CN110366814B - 电源控制装置、电力转换系统和电源控制方法 - Google Patents

电源控制装置、电力转换系统和电源控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供电源控制装置、电力转换系统和电源控制方法，该电源控制装置能够对利用电力转换装置对来自多相交流电源的输出进行AC‑AC转换的电力转换装置进行控制，优化输出电流的相位，提高输出侧的功率因数从而提高输出的传输效率，该电力转换装置在使用具有缓冲元件的开关电路的矩阵转换器的输出侧配设有谐振电路。电源控制装置进行控制，使得在从所述电力转换装置输出的正向的输出电压的绝对值增加的期间，由谐振电路产生相位差的输出电流成为负，或者在负向的输出电压的绝对值增加的期间，输出电流成为正，并且在缓冲元件进行放电的期间内，不产生输出电流的极性变化。

Description

电源控制装置、电力转换系统和电源控制方法
技术领域
本发明涉及电源控制装置、具有这样的电源控制装置的电力转换系统和由这样的电力转换系统执行的电源控制方法，该电源控制装置对电力转换装置进行控制，该电力转换装置与多相交流电源的每个相连接，利用多个开关电路进行AC-AC转换并通过谐振电路输出。
背景技术
从多相交流电源接收输入并利用矩阵转换器(Matrix converter)进行AC-AC转换而输出到负载侧的电力转换装置受到关注。矩阵转换器通过对与作为输入的多相交流电源的每个相连接的开关电路进行接通/断开(on/off)，在不转换为直流的情况下进行AC-AC转换，将交流输出到负载侧。矩阵转换器根据输出到负载侧的交流的电压、频率等而控制双向开关的切换。与使用在从交流转换为直流之后再次转换为交流的逆变器的电力转换相比，从交流转换为交流的矩阵转换器的转换损耗较小，并且无需逆变器，因此，存在容易实现小型化这样的优点。
本申请人公开了如下软切换(soft switching)的技术：针对这样的矩阵转换器，通过在输出侧配设谐振电路，使电压与电流之间产生相位差，在电压或电流为零的状态下进行切换(参照专利文献1)。
与通过在施加电压而流过电流的状态下强制性地进行接通/断开来进行转换处理的硬切换相比，软切换可期待抑制开关损耗、抑制转换效率的下降、抑制对半导体器件施加的应力(stress)等各种各样的效果。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2015-149857号公报
发明内容
发明要解决的课题
本发明人进一步改良上述的专利文献1所公开的技术，致力于将提高传输效率作为课题。
本发明正是鉴于上述情况而完成的，其主要目的在于提供一种能够通过优化电流的相位来提高输出的传输效率的电源控制装置。
此外，本发明的另一目的在于提供使用本发明的电源控制装置的电力转换系统。
并且，本发明的另一目的在于提供能够由本发明的电力转换系统实施的电源控制方法。
用于解决课题的手段
为了解决上述课题，本申请记载的电源控制装置对电力转换装置进行控制，所述电力转换装置与多相交流电源的每个相连接，利用分别具有能够充放电的缓冲元件的多个开关电路对来自所述多相交流电源的输入进行AC-AC转换并通过谐振电路输出，所述电源控制装置的特征在于，所述电源控制装置具有：波形生成单元，其生成从所述电力转换装置输出的输出电压的阶梯状波形；相位差导出单元，其根据基于所述波形生成单元所生成的阶梯状波形的输出电压的基波的相位、表示所述波形生成单元所生成的阶梯状波形示出的输出电压的绝对值成为最大时的相位的上升相位、以及基于所述缓冲元件的放电所需的期间的放电相位差，导出从所述电力转换装置输出的输出电压的基波的相位与输出电流的相位之间的相位差；频率导出单元，其导出成为所述相位差导出单元所导出的相位差的频率；以及控制单元，其对所述电力转换装置的所述开关电路进行控制，使得成为所述频率导出单元所导出的频率。
此外，在所述电源控制装置中，其特征在于，所述相位差导出单元根据对所述波形生成单元所生成的阶梯状波形进行傅里叶级数展开所得的结果来导出输出电压的基波的相位。
此外，在所述电源控制装置中，其特征在于，所述相位差导出单元根据基于所述波形生成单元所生成的阶梯状波形的输出电压的变化、以及输出电流的大小，导出所述缓冲元件的放电相位差，其中，所述输出电流的大小是根据所述谐振电路的谐振电路特性、以及基于对所述波形生成单元所生成的阶梯状波形进行傅里叶级数展开所得的结果的输出电压的基波的振幅而求出的。
此外，在所述电源控制装置中，其特征在于，所述控制单元根据所述相位差导出单元所导出的相位差，通过所述开关电路的切替控制对输出频率进行控制。
此外，在所述电源控制装置中，其特征在于，所述电源控制装置具有：指令值读取单元，其读取所设定的输出电压指令值；以及电压检测单元，其检测从多相交流电源输入的各相的输入电压，所述波形生成单元根据所述指令值读取单元读取出的输出电压指令值和所述电压检测单元检测出的各相的输入电压，生成阶梯状波形。
此外，所述电源控制装置对电力转换装置进行控制，所述电力转换装置与交流电源连接，利用分别具有能够充放电的缓冲元件的多个开关电路对来自所述交流电源的输入进行AC-AC转换并通过谐振电路输出，所述电源控制装置的特征在于，所述电源控制装置进行控制，使得：在从所述电力转换装置输出的正向的输出电压的绝对值增加的期间，由所述谐振电路产生相位差的输出电流成为负，或者在负向的输出电压的绝对值增加的期间中，输出电流成为正，在所述缓冲元件进行放电的期间内不发生输出电流的极性变化。
并且，本申请记载的电力转换系统的特征在于，具有：电力转换装置，其与多相交流电源的每个相连接，利用分别具有能够充放电的缓冲元件的多个开关电路对来自所述多相交流电源的输入进行AC-AC转换并通过谐振电路输出；以及所述电源控制装置，其对所述电力转换装置进行控制。
并且，在本申请记载的电源控制方法中，对电力转换装置进行控制，所述电力转换装置与交流电源连接，利用分别具有能够充放电的缓冲元件的多个开关电路对来自所述交流电源的输入进行AC-AC转换并通过谐振电路输出，所述电源控制方法的特征在于，所述电源控制装置进行控制，使得：在从所述电力转换装置输出的正向的输出电压的绝对值增加的期间，由所述谐振电路产生相位差的输出电流成为负，或者在负向的输出电压的绝对值增加的期间，输出电流成为正，在所述缓冲元件进行放电的期间内不产生输出电流的极性变化。
本申请记载的电源控制装置、电力转换系统和电源控制方法能够优化电流的相位。
发明效果
本发明根据表示使从电力转换装置作为阶梯状波形输出的电压的绝对值为最大时的相位的上升相位以及基于开关电路中包含的缓冲元件的放电所需的期间的相位，导出优选的相位差，并根据所导出的相位差来控制电力转换装置。由此，可优化电流的相位。因此，起到能够在优选的定时进行切换并能够提高输出侧的功率因数从而提高输出的传输效率等优异的效果。
附图说明
图1是示出本申请记载的电力转换系统的电路结构的一例的概略结构图。
图2是示出本申请记载的电力转换系统中的三相交流电源的电压波形和开关元件的控制模式(pattern)的说明图。
图3是随时间经过示出本申请记载的电力转换系统中的、电力转换装置的输出电压和输出电流的关系的曲线图。
图4A是随时间经过示出本申请记载的电力转换系统中的电力转换装置具备的开关元件的动作状况的时序图。
图4B是随时间经过示出本申请记载的电力转换系统中的电力转换装置具备的开关元件的动作状况的时序图。
图5是随时间经过示出本申请记载的电力转换系统中的电力转换装置具备的开关元件以及输出电压和输出电流的状况的曲线图。
图6是示意性示出来自本申请记载的电力转换系统具备的电力转换装置的输出波形的曲线图。
图7是示出本申请记载的电力转换系统具备的电力转换装置的开关电路的一例的电路图。
图8是示意性示出来自本申请记载的电力转换系统具备的电力转换装置的输出波形的曲线图。
图9是示意性地示出本申请记载的电源控制装置的处理的框图。
图10是示意性示出来自本申请记载的电力转换系统具备的电力转换装置的输出波形的曲线图。
图11是示出本申请记载的电力转换系统具备的电力转换装置执行的相位计算处理的一例的流程图。
图12是示出本申请记载的电力转换系统中的、根据电源控制装置的控制而从电力转换装置输出的输出电力和输出电流的实验结果的曲线图。
具体实施方式
以下，参照附图来说明本发明的实施方式。另外，以下的实施方式是对本发明具体化后的一例，不对本发明的技术范围进行限定。
<电力转换系统>
图1是示出本申请记载的电力转换系统的电路结构的一例的概略结构图。图1所例示的电力转换系统1对从三相交流电源等多相交流电源输入的交流电力进行AC-AC转换。在图1所示的电力转换系统1中，例示了输出被转换后的交流电力以用于对例如车辆所搭载的二次电池等电力负载2进行充电的方式。从电力转换系统1输出的交流电力经由变压器T在不接触状态下输出到车辆侧，并作为由车辆侧的AC-DC转换装置转换后的直流电力被提供给电力负载2。另外，AC-DC转换装置可以搭载于车辆，也可以配置于车辆外。
电力转换系统1具有：电力转换装置11，其具有矩阵转换器110和LLC电路等谐振电路111，该矩阵转换器110具有多个开关电路：以及电源控制装置12，其对电力转换装置11进行控制。
图1所例示的矩阵转换器110具有6组开关电路，各组开关电路作为双向开关发挥功能。被输入的三相交流电源10的各相(R相、S相，T相)分别作为开关电路与2个双向开关并联连接。各双向开关分别具有2个开关元件、2个二极管、作为缓冲元件发挥功能的1个电容器(缓冲电容器(snubber capacitor))。以下，例示地说明具有开关元件S1、S2的开关电路，但是，关于具有开关元件S3～S12的其他开关电路，也同样如此。
开关元件S1、S2是具有不反向导通的构造的半导体开关，可以使用绝缘栅型双极型晶体管(IGBT)、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)等元件。开关电路将2个开关元件S1、S2反向并联连接，因此，作为双向开关发挥功能。
作为缓冲元件发挥功能的电容器C1连接在被反向并联连接的开关元件S1、S2的集电极-发射极之间。
此外，在开关元件S1、S2的集电极-基极之间连接有二极管D1、D2(参照图4A、图4B等)。
具有开关元件S3～S12的其他开关电路也同样具有电容器C2～C6和二极管(在图4A、图4B中示出D3～D6)。
具有这些6组开关电路的矩阵转换器110与三相交流电源10的每个相连接，通过各开关元件S1、S2、……、S11、S12的接通/断开切换，输出三相交流电源10中的、任意2相的相间电压。此外，来自由R相、S相和T相构成的三相交流电源10的输出与电流的方向对应地分支到使用开关元件S1～S6而形成的U相侧和使用开关元件S7～S12而形成的V相侧。由电源控制装置12控制各开关元件S1、S2、……、S11、S12的接通/断开切换。
谐振电路111是将电容器C111与线圈L111串联连接进而与变压器T的一次侧线圈Lt1连接的LLC电路，该变压器T以不接触的方式与电力负载2连接。谐振电路111的谐振频率根据从电力转换装置11输出的交流电压的频率来决定。另外，与一次侧线圈Lt1一起构成变压器T的二次侧线圈Lt2经由AC-DC转换装置与电力负载2连接。
电源控制装置12具有输入电压检测部120、运算部121、脉冲输出部122和输出电压检测部123等各种结构。
输入电压检测部120是分别检测从三相交流电源10接收输入的各相的电压的电路。在图1所例示的电力转换系统1中，分别检测各相R、S、T的电压er、es、et，并作为输入电压E和相位θr、θs、θt输出到运算部121。
运算部121根据输入电压检测部120检测出的输入电压和输入电压相位的初始值的输入来导出作为电力转换装置11的转换对象的、各相的相位差和基于相位差的频率。而且，运算部121向脉冲输出部122输出基于相位差和频率的输出值，以控制矩阵转换器110使得成为所导出的相位差和频率。
脉冲输出部122根据从运算部121输出的输出值来生成PWM脉冲信号，并将所生成的PWM脉冲信号输出到矩阵转换器110，以控制矩阵转换器110的各开关元件S1、S2、……、S11、S12。
之后叙述运算部121的运算和基于运算结果的各开关元件S1、S2、……、S11、S12的控制的详细内容。
这样的电源控制装置12利用运算部121对装置整体进行控制并使其动作。另外，运算部121可以作为使用VLSI、LSI等逻辑电路的硬件来实现，也可以作为执行闪存等记录电路和记录电路所记录的计算机程序的CPU等控制电路来实现，还可以进一步适当组合它们来实现。即，电源控制装置12由搭载有逻辑电路的控制基板、记录有实现本申请记载的电源控制方法的电源控制程序并执行该电源控制程序的计算机等形式构成。
<控制方法>
图2是示出本申请记载的电力转换系统1中的、三相交流电源10的电压波形和开关元件的控制模式的说明图。图2的(a)示出横轴取时间、纵轴取输入电压Vin的电压值时的从三相交流电源10输出的各相的电压值的随时间变化。各相的电压波形er、es、et的相位各错开2/3π(120°)。电源控制装置12按照通过各相的电压的大小关系进行分类的6个模式的每个区间(图2所示的A～F的区间)，按照与该区间对应的控制模式对电力转换装置11的6组开关电路的状态(开关元件S1～S12的接通/断开状态)进行控制。
图2的(b)示出横轴取示意性的时间时的开关元件S1～S12的控制模式和输出电压Vout的电压值的随时间变化。另外，为了方便说明，作为示意性的时间，横轴等分地表示时刻T1～T6至下个周期的各区间，但是，各区间的时间间隔不一定是固定的。此外，图2的(b)所示的控制模式表示图2的(a)所示的区间D内的开关元件S1～S12的控制模式。另外，在图2中，用斜线表示开关元件S1～S12的随时间变化中的、成为接通的区间。
电源控制装置12通过反复进行开关元件S1～S12的接通/断开的切换，从电力转换装置11输出的相间电压如图2所示那样周期性地发生变化。
图3是随时间经过示出本申请记载的电力转换系统1中的、电力转换装置11的输出电压和输出电流的关系的曲线图。图3示出横轴取时间、左侧所示的纵轴取输出电压Vout、右侧所示的纵轴取输出电流Iout时的输出电压Vout和输出电流Iout的随时间变化。另外，输出电流Iout表示例示图1而说明的电力转换装置11中的、从使用开关元件S1～S6而形成的开关电路向电力负载2侧输出的U相的电流。如图3所示，输出电压Vout被作为表示阶梯状的波形的阶梯状波输出。被作为阶梯状波输出的输出电压Vout在时刻T1反转，在时刻T2，出现最后的上升并成为最大。此外，输出电压Vout在时刻T3～T5之间呈阶段性地下降，在时刻T4反转，在时刻T5成为最小(所谓，成为下降的最后)。此外，电力转换装置11具有谐振电路111，因此，输出电流Iout的相位与输出电压Vout的相位相比，产生相当于相位θ的时间的延迟。另外，在本申请中，以产生从负向正的反转的时刻T1为基准来定义相位。
图4A和图4B是随时间经过示出本申请记载的电力转换系统1中的电力转换装置11具备的开关元件S1～S6的动作状况的时序图。图4A和图4B所示的开关电路具有用S1～S6表示的开关元件、作为C1～C3示出的缓冲电容器和作为D1～D6示出的二极管。此外，图5是随时间经过示出本申请记载的电力转换系统1中的电力转换装置11具备的开关元件S1～S4、输出电压和输出电流的状况的曲线图。图4A、图4B和图5将从图2和图3所例示的R相切换到S相的时刻T5之后的控制的状况细分为t1～t4的区间来示出。另外，在图4A和图4B中，按照图4A的(a)、图4A的(b)、图4A的(c)、图4B的(a)、图4B的(b)的顺序进行开关元件的切换。图5所示的Vcr是连接在开关元件S1、S2的集电极-发射极之间的电容器C1的两端电压，Vcs是连接在开关元件S3、S4的集电极-发射极之间的电容器C2的两端电压。此外，Ir是流过R相的电流，Is是流过S相的电流。另外，实际上，流过R相和S相的电流在切换状态不发生变化的状态下也发生变动而不是固定的，但是，在图5中，为了容易理解，示意性地示出电流流过并且在切换不发生变化的状态下是固定的。
首先，电源控制装置12在成为图2和图3所示的时刻T5之后紧接着的t1中，将开关元件S4从断开状态切换到接通状态(图4A的(a)→图4A的(b))。在切换该开关元件S4的状态时，电流不流过S相(Is＝0)，因此，t1中的开关元件S4的状态的切换通过零电流序列(ZCS)进行。即，t1的开关元件S4的状态的切换通过软切换进行。
接着，电源控制装置12在t2将开关元件S2从接通状态切换到断开状态(图4A的(b)→图4A的(c))。在切换该开关元件S2的状态时，电容器C1的两端电压为0V，因此，t2中的开关元件S2的状态的切换通过零电压序列(ZVS)进行。即，t2中的开关元件S2的状态的切换通过软切换进行。此外，通过使开关元件S2成为断开状态，电容器C1的充电开始，S相的电流Is开始流过。另外，在刚刚切换开关元件S2的t2之后，由开始充电的电容器C1进行连接，由此，临时在双方中流过电流。因此，如图5所示，在紧接在t2之后，直到电容器C1的充电和电容器C2的放电完成为止，电流被分为R相的电流Ir和S相的电流Is。
电源控制装置12在t3将开关元件S3从断开状态切换到接通状态(图4A的(c)→图4B的(a))。在切换该开关元件S3的状态时，电容器C2的两端电压为0V，因此，t3的开关元件S3的状态的切换通过零电压序列(ZVS)进行。即，t3的开关元件S3的状态的切换通过软切换进行。
另外，电容器C1～C6的电容与谐振电路111的谐振频率及电力负载2的大小的关系将在后面叙述。
电源控制装置12在t4将开关元件S1从接通状态切换到断开状态(图4B的(a)→图4B的(b))。在切换该开关元件S1的状态时，电流不流过R相(Ir＝0)，因此t4中的开关元件S4的状态的切换通过零电流序列(ZCS)进行。即，t4中的开关元件S1的状态的切换通过软切换进行。
这样，电力转换装置11的换流动作涉及的开关元件S1～S12的状态的切换全部通过软切换进行，而不通过硬切换进行。作为这样的电力转换装置11，例如，能够应用日本特开2015-149857号公报中详细叙述的技术。
<控制和各种运算>
接着，在本申请记载的电力转换系统1中，通过根据电力负载2而动态地优化来自电力转换装置11的输出涉及的输出频率，实现软切换，并且说明控制成使功率因数提高的方法和用于该方法的各种运算。具体而言，该方法是如下的方法：在由上述的电力转换系统1进行的软切换中，导出输出电压和输出电流的最佳相位差，电源控制装置12对电力转换装置11进行控制，以成为所导出的相位差。
对输出频率进行控制，使得满足下述的条件1和条件2并进一步满足条件3，以成为适合电力负载2的输出频率，实现软切换并且使功率因数成为最高。
满足条件1.在输出电压的绝对值增加的期间内，输出电流满足输出电压的相反极性、即，
条件1.1在输出电压增加时，输出电流i uv<0
条件1.2在输出电压减少时，输出电流i uv>0
中的一方的条件。
条件2.在缓冲元件进行放电的期间内，不存在输出电流的极性变化
条件3.满足上述条件1和条件2，输出电压和输出电流的相位差为最小
对条件1进行说明。图6是示意性地示出来自本申请记载的电力转换系统具备1的电力转换装置11的输出波形的曲线图。图6示出横轴取相位、纵轴取输出值时的输出电压和输出电流的波形的变化。在图6中，示出阶梯状波的实线表示从电力转换装置11输出的输出电压的阶梯状波形，示出正弦波的虚线表示输出电压的基波。基波是从输出电压的阶梯状波形中去除高阶分量所得的输出电压的波形，该输出电压是从电力转换装置11输出的。并且，用实线表示的正弦波表示从电力转换装置11输出的输出电流的波形。另外，这里，将从U相向V相的方向流过的电流示为输出电流。
如图6所示，在包含作为阶梯状波输出的输出电压为正并且输出电压的值上升并增加的时刻在内的期间Tr内，满足用实线表示的输出电流iuv<0的条件。
对条件2进行说明。图7是示出本申请记载的电力转换系统1具备的电力转换装置11的开关电路的一例的电路图。图7所示的开关电路是将2个开关元件S1、S2反向并联连接的双向开关，利用作为缓冲元件发挥功能的电容器(缓冲电容器)C1将被反向并联连接的开关元件S1、S2的集电极-发射极之间连接。此外，在开关元件S1的集电极-基极之间连接有二极管D1，在开关元件S2的集电极-基极之间连接有二极管D2，二极管D1和二极管D2分别作为防逆流用的元件发挥功能。朝向图7时的左侧表示作为R相的三相交流电源10侧，右侧表示作为U相的电力负载2侧。缓冲元件C1通过在换流时进行充放电，抑制了开关电路的两端的急剧电压变化。即，在图7中，在作为R相与U相的电位差的Vru为正(Vru>0)的情况下，在从三相交流电源10侧流向电力负载2侧的电流iu为正(iu>0)时，进行对缓冲元件的充电，在电流iu为负(iu<0)时，缓冲元件进行放电。
图8是示意性地示出来自本申请记载的电力转换系统1具备的电力转换装置11的输出波形的曲线图。图8示出横轴取时间、纵轴取输出值时的输出电压和输出电流的波形的变化。在图8中，阶梯状波表示从电力转换装置11输出的输出电压Vout的波形，正弦波表示从电力转换装置11输出的输出电流iuv的波形。如上所述，缓冲元件通过在换流时进行充放电，抑制了开关电路的两端的急剧电压变化。因此，需要进行控制，使得在缓冲元件完全放电之前，流过开关电路的输出电流iuv的方向(极性)不发生变化。即，必须满足条件2.“在缓冲元件进行放电的期间内，不存在输出电流的极性变化”。在图8中，必须直到输出电流iuv从负变为正为止、即、从时刻tr到达时刻ti为止，完成放电。因此，必须考虑缓冲元件的放电所需的期间来进行控制，使得在放电所需的期间内，输出电流不发生极性变化。
另外，在图8中，在设作为时刻tr示出的输出电压的绝对值为最大的时刻之后，换流与电流的极性变化的时间差变小，因此，需要考虑缓冲元件的静电容量来高精度地进行控制。即，必须控制成满足下述式(1)表示的条件。另外，所谓使输出电压的绝对值成为最大的时刻是指，在作为阶梯状波的输出电压从极小值转变为极大值而进行的多次上升的过程中、最后上升的时刻，例如是指上述的图3所例示的时刻T2的时刻。在从极大值转变为极小值的情况下，使输出电压的绝对值成为最大的时刻是指输出电压最后下降的、所谓下降的最后的时刻，在上述的图3中，例示为时刻T5。
Figure BDA0002182295700000111
其中，C：缓冲元件(缓冲电容器)的静电电容
ΔV：输出电压的变化
Tr：使输出电压的绝对值成为最大的时刻(输出电压的最后的上升时)
Ti：输出电流的极性变化时刻
i：输出电流
图9是示意性地示出本申请记载的电源控制装置12的处理的框图。图9将满足上述的条件1、条件2和条件3所需的运算示出为框图。电源控制装置12读取所输入或设定的输出电压指令值，形成作为阶梯状的输出波的输出电压波形(阶梯状波形)。
电源控制装置12的运算部121对所形成的输出电压波形进行傅里叶级数展开，并根据该结果来导出输出电压的基波的相位
Figure BDA0002182295700000112
和输出电压的基波的振幅V1。
运算部121通过下述式(2)，从输出电压的基波的振幅V1和谐振电路111的阻抗Z导出输出电流的大小I。另外，阻抗Z通过对从使用后述的方法而导出的相位差
Figure BDA0002182295700000113
导出的角频率ω进行反馈(feedback)来设定。
I＝V1/|Z|……式(2)
其中，I：输出电流的大小I
V1：输出电压的基波的振幅
Z：阻抗
运算部121从使从所形成的输出电压波形导出的输出电压的绝对值成为最大的时刻(输出电压的最后的上升时)的输出电压的变化ΔV和所导出的输出电流的大小I，根据上述的式(1)导出放电所需的相位差
Figure BDA0002182295700000114
作为缓冲元件的静电容量C等条件2。相位差
Figure BDA0002182295700000115
对应于图8所示的ti-tr。
运算部121将使从所形成的输出电压波形导出的输出电压的绝对值成为最大的时刻(输出电压的最后的上升时)的相位
Figure BDA0002182295700000121
与所导出的放电所需的相位差
Figure BDA0002182295700000122
相加，导出最佳电流相位
Figure BDA0002182295700000123
运算部121从所导出的最佳电流相位
Figure BDA0002182295700000124
中减去通过傅里叶级数展开而导出的输出电压的基波的相位
Figure BDA0002182295700000125
从而导出最佳输出电流的相位差
Figure BDA0002182295700000126
运算部121导出基于所导出的最佳输出电流的相位差
Figure BDA0002182295700000127
的谐振电路111的阻抗
Figure BDA0002182295700000128
进而导出角频率ω。所导出的角频率ω被反馈于输出电流的大小I的导出。此外，运算部121从所导出的角频率ω导出最佳输出频率f。
而且，运算部121根据相位差
Figure BDA0002182295700000129
来将输出值输出到脉冲输出部122，以控制为输出频率f，脉冲输出部122根据从运算部121输出的输出值来控制电力转换装置11的矩阵转换器110。
在上述的运算处理中，说明运算部121导出基波的各要素时的傅里叶级数展开。基于输出电压波形的周期函数vout的傅里叶级数展开式如下述式(3)那样表示。
Figure BDA00021822957000001210
另外，在上述式中，ω是vout的角频率。此外，上述式中的、n＝1的成分为上述的基波的成分，使用该成分，通过下述式(4)表示基波。
Figure BDA00021822957000001211
并且，通过式(4)表示的基波的各成分使用vout的周期T来通过下述式(5)表示。
Figure BDA00021822957000001212
这样，运算部121进行傅里叶级数展开，根据输出电压波形来导出振幅V1和相位
Figure BDA00021822957000001213
等基波的成分，将所导出的基波的成分用于各种运算。
在上述的运算处理中，说明运算部121导出被用作缓冲元件的缓冲电容器的放电所需的相位差
Figure BDA00021822957000001214
的处理。
如使用式(1)作为条件2所说明那样，直到输出电流的极性发生变化为止、例如、直到输出电流从负变为正为止，缓冲电容器必须完成放电。
图10是示意性地示出来自本申请记载的电力转换系统具备1的电力转换装置11的输出波形的曲线图。图10示出横轴取相位、纵轴取输出值时的输出电压和输出电流的波形的变化。设图10所示的输出电流i为下述的式(6)。
Figure BDA0002182295700000131
通过求解上述式(6)，能够获得下述的式(7)。
Figure BDA0002182295700000132
运算部121使用式(7)导出被用作缓冲元件的缓冲电容器的放电所需的相位差
Figure BDA0002182295700000133
在上述的运算处理中，进一步说明运算部121从输出电压波形导出使输出电压的绝对值成为最大的时刻的相位
Figure BDA0002182295700000134
和通过傅里叶级数展开而导出的输出电压的基波的相位
Figure BDA0002182295700000135
的具体处理。图11是示出本申请记载的电力转换系统1具备的电力转换装置11执行的相位计算处理的一例的流程图。
电力转换装置11的运算部121读取所输入或设定的输出电压指令值(步骤S1)，并且读取预先设定的输入电压相位的初始值(步骤S2)。步骤S1和步骤S2的读取处理也可以读取预先作为设定值而记录在内部的值，此外，也可以读取从外部输入的值。
运算部121根据所读取的输出电压指令值和输入电压相位的初始值，导出关于矩阵转换器110具备的开关电路的各开关元件的接通/断开的时间比率(切换时比率)(步骤S3)。
运算部121根据所读取的输出电压指令值和所导出的切换时比率，生成从电力转换装置11作为阶梯状波输出的输出电压波形(阶梯状波形)(步骤S4)。
运算部121根据所生成的输出电压波形，导出使输出电压的绝对值成为最大时的相位
Figure BDA0002182295700000136
(步骤S5)。此外，运算部121对所生成的输出电压波形进行傅里叶级数展开(步骤S6)，导出输出电压的基波的相位
Figure BDA0002182295700000137
(步骤S7)。
然后，运算部121对作为运算对象的输入电压的相位进行更新(步骤S8)，判定是否结束运算(步骤S9)。在步骤S9中判定为未结束运算的情况下(步骤S9：否)，运算部121返回步骤S3，反复以后的处理。此外，在步骤S9中判定为结束运算的情况下(步骤S9：是)，控制部结束相位计算处理。与规格对应地适当设定步骤S9的结束判定条件。例如，在输入电压相位的初始值与最后值之差收敛至规定值以下的情况下，判定为结束运算。
以上述的方式执行相位计算处理。
如以上所详细叙述那样，在本申请记载的电力转换系统1中，如使用图9的框图、图11的流程图等图所示意性例示的处理那样，使用根据输出电压指令值来反复进行切换时比率的导出、输出电压波形的生成、输出频率的导出等各种处理的递归算法来进行运算，使得解渐进地收敛。然后，根据通过运算而获得的解、即上述的条件1(条件1.1，条件1.2)、条件2和条件3进行控制，由此，能够动态地优化来自电力转换装置11的输出涉及的频率f，并实施软切换，使得功率因数为1或尽可能接近1。
<实验结果>
接着，说明在本申请记载的电力转换系统1中，对由电源控制装置12控制的电力转换装置11的输出进行实验所得的结果。图11是示出本申请记载的电力转换系统1中的、根据电源控制装置12的控制来从电力转换装置11输出的输出电力和输出电流的实验结果的曲线图。图11的(a)、(b)和(c)是示出横轴取时间、纵轴取输出值时的输出电压和输出电流的随时间变化的曲线图。图11的(a)、(b)、(c)分别示出输出电流的波形相对于用使切换时比率发生变化而生成的各种阶梯状波形表示的输出电压如何变化。
如图11的(a)、(b)和(c)所示，获得无论输出电压的波形是何种阶梯状波形，输出电流都追随的结果，进行最佳相位控制。而且，在任何实验中，都满足上述的条件1乃至条件3。即，在输出电压的绝对值增加的期间中，输出电流为输出电流的相反极性，在缓冲元件的放电期间内，不存在输出电流的极性变化，在该条件下，输出电压和输出电流成为最小。
本发明并不限定于以上所说明的实施方式，能够以其他各种方式实施。因此，上述实施方式在所有方面只是单纯的例示，不应该进行限定性的解释。本发明的范围通过权利要求示出，不受说明书正文的任何约束。并且，属于权利要求的同等范围的变形和变更全部处于本发明的范围内。
例如，在上述实施方式中，例示了将从电力转换系统1输出的交流电力转换为直流的方式，但是，也可以不转换为直流而作为交流电力使用。
此外，用于电力转换装置11的矩阵转换器110的开关电路可以是双向开关，也可以是其他电路结构。例如，还可以使用将与作为回流二极管发挥功能的二极管反向并联连接的2个开关元件反向地串联连接，并将缓冲电容器与所串联连接的开关元件并联连接的电路结构的双向开关。
此外，电力转换系统1能够进行由输出电压检测部123检测输出目的地的电力负载2涉及的电压并进行反馈控制等的适当设计。
标号说明
1：电力转换系统；10：多层交流电源(三相交流电源)；11：电力转换装置；110：矩阵转换器；111：谐振电路(LLC电路)；C1～C6：缓冲电容器(缓冲元件)；S1～S12：开关元件；12：电源控制装置；120：输入电压检测部；121：运算部；122：脉冲输出部；123：输出电压检测部；2：电力负载。

Claims (7)

1.一种电源控制装置，其对电力转换装置进行控制，所述电力转换装置与多相交流电源的每个相连接，利用分别具有能够充放电的缓冲元件的多个开关电路对来自所述多相交流电源的输入进行AC-AC转换并通过谐振电路输出，所述电源控制装置的特征在于，所述电源控制装置具有：
波形生成单元，其生成从所述电力转换装置输出的输出电压的阶梯状波形；
相位差导出单元，其根据基于所述波形生成单元所生成的阶梯状波形的输出电压的基波的相位、表示所述波形生成单元所生成的阶梯状波形示出的输出电压的绝对值成为最大时的相位的上升相位、以及基于所述缓冲元件的放电所需的期间的放电相位差，导出从所述电力转换装置输出的输出电压的基波的相位与输出电流的相位之间的相位差；
频率导出单元，其导出成为所述相位差导出单元所导出的相位差的频率；以及
控制单元，其对所述电力转换装置的所述开关电路进行控制，使得成为所述频率导出单元所导出的频率。
2.根据权利要求1所述的电源控制装置，其特征在于，
所述相位差导出单元根据对所述波形生成单元所生成的阶梯状波形进行傅里叶级数展开所得的结果来导出输出电压的基波的相位。
3.根据权利要求2所述的电源控制装置，其特征在于，
所述相位差导出单元根据基于所述波形生成单元所生成的阶梯状波形的输出电压的变化、以及输出电流的大小，导出所述缓冲元件的放电相位差，其中，所述输出电流的大小是根据所述谐振电路的谐振电路特性、以及基于对所述波形生成单元所生成的阶梯状波形进行傅里叶级数展开所得的结果的输出电压的基波的振幅而求出的。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电源控制装置，其特征在于，
所述控制单元根据所述相位差导出单元所导出的相位差，通过所述开关电路的切替控制对输出频率进行控制。
5.根据权利要求1至3中任一项所述的电源控制装置，其特征在于，
所述电源控制装置具有：
指令值读取单元，其读取所设定的输出电压指令值；以及
电压检测单元，其检测从多相交流电源输入的各相的输入电压，
所述波形生成单元根据所述指令值读取单元读取出的输出电压指令值和所述电压检测单元检测出的各相的输入电压，来生成阶梯状波形。
6.一种电力转换系统，其特征在于，该电力转换系统具有：
电力转换装置，其与多相交流电源的每个相连接，利用分别具有能够充放电的缓冲元件的多个开关电路对来自所述多相交流电源的输入进行AC-AC转换并通过谐振电路输出；以及
权利要求1至5中任一项所述的电源控制装置，其对所述电力转换装置进行控制。
7.一种对电力转换装置进行控制的电源控制方法，所述电力转换装置与多相交流电源的每个相连接，利用分别具有能够充放电的缓冲元件的多个开关电路对来自所述多相交流电源的输入进行AC-AC转换并通过谐振电路输出，所述电源控制方法的特征在于，包括以下步骤：
波形生成步骤，生成从所述电力转换装置输出的输出电压的阶梯状波形；
相位差导出步骤，根据基于所述波形生成步骤中生成的阶梯状波形的输出电压的基波的相位、表示所述波形生成步骤中生成的阶梯状波形示出的输出电压的绝对值成为最大时的相位的上升相位、以及基于所述缓冲元件的放电所需的期间的放电相位差，导出从所述电力转换装置输出的输出电压的基波的相位与输出电流的相位之间的相位差；
频率导出步骤，导出成为所述相位差导出步骤中导出的相位差的频率；以及
控制步骤，对所述电力转换装置的所述开关电路进行控制，使得成为所述频率导出步骤中导出的频率。
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