JP2012010596A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】特別な付加回路を設けることなく、簡単な構成でコモンモードノイズを防止することが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。
【解決手段】本発明に係る電力変換装置は、一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＶ，Ｕ，Ｗ相分有し、一対のスイッチング素子の中間点を三相交流電圧の出力端とし、スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータ４０と、スイッチング素子のスイッチング動作を制御するＰＷＭ信号を生成するインバータ制御部７０とを備え、インバータ制御部７０は、コモンモードノイズを低減すべく、３相分のスイッチング素子のうち、２相分のスイッチング素子を略同時に互いに逆極性にスイッチングさせる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電力変換装置に関し、詳細には、コモンモードノイズを低減した電力変換装置に関する。

近年、モータを負荷として運転制御するコンバータやインバータ（以下インバータと称す）などの電力変換装置においては、適用範囲の拡大と電力用半導体素子の特性向上に伴い、キャリア周波数の高周波化が進められている。同時にコンバータやインバータのスイッチング動作時に生じる電圧もしくは電流の急峻な変化により、伝導性及び放射性の電磁妨害（ＥＭＩ）や負荷の浮遊容量を通して、アースに流れる高周波漏れ電流（漏洩電流）となりコモンモードノイズが発生するという問題がある。

図１６は、従来の電力変換装置の構成の概略を示す図、図１７は、一般的な三角波変調方式を使用した場合のコンバータおよびインバータのアームの駆動を説明するための図である。図１６において、２０１は三相交流電圧を発生させる三相電源、２０２は三相交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ、２０３は直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータ、２０４は三相負荷、２０５は、三相電源２０１とコンバータ２０２の配線とアース間に形成される浮遊容量、２０６はインバータ２０３と三相負荷２０４の配線とアース間に形成される浮遊容量を示している。

コンバータ２０２やインバータ２０３のアーム１〜３を、図１７に示すような一般的な三角波変調方式で駆動した場合、Ｉ〜ＶＩの単独のスイッチング時に直流電位変動を生じ、浮遊容量２０５，２０６を通してアースに流れる漏洩電流となりコモンモードノイズを発生させる。

この問題を解決するため、例えば、従来のアクテイブコモンモードキャンセラは、電力用半導体素子をスイッチング動作させて電力変換を行う電圧形ＰＷＭインバータの電力用半導体素子のスイッチング動作時に発生するコモンモード電圧を検出するスター結線されたコンデンサと、このコンデンサにより検出されたコモンモード電圧により制御され、このコモンモード電圧と同じ大きさで逆極性の電圧を発生する制御電圧源と、この制御電圧源より発生した電圧をインバータの出力に重畳させて前記コモンモード電圧を相殺するコモンモードトランスとを備えている（例えば、特許文献１参照）。

また、従来の漏電防止装置は、本体の負荷の漏洩インピーダンスと等価なインピーダンス、負荷漏洩インピーダンス等価インピーダンスに電圧を与えるスイッチング部、スイッチング部をドライブする駆動部、スイッチングパターンを生成する制御部から構成され、漏電防止装置のスイッチング部の電源は本体コンバータの出力を用いている。本体の制御部および漏電防止装置の制御部は同一マイクロプロセッサ上で実現され、スイッチング手段によって、インバータのスイッチング動作によって生じる各相の対地間電圧と逆位相の電圧を負荷漏洩インピーダンスと等価である等価インピーダンスを印加させ、電力変換機器のスイッチング動作によって発生する漏洩電流を打ち消している（例えば、特許文献２参照）。

特開平１０−９４２４４号公報（段落００１７〜００３５、図１〜４） 特開平９−２３３８３７号公報（段落００４７〜００５１、図１、２）

しかしながら、上記従来技術の電力変換装置では、コモンモードノイズを防止するために、コモンモードトランスや漏電防止装置等の特別な付加回路を設ける構成であるので、回路構成が複雑になり、回路のコストが増加するという問題がある。

本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、特別な付加回路を設けることなく、簡単な構成でコモンモードノイズを防止することが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、直流電圧をｎ相交流電圧（但し、ｎは２以上の整数）に、または、前記ｎ相交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置において、一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をｎ相分有し、前記一対のスイッチング素子の中間点を前記ｎ相交流電圧の出力端または入力端とし、前記スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電圧を前記ｎ相交流電圧に、または前記ｎ相交流電圧を直流電圧に変換する電力変換手段と、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するＰＷＭ信号を生成する制御手段と、を備え、前記制御手段は、コモンモードノイズを低減すべく、前記ｎ相分のスイッチング素子のうち、２ｍ相分（但し、ｍは整数であり、２ｍ≦ｎ）のスイッチング素子を、略同時に互いに逆極性にスイッチングさせ、正の傾きの直線部分を有する第１のキャリアと、第１の相の相電圧指令とに基づいて、前記第１の相のスイッチングタイミングを決定し、負の傾きの直線部分を有する第２のキャリアと、第２の相の相電圧指令とに基づいて、前記第２の相のスイッチングタイミングを決定することが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記第１の相の相電圧指令と前記第１のキャリアとを比較して、前記第１の相の相電圧指令＜前記第１のキャリアとなった場合には、前記第１の相の上アームをＯＦＦ、前記第１の相の下アームをＯＮし、他の１つの相の上アームをＯＮ、当該他の１つの相の下アームをＯＦＦし、前記第２の相の相電圧指令と前記第２のキャリアとを比較して、前記第２の相の相電圧指令≧前記第２のキャリアとなった場合には、前記第２の相の上アームをＯＮ、前記第２の相の下アームをＯＦＦし、他の１つの相の上アームをＯＦＦ、当該他の１つの相の下アームをＯＮすることが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記電力変換手段は、直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータであり、前記制御手段は、前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相用のスイッチング素子のうち、２つの相用のスイッチング素子を、略同時に互いに逆極性にスイッチングさせることが望ましい。

また、本発明の好ましい態様によれば、前記電力変換手段は、三相交流電圧を直流電圧に変換するコンバータであり、前記制御手段は、前記Ｕ，Ｖ，Ｗ相用のスイッチング素子のうち、２つの相用のスイッチング素子を、略同時に互いに逆極性にスイッチングさせることが望ましい。

本発明によれば、特別な付加回路を設けることなく、簡単な構成でコモンモードノイズを防止することが可能な電力変換装置を提供することが可能になるという効果を奏する。

図１は、実施例１に係る電力変換装置の一構成例を示す図である。 図２−１は、従来の２相変調方式を説明するための図である。 図２−２は、実施例１に係る変調方式を説明するための図である。 図２−３は、実施例１の変調方式でＵ，Ｖ，Ｗ相電圧がゼロに近い場合の変調パターンを説明するための図である。 図３は、正弦波駆動の三相電圧波形を示す図である。 図４は、実施例１による第１グループ区間の変調方式を説明するための図である。 図５は、実施例１による第２グループ区間の変調方式を説明するための図である。 図６は、インバータ制御部のハードウエア構成例を示す図である。 図７は、インバータ制御部でソフトウェアにより変調処理を行う場合の動作を説明するためのフローチャートである。 図８は、実施例２に係る変調方式を説明するための図である。 図９は、実施例２に係るインバータ制御部のハードウエア構成例を示す図である。 図１０は、実施例２に係るインバータ制御部タイミングチャートの一例を示す図である。 図１１は、実施例２に係るインバータ制御部でソフトウェアにより変調処理を行う場合の動作を説明するためのフローチャートである。 図１２は、シミュレーション回路の概略構成を示す図である。 図１３は、従来の三角波変調方式によるシミュレーション結果を示す図である。 図１４は、実施例１の変調方式によるシミュレーション結果を示す図である。 図１５は、実施例２の変調方式によるシミュレーション結果を示す図である。 図１６は、従来の電力変換装置の構成の概略を示す図である。 図１７は、一般的な三角波変調方式を使用した場合のコンバータおよびインバータのアームの駆動を説明するための図である。

以下に、この発明につき図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。また、下記実施の形態における構成要素には、当業者が容易に想定できるものまたは実質的に同一のものが含まれる。

図１〜図７を参照して、実施例１に係る電力変換装置を説明する。

（電力変換装置の全体構成例）
図１は、実施例１に係る電力変換装置の一構成例を示す図である。電力変換装置は、図１に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧を発生させる三相電源１０と、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧を直流電圧に変換するコンバータ２０と、コンバータ２０で変換された直流電圧を平滑化する直流平滑コンデンサ３０と、直流平滑コンデンサ３０で平滑化された直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータ４０と、三相モータ等の三相負荷５０と、コンバータ２０のスイッチング素子のスイッチングを制御するコンバータ制御部６０と、インバータ４０のスイッチング素子のスイッチングを制御するインバータ制御部７０とを備えている。８１〜８３は三相電源１０とコンバータ２０の配線とアース間に形成される浮遊容量、９１〜９３はインバータ４０と三相負荷５０の配線とアース間に形成される浮遊容量を示している。

コンバータ２０は、一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用，Ｖ相用，Ｗ相用として３相分備えており、Ｕ相上下アームのスイッチング素子２１，２２と、Ｖ相上下アームのスイッチング素子２３，２４と、Ｗ相上下アームのスイッチング素子２５，２６とを備えている。以下、一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路を「アーム」、各アームのスイッチング素子の中間点から上側を「上アーム」、下側を「下アーム」とも称する。各スイッチング素子２１〜２６には還流ダイオードが並列接続されている。コンバータ２０のＵ相上下アーム、Ｖ相上下アーム、およびＷ相上下アームの中間点には、三相電源１０から出力されるＵ，Ｖ，Ｗ相電圧がそれぞれ印加される。各スイッチング素子２１〜２６の制御端子（ゲート端子）には、コンバータ制御部６０からゲート駆動信号が入力される。コンバータ２０に印加されるＵ，Ｖ，Ｗ相電圧は、インバータ２０内のスイッチング素子２１〜２６のスイッチング動作によって直流電圧に変換された後、直流平滑コンデンサ３０で平滑化される。

コンバータ制御部６０は、コンバータ２０のスイッチング素子２１〜２６のスイッチングを制御するものであり、相電圧指令をＰＷＭ変調回路６２に出力する相電圧指令発生器６１と、相電圧指令値に基づいてＰＷＭ変調を行って、各相正負のＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ変調回路６２と、ＰＷＭ変調回路６２から入力される各相正負のＰＷＭ信号をゲート駆動信号としてコンバータ２０の各スイッチング素子２１〜２６を動作させる駆動回路６３とを備えている。

インバータ４０は、一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用，Ｖ相用，Ｗ相用として３相分備えており、Ｕ相上下アームのスイッチング素子４１，４２と、Ｖ相上下アームのスイッチング素子４３，４４と、Ｗ相上下アームのスイッチング素子４５，４６とを備えている。各スイッチング素子４１〜４６には還流ダイオードが並列接続されている。このインバータ４０の両端間には直流電圧が印加される。各スイッチング素子４１〜４６の制御端子（ゲート端子）には、インバータ制御部７０からゲート駆動信号が入力される。インバータ４０に印加される直流電圧は、インバータ４０内のスイッチング素子４１〜４６のスイッチング動作によってＵ，Ｖ，Ｗ相電圧に変換され、Ｕ相上下アーム、Ｖ相上下アーム、およびＷ相上下アームの中間点から三相負荷５０に出力される。

インバータ制御部７０は、インバータ４０のスイッチング素子のスイッチングを制御するものであり、相電圧指令をＰＷＭ変調回路７２に出力する相電圧指令発生器７１と、相電圧指令に基づきＰＷＭ変調を行って、各相正負のＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ変調回路７２と、ＰＷＭ変調回路７２から入力される各相正負のＰＷＭ信号をゲート駆動信号（Ｕp，Ｕn，Ｖp，Ｖn、Ｗp，Ｗn）として、インバータ４０の各スイッチング素子４１〜４６を動作させる駆動回路７３とを備えている。

実施例１では、インバータ４０のスイッチング時に発生する急激な電位変動に起因して、浮遊容量９１〜９３からアースに流れる漏洩電流によるコモンモードノイズの発生を防止するために、インバータ制御部７０では、インバータ４０の３相のアームのうち、２相のアームを略同時に逆極性でスイッチングすることにより、漏洩電流を浮遊容量９１〜９３相互間のみで流してアースに流さないようにしている。

（実施例１に係る発明の原理）
実施例１に係る発明の原理を従来の通常の２相変調方式との比較において説明する。図２−１は、従来の２相変調方式を説明するための図、図２−２は、実施例１の変調方式を説明するための図、図２−３は、実施例１の変調方式でＵ，Ｖ，Ｗ相電圧がゼロに近い場合の変調パターンを説明するための図である。同図において、アーム１，２，３は、インバータ４０のＵ，Ｖ，Ｗ相アームを駆動するＰＷＭパターンを示している。

図２−１に示すように、通常の２相変調では、１回の変調区間でアーム２とアーム３の極性を所定の期間、アーム１と反対にすることで、アーム１とアーム２間、アーム１とアーム３間に電圧を発生させ、この電圧が線間電圧となるよう制御することで３相交流電圧を発生させている。しかしながら、かかる方式では、アーム２とアーム３の１回のスイッチング変化のタイミングを合わせることができるが、アーム２、アーム３ともに１回ずつ単独でスイッチング変化のタイミングが発生する。これにより、上述したように、単独でスイッチング変化が生じると、浮遊容量からアースに漏洩電流が流れてコモンモードノイズが発生する。

そこで、実施例１では、アーム１を利用して、スイッチング変化が単独で発生しない変調方式を考案した。具体的には、２つのアームを逆極性で略同時にスイッチングさせて、２つの浮遊容量に互いに逆極性の電荷が蓄積するようにすることで、互いの電荷をうち消し合って漏洩電流がアースに流れることを防止している。具体的には、図２−２に示すように、アーム２とアーム３が単独でＨ→Ｌ、Ｌ→Ｈにスイッチング変化する場合に、アーム１をそのタイミングでＬ→Ｈ、Ｈ→Ｌにスイッチング変化するようなＰＷＭパターンとした。これにより、３個のアームがそれぞれ単独でスイッチング変化することがなくなる。

ここで問題となるのは、線間電圧は、付加したアーム１の変化によってアーム１とアーム２間、アーム１とアーム３間の電圧が減少することとなり、これを補うアーム２とアーム３のＰＷＭパターンの生成が必要となる。

ここで、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの電圧がゼロに近いものとする。これは、本実施の形態の変調方式において、図２−３に示すように、変調期間Ｔに対して各アームのＨ期間が２／３Ｔ、Ｌの期間が１／３Ｔであり、且つ各アームのＬの期間が各々重ならない状態である。このとき、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧は各アームの線間電圧であるから、それぞれゼロとなる。図２−３から分かるように、従来の変調方式に付加できるアーム１の変化の期間は、アーム２とアーム３の両方に影響し、線間電圧がゼロ以上となるために変調期間Ｔの１／３以上にできないため、その限界は、例えば、後述する図４のキャリア波形と相電圧指令の部分に着目すると、相電圧指令＝０の直線上で変調期間Ｔの２／３の点（２／３，０）となる。したがって、アーム１を変調させるキャリアは上記の点（２／３，０）と相電圧指令＝１の直線上で変調期間Ｔの終端（右端）の点（１，１）を通る直線（正の傾きを有する直線、図４では直線Ｃ１に相当）と決定した。また、アーム２の変調を考える場合もＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれの電圧がゼロに近い場合を考えると、アーム１の変化の期間の付加による電圧の減少分以上の電圧が必要なことから、変調期間Ｔの１／３以上が必要となり、その限界は上記と同様に考えて、点（１／３，０）となる。したがって、アーム２を変調させるキャリアはこの点（１／３，０）と相電圧指令＝１の直線上での変調期間Ｔの始端（左端）の点（０，１）を通る直線（負の傾きを有する直線、図４では直線Ｃ２に相当）と決定した。

（実施例１に係るインバータ制御部の駆動方法）
図３〜図７を参照して、上記インバータ制御部７０の駆動方法を詳細に説明する。図３は、正弦波駆動の三相電圧波形を示す図、図４は、実施例１による第１グループ区間の変調方式を説明するための図、図５は、実施例１による第２グループ区間の変調方式を説明するための図である。図４および図５において、ａ，ｂ，ｃはＵ，Ｖ，Ｗ相電圧指令を示しており、図３のＵ，Ｖ，Ｗ相電圧波形それぞれの変調期間Ｔにおける平均値である。アーム１，２，３は、インバータ４０のＵ，Ｖ，Ｗ相アームを駆動するＰＷＭパターンを示している。

実施例１では、図３において、三相交流出力を得る変調方式の相電圧指令の大きさにより、「正」が１相であり、「負」または「０」の相が２相となるＡ１，Ａ３，Ａ５区間の第１グループ区間と、「負」が１相であり、「正」または「０」の相が２相のＡ２，Ａ４，Ａ６区間の第２グループ区間に区分する。なお、図４または図５において、変調期間Ｔは、鋸歯状波のキャリア周期を表し、インバータ出力信号（図３の相電圧指令値に相当）の周期より遥かに短い（例えば、１／１００）ものである。

第１グループ区間では、図４において、正の相のアーム１を、変調期間Ｔの最初に下アームから上アームにスイッチングし、正の傾きの直線部分を有する第１の鋸歯状波Ｃ１（第１のキャリア）と正の相電圧指令ａとの交点で当該相のアームを上アームから下アームにスイッチングする。また、負の相の１つの相をアーム２とし、変調期間Ｔの最初に上アームを下アームにスイッチングし、負の傾きの直線部分を有する第２の鋸歯状波Ｃ２と負の相電圧指令ｂとの交点で下アームから上アームにスイッチングする。残りの相をアーム３とし、第２の鋸歯状波Ｃ２と負の相電圧指令ｂとの交点で上アームから下アームにスイッチングし、第１の鋸歯状波Ｃ１と正の相電圧指令ａとの交点で下アームから上アームにスイッチングする。ここで「上アームから下アームにスイッチングする」とは、「上アームＯＮ（導通）、下アームＯＦＦ（切断）」の状態から「上アームＯＦＦ（切断）、下アームＯＮ（導通）」の状態を切り替えることを意味する。また、「下アームから上アームにスイッチングする」はその逆である。

図３において、相電圧指令にはａ＋ｂ＋ｃ＝０の関係がある。図４のアーム１の正のアームの上アームがＯＮする期間ｘは、Ｔ：ｘ＝３：（２＋ａ）となり、従って、ｘ＝（２＋ａ）Ｔ／３・・・（１）となる。ここでアームの中間点の電位をゼロとし、アームの上端電位を＋Ｅ／２，アームの下側の電位を−Ｅ／２とすると、アーム１の平均電位は、（Ｅ／２）ｘ＋（−Ｅ／２）（Ｔ−ｘ）＝Ｅ／２（ｘ−（Ｔ−ｘ））・・・（２）となる。式（２）に式（１）を代入すると、アーム１の平均電位は、（１＋２ａ）Ｔ／３となる。ここでは、説明の簡単のため係数Ｅ／２は省略している（以下、同様である）。

また、図４のアーム２の負のアームの下アームがＯＮしている期間ｙは、Ｔ：ｙ＝３：（１−ｂ）となり、ｙ＝（１−ｂ）Ｔ／３・・・（３）となる。上記と同様に計算して、アーム２の平均電位は、（Ｔ−ｙ）−ｙ・・・（４）となり、式（４）に式（３）を代入すると、アーム２の平均電位は、（１＋２ｂ）Ｔ／３となる。

図４のアーム３の平均電位は、ｙ−（ｘ−ｙ）＋（Ｔ−ｘ）となり、ａ＋ｂ＋ｃ＝０より、（１＋２ｃ）Ｔ／３となる。

ここで、相電圧の差をとると、それぞれ、（ａ−ｂ）２Ｔ／３、（ｂ−ｃ）２Ｔ／３、（ｃ−ａ）２Ｔ／３となり、相電圧指令の差のみの項だけが残り、線間電圧となることが分かる。

第２グループ区間では、図５において、負の相のアーム１を、変調期間Ｔの最初に上アームから下アームにスイッチングし、負の傾きの直線部分を有する第４の鋸歯状波Ｃ４（第２のキャリア）と負の相電圧指令ａとの交点で当該相のアームを下アームから上アームにスイッチングする。また、正の相の１つの相をアーム２とし、変調期間Ｔの最初に下アームを上アームにスイッチングし、正の傾きを有する直線部分を有する第３の鋸歯状波Ｃ１（第１のキャリア）と正の相の相電圧指令ｂとの交点で上アームから下アームにスイッチングする。残りの１つの相をアーム３とし、第３の鋸歯状波Ｃ３と正の相電圧指令ｂとの交点で下アームから上アームにスイッチングし、第４の鋸歯状波Ｃ４と負の相電圧指令ａとの交点で上アームから下アームにスイッチングする。

また、図５でも同様に、アーム１の負のアームの下アームがＯＮする期間ｘ、アーム２の正のアームの上アームがＯＮしている期間ｙをそれぞれ計算すると、ｘ＝（２−ａ）Ｔ／３、また、ｙ＝（１＋ｂ）Ｔ／３となる。相電圧は、それぞれ、（−１＋２ａ）Ｔ／３、（−１＋２ｂ）Ｔ／３、（−１＋２ａ）Ｔ／３となる。そして、相電圧の差は、（ａ−ｂ）２Ｔ／３、（ｂ−ｃ）２Ｔ／３、（ｃ−ａ）２Ｔ／３となる。したがって、図４と同様に、相電圧指令の差のみの項だけが残り、線間電圧となることが分かる。したがって、相電圧指令を、図３のように時間に対して正弦波とすれば線間電圧も正弦波を得ることができる。

図４および図５のタイミングＩ、ＩＩ、ＩＩＩでは、２つのアームが逆極性で同時にスイッチングが行われており、変調を継続した場合でも、常に、スイッチング時は、２つのアームのみの極性が逆に動作する。ただし、図４および図５から分かるように、第１グループ区間から第２グループ区間に、また、第２グループ区間から第１グループ区間に切り替わるとき、第３相のみしか変化しないが、この回数は１周期に６回でありスイッチング周波数に比べ遙かに少ないため、特に問題とならない。

以上説明したように、実施例１の変調方式によれば、三相交流出力を得る変調方式として、正弦波を含めた線間電圧波形を得ることができ、また、コモンモードノイズも低減することができる。

図６は、実施例１に係るインバータ制御部７０のハードウエア構成例を示す図である。同図において、ＰＷＭ変調回路７２は、第１〜第６演算回路１０１〜１０６と、第１〜第６スイッチ回路１１１〜１１６と、選択回路１２０とを備えている。

相電圧指令発生回路７１は、Ｕ相電圧指令値、Ｖ相電圧指令値、Ｗ相電圧指令値を選択回路１２０および第１〜第６演算回路１０１〜１０６に出力する。第１〜第６演算回路１０１〜１０６には、相電圧指令発生器７１からＵ相電圧指令、Ｖ相電圧指令、Ｗ相電圧指令が入力される。

第１演算回路１０１は、Ｕ相の指令値を図４のａ、Ｗ相の指令値を図４のｂとし、Ｕ相のアーム出力を図４のアーム１、Ｖ相のアーム出力を図４のアーム３、Ｗ相のアーム出力を図４のアーム２として、第１スイッチ回路１１１に変調信号（パルス）を出力する。

第２演算回路１０２は、Ｗ相の指令値を図５のａ、Ｖ相の指令値を図５のｂとし、Ｕ相のアーム出力を図５のアーム３、Ｖ相のアーム出力を図５のアーム２、Ｗ相のアーム出力を図５のアーム２として、第２スイッチ回路１１２に変調信号（パルス）を出力する。

第３演算回路１０３は、Ｖ相の指令値を図４のａ、Ｕ相の指令値を図４のｂとし、Ｕ相のアーム出力を図４のアーム２、Ｖ相のアーム出力を図４のアーム３、Ｗ相のアーム出力を図４のアーム３として、第３スイッチ回路１１３に変調信号（パルス）を出力する。

第４演算回路１０４は、Ｕ相の指令値を図５のａ、Ｗ相の指令値を図５のｂとし、Ｕ相のアーム出力を図５のアーム１、Ｖ相のアーム出力を図５のアーム３、Ｗ相のアーム出力を図５のアーム２として、第４スイッチ回路１１４に変調信号（パルス）を出力する。

第５演算回路１０５は、Ｗ相の指令値を図４のａ、Ｖ相の指令値を図４のｂとし、Ｕ相のアーム出力を図４のアーム３、Ｖ相のアーム出力を図４のアーム２、Ｗ相のアーム出力を図４のアーム１として、第５スイッチ回路１１５に変調信号（パルス）を出力する。

第６演算回路１０６は、Ｖ相の指令値を図５のａ、Ｕ相の指令値を図５のｂとし、Ｕ相のアーム出力を図５のアーム２、Ｖ相のアーム出力を図５のアーム１、Ｗ相のアーム出力を図５のアーム３として、第６スイッチ回路１１６に変調信号（パルス）を出力する。

選択回路１２０は、相電圧指令発生回路７１から入力されるＵ相電圧指令値、Ｖ相電圧指令値、Ｗ相電圧指令値に基づいて、図３のＡ１〜Ａ６の区間を判別して、Ａ１〜Ａ６のモードを選択し、第１〜第６スイッチ回路１１１〜１１６をそれぞれＯＮさせる。これにより、Ａ１〜Ａ６区間では、それぞれ第１〜第６演算回路１１１〜１１６のＵ相，Ｖ相、Ｗ相のアームに対する変調信号が出力される。Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相のアームに対する変調信号は、分岐してインバータで反転され、各相正負のＰＷＭ信号が駆動回路７３に入力される。なお、上記第１〜６演算回路１１１〜１１６において、相電圧指令値ｃは上述したａ＋ｂ＋ｃ＝０の関係から算出できるため、その記述を省略している。

なお、インバータ制御部７０をマイコンで構成し、ＣＰＵ、制御プログラムが格納された不揮発性メモリ、一時的なデータ格納される揮発性メモリ、入出力ポート、およびＡ／Ｄ変換器などを備えた構成としてもよい。図７は、インバータ制御部７０でソフトウェアにより変調処理を行う場合の動作を説明するためのフローチャートである。

図７において、まず、インバータ制御部７０は、Ｕ相電圧指令値、Ｖ相電圧指令値、Ｗ相電圧指令値に基づいて、図３のＡ１〜Ａ６の区間を判別する（ステップＳ１）。

Ａ１の区間の場合には、図４のａをＵ相の指令値、図４のｂをＷ相の指令値とし、Ｕ相のアーム出力を図４のアーム１、Ｖ相のアーム出力を図４のアーム３、Ｗ相のアーム出力を図４のアーム２と設定する（ステップＳ２）。Ａ２の区間の場合には、図５のａをＷ相の指令値、図５のｂをＶ相の指令値とし、Ｕ相のアーム出力を図５のアーム３、Ｖ相のアーム出力を図５のアーム２、Ｗ相のアーム出力を図５のアーム２と設定する（ステップＳ３）。

Ａ３の区間の場合には、図４のａをＶ相の指令値、図４のｂをＵ相の指令値とし、Ｕ相のアーム出力を図４のアーム２、Ｖ相のアーム出力を図４のアーム３、Ｗ相のアーム出力を図４のアーム３と設定する（ステップＳ４）。Ａ４の区間の場合には、図５のａをＵ相の指令値、図５のｂをＷ相の指令値とし、Ｕ相のアーム出力を図５のアーム１、Ｖ相のアーム出力を図５のアーム３、Ｗ相のアーム出力を図５のアーム２と設定する（ステップＳ５）。

Ａ５の区間の場合には、図４のａをＷ相の指令値、図４のｂをＶ相の指令値とし、Ｕ相のアーム出力を図４のアーム３、Ｖ相のアーム出力を図４のアーム２、Ｗ相のアーム出力を図４のアーム１と設定する（ステップＳ６）。Ａ６の区間の場合には、図５のａをＶ相の指令値、図５のｂをＵ相の指令値とし、Ｕ相のアーム出力を図５のアーム２、Ｖ相のアーム出力を図５のアーム１、Ｗ相のアーム出力を図５のアーム３と設定する（ステップＳ７）。

なお、ここでは、インバータ制御部７０の駆動方法について説明したが、コンバータ制御部６０でも同様な駆動方法を使用してコモンモードノイズを低減することができる。すなわち、コンバータ制御部６０は、コンバータ２０の３相のアームのうち、２相のアームを略同時に逆極性でスイッチングすることにより、コンバータ２０のスイッチング変化による浮遊容量８１〜８３からアースに流れる漏洩電流により発生するコモンモードノイズを低減することができる。ここでは、その詳細な説明を省略する。

以上説明したように、実施例１によれば、インバータ制御部７０は、インバータ４０の３相のアームのうち、２相のアームを略同時に逆極性でスイッチングすることとしたので、浮遊容量９１〜９３に蓄積される電荷を互いに逆極性にして、漏洩電流を浮遊容量９１〜９３相互間のみで流してアースに流さないようにすることができ、特別な付加回路を設けることなく、簡単な構成でコモンモードノイズを防止することが可能となる。

また、実施例１によれば、インバータ制御部７０では、正の傾きの直線部分を有する第１のキャリアと正の値を有する相電圧指令とに基づいて、正の相のスイッチングタイミングを決定し、負の傾きの直線部分を有する第２のキャリアと負の値を有する相電圧指令とに基づいて、負の相のスイッチングタイミングを決定することとしたので、三相交流出力を得る変調方式として正弦波を含めた線間電圧波形を得ることができ、また、コモンモードノイズも低減することができる。

図８〜図１１を参照して、実施例２に係る電力変換装置を説明する。実施例２に係る電力変換装置の全体構成は実施例１（図１）と同様であるのでその説明は省略する。

（実施例２に係る発明の原理）
実施例２に係る発明の原理を図８を参照して説明する。実施例１では、正の傾きの直線部分を有する第１のキャリアと、正の値を有する相電圧指令とに基づいて、正の相のスイッチングタイミングを決定し、負の傾きの直線部分を有する第２のキャリアと、負の値を有する相電圧指令とに基づいて、負の相のスイッチングタイミングを決定した。これに対して、実施例２では、正の傾きの直線部分を有する第１のキャリアと、第１の相の相電圧指令とに基づいて、第１の相のスイッチングタイミングを決定し、負の傾きの直線部分を有する第２のキャリアと第２の相の相電圧指令とに基づいて、第２の相のスイッチングタイミングを決定する。

図８は、実施例２の変調方式を説明するための図である。同図は、キャリア波形、相電圧指令ａ、ｂ、ｃ、およびＵ，Ｖ，Ｗ相アームを駆動するＰＷＭパターンを示している。
相電圧指令ａ、ｂ、ｃと、アーム１，アーム２，アーム３とはそれぞれ対応しており、ここでは、相電圧指令ａ（第１の相の相電圧指令），相電圧指令ｂ，相電圧指令ｃ（第２の相の相電圧指令）を、Ｕ、Ｖ、Ｗ相相電圧指令とし、アーム１、アーム２，アーム３を、Ｕ、Ｖ、Ｗ相アームとする。

同図において、変調区間Ｔにおいて、２つのキャリアを発生させる。第１のキャリアを、（０，−１）と（Ｔ，２）とを結ぶ第５の鋸歯状波Ｃ５（正の傾きの直線部分を有するキャリア）とし、第２のキャリアを、（０，２）と（Ｔ，−１）とを結ぶ第６の鋸歯状波Ｃ６（負の傾きの直線部分を有するキャリア）とする。

アームの変調順序を最初に固定する。例えば、Ｕ、Ｖ、Ｗ相アームの順番に変調するものとする。まず、変調区間Ｔの始めで、Ｕ相アームは、上アームをＯＮ、下アームをＯＦＦし、Ｖ、Ｗ相アームは、上アームをＯＦＦ、下アームをＯＮとする。つぎに、Ｕ相の相電圧指令ａ＜第５の鋸歯状波Ｃ５となった場合に、Ｕ相の上アームをＯＦＦ、Ｕ相の下アームをＯＮし、Ｖ相の下アームをＯＦＦ、Ｖ相の上アームをＯＮする。さらに、Ｗ相の相電圧指令ｃ≧第６の鋸歯状波Ｃ６となった場合に、Ｖ相の上アームをＯＦＦ、Ｖ相の下アームをＯＮし、Ｗ相の上アームをＯＮ、Ｗ相の下アームをＯＦＦする。そして、この変調を繰り返し行う。

同図において、Ｕ相の上アームがＯＮする区間ｘは、ａ＋１：３＝ｘ：Ｔであるので、ｘ＝（ａ＋１）Ｔ／３・・・（５）となる。Ｗ相の上アームがＯＮする区間ｚは、ｃ＋１：３＝ｚ：Ｔであるので、ｚ＝（ｃ＋１）Ｔ／３・・・（６）となる。Ｖ相の上アームがＯＮする区間ｙは、ｙ＝Ｔ−ｘ−ｚ＝Ｔ−（ａ＋ｃ＋２）Ｔ／３＝（１−（ａ＋ｃ））Ｔ／３・・・（７）となる。ここで、相電圧指令には、ａ＋ｂ＋ｃ＝０の関係があるので、上記（５）〜（７）式より、ｙ＝（ｂ＋１）Ｔ／３・・・（８）となる。

上述したように、線間電圧は、相電圧の差で求めることができるので、ＵＶ線間電圧は、ｘ−ｙ＝（ａ−ｂ）Ｔ／３、ＶＷ線間電圧は、ｙ−ｚ＝（ｂ−ｃ）Ｔ／３、ＷＵ線間電圧は、（ｃ−ａ）Ｔ／３となる。それぞれの線間電圧は、相電圧指令の差であり、線間電圧が実現できることがわかる。したがって、正弦波の相電圧指令を与えることにより、正弦波の線間電圧を得ることができる。

実施例２の変調方式では、上アームから下アームの駆動の切り替えが、常に２つのアームで逆方向（逆極性）に変化しているので、三相交流出力を得る変調方式として正弦波を含めた線間電圧波形を得ることができ、また、コモンモードノイズも低減することができる。なお、ここでは、相電圧指令ａ、ｂ、ｃをＵ、Ｖ、Ｗ相電圧指令としているが、本発明はこれに限れられるものではなく、相電圧指令ａ、ｂ、ｃとＵ、Ｖ、Ｗ相電圧指令の組み合わせは任意に選択することができ、例えば、相電圧指令ａ、ｂ、ｃをＶ、Ｗ、Ｕ相電圧指令とすることができる。

図９は、実施例２に係るインバータ制御部７０のハードウエア構成例を示す図である。図１０は、インバータ制御部７０のタイミングチャートの一例を示す図である。図９において、ＰＷＭ変調回路７２は、コンパレータ１５１，１５２と、排他的論理和回路１５３と、ＮＯＴ回路１５４〜１５６とを備えている。

相電圧指令発生回路７１は、Ｕ相電圧指令をコンパレータ１５１、Ｗ相電圧指令をコンパレータ１５２に出力する。コンパレータ１５１は、相電圧指令発生器７１からＵ相電圧指令が入力されると共に、不図示の信号発生器から第５の鋸歯状波Ｃ５が入力され、Ｕ相電圧指令と鋸歯状波Ｃ５とを比較して、鋸歯状波Ｃ５≧Ｕ相電圧指令の場合に「Ｈ」、鋸歯状波Ｃ５＜Ｕ相電圧指令の場合に「Ｌ」となるＵ相駆動信号を生成して出力する。

コンパレータ１５２は、相電圧指令発生器７１からＷ相電圧指令が入力されると共に、不図示の信号発生器から第６の鋸歯状波Ｃ６が入力され、Ｗ相電圧指令と第６の鋸歯状波Ｃ６とを比較して、第６の鋸歯状波Ｃ６≧Ｗ相電圧指令の場合に「Ｈ」、鋸歯状波Ｃ６＜Ｗ相電圧指令の場合に「Ｌ」となるＷ相駆動信号を生成して出力する。

排他的論理和回路１５３は、コンパレータ１５１から入力されるＵ相駆動信号と、コンパレータ１５２から入力されるＷ相駆動信号との排他的論理和を、Ｖ相駆動信号として出力する。

Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相駆動信号は、分岐してＮＯＴ回路１５４〜１５６で反転され、各相正負のＰＷＭ信号が駆動回路７３に入力される。

実施例１と同様に、実施例２に係るインバータ制御部７０をマイコンで構成し、ＣＰＵ、制御プログラムが格納された不揮発性メモリ、一時的なデータ格納される揮発性メモリ、入出力ポート、およびＡ／Ｄ変換器などを備えた構成としてもよい。図１１は、実施例２に係るインバータ制御部７０でソフトウェアにより変調処理を行う場合の動作を説明するためのフローチャートである。

図１１において、まず、インバータ制御部７０は、Ｕ相電圧指令ａ−第５の鋸歯状波Ｃ５≧０であるか否かを判別する（ステップＳ１１）。Ｕ相電圧指令ａ−第５の鋸歯状波Ｃ５≧０である場合には（ステップＳ１１の「Ｙｅｓ」）、Ｕ相上アームをＯＮ、Ｕ相下アームをＯＦＦとする一方（ステップＳ１２）、Ｕ相電圧指令ａ−第５の鋸歯状波Ｃ５≧０でない場合には（ステップＳ１１の「Ｎｏ」）、Ｕ相上アームをＯＦＦ、Ｕ相下アームをＯＮとする（ステップＳ１３）。

つぎに、インバータ制御部７０は、Ｗ相電圧指令ｃ−第６の鋸歯状波Ｃ６≧０であるか否かを判別する（ステップＳ１４）。Ｕ相電圧指令ｃ−第６の鋸歯状波Ｃ６≧０である場合には（ステップＳ１４の「Ｙｅｓ」）、Ｗ相上アームをＯＮ、Ｗ相下アームをＯＦＦとする一方（ステップＳ１５）、Ｗ相電圧指令ｃ−第６の鋸歯状波Ｃ６≧０でない場合には（ステップＳ１４の「Ｎｏ」）、Ｗ相上アームをＯＦＦ、Ｗ相下アームをＯＮとする（ステップＳ１６）。

さらに、インバータ制御部７０は、Ｕ相上アーム及びＷ相上アームがＯＦＦであるか否かを判別する（ステップＳ１７）。Ｕ相上アーム及びＷ相上アームがＯＦＦである場合には（ステップＳ１７の「Ｙｅｓ」）、Ｖ相上アームをＯＮ、Ｖ相下アームをＯＦＦとする一方（ステップＳ１８）、Ｕ相上アーム及びＷ相上アームがＯＦＦでない場合には（ステップＳ１７の「Ｎｏ」）、Ｖ相上アームをＯＦＦ、Ｖ相下アームをＯＮとする（ステップＳ１９）。

実施例２によれば、正の傾きの直線部分を有する第１のキャリアと、第１の相の相電圧指令とに基づいて、第１の相のスイッチングタイミングを決定し、負の傾きの直線部分を有する第２のキャリアと、第２の相の相電圧指令とに基づいて、第２の相のスイッチングタイミングを決定することとしたので、三相交流出力を得る変調方式として正弦波を含めた線間電圧波形を得ることができ、また、コモンモードノイズも低減することができる。

（シミュレーション）
図１２〜図１５を参照して、従来の三角波変調方式（図１７）と、実施例１の変調方式（図２−３）と、実施例２の変調方式（図８）とを使用した場合について、インバータの漏洩電流のシミュレーション結果について説明する。図１２は、シミュレーション回路の概略構成を示す図である。同図に示すシミュレーション回路では、浮遊容量９１〜９３と接地間に電流検出器１６０を接続した。インバータ制御部７２のＰＷＭ変調回路７２で、従来の三角波変調方式（図１７）と、実施例１の変調方式（図２−３）と、実施例２の変調方式（図８）のＰＷＭ信号をそれぞれ生成して、電流検出器１６０で漏洩電流を測定した。

図１３は、従来の三角波変調方式によるシミュレーション結果を示す図である。図１４は、実施例１の変調方式によるシミュレーション結果を示す図、図１５は、実施例２の変調方式によるシミュレーション結果を示す図である。図１４〜図１５において、横軸は時間Ｔ、縦軸はＵ、Ｖ、Ｗ相電圧指令およびＵＶ、ＶＷ、ＷＵ線間電圧の電圧値Ｖ、並びに漏洩電流の電流測定値Ａを示している。図１３〜図１５において、時間、電圧、電流のスケールは同一となっている。

従来の三角波変調方式では、図１３に示すように、全区間に渡って大きな漏洩電流が流れることが確認された。実施例１の変調方式では、図１４に示すように、６０度間隔（１周期Ｔに６回の奇数アーム変換が発生するタイミング）で漏洩電流がわずかに流れているが、その漏洩電流のピーク値は、従来の三角波変調方式の漏洩電流のピーク値に比して約１／８程度の大きさとなり、実施例１の変調方式が漏洩電流の減少に有効であることが確認された。実施例２の変調方式では、図１５に示すように、漏洩電流がほとんど流れないことが確認された。実施例２の変調方式のように、上アームから下アームの駆動の切り替えを、常に２つのアームで逆方向（逆極性）に変化させることが漏洩電流の防止に特に有効であることが確認された。

なお、上記した実施例１および実施例２では、直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータおよび三相交流電圧を直流電圧に変換するコンバータについて説明したが本発明は、これに限られるものではなく、直流電圧をｎ相交流電圧（但し、ｎは２以上の整数）に、または、前記ｎ相交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置に適用でき、この場合、ｎ相分のスイッチング素子のうち、２ｍ相分（但し、ｍは整数であり、２ｍ≦ｎ）のスイッチング素子を、略同時に互いに逆極性にスイッチングさせることにすればよい。例えば、４相の場合は、２相を略同時に互いに逆極性にスイッチングさせるか、または、４相のうち各２相を略同時に互いに逆極性にスイッチングさせることにすればよい。

本発明に係る電力変換装置は、各種装置に広く利用可能であり、特に、エアコン、冷蔵庫、洗濯機、クリーナー、および換気扇などに内蔵するモータを駆動する場合に有用である。

１０ 三相電源
２０ コンバータ
３０ 直流平滑コンデンサ
４０ インバータ
５０ 三相負荷
６０ コンバータ制御部
６１ 相電圧指令発生器
６２ ＰＷＭ変調回路
６３ 駆動回路
７０ インバータ制御部
７１ 相電圧指令発生器
７２ ＰＷＭ変調回路
７３ 駆動回路
８１〜８３，９１〜９３ 浮遊容量
１０１ 第１演算回路
１０２ 第２演算回路
１０３ 第３演算回路
１０４ 第４演算回路
１０５ 第５演算回路
１０６ 第６演算回路
１１１ 第１スイッチ回路
１１２ 第２スイッチ回路
１１３ 第３スイッチ回路
１１４ 第４スイッチ回路
１１５ 第５スイッチ回路
１１６ 第６スイッチ回路
１２０ 選択回路
１５１，１５２ コンパレータ
１５３ 排他的論理和回路
１５４，１５５，１５６ ＮＯＴ回路
２０１ 三相電源
２０２ コンバータ
２０３ インバータ
２０４ 三相負荷
２０５，２０６ 浮遊容量

Claims (4)

1. 直流電圧をｎ相交流電圧（但し、ｎは２以上の整数）に、または、前記ｎ相交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置において、
   一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をｎ相分有し、前記一対のスイッチング素子の中間点を前記ｎ相交流電圧の出力端または入力端とし、前記スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電圧を前記ｎ相交流電圧に、または前記ｎ相交流電圧を直流電圧に変換する電力変換手段と、
   前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御するＰＷＭ信号を生成する制御手段と、を備え、
   前記制御手段は、コモンモードノイズを低減すべく、前記ｎ相分のスイッチング素子のうち、２ｍ相分（但し、ｍは整数であり、２ｍ≦ｎ）のスイッチング素子を、略同時に互いに逆極性にスイッチングさせ、
   正の傾きの直線部分を有する第１のキャリアと、第１の相の相電圧指令とに基づいて、前記第１の相のスイッチングタイミングを決定し、負の傾きの直線部分を有する第２のキャリアと、第２の相の相電圧指令とに基づいて、前記第２の相のスイッチングタイミングを決定することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御手段は、
   前記第１の相の相電圧指令と前記第１のキャリアとを比較して、前記第１の相の相電圧指令＜前記第１のキャリアとなった場合には、前記第１の相の上アームをＯＦＦ、前記第１の相の下アームをＯＮし、他の１つの相の上アームをＯＮ、当該他の１つの相の下アームをＯＦＦし、
   前記第２の相の相電圧指令と前記第２のキャリアとを比較して、前記第２の相の相電圧指令≧前記第２のキャリアとなった場合には、前記第２の相の上アームをＯＮ、前記第２の相の下アームをＯＦＦし、他の１つの相の上アームをＯＦＦ、当該他の１つの相の下アームをＯＮすることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記電力変換手段は、直流電圧を三相交流電圧に変換するインバータであり、
   前記制御手段は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相用のスイッチング素子のうち、２つの相用のスイッチング素子を、略同時に互いに逆極性にスイッチングさせることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記電力変換手段は、三相交流電圧を直流電圧に変換するコンバータであり、
   前記制御手段は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相用のスイッチング素子のうち、２つの相用のスイッチング素子を、略同時に互いに逆極性にスイッチングさせることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
   
   
   
   
   
   
   
   
   
   
   
   
   

Images