述，在脉冲宽度调制控制中，作为控制方式包括有：连续脉冲宽度调制控制(CPWM)，对多相的全部的臂3A连续地执行脉冲宽度调制；以及不连续脉冲宽度调制控制(DPWM)，对多相的一部分的臂3A，包含将开关元件3固定为接通状态或者断开状态的期间地进行脉冲宽度调制。另外，如上所述，特殊脉冲宽度调制控制(SP-PWM)是成为基于使定子线圈8产生目标电压的情况下的脉冲宽度调制控制的开关模式与矩形波控制的开关模式之差的开关模式的控制方式。在第一对象控制中，使用连续脉冲宽度调制作为该脉冲宽度调制控制，在第二对象控制中，使用不连续脉冲宽度调制作为该脉冲宽度调制控制。
即，旋转电机控制装置1在第一高速度区域VRH1中，作为对象控制，执行通过矩形波控制来控制第一逆变器11以及第二逆变器12中的一个逆变器10(在此为第一逆变器11)，并且通过基于连续脉冲宽度调制控制(CPWM)的特殊脉冲宽度调制控制(SP-PWM)即特殊连续脉冲宽度调制控制(SP-CPWM)来控制另一个逆变器10(在此为第二逆变器12)的第一对象控制。另外，旋转电机控制装置1在第二高速度区域VRH2中，作为对象控制，执行通过矩形波控制来控制第一逆变器11以及第二逆变器12中的一个逆变器10(在此为第一逆变器11)，并且通过基于不连续脉冲宽度调制控制(DPWM)的特殊脉冲宽度调制控制(SP-PWM)即特殊不连续脉冲宽度调制(SP-DPWM)来控制另一个逆变器10(在此为第二逆变器12)的第二对象控制。
不连续脉冲宽度调制控制的最大调制率大于连续脉冲宽度调制控制的最大调制率。第二高速度区域VRH2是在相同的扭矩T下旋转电机80的转速高于第一高速度区域VRH1的控制区域R，从系统效率的观点来看，优选在第二高速度区域VRH2中以比第一高速度区域VRH1更高的调制率进行调制。通过在第一高速度区域VRH1中执行基于连续脉冲宽度调制的特殊连续脉冲宽度调制控制，在第二高速度区域VRH2中执行基于不连续脉冲宽度调制的特殊不连续脉冲宽度调制控制，从而能够在整个高速度区域VRH中适当地驱动旋转电机80。
另外，如图6所示，优选地，作为控制区域R，还设定有在相同的扭矩T下旋转电机的转速高于高速度区域VRH的超高速度区域VRSH。在该超高速度区域VRSH中，第一逆变器11以及第二逆变器12这两个逆变器10通过矩形波控制被控制。在相同的扭矩T下旋转电机的转速低于超高速度区域VRSH的高速度区域VRH中，一个逆变器10通过矩形波控制被控制，另一个逆变器10通过特殊不连续脉冲宽度调制被控制。通常的不连续脉冲宽度调制的最大调制率大致为矩形波控制的调制率0.78。由于基于不连续脉冲宽度调制的特殊不连续脉冲宽度调制的最大调制率也大致为0.78，因此能够在高速度区域VRH和超高速度区域VRSH中适当地驱动旋转电机80。
另外，在低速度区域VRL中，执行通过主动短路控制来控制第一逆变器11以及第二逆变器12中的一个逆变器10(在此为第一逆变器11)，并且通过脉冲宽度调制控制来控制另一个逆变器10(在此为第二逆变器12)的对象低速度区域控制。即，实质上仅由两个逆变器10内的一个逆变器10(例如第二逆变器12)驱动旋转电机80。由于一个逆变器10不进行开关动作，因此能够降低相应的开关损耗，其结果，能够在抑制系统整体的损耗的同时驱动旋转电机80。
如上所述，在本实施方式中，第二逆变器12使用与第一逆变器11相比开关损耗相对较小的开关元件而构成。在对第一逆变器11进行主动短路控制的情况下，开关损耗相对较大的第一逆变器11的开关损耗大致为零。另外，由于进行开关的第二逆变器12的开关损耗相对较小，因此能够在低速度区域VRL中抑制系统整体的损耗。
另外，如图7所示，也能够将低速度区域VRL分割，在低速度区域VRL内设定第一低速度区域VRL1和在相同的扭矩T下旋转电机80的转速高于第一低速度区域的第二低速度区域VRL2。并且，在低速度区域VRL中执行的对象低速度控制能够具有在第一低速度区域VRL1中执行的第一对象低速度控制；以及在第二低速度区域VRL2中执行的第二对象低速度控制这两种控制。另外，在不对低速度区域VRL进行分割的情况下，在低速度区域VRL的整个区域中执行的对象控制优选为第一对象低速度控制。
在脉冲宽度调制控制中，作为控制方式包括有：连续脉冲宽度调制控制，对多相的全部的臂3A连续地执行脉冲宽度调制；以及不连续脉冲宽度调制控制，对多相的一部分的臂3A，包含将开关元件3固定为接通状态或者断开状态的期间地进行脉冲宽度调制。在第一低速度区域VRL1中使用连续脉冲宽度调制控制，在第二低速度区域VRL2中使用不连续脉冲宽度调制控制。
具体而言，旋转电机控制装置1在第一低速度区域VRL1中，作为对象低速度区域控制，执行通过主动短路控制来控制第一逆变器11以及第二逆变器12中的一个逆变器10(在此为第一逆变器11)，并且通过连续脉冲宽度调制控制来控制另一个逆变器10(在此为第二逆变器12)的第一对象低速度区域控制。另外，旋转电机控制装置1在第二低速度区域VRK2中，作为对象低速度区域控制，执行通过主动短路控制来控制第一逆变器11以及第二逆变器12中的一个逆变器10(在此为第一逆变器11)，并且通过不连续脉冲宽度调制控制来控制另一个逆变器10(在此为第二逆变器12)的第二对象低速度区域控制。
不连续脉冲宽度调制控制的最大调制率大于连续脉冲宽度调制控制的最大调制率。第二低速度区域VRL2是在相同的扭矩T下旋转电机80的转速高于第一低速度区域VRL1的控制区域R，从系统效率的观点来看，优选在第二低速度区域VRL2中以比第一低速度区域VRL1更高的调制率进行调制。通过在第一低速度区域VRL1中执行使用了连续脉冲宽度调制控制的第一对象低速度区域控制，在第二低速度区域VRL2中执行使用了不连续脉冲宽度调制的第二对象低速度区域控制，从而能够在整个低速度区域VRL中适当地驱动旋转电机80。
另外，在低速度区域VRL中调制时，根据载波CA(参照图31、图32等)的频率，有时会产生可听频带的噪声。在低速度区域VRL中，伴随车辆行驶而产生的声音(轮胎与路面的接触声音等行驶声音)也小，因此在从逆变器10输出的噪声为可听频带的噪声的情况下，存在使利用者容易听到噪声的可能性。在此，通过使载波CA的频率变高，可能使噪声的频率处于可听频带外。由于第二逆变器12使用与第一逆变器11相比开关损耗相对小的开关元件而构成，因此即使使载波CA的频率变高，也能抑制开关损耗的增加。
但是，如图36以及图37所例示，第一逆变器11和第二逆变器12也可以都使用相同的开关元件3而构成。另外，如图1所例示，即使在第二逆变器12使用与第一逆变器11相比开关损耗相对小的开关元件而构成的情况下，如上所述，也存在第二逆变器12的载波CA的频率未被设定得较高的情况。在这样的情况下，并不限定于通过主动短路控制来控制第一逆变器11的方式，也可以是通过主动短路控制来控制第二逆变器12的方式。
另外，在这样的情况下，为了不会因仅使未被主动短路控制的一个逆变器10(在此为第二逆变器12)大量开关而消耗，在低速度区域VRL中，根据预先规定的条件交替地切换控制第一逆变器11的控制方式和控制第二逆变器12的控制方式。通过切换控制方式，也能够抑制仅第一直流电源61以及第二直流电源62中的某一方的放电量增加的情况。在此，规定的条件例如优选是固定的时间或直流电源6的放电量。
另外，如图7所示，作为控制区域R，还能够设定有在相同的扭矩T下旋转电机80的转速高于低速度区域VRL并且低于高速度区域VRH的中间速度区域VRM。在中间速度区域VRM中，第一逆变器11以及第二逆变器12这两个逆变器10都通过不连续脉冲宽度调制控制被控制。
以上，在作为控制区域R，设定有第一低速度区域VRL1、第二低速度区域VRL2、中间速度区域VRM、第一高速度区域VRH1、第二高速度区域VRH2、以及超高速度区域VRSH的情况下，在下述的表1中示出了应用于第一逆变器11以及第二逆变器12的控制方式的一例。
[表1]
R INV1 INV2
VRL1(VRL) ASC CPWM(PWM)
VRL2(VRL) ASC DPWM(PWM)
VRM DPWM DPWM
VRH1(VRH) 1-Pulse SP-CPWM(SP-PWM)
VRH2(VRH) 1-Pulse SP-DPWM(SP-PWM)
VRSH 1-Pulse 1-Pulse
在此，优选地，各控制区域R的边界根据与旋转电机80的扭矩对应的旋转电机80的转速和多相交流电压的线电压的有效值(可以是指令值，也可以是来自输出电压的换算值)相对于直流电压的比例中的至少一方来设定。
如图5～图7所例示那样，旋转电机80的动作条件经常由转速和扭矩之间的关系来定义。优选地，控制区域R基于作为一个参数的转速来设定。在此，虽然也可以与扭矩无关地将规定控制区域R的边界的转速设定为恒定，但更优选将规定控制区域R的边界的转速设定为根据扭矩而成为不同的值。由此，能够根据旋转电机80的动作条件以高的效率来驱动控制旋转电机80。
另外，例如，在旋转电机80要求高的输出(快的转速、高的扭矩)的情况下，在电压型的逆变器中，通过使直流电压变高或使直流电压转换为交流电压的比例变高来实现该要求。在直流电压恒定的情况下，通过使直流电压转换为交流电压的比例变高来实现该要求。该比例能够表示为3相交流电力的有效值相对于直流电力的比例(在电压型逆变器的情况下，与3相交流电压的线电压的有效值相对于直流电压的比例等效)。如上所述，在控制逆变器10的控制方式中，存在该比例从低到高的各种方式。
若控制区域基于3相交流电压的线电压的有效值相对于根据对旋转电机80的要求而确定的直流电压的比例(调制率)来设定，则能够根据旋转电机80的动作条件，以高的效率来驱动控制旋转电机80。下述所示的表2与上述的表1对应，例示了与各个控制区域R对应的调制率。详细情况如后所述，但在表中，“Mi_inv1”表示第一逆变器11的调制率，“Mi_inv2”表示第二逆变器12的调制率，“Mi_sys”表示系统整体的调制率。
[表2]
Figure BDA0003728103260000201
在本实施方式中，第一直流电源61的端子间电压“E1”和第二直流电源62的端子间电压“E2”相同(均为电压“E”)。若将第一逆变器11的交流侧的有效值设为“Va_inv1”，将第二逆变器12的交流侧的有效值设为“Va_inv2”，则第一逆变器11的调制率“Mi_inv1”以及第二逆变器12的调制率“Mi_inv2”如下述的式(1)、(2)所示。另外，系统整体的调制率“Mi_sys”如下述的式(3)所示。
Mi_inv1＝Va_inv1/E1＝Va_inv1/E··· (1)
Mi_inv2＝Va_inv2/E2＝Va_inv2/E··· (2)
Mi_sys＝(Va_inv1+Va_inv2)/(E1+E2)
＝(Va_inv1+Va_inv2)/2E··· (3)
就电压的瞬时值而言，需要考虑瞬时的矢量，但若仅单纯地考虑调制率，则由式(1)～(3)得出，系统整体的调制率“Mi_sys”为“(Mi_inv1+Mi_inv2)/2”。另外，在表2中，示出了与各个控制区域R对应的调制率作为额定值。因此，在实际的控制时，考虑到在控制区域R中控制方式发生变化时的波动(hunting)等，也可以包含与对应于各个控制区域R的调制率重叠的范围。
另外，调制率“X”根据基于连续脉冲宽度调制(空间矢量脉冲宽度调制)的调制率的理论上的上限值(大致为0.707)，进而考虑死区时间而设定。如表2所示，在低速度区域VRL(第一低速度区域VRL1以及第二低速度区域VRL2)中，有时仅由一个逆变器10进行调制。由于可以在低速度区域VRL的整个区域中执行连续脉冲宽度调制控制，因此在低速度区域VRL中，一个逆变器10(在此为第二逆变器12)的最大调制率“2X”根据基于连续脉冲宽度调制控制的调制率的理论上的上限值(在空间矢量脉冲宽度调制中大致为0.707)，进而考虑死区时间，例如被设定为0.5～0.6左右。因此，调制率“X”例如被设定为0.25～0.3左右的值。调制率“a、b、c”基于实验、模拟等而适当地设定。
以下，参照U相的电压指令(Vu1**，Vu2**)以及U相上级侧开关控制信号(Su1+，Su2+)的波形例来说明各个控制区域R中的控制方式。对于第二U相下级侧开关控制信号Su2－以及V相、W相，省略了图示。
首先，参照图8～图19来说明在高速度区域VRH中执行的、在本实施方式中最具特征性的特殊脉冲宽度调制控制(SP-PWM)。图8示出了特殊连续脉冲宽度调制控制(SP-CPWM)，图9示出了特殊不连续脉冲宽度调制控制(SP-DPWM)。
在图8以及图9中示出了在第一逆变器11以及第二逆变器12中共用的载波CA、第一逆变器11的电压指令即第一U相电压指令Vu1**、第二逆变器12的电压指令即第二U相电压指令Vu2**、第一U相上级侧开关控制信号Su1+、以及第二U相上级侧开关控制信号Su2+的一例。对于第一U相下级侧开关控制信号Su1－、第二U相下级侧开关控制信号Su2－以及V相、W相，省略了图示(其他控制方式也相同)。
例如，载波CA在“0＜CA＜1”之间变化，电压指令(V**)基本上在“0≤V**≤1”的范围内变化。通过将载波CA和电压指令(V**)进行比较，当电压指令为载波CA以上时，开关控制信号成为“1”，当电压指令小于载波CA时，开关控制信号成为“0”。关于载波CA与电压指令(V**)的比较逻辑，在以下的说明中也相同。
如上所述，特殊脉冲宽度调制控制(SP-PWM)是成为基于使定子线圈8产生目标电压的情况下的脉冲宽度调制控制的开关模式与矩形波控制的开关模式之差的开关模式的控制方式。因此，特殊脉冲宽度调制控制(SP-PWM)的电压指令(V**)基于使定子线圈8产生目标电压时的用于脉冲宽度调制控制的电压指令(V**)与用于矩形波控制的电压指令(V**)之差而设定。例如，特殊连续脉冲宽度调制控制(SP-CPWM)的电压指令(V**)基于使定子线圈8产生目标电压时的用于连续脉冲宽度调制控制的电压指令(V**)与用于矩形波控制的电压指令(V**)之差而设定。另外，特殊不连续脉冲宽度调制控制(SP-DPWM)的电压指令(V**)基于使定子线圈8产生目标电压时的用于不连续脉冲宽度调制控制的电压指令(V**)与用于矩形波控制的电压指令(V**)之差而设定。
以下，参照图2的框图、以及图10～图19，来说明运算特殊脉冲宽度调制控制的电压指令(V**)的原理以及顺序。图10～图13示出了运算特殊连续脉冲宽度调制控制的电压指令(V**)的原理，图14～图17示出了运算特殊不连续脉冲宽度调制控制的电压指令(V**)的原理，图18以及图19示出了运算特殊脉冲宽度调制控制的电压指令(V**)的顺序。在此，以3相的电压指令(V**)内的U相的电压指令(Vu**)为代表进行例示说明。
图10示出了图8所例示那样的特殊连续脉冲宽度调制控制的电压指令(Vu2**)、矩形波控制的电压指令(Vu1**)和载波CA。即，示出了特殊连续脉冲宽度调制控制的电压指令(Vu2**)的运算结果。如上所述，载波CA在“0＜CA＜1”之间变化，电压指令(Vu1**，Vu2**)在“0”以上且“1”以下的范围内变化。
图11示出了连续脉冲宽度调制控制的电压指令(Vu2**)、矩形波控制的电压指令(Vu1**)和载波CA。例如，如图2所示，在运算第二逆变器12的3相电压指令的第二电压控制部72的特殊调制用3相电压指令运算部73B中，运算第一逆变器11的3相电压指令(Vu1**)和第二逆变器12的电压指令(Vu2**)这双方。在此，运算矩形波控制(1-Pulese)的电压指令作为第一逆变器11的3相电压指令(Vu1**)，运算连续脉冲宽度调制控制(CPWM)的电压指令作为第二逆变器12的3相电压指令(Vu2**)。如图18的第一步骤#1所示，获取这些电压指令作为基本电压指令(基本电压指令获取步骤)。“Vu_INV1_Ref”是第一逆变器11的基本电压指令(第一基本电压指令)。“Vu_INV2_Ref”是第二逆变器12的基本电压指令(第二基本电压指令)。第一基本电压指令相当于矩形波用电压指令，第二基本电压指令相当于脉冲宽度调制用电压指令(在此为连续脉冲宽度调制用电压指令)。
图12示出了执行图18的第二步骤#2以及第三步骤#3之后的电压指令。在第二步骤#2中，运算使用第一逆变器11以及第二逆变器12而输出的总计的电压指令“Vu_total_Ref”(系统电压指令)(系统电压指令运算步骤)。如参照图4等所述，第一逆变器11的电压指令和第二逆变器12的电压指令被设定为相位相差180度。因此，如图12以及图18所示，系统电压指令“Vu_total_Ref”被运算为第一基本电压指令“Vu_INV1_Ref”与第二基本电压指令“Vu_INV2_Ref”之间的差。
如图12所示，系统电压指令“Vu_total_Ref”的波高大于载波CA的变化域“0＜CA＜1”，其振幅中心为“0”。为了使系统电压指令“Vu_total_Ref”的振幅中心和第一基本电压指令“Vu_INV1_Ref”的振幅中心一致，在第三步骤#3中，使第一基本电压指令“Vu_INV1_Ref”的振幅中心从作为载波CA的变化域“0＜CA＜1”的中心的“0.5”位移到“0”。虽然第三步骤#3狭义上可以称为负位移步骤，但由于是伴随系统电压指令的运算而进行的修正，因此也可以包含在系统电压指令运算步骤中。在本实施方式中，第二步骤#2以及第三步骤#3相当于系统电压指令运算步骤。另外，在图2的框图(特殊调制用3相电压指令运算部73B)中，为了简化，以第二步骤#2中的差分的运算为代表进行了图示。
图13示出了执行图18的第四步骤#4之后的电压指令。在第四步骤#4中，基于在系统电压指令运算步骤(#2、#3)中运算出的第一基本电压指令“Vu_INV1_Ref”和系统电压指令“Vu_total_Ref”，优化第二基本电压指令“Vu_INV2_Ref”以用于特殊连续脉冲宽度调制(电压指令优化步骤)。如图13以及图18所示，第二基本电压指令“Vu_INV2_Ref”被运算为第一基本电压指令“Vu_INV1_Ref”与系统电压指令“Vu_total_Ref”之间的差。第二基本电压指令“Vu_INV2_Ref”相当于特殊脉冲宽度调制用电压指令(在此为特殊不连续脉冲宽度调制用电压指令)(最终经过后述的第五步骤#5、第六步骤#6之后而成为特殊脉冲宽度调制用电压指令。)。
第一基本电压指令“Vu_INV1_Ref”以及第二基本电压指令“Vu_INV2_Ref”的振幅中心在第四步骤#4的执行完成时刻，如图13所示为“0”。因此，在第五步骤#5中，执行使振幅中心从“0”返回到作为载波CA的变化域“0＜CA＜1”的中心的“0.5”的正位移处理(正位移步骤)。接下来在第六步骤#6中，在第一逆变器11的电压指令“Vu1**”中设定第一基本电压指令“Vu_INV1_Ref”，在第二逆变器12的电压指令“Vu2**”中设定第二基本电压指令“Vu_INV2_Ref”(电压指令设定步骤)。与第三步骤#3(负位移步骤)同样地，第五步骤#5是修正运算。因此，与将第三步骤#3和第二步骤#2一起包含在系统电压指令运算步骤中同样地，也可以将第五步骤#5和第六步骤#6一起包含在电压指令设定步骤中。在本实施方式中，第五步骤#5以及第六步骤#6相当于电压指令设定步骤。
另外，虽然简化了图2的框图，但特殊调制用3相电压指令运算部73B执行第一步骤#1～第六步骤#6。特殊调制用调制部75基于特殊脉冲宽度调制控制(SP-PWM)的电压指令(V**)，生成特殊脉冲宽度调制控制(SP-PWM)的开关控制信号。在选择特殊脉冲宽度调制控制(SP-PWM)作为控制方式的情况下，经由选择部76输出特殊脉冲宽度调制控制(SP-PWM)的开关控制信号。在图2中例示了包括用于通常的调制的3相电压指令运算部73以及调制部74、用于特殊脉冲宽度调制的特殊调制用3相电压指令运算部73B以及特殊调制用调制部75、以及选择并输出由各个调制部(74、75)生成的开关控制信号的选择部76的方式。但是，如上所述，也可以在选择部中选择通常调制的3相电压指令和由特殊调制用调制部75生成的特殊调制的3相电压指令，并由共用的调制部基于所选择的电压指令来生成开关控制信号。
图14示出了图9所例示那样的特殊不连续脉冲宽度调制控制的电压指令(Vu2**)、矩形波控制的电压指令(Vu1**)以及载波CA。即，示出了特殊不连续脉冲宽度调制控制的电压指令(Vu2**)的运算结果。矩形波控制的电压指令(Vu1**)与在“0～1”之间变化的载波CA相对应地在“0”以上且“1”以下的范围内变化，但特殊不连续脉冲宽度调制控制的电压指令(Vu2**)也包含载波CA的变化域的范围之外即“0”以下且“1”以上的范围在内发生变化。
图15示出了不连续脉冲宽度调制控制的电压指令(Vu2**)、矩形波控制的电压指令(Vu1**)以及载波CA。如上所述，在特殊调制用3相电压指令运算部73B(参照图2)中，运算第一逆变器11的3相电压指令(Vu1**)和第二逆变器12的电压指令(Vu2**)这两者。在此，运算矩形波控制(1-Pulese)的电压指令作为第一逆变器11的3相电压指令(Vu1**)，运算不连续脉冲宽度调制控制(DPWM)的电压指令作为第二逆变器12的3相电压指令(Vu2**)。如参照图18所述，在第一步骤#1中，获取第一基本电压指令“Vu_INV1_Ref”和第二基本电压指令“Vu_INV2_Ref”(基本电压指令获取步骤)。第一基本电压指令相当于矩形波用电压指令，第二基本电压指令相当于脉冲宽度调制用电压指令(在此为不连续脉冲宽度调制用电压指令)。
图16示出了执行图18的第二步骤#2以及第三步骤#3之后的电压指令。在第二步骤#2中，运算使用第一逆变器11以及第二逆变器12而输出的总计的电压指令“Vu_total_Ref”(系统电压指令)。如图16以及图18所示，系统电压指令“Vu_total_Ref”被运算为第一基本电压指令“Vu_INV1_Ref”与第二基本电压指令“Vu_INV2_Ref”之差。
如图16所示，系统电压指令“Vu_total_Ref”的波高大于载波CA的变化域“0＜CA＜1”，其振幅中心为“0”。为了使系统电压指令“Vu_total_Ref”的振幅中心与第一基本电压指令“Vu_INV1_Ref”的振幅中心一致，在第三步骤#3中，使第一基本电压指令“Vu_INV1_Ref”的振幅中心从作为载波CA的振幅中心的“0.5”位移到“0”(负位移步骤)。如上所述，第三步骤#3是伴随系统电压指令的运算而进行的修正，因此也可以包含在系统电压指令运算步骤中。在本实施方式中，第二步骤#2以及第三步骤#3相当于系统电压指令运算步骤。
图17示出了执行图18的第四步骤#4之后的电压指令。在第四步骤#4中，基于在系统电压指令运算步骤(#2、#3)中运算出的第一基本电压指令“Vu_INV1_Ref”和系统电压指令“Vu_total_Ref”，优化第二基本电压指令“Vu_INV2_Ref”以用于特殊连续脉冲宽度调制(电压指令优化步骤)。如图17以及图18所示，第二基本电压指令“Vu_INV2_Ref”被运算为第一基本电压指令“Vu_INV1_Ref”与系统电压指令“Vu_total_Ref”之差。第二基本电压指令“Vu_INV2_Ref”相当于特殊脉冲宽度调制用电压指令(在此为特殊不连续脉冲宽度调制用电压指令)(最终经过后述的第五步骤#5、第六步骤#6之后而成为特殊脉冲宽度调制用电压指令。)。
第一基本电压指令“Vu_INV1_Ref”以及第二基本电压指令“Vu_INV2_Ref”的振幅中心在第四步骤#4的执行完成时刻，如图17所示为“0”。因此，在第五步骤#5中，执行使振幅中心从“0”返回到作为载波CA的振幅中心的“0.5”的正位移处理(正位移步骤)。接下来在第六步骤#6中，在第一逆变器11的电压指令“Vu1**”中设定第一基本电压指令“Vu_INV1_Ref”，在第二逆变器12的电压指令“Vu2**”中设定第二基本电压指令“Vu_INV2_Ref”(电压指令设定步骤)。由于第五步骤#5与第三步骤#3(负位移步骤)同样是修正运算，因此与系统电压指令运算步骤同样地，第五步骤#5也可以与第六步骤#6一起包含在电压指令设定步骤中。在本实施方式中，第五步骤#5以及第六步骤#6相当于电压指令设定步骤。如上所述，特殊调制用3相电压指令运算部73B执行第一步骤#1～第六步骤#6。
图19的流程图例示了进一步执行第七步骤#7的方式。特殊调制用调制部75执行第七步骤#7。另外，在选择部中选择通常调制的3相电压指令和由特殊调制用调制部75生成的特殊调制的3相电压指令，并由共用的调制部基于所选择的电压指令来生成开关控制信号的情况下，在该共用的调制部中执行第七步骤#7。
在第七步骤#7中，通过将“K”设为大于“1”的系数，并将载波CA的频率“FCA”(载波频率)乘以“K”来设定载波频率FCA。即，使载波频率FCA变高而使调制的分辨率变高。“K”例如能够被设为“2”。关于该效果，稍后将参照图20～图29(尤其是图26～图29)进行描述。另外，载波频率FCA相当于调制频率。
以上，如参照图10～图19所述，特殊脉冲宽度调制控制能够是基于特殊脉冲宽度调制用电压指令来生成开关模式的控制方式。具体而言，将在使开路绕组即定子线圈8产生目标电压的情况下生成通过矩形波控制控制的一个逆变器的开关模式的电压指令设为矩形波用电压指令，将相位与矩形波用电压指令相差180度且在产生该目标电压的情况下生成通过脉冲宽度调制控制控制的另一个逆变器的开关模式的电压指令设为脉冲宽度调制用电压指令，将矩形波用电压指令与脉冲宽度调制用电压指令的差分设为两个逆变器整体的电压指令即系统电压指令，将在使振幅中心一致的状态下的系统电压指令与矩形波用电压指令的差分设为特殊脉冲宽度调制用电压指令，特殊脉冲宽度调制控制能够是基于特殊脉冲宽度调制用电压指令来生成开关模式的控制方式。
另外，如参照图19所述，在低速度区域VRL中，在第一逆变器11以及第二逆变器12中的至少一个逆变器10通过脉冲宽度调制控制被控制的情况下，在高速度区域VRH中，也可以通过比该脉冲宽度调制控制中的调制频率高的调制频率来执行特殊脉冲宽度调制控制。
如参照表1、表2等所述，在高速度区域VRH中执行特殊脉冲宽度调制控制。在高速度区域VRH中，第一逆变器11通过矩形波控制被驱动，第二逆变器12通过特殊脉冲宽度调制控制被驱动。以下，说明在第一逆变器11通过矩形波控制被驱动的状态下，与第二逆变器12通过通常的脉冲宽度调制被驱动的情况相比，第二逆变器12通过特殊脉冲宽度调制控制被驱动的情况的优点。而且，如参照图19所述，对使载波频率FCA变高(使调制频率变高)的优点进行说明。
以下，也参照图20～图29的波形图进行说明。图20～图29示出了旋转电机80的转速随着时间的经过而上升的速度扫掠(sweep)实验、速度扫掠模拟的结果。
图20以及图21的波形图将在第一高速度区域VRH1中组合了矩形波控制(1-Pulse)和通常的连续脉冲宽度调制控制(CPWM)的情况下的dq轴电流(Id，Iq)以及实际调制率(Mi_sys)与3相电流一同示出。图22以及图23的波形图将在比图20以及图21中高的速度的第一高速度区域VRH1中组合了矩形波控制(1-Pulse)和通常的连续脉冲宽度调制控制(CPWM)的情况以及在第二高速度区域VRH2中组合了矩形波控制(1-Pulse)和通常的不连续脉冲宽度调制控制(DPWM)的情况下的dq轴电流(Id，Iq)以及实际调制率(Mi_sys)与3相电流一同示出。即，图22以及图23示出了旋转电机80的转速随着时间的经过而上升，从第一高速度区域VRH1向第二高速度区域VRH2转移而切换逆变器10的控制方式的情况下的波形(图26～图29也相同)。如图20～图23所示，在dq轴电流(Id，Iq)以及实际调制率(Mi_sys)的任一个中均出现了电动机电频率f(旋转电机80的电频率)的6倍的频率“6f”的脉动。
在此，为了改善该“6f”的脉动，在第一高速度区域VRH1中通过特殊连续脉冲宽度调制控制(SP-CPWM)来控制第二逆变器12，并在第二高速度区域VRH2中通过特殊不连续脉冲宽度调制控制(SP-DPWM)来控制第二逆变器12。图24～图27示出了该情况的波形图。
图24以及图25的波形图与图20以及图21的波形图相对应，在与图20以及图21相同的扭矩以及相同的转速下，图20以及图21例示了执行通常的连续脉冲宽度调制控制(CPMW)的情况，相对于此，在图24以及图25中例示了执行特殊连续脉冲宽度调制控制(SP-CPWM)的情况。同样地，图26以及图27的波形图与图22以及图23的波形图相对应，在与图22以及图23相同的扭矩以及相同的转速下，图22以及图23例示了执行通常的脉冲宽度调制控制(CPMW、DPWM)的情况，相对于此，在图24以及图25中例示了执行特殊脉冲宽度调制控制(SP-CPWM、SP-DPWM)的情况。
具体而言，图24以及图25的波形图将在第一高速度区域VRH1中组合了矩形波控制(1-Pulse)和特殊连续脉冲宽度调制控制(SP-CPWM)的情况下的dq轴电流(Id，Iq)以及实际调制率(Mi_sys)与3相电流一同示出。图26以及图27的波形图将在比图24以及图25高的速度的第一高速度区域VRH1中组合了矩形波控制(1-Pulse)和特殊连续脉冲宽度调制控制(SP-CPWM)的情况以及在第二高速度区域VRH2中组合了矩形波控制(1-Pulse)和特殊不连续脉冲宽度调制控制(SP-DPWM)的情况下的dq轴电流(Id，Iq)以及实际调制率(Mi_sys)与3相电流一同示出。
比较图20～图21和图24～图25可知，dq轴电流(Id，Iq)以及实际调制率(Mi_sys)中的任一个均能降低电动机电频率f的6倍的频率“6f”的脉动，从而能改善脉动。但是，比较图22～图23和图26～图27可知，在dq轴电流(Id，Iq)以及实际调制率(Mi_sys)中的任一个中均新出现了电动机电频率f的2倍的频率“2f”的脉动。即，在高速度区域VRH中相对低的低速度侧中，虽然通过组合矩形波控制和特殊脉冲宽度调制控制实现了改善降低“6f”的脉动，但在高速度区域VRH中相对高的高速度侧中，即使降低了“6f”的脉动，也会发生产生“2f”的脉动这样的新的问题。
如图10以及图14等所示，认为该“2f”的脉动是由于在电角度为π(180度)以及2π(360度)的相位(电压指令的拐点的相位)中特殊脉冲宽度调制控制的电压指令(V**)急剧地变化而引起的。即，在电角度为π以及2π的相位中，电压指令(V**)的增加量或减少量比通常的脉冲宽度调制控制大得多。因此，即使是在通常的脉冲宽度调制控制中具有足够的分辨率的载波频率FCA，在特殊脉冲宽度调制控制中分辨率也不足，存在不能适当地生成开关控制信号的脉冲的情况。因此，如参照图19所述，提高载波频率FCA而使调制的分辨率变高。图28～图29示出了相对于图26～图27将载波频率FCA设为2倍的情况下的波形图。
图28以及图29的波形图与图26以及图27的波形图相对应，在与图26以及图27相同的扭矩以及相同的转速下，图26以及图27例示了执行以与通常相同的载波频率FCA进行调制的特殊脉冲宽度调制控制(SP-CPWM，SP-DPWM)的情况，相对于此，在图28以及图29中例示了执行以通常的2倍的载波频率FCA进行调制的特殊脉冲宽度调制控制(SP-CPWM，SP-DPWM)的情况。具体而言，图28以及图29的波形图将在与图26以及图27具有相同的速度的第一高速度区域VRH1中将载波频率FCA提高到图26以及图27的载波频率FCA的2倍来组合矩形波控制(1-Pulse)和特殊连续脉冲宽度调制控制(SP-CPWM)的情况以及在第二高速度区域VRH2中将载波频率FCA提高到图26以及图27的载波频率FCA的2倍来组合矩形波控制(1-Pulse)和特殊不连续脉冲宽度调制控制(SP-DPWM)的情况下的dq轴电流(Id，Iq)以及实际调制率(Mi_sys)与3相电流一同示出。
比较图26～图27和图28～图29可知，dq轴电流(Id，Iq)以及实际调制率(Mi_sys)中的任一个均能降低电动机电频率f的2倍的频率“2f”的脉动，从而能改善脉动。即，可知在高速度区域VRH中，优选通过比在低速度区域VRL中执行的脉冲宽度调制控制中的调制频率高的调制频率，执行特殊脉冲宽度调制控制。
在本实施方式中，对第二逆变器12执行特殊脉冲宽度调制控制。如上所述，与构成第一逆变器11的第一开关元件31相比，构成第二逆变器12的第二开关元件32是开关损耗较少的元件。因此，即使使载波频率FCA变高也能够抑制开关损耗的增加。即，若使用开关损耗比构成两个逆变器10内的一个逆变器10的开关元件3更小的开关元件3来构成另一个逆变器10，则作为控制方式容易应用特殊脉冲宽度调制控制，能够抑制开关损耗的增加，同时容易提高系统整体的效率。
当然，在进行通常的脉冲宽度调制控制的情况下的载波频率FCA具有即使在π以及2π的相位的拐点处也能够适当地执行特殊脉冲宽度调制控制的程度的高的频率的情况下等，在执行特殊脉冲宽度调制控制时不需要重新提高载波频率FCA。因此，如图1所示，在应用特殊脉冲宽度调制控制时，构成一个逆变器10的开关元件3不一定必须是开关损耗比构成另一个逆变器10的开关元件3小的元件。如图36或图37所例示，并不妨碍双方的逆变器10使用相同的物性的开关元件3而构成。
图30的波形图示出了超高速度区域VRSH中的第一U相电压指令Vu1**、第二U相电压指令Vu2**、载波CA、第一U相上级侧开关控制信号Su1+、以及第二U相上级侧开关控制信号Su2+的一例。如上所述，在超高速度区域VRSH中第一逆变器11以及第二逆变器12都通过矩形波控制被控制。另外，在逆变器10通过矩形波调制控制被控制的情况下，虽然不需要载波CA，但为了易于与其他控制方式进行比较，也图示了载波CA。
图31的波形图示出了第一低速度区域VRL1中的第一逆变器11的U相电压指令即第一U相电压指令Vu1**、第二逆变器12的U相电压指令即第二U相电压指令Vu2**、载波CA、第一U相上级侧开关控制信号Su1+、以及第二U相上级侧开关控制信号Su2+的一例。在第一低速度区域VRL1中，第二逆变器12通过连续脉冲宽度调制控制被控制。如图31所示，基于载波CA和第二U相电压指令Vu2**，生成脉冲状的第二U相上级侧开关控制信号Su2+。
由于通过主动短路控制来控制第一逆变器11，因此第一U相电压指令Vu1**例如被固定为“0”，第一U相上级侧开关控制信号Su1+始终为“0”。虽然省略了图示，但第一U相下级侧开关控制信号Su1－始终为“1”。由此，第一逆变器11的U相的臂3A的上级侧开关元件3H(31H)被控制为断开状态，下级侧开关元件3L(31L)被控制为接通状态。即使对于V相、W相也是同样的，由此，第一逆变器11通过下级侧主动短路控制被控制。另外，也可以不设定第一U相电压指令Vu1**，而将第一U相开关控制信号Su1设定为固定值。
图32的波形图示出了第二低速度区域VRL2中的第一U相电压指令Vu1**、第二U相电压指令Vu2**、载波CA、第一U相上级侧开关控制信号Su1+、以及第二U相上级侧开关控制信号Su2+的一例。由于与第一低速度区域VRL1同样地，在第二低速度区域VRL2中通过主动短路控制来控制第一逆变器11，因此第一U相电压指令Vu1**为固定值。在第二低速度区域VRL2中，通过不连续脉冲宽度调制控制来控制第二逆变器12。在第二U相电压指令Vu2**成为“0”或“1”的区间中，第一U相上级侧开关控制信号Su1+为固定值，开关元件3(在此为第二开关元件32)被固定为接通状态或者断开状态。
图33的波形图例示了中间速度区域VRM中的第一U相电压指令Vu1**、第二U相电压指令Vu2**、载波CA、第一U相上级侧开关控制信号Su1+、以及第二U相上级侧开关控制信号Su2+的一例。如上所述，在第三速度区域VR3中，第一逆变器11以及第二逆变器12都通过不连续脉冲宽度调制控制被控制。
但是，如下述的表3所示，在中间速度区域VRM中，旋转电机控制装置1也可以通过混合脉冲宽度调制控制(MX-PWM)代替不连续脉冲宽度调制控制来控制第一逆变器11以及第二逆变器12双方。混合脉冲宽度调制控制是控制逆变器10的控制方式之一，其是进行控制以在电角度的1/2周期即第一期间T1(参照图33、图34)中输出模式不同的多个脉冲，并在剩余的1/2周期即第二期间T2(参照图33、图34)中持续非有效状态的控制方式。
[表3]
Figure BDA0003728103260000311
在混合脉冲宽度调制控制中，由于在第二期间T2中开关控制信号处于非有效状态，因此逆变器10的损耗减小，而且由于开关动作而引起的谐波电流也减小，旋转电机80的损耗(铁损)也减小。即，通过执行混合脉冲宽度调制控制，能够减小系统损耗。
在图34中示出了第一逆变器11的载波CA即第一载波CA1、第二逆变器12的载波CA即第二载波CA2、第一逆变器11以及第二逆变器12共用的U相电压指令即共用U相电压指令Vu**、第一U相上级侧开关控制信号Su1+、以及第二U相上级侧开关控制信号Su2+的一例。在此，虽然例示了使用图31所例示那样的连续脉冲宽度调制(空间矢量脉冲宽度调制)的电压指令作为共用U相电压指令Vu**的方式，但也可以使用图32、图33所例示那样的不连续脉冲宽度调制的电压指令作为共用U相电压指令Vu**。在使用连续脉冲宽度调制(CPWM)的电压指令的情况下，能够将混合脉冲宽度调制控制(MX-PWM)称为混合连续脉冲宽度调制控制(MX-CPWM)，在使用不连续脉冲宽度调制(DPWM)的电压指令的情况下，能够将混合脉冲宽度调制控制(MX-PWM)称为混合不连续脉冲宽度调制控制(MX-DPWM)。在此，对混合连续脉冲宽度调制控制(MX-CPWM)进行例示说明。
例如，第一载波CA1可以在“0.5＜CA1＜1”之间变化，第二载波CA2可以在“0＜CA2＜0.5”之间变化，电压指令(V**)可以在“0≤V**≤1”之间变化。通过将载波CA(第一载波CA1以及第二载波VA2)与电压指令(V**)进行比较，当电压指令为载波CA以上时开关控制信号成为“1”，当电压指令小于载波CA时开关控制信号成为“0”。
如图34所示，第一载波CA1以及第二载波CA2的振幅是电压指令(V**)所允许的振幅的一半。在通常的脉冲宽度调制(参照图33等)中，载波CA的振幅与电压指令所允许的振幅相等，混合脉冲宽度调制中的载波CA可以称为半载波。通过使用这样的半载波，在电角度的1/2周期即第一期间T1中，由于这样的半载波与电压指令(V**)交叉，因此输出模式不同的多个脉冲作为开关控制信号。在剩余的1/2周期即第二期间T2中，由于半载波与电压指令(V**)不交叉，因此开关控制信号以持续非有效状态的方式被输出。
另外，虽然省略了图示等，但根据电压指令的波形，存在即使在第二期间T2中，也将部分地成为有效状态的脉冲作为开关控制信号而输出的情况。例如，在使用不连续脉冲宽度调制的电压指令(V**)的情况下，有时在电压指令(V**)的振幅中心附近(电压指令(V**)的拐点附近)，在第二期间T2中也输出成为有效状态的脉冲。但是，除了电压指令(V**)的振幅中心附近之外，在第二期间T2中持续非有效状态。另外，如果将第二期间T2仅设定为开关控制信号为非有效状态的期间(小于1/2周期的期间)，并在一个周期中设定除了第二期间T2以外的期间(1/2周期以上的期间)，则也能够如以下那样来定义混合脉冲宽度调制。混合脉冲宽度调制控制也能够进行控制以在电角度的1/2周期以上即第一期间T1中输出模式不同的多个脉冲，在电角度的1个周期的剩余第二期间T2中持续非有效状态。
图35例示了与图34不同的混合脉冲宽度调制控制(混合连续脉冲宽度调制控制)的方式。所生成的开关控制信号相同。在图35中示出了第一逆变器11的载波CA即第一载波CA1、第二逆变器12的载波CA即第二载波CA2、第一逆变器11的U相电压指令即第一U相电压指令Vu1**、第二逆变器12的U相电压指令即第二U相电压指令Vu2**、第一U相上级侧开关控制信号Su1+、以及第二U相上级侧开关控制信号Su2+的一例。例如，第一载波CA1以及第二载波CA2可以在“0.5＜CA1＜1”之间变化，电压指令(V**)可以在“0≤V**≤1”之间变化。第一载波CA1与第二载波CA2的相位相差180度(π)。另外，第一U相电压指令Vu1**与第二U相电压指令Vu2**的相位也相差180度(π)。
如图35所示，第一载波CA1以及第二载波CA2的振幅是电压指令(V**)所允许的振幅的一半。因此，图35所示的方式中的载波CA也是半载波。通过使用这样的半载波，在电角度的1/2周期(或者1/2周期以上)即第一期间T1中，由于这样的半载波与电压指令(V**)交叉，因此输出模式不同的多个脉冲作为开关控制信号。在一个周期中的剩余的期间即第二期间T2中，由于半载波与电压指令(V**)不交叉，因此开关控制信号以持续非有效状态被输出。
图34所例示的方式是利用两个半载波和作为一个共用的参考的电压指令(V**)进行调制的方式，可以称为双半载波/单参考方式。另一方面，图35所例示的方式是利用两个半载波和两个电压指令(V**)进行调制的方式，可以称为双半载波/双参考方式。
如图8～图9、图30、图33～图35所示，在第一逆变器11以及第二逆变器12均被进行开关控制的情况下，第一U相电压指令Vu1**与第二U相电压指令Vu2**大致相差180度的相位。例如，U相电压的最大振幅为“(4/3)E”，线电压的最大振幅为“2E”(也参照图3以及图4的矢量图)。另外，第一直流电源61和第二直流电源62是相互独立的，并且第一直流电源61的第一直流电压E1与第二直流电源62的第二直流电压E2也可以是不同的值。例如，准确来说，U相电压的最大振幅为“((2/3)E1)+(2/3)E2”，但为了易于理解，在本说明书中设为“E1＝E2＝E”。
如上所述，在调制率以及转速相对较低且电力相对较低的区域即低速度区域VRL中，全部的电力从一个逆变器10供给。此时，向一个逆变器10提供电压指令(V**)以执行主动短路控制，向另一个逆变器10提供正常的电压指令(V**)。在相对于低速度区域VRL调制率和转速较高且相对于低速度区域VRL为电力高的区域即中间速度区域VRM、高速度区域VRH以及超高速度区域VRSH中，从两个逆变器10供给相等的电力。此时，向双方的逆变器10提供相位相差180度(π)的相同的电压指令(V**)。
但是，在对逆变器10进行开关控制的情况下，存在与交流电流的基波重叠的脉动分量产生可听频带的噪声的情况。在以分别不同的控制方式控制两个逆变器10的情况下，产生与各个控制方式对应的脉动，从而可听频带的噪声可能增加。尤其在旋转电机80的转速为低速的情况下，脉动分量的频率(或其边带频率)包含于可听频带的可能性变高。旋转电机80的控制方式即逆变器10的控制方式优选根据动作条件而适当地设定，以能够实现高的系统效率下的动作和可听噪声的降低这两者。
例如，旋转电机控制装置1能够切换损耗降低优先模式和噪声降低优先模式作为旋转电机80的控制模式。例如，旋转电机控制装置1在噪声降低优先模式下，在低速度区域VRL中，通过脉冲宽度调制来控制第一逆变器11以及第二逆变器12这两个逆变器10。另外，旋转电机控制装置1在噪声降低优先模式下，在第一低速度区域VRL1中，可以通过连续脉冲宽度调制控制来控制第一逆变器11以及第二逆变器12这两个逆变器10，在第二低速度区域VRL2中，可以通过不连续脉冲宽度调制控制来控制第一逆变器11以及第二逆变器12这两个逆变器10。
在损耗降低优先模式下，由于在旋转电机80的转速相对较低的低速度区域VRL中，仅驱动一个逆变器10，因此在两个逆变器10中不会产生不同频带的噪声。但是，由于被驱动的一个逆变器10的输出变大，因此噪声的能量变高。另外，在低速度区域VRL中，伴随车辆的行驶而产生的声音(轮胎与路面的接触声音等行驶声音)也较小，因此在从被驱动一个逆变器10输出的噪声为可听频带的噪声的情况下，存在使利用者容易听到噪声的可能性。
例如，在车辆起步时或减速停止时，考虑到利用者容易听到可听频带的噪声而选择噪声降低优先模式，在车辆进行稳定行驶的稳定运转时，优选选择损耗降低优先模式。另外，这些模式也可以通过利用者的操作(设定开关(也包括来自触摸面板等的输入))来选择。
在噪声降低优先模式下，在旋转电机80的转速相对较低的低速度区域VRL中，以相同的控制方式控制第一逆变器11和第二逆变器12。另外，使电流在定子线圈8中流动的两个逆变器10的电流的相位相差大致180度。在以相同的控制方式控制两个逆变器10的情况下，包含脉动分量在内的电流的相位相差大致180度。因此，能够将脉动分量的至少一部分相互抵消，能够降低可听频带的噪声。
图38作为比较例，示出了3相的定子线圈8通过中性点连接的单逆变器系统中的旋转电机的控制区域的一例。如下述的表4所示，该逆变器例如在第一区域VR11中通过连续脉冲宽度调制控制被控制，在第二区域VR13中通过不连续脉冲宽度调制控制被控制，在第三区域VR14中通过矩形波控制被控制。
[表4]
R Mi_sys INV1 Mi_inv
VR11 M<Y,where Y>X CPWM M<Y,where Y>X
VR13 Y≤M<0.78 DPWM Y≤M<0.78
VR14 M＝0.78 1-Pulse M＝0.78
在此，调制率“Y”是比表2、表3所例示的调制率“X”更大的值，其根据基于连续脉冲宽度调制(空间矢量脉冲宽度调制)的调制率的理论上的上限值(大致为0.707)，进而考虑死区时间，例如被设定为0.5～0.6左右。
如上所述，在本实施方式中，在与第二区域VR13相当的区域的低速度侧设定中间速度区域VRM并且在高速度侧设定高速度区域VRH，从而执行特征性的特殊脉冲宽度调制控制。通过特殊脉冲宽度调制控制，在要求高输出的动作区域中逆变器10的损耗降低，而且因开关动作而引起的谐波电流也减少，从而旋转电机80的损耗(铁损)也降低。即，通过执行特殊脉冲宽度调制控制，能够降低系统损耗。另外，通过在相当于第一区域VR11的区域中设定低速度区域VRL，即使在要求输出较低的动作区域中也能够降低系统损耗。另外，如上所述，在低速度区域VR1中，也可以适当地切换损耗降低优先模式和噪声降低优先模式。在损耗降低优先模式下能够降低系统整体的损耗，在噪声降低优先模式下能够降低损耗并且降低噪声。
以下，对上述说明的旋转电机控制装置(1)的概要进行简单说明。
作为一个方式的旋转电机控制装置(1)，通过第一逆变器(11)以及第二逆变器(12)驱动控制具有相互独立的多相开路绕组(8)的旋转电机(80)，其中，所述第一逆变器(11)连接到所述多相开路绕组(8)的一端侧，在直流与多相交流之间转换电力，所述第二逆变器(12)连接到所述多相开路绕组(8)的另一端侧，在直流与多相交流之间转换电力，所述第一逆变器(11)和所述第二逆变器(12)分别能够通过开关模式不同的多个控制方式进行控制，并且能够以相互独立的所述控制方式进行控制，所述控制方式包括：脉冲宽度调制控制，在电角度的一个周期中输出模式不同的多个脉冲；以及矩形波控制，在电角度的一个周期中输出一个脉冲，所述旋转电机控制装置执行通过所述矩形波控制来控制所述第一逆变器(11)以及所述第二逆变器(12)中的一个逆变器(10)，并且通过作为所述脉冲宽度调制控制之一的特殊脉冲宽度调制控制来控制另一个所述逆变器(10)的对象控制，所述特殊脉冲宽度调制控制是基于使所述开路绕组(8)产生目标电压的情况下的所述脉冲宽度调制控制的开关模式与所述矩形波控制的开关模式之差的开关模式的所述控制方式。
根据该结构，通过对两个逆变器(10)内的一个逆变器(10)进行矩形波控制，能够减少该一个逆变器(10)的开关次数，从而能够降低开关损耗。另外，未进行矩形波控制一侧的另一个逆变器(10)通过特殊脉冲宽度调制控制被控制。在特殊脉冲宽度调制控制中，通过基于使开路绕组(8)产生目标电压的情况下的脉冲宽度调制控制的开关模式与矩形波控制的开关模式之差的开关模式，来控制该另一个逆变器(10)。因此，即使通过矩形波控制来控制一个逆变器(10)，也能够通过与另一个逆变器的脉冲宽度调制控制相配合，来顺畅地驱动旋转电机(80)。通常，在应用矩形波控制的相对高旋转的动作区域中，能够降低系统损耗，并且能够顺畅地控制旋转电机(80)。即，根据本结构，能够适当地控制在开路绕组的两端分别具备的两个逆变器。
在此，优选将在使所述开路绕组(8)产生目标电压的情况下生成通过所述矩形波控制控制的一个所述逆变器(10)的开关模式的电压指令设为矩形波用电压指令，将相位与所述矩形波用电压指令相差180度的电压指令且在产生该目标电压的情况下生成通过所述脉冲宽度调制控制控制的另一个所述逆变器(10)的开关模式的电压指令设为脉冲宽度调制用电压指令，将所述矩形波用电压指令与所述脉冲宽度调制用电压指令的差分设为两个所述逆变器(10)整体的电压指令即系统电压指令，将在使振幅中心一致的状态下的所述系统电压指令与所述矩形波用电压指令的差分设为特殊脉冲宽度调制用电压指令，所述特殊脉冲宽度调制控制是基于所述特殊脉冲宽度调制用电压指令来生成开关模式的所述控制方式。
根据本结构，在通过组合矩形波控制和脉冲宽度调制控制而顺畅地驱动旋转电机(80)的情况下，能够优化脉冲宽度调制控制中的电压指令。根据发明人的实验、模拟能够确认，在单纯地组合矩形波控制和脉冲宽度调制控制的情况下，在流过开路绕组(8)的电流等中产生脉动。但是能够确认，根据特殊脉冲宽度调制控制能抑制这样的脉动。在特殊脉冲宽度调制控制中用于生成开关模式的电压指令基于组合矩形波控制和脉冲宽度调制控制的情况下的整体的电压指令即系统电压指令，被设定为与用于矩形波控制的矩形波用电压指令的差分。因此，与组合矩形波控制和脉冲宽度调制控制的情况同样地，能够使开路绕组产生目标电压，并且还能够降低上述那样的脉动。
另外，优选地，作为所述旋转电机(80)的控制区域(R)，设定有低速度区域(VRL)和在相同的扭矩(T)下所述旋转电机(80)的转速高于所述低速度区域(VRL)的高速度区域(VRH)，旋转电机控制装置(1)在所述高速度区域(VRH)中执行所述对象控制。
通常，在这样的高速度区域(VRH)中，通过使用了调制率高的调制方式的脉冲宽度调制的控制方式来控制逆变器(10)。在对象控制中，由于对两个逆变器(10)内的一个逆变器(10)进行矩形波控制，因此能够降低该一个逆变器(10)的开关损耗。根据本结构，能够提高对逆变器(10)要求相对较高的输出的高速度区域(VRH)中的系统效率。
另外，优选地，在所述第一逆变器(11)以及所述第二逆变器(12)中，交流1相的臂(3A)分别由上级侧开关元件(3H)和下级侧开关元件(3L)的串联电路构成，在所述脉冲宽度调制控制中，作为所述控制方式包括连续脉冲宽度调制控制，对多相的全部的所述臂(3A)连续地执行脉冲宽度调制；以及不连续脉冲宽度调制控制，对多相的一部分的所述臂(3A)，包含将开关元件(3)固定为接通状态或者断开状态的期间地进行脉冲宽度调制，在所述高速度区域(VRH)内设定有第一高速度区域(VRH1)和在相同的扭矩(T)下所述旋转电机(80)的转速高于所述第一高速度区域(VRH1)的第二高速度区域(VRH2)，在所述第一高速度区域(VRH1)中，旋转电机控制装置(1)作为所述对象控制，执行通过所述矩形波控制来控制所述第一逆变器(11)以及所述第二逆变器(12)中的一个所述逆变器(10)，并且通过基于所述连续脉冲宽度调制控制的所述特殊脉冲宽度调制控制即特殊连续脉冲宽度调制来控制另一个所述逆变器(10)的第一对象控制，在所述第二高速度区域(VRH2)中，旋转电机控制装置(1)作为所述对象控制，执行通过所述矩形波控制来控制所述第一逆变器(11)以及所述第二逆变器(12)中的一个所述逆变器(10)，并且通过基于所述不连续脉冲宽度调制控制的所述特殊脉冲宽度调制控制即特殊不连续脉冲宽度调制来控制另一个所述逆变器(10)的第二对象控制。
不连续脉冲宽度调制控制的最大调制率大于连续脉冲宽度调制控制的最大调制率。第二高速度区域(VRH2)是在相同的扭矩(T)下旋转电机(80)的转速高于第一高速度区域(VRH1)的控制区域(R)，从系统效率的观点来看，优选在第二高速度区域(VRH2)中以比第一高速度区域(VRH1)的调制率更高的调制率进行调制。通过在第一高速度区域(VRH1)中执行基于连续脉冲宽度调制的特殊连续脉冲宽度调制控制，在第二高速度区域(VRH2)中执行基于不连续脉冲宽度调制的特殊不连续脉冲宽度调制控制，能够在整个高速度区域(VRH)中适当地驱动旋转电机(80)。
另外，优选地，作为所述旋转电机(80)的控制区域(R)，设定有低速度区域(VRL)和在相同的扭矩(T)下所述旋转电机(80)的转速高于所述低速度区域(VRL)的高速度区域(VRH)，旋转电机控制装置(1)在所述高速度区域(VRH)中，在执行所述对象控制的所述低速度区域中，所述第一逆变器以及所述第二逆变器中的至少一个逆变器通过所述脉冲宽度调制控制被控制的情况下，在所述高速度区域(VRH)中，通过比所述脉冲宽度调制控制中的调制频率(FCA)更高的调制频率(FCA)来执行所述特殊脉冲宽度调制控制。
根据发明人的研究判断出，特殊脉冲宽度调制控制中的电压指令具有在电角度的每半个周期中电压指令的值急剧地增加或减少的大的拐点。并且，根据发明人的实验、模拟能够确认，在该拐点的附近的相位，在流过开路绕组(8)的电流等中产生脉动。这是因为，调制频率(FCA)不具有能够应对在拐点附近的相位电压指令的值急剧地增加或减少的分辨率。根据本结构，通过比脉冲宽度调制控制中的调制频率(FCA)高的调制频率(FCA)来执行特殊脉冲宽度调制控制。因此，调制频率(FCA)能够应对在拐点附近的相位电压指令的值急剧地增加或减少，从而能够降低上述那样的脉动。
另外，优选地，还设定有在相同的扭矩(T)下所述旋转电机(80)的转速高于所述高速度区域(VRH)的超高速度区域(VRSH)，在所述超高速度区域中，旋转电机控制装置(1)通过所述矩形波控制来控制所述第一逆变器(11)以及所述第二逆变器(12)这两个所述逆变器(10)。
在高速度区域(VRH)中，一个逆变器(10)通过矩形波控制被控制，另一个逆变器(10)通过特殊脉冲宽度调制被控制。通过将该另一个逆变器(10)的控制方式转变为矩形波控制，能够顺畅地将控制方式从高速度区域(VRH)中的对象控制改变为超高速度区域(VRSH)中的矩形波控制。即，根据本结构，能够在高速度区域VRH和超高速度区域VRSH适当地驱动旋转电机80。
另外，优选地，在所述第一逆变器(11)以及所述第二逆变器(12)中，交流1相的臂(3A)分别由上级侧开关元件(3H)和下级侧开关元件(3L)的串联电路构成，所述控制方式还包括：主动短路控制，将多相的全部的所述臂(3A)的所述上级侧开关元件(3H)设为接通状态或者将多相的全部的所述臂(3A)的所述下级侧开关元件(3L)设为接通状态，在所述低速度区域(VRL)中，旋转电机控制装置(1)执行通过所述主动短路控制来控制所述第一逆变器(10)以及所述第二逆变器(12)中的一个所述逆变器(10)，并且通过所述脉冲宽度调制控制来控制另一个所述逆变器(10)的对象低速度区域控制。
通过执行对象低速度区域控制，实质上仅由两个逆变器(10)内的一个逆变器(10)来驱动旋转电机(80)。由于一个逆变器(10)不进行开关动作，因此能够抑制系统整体的损耗同时驱动旋转电机(80)。
另外，优选地，在所述第一逆变器(11)以及所述第二逆变器(12)中，交流1相的臂(3A)分别由上级侧开关元件(3H)和下级侧开关元件(3L)的串联电路构成，在所述脉冲宽度调制控制中，作为所述控制方式包括连续脉冲宽度调制控制，对多相的全部的所述臂(3A)连续地执行脉冲宽度调制；以及不连续脉冲宽度调制控制，对多相的一部分的所述臂(3A)，包含将开关元件(3)固定为接通状态或者断开状态的期间地进行脉冲宽度调制，在所述低速度区域(VRL)内，设定有第一低速度区域(VRL1)和在相同的扭矩(T)下所述旋转电机(80)的转速高于所述第一低速度区域(VRL1)的第二低速度区域(VRL2)，在所述第一低速度区域(VRL1)中，旋转电机控制装置(1)执行第一对象低速度区域控制作为所述对象低速度区域控制，在该第一对象低速度区域控制中，通过所述主动短路控制来控制第一逆变器(11)以及第二逆变器(12)中的一个所述逆变器(10)，并且通过所述连续脉冲宽度调制控制来控制另一个所述逆变器(10)，在所述第二低速度区域(VRL2)中，旋转电机控制装置(1)执行第二对象低速度区域控制作为所述对象低速度区域控制，在该第二对象低速度区域控制中，通过所述主动短路控制来控制所述第一逆变器(11)以及所述第二逆变器(12)中的一个所述逆变器(10)，并且通过所述不连续脉冲宽度调制控制来控制另一个所述逆变器(10)。
不连续脉冲宽度调制控制的最大调制率大于连续脉冲宽度调制控制的最大调制率。第二低速度区域(VRL2)是在相同的扭矩(T)下旋转电机(80)的转速高于第一低速度区域(VRL1)的控制区域(R)，从系统效率的观点来看，优选地，在第二低速度区域(VRL2)中以比第一低速度区域(VRL1)的调制率更高的调制率进行调制。通过在第一低速度区域(VRL1)中执行使用了连续脉冲宽度调制控制的第一对象低速度区域控制，在第二低速度区域(VRL2)中执行使用了不连续脉冲宽度调制的第二对象低速度区域控制，从而能够在整个低速度区域(VRL)中适当地驱动旋转电机(80)。
另外，优选地，旋转电机控制装置(1)在所述低速度区域(VRL)中，在执行通过所述主动短路控制来控制所述第一逆变器(10)以及所述第二逆变器(12)中的一个所述逆变器(10)，并且通过所述脉冲宽度调制控制来控制另一个所述逆变器(10)的对象低速度区域控制的情况下，根据预先规定的条件交替地切换控制所述第一逆变器(11)的所述控制方式和控制所述第二逆变器(12)的所述控制方式。
通过切换控制方式，能抑制第一逆变器(11)以及第二逆变器(12)中的仅某一方消耗的情况。另外，在第一逆变器(11)以及第二逆变器(12)与分别独立的直流电源(6)连接的情况下，能够抑制与第一逆变器(11)连接的直流电源(61)以及与第二逆变器(12)连接的直流电源(62)中的仅某一方的耗电量增加的情况。在此，规定的条件优选是指例如固定的时间或直流电源(6)的耗电量。
另外，优选地，在所述第一逆变器(11)以及所述第二逆变器(12)中，交流1相的臂(3A)分别由上级侧开关元件(3H)和下级侧开关元件(3L)的串联电路构成，在所述脉冲宽度调制控制中，作为所述控制方式包括：不连续脉冲宽度调制控制，对多相的一部分的所述臂(3A)，包含将开关元件(3)固定为接通状态或者断开状态的期间地进行脉冲宽度调制，作为所述控制区域(R)，还设定有在相同的扭矩(T)下所述旋转电机(80)的转速高于所述低速度区域(VRL)且低于所述高速度区域(VRH)的中间速度区域(VRM)，在所述中间速度区域(VRM)中，旋转电机控制装置(1)通过所述不连续脉冲宽度调制控制来控制所述第一逆变器(11)以及所述第二逆变器(12)这两个所述逆变器(10)。
根据该结构，在通过使用了主动短路控制以及脉冲宽度调制控制的低速度对象控制进行控制的低速度区域(VRL)与通过使用了矩形波控制以及特殊脉冲宽度调制控制的对象控制进行控制的高速度区域(VRH)之间的控制区域(R)中，通过不连续脉冲宽度调制控制来控制双方的逆变器(10)。由此，能够在从低速度区域(VRL)经过中间速度区域(VRM)到高速度区域(VRH)的较宽的控制区域中，顺畅地驱动旋转电机(80)。
另外，优选地，所述控制方式包括：混合脉冲宽度调制控制，进行控制以在电角度的1/2周期即第一期间(T1)中输出模式不同的多个脉冲，并在剩余的1/2周期即第二期间(T2)中持续非有效状态，旋转电机控制装置(1)在所述中间速度区域(VRM)中，通过所述混合脉冲宽度调制控制代替所述不连续脉冲宽度调制控制来控制所述第一逆变器(11)以及所述第二逆变器(12)双方。
混合脉冲宽度调制控制是在电角度的一个周期的期间内大致各半个周期地将进行脉冲宽度调制的期间和无调制(固定状态)的期间组合的控制方式。即，由于逆变器(10)在驱动时间的大致1/2的期间中不进行开关动作，因此能降低开关损耗，从而能降低系统损耗。
另外，优选地，各个所述控制区域(R)的边界根据与所述旋转电机(80)的扭矩对应的所述旋转电机(80)的转速和多相交流电压的线电压的有效值相对于直流电压的比例中的至少一个而设定。
旋转电机(80)的动作条件通常通过转速与扭矩之间的关系来定义。旋转电机控制装置(1)若基于作为一个参数的转速来改变控制第一逆变器(11)以及第二逆变器(12)的控制方式，则能够根据旋转电机(80)的动作条件以高的效率来驱动控制旋转电机(80)。另外，例如，在旋转电机(80)要求高的输出(快的转速、高的扭矩)的情况下，在电压型的逆变器中，通过使直流电压变高或者使直流电压转换为交流电压的比例变高来实现该要求。在直流电压恒定的情况下，能够通过使直流电压转换为交流电压的比例变高来实现该要求。该比例能够表示为3相交流电力的有效值相对于直流电力的比例(在电压型的逆变器的情况下，与3相交流电压的线电压的有效值相对于直流电压的比例等效)。在控制逆变器(10)的控制方式中，存在该比例从低到高的各种方式。通过基于多相交流电压的线电压的有效值相对于根据对旋转电机(80)的要求而确定的直流电压的比例来改变控制方式，能够根据旋转电机(80)的动作条件，以高的效率来驱动控制旋转电机(80)。
另外，优选地，所述第一逆变器(11)以及所述第二逆变器(12)内的一个所述逆变器(10)使用第一开关元件(31)而构成，另一个所述逆变器(10)使用在断开状态和接通状态之间过渡时的开关损耗小于所述第一开关元件(31)的第二开关元件(32)而构成，通过所述特殊脉冲宽度调制控制被控制的所述逆变器(10)使用所述第二开关元件(32)而构成。
与通过特殊脉冲宽度调制控制被控制的逆变器(10)相比，通过矩形波控制被控制的逆变器(10)的开关次数变少。根据本结构，通过使使用开关损耗相对较小的第二开关元件(32)而构成的逆变器(10)进行更多的开关，从而能够在要求高输出的高速度区域(VRH)中抑制系统整体的损耗。
另外，优选地，在执行通过所述主动短路控制来控制所述第一逆变器(10)以及所述第二逆变器(12)中的一个所述逆变器(10)，并且通过所述脉冲宽度调制控制来控制另一个所述逆变器(10)的对象低速度区域控制的情况下，所述第一逆变器(11)以及所述第二逆变器(12)内的一个所述逆变器(10)使用第一开关元件(31)而构成，另一个所述逆变器(10)使用在断开状态和接通状态之间过渡时的开关损耗比所述第一开关元件(31)小的第二开关元件(32)而构成，通过所述脉冲宽度调制控制被控制的所述逆变器使用所述第二开关元件而构成。
另外，在低速度区域VRL中，执行通过主动短路控制来控制第一逆变器11以及第二逆变器12中的一个逆变器10(在此为第一逆变器11)，并且通过脉冲宽度调制控制来控制另一个逆变器10(在此为第二逆变器12)的对象低速度区域控制。即，实质上仅由两个逆变器10内的一个逆变器10(例如第二逆变器12)来驱动旋转电机80。由于一个逆变器10不进行开关动作，因此能够抑制系统整体的损耗来驱动旋转电机80。
另外，优选地，所述第一开关元件(31)是Si-IGBT或者Si-MOSFET，所述第二开关元件(32)是SiC-MOSFET或者GaN-MOSFET。
例如，由于碳化硅(SiC)具有比硅(Si)更高的绝缘击穿电场强度，因此在构成高耐压功率器件的情况下，能够以高杂质浓度且薄的膜厚形成漂移层。由于高耐压功率器件的电阻成分的大部分成为漂移层的电阻，因此SiC器件与Si器件相比，每个单位面积的导通电阻变低。即，SiC器件与Si器件相比，能够减小开关损耗。使用氮化镓(GaN)的器件也相同。因此，在第一开关元件(31)为Si器件的情况下，通过将SiC器件或GaN器件设为第二开关元件(32)，能够使用与第一开关元件(31)相比开关损耗相对较小的第二开关元件(32)来构成逆变器(10)。
附图标记的说明：
1：旋转电机控制装置、3：开关元件、3A：臂、3H：上级侧开关元件、3L：下级侧开关元件、8：定子线圈(开路绕组)、10：逆变器、11：第一逆变器、12：第二逆变器、80：旋转电机、R：控制区域、T：扭矩、T1：第一期间、T2：第二期间、VRH：高速度区域、VRH1：第一高速度区域、VRH2：第二高速度区域、VRL：低速度区域、VRL1：第一低速度区域、VRL2：第二低速度区域、VRM：中间速度区域、VRSH：超高速度区域。

Claims (15)

1.一种旋转电机控制装置，通过第一逆变器以及第二逆变器驱动控制具有相互独立的多相开路绕组的旋转电机，其中，
所述第一逆变器连接到所述多相开路绕组的一端侧，在直流与多相交流之间转换电力，
所述第二逆变器连接到所述多相开路绕组的另一端侧，在直流与多相交流之间转换电力，
所述第一逆变器和所述第二逆变器分别能够通过开关模式不同的多个控制方式进行控制，并且能够以相互独立的所述控制方式进行控制，
所述控制方式包括：脉冲宽度调制控制，在电角度的一个周期中输出模式不同的多个脉冲；以及矩形波控制，在电角度的一个周期中输出一个脉冲，
所述旋转电机控制装置执行通过所述矩形波控制来控制所述第一逆变器以及所述第二逆变器中的一个逆变器，并且通过作为所述脉冲宽度调制控制之一的特殊脉冲宽度调制控制来控制另一个所述逆变器的对象控制，
所述特殊脉冲宽度调制控制是成为基于在使所述开路绕组产生目标电压的情况下的所述脉冲宽度调制控制的开关模式与所述矩形波控制的开关模式之差的开关模式的所述控制方式。
2.根据权利要求1所述的旋转电机控制装置，其中，
将在使所述开路绕组产生目标电压的情况下生成通过所述矩形波控制控制的一个所述逆变器的开关模式的电压指令设为矩形波用电压指令，
将相位与所述矩形波用电压指令相差180度且在产生该目标电压的情况下生成通过所述脉冲宽度调制控制控制的另一个所述逆变器的开关模式的电压指令设为脉冲宽度调制用电压指令，
将所述矩形波用电压指令与所述脉冲宽度调制用电压指令的差分设为两个所述逆变器整体的电压指令即系统电压指令，
将在使振幅中心一致的状态下的所述系统电压指令与所述矩形波用电压指令的差分设为特殊脉冲宽度调制用电压指令，
所述特殊脉冲宽度调制控制是基于所述特殊脉冲宽度调制用电压指令来生成开关模式的所述控制方式。
3.根据权利要求1或2所述的旋转电机控制装置，其中，
作为所述旋转电机的控制区域，设定有低速度区域和在相同的扭矩下所述旋转电机的转速高于所述低速度区域的高速度区域，
在所述高速度区域中，执行所述对象控制。
4.根据权利要求3所述的旋转电机控制装置，其中，
在所述第一逆变器以及所述第二逆变器中，交流1相的臂分别由上级侧开关元件和下级侧开关元件的串联电路构成，
在所述脉冲宽度调制控制中，作为所述控制方式包括：连续脉冲宽度调制控制，对多相的全部的所述臂连续地执行脉冲宽度调制；以及不连续脉冲宽度调制控制，对多相的一部分的所述臂，包含将开关元件固定为接通状态或者断开状态的期间地进行脉冲宽度调制，
在所述高速度区域内设定有第一高速度区域和在相同的扭矩下所述旋转电机转速高于所述第一高速度区域的第二高速度区域，
在所述第一高速度区域中，作为所述对象控制，执行通过所述矩形波控制来控制所述第一逆变器以及所述第二逆变器中的一个所述逆变器，并且通过基于所述连续脉冲宽度调制控制的所述特殊脉冲宽度调制控制即特殊连续脉冲宽度调制来控制另一个所述逆变器的第一对象控制，
在所述第二高速度区域中，作为所述对象控制，执行通过所述矩形波控制来控制所述第一逆变器以及所述第二逆变器中的一个所述逆变器，并且通过基于所述不连续脉冲宽度调制控制的所述特殊脉冲宽度调制控制即特殊不连续脉冲宽度调制来控制另一个所述逆变器的第二对象控制。
5.根据权利要求3或4所述的旋转电机控制装置，其中，
在所述低速度区域中，所述第一逆变器以及所述第二逆变器中的至少一个逆变器通过所述脉冲宽度调制控制控制，
在所述高速度区域中，通过比所述脉冲宽度调制控制中的调制频率高的调制频率，执行所述特殊脉冲宽度调制控制。
6.根据权利要求3至5中任一项所述的旋转电机控制装置，其中，还设定有在相同的扭矩下所述旋转电机的转速高于所述高速度区域的超高速度区域，
在所述超高速度区域中，通过所述矩形波控制来控制所述第一逆变器以及所述第二逆变器这两个所述逆变器。
7.根据权利要求3至6中任一项所述的旋转电机控制装置，其中，
在所述第一逆变器以及所述第二逆变器中，交流1相的臂分别由上级侧开关元件和下级侧开关元件的串联电路构成，
所述控制方式还包括：主动短路控制，将多相的全部的所述臂的所述上级侧开关元件设为接通状态或者将多相的全部的所述臂的所述下级侧开关元件设为接通状态，
在所述低速度区域中，执行通过所述主动短路控制来控制所述第一逆变器以及所述第二逆变器中的一个所述逆变器，并且通过所述脉冲宽度调制控制来控制另一个所述逆变器的对象低速度区域控制。
8.根据权利要求7所述的旋转电机控制装置，其中，
在所述第一逆变器以及所述第二逆变器中，交流1相的臂分别由上级侧开关元件和下级侧开关元件的串联电路构成，
在所述脉冲宽度调制控制中，作为所述控制方式包括：连续脉冲宽度调制控制，对多相的全部的所述臂连续地执行脉冲宽度调制；以及不连续脉冲宽度调制控制，对多相的一部分的所述臂，包含将开关元件固定为接通状态或者断开状态的期间地进行脉冲宽度调制，
在所述低速度区域内设定有第一低速度区域和在相同的扭矩下所述旋转电机的转速高于所述第一低速度区域的第二低速度区域，
在所述第一低速度区域中，作为所述对象低速度区域控制，执行通过所述主动短路控制来控制所述第一逆变器以及所述第二逆变器中的一个所述逆变器，并且通过所述连续脉冲宽度调制控制来控制另一个所述逆变器的第一对象低速度区域控制，
在所述第二低速度区域中，作为所述对象低速度区域控制，执行通过所述主动短路控制来控制所述第一逆变器以及所述第二逆变器中的一个所述逆变器，并且通过所述不连续脉冲宽度调制控制来控制另一个所述逆变器的第二对象低速度区域控制。
9.根据权利要求7或8所述的旋转电机控制装置，其中，
在所述低速度区域中，根据预先规定的条件交替地切换控制所述第一逆变器的所述控制方式和控制所述第二逆变器的所述控制方式。
10.根据权利要求3至9中任一项所述的旋转电机控制装置，其中，
在所述第一逆变器以及所述第二逆变器中，交流1相的臂分别由上级侧开关元件和下级侧开关元件的串联电路构成，
在所述脉冲宽度调制控制中，作为所述控制方式包括：不连续脉冲宽度调制控制，对多相的一部分的所述臂，包含将开关元件固定为接通状态或者断开状态的期间地进行脉冲宽度调制，
作为所述控制区域，还设定有在相同的扭矩下所述旋转电机的转速高于所述低速度区域并且低于所述高速度区域的中间速度区域，
在所述中间速度区域中，通过所述不连续脉冲宽度调制控制来控制所述第一逆变器以及所述第二逆变器这两个所述逆变器。
11.根据权利要求10所述的旋转电机控制装置，其中，
所述控制方式包括：混合脉冲宽度调制控制，进行控制以在电角度的1/2周期即第一期间中输出模式不同的多个脉冲，并在剩余的1/2周期即第二期间中持续非有效状态，
在所述中间速度区域中，代替所述不连续脉冲宽度调制控制而通过所述混合脉冲宽度调制控制来控制所述第一逆变器以及所述第二逆变器双方。
12.根据权利要求3至11中任一项所述的旋转电机控制装置，其中，
各个所述控制区域的边界根据与所述旋转电机的扭矩对应的所述旋转电机的转速和多相的交流电压的线电压的有效值相对于直流电压的比例中的至少一个而设定。
13.根据权利要求1至12中任一项所述的旋转电机控制装置，其中，
所述第一逆变器以及所述第二逆变器内的一个所述逆变器使用第一开关元件而构成，另一个所述逆变器使用在断开状态和接通状态之间过渡时的开关损耗小于所述第一开关元件的第二开关元件而构成，
通过所述特殊脉冲宽度调制控制控制的所述逆变器使用所述第二开关元件而构成。
14.根据权利要求7至9中任一项所述的旋转电机控制装置，其中，
所述第一逆变器以及所述第二逆变器内的一个所述逆变器使用第一开关元件而构成，另一个所述逆变器使用在断开状态和接通状态之间过渡时的开关损耗小于所述第一开关元件的第二开关元件而构成，
通过所述脉冲宽度调制控制控制的所述逆变器使用所述第二开关元件而构成。
15.根据权利要求13或14所述的旋转电机控制装置，其中，
所述第一开关元件是Si-IGBT或者Si-MOSFET，所述第二开关元件是SiC-MOSFET或者GaN-MOSFET。
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