JP5682644B2 - マトリクスコンバータ - Google Patents

Description

開示の実施形態は、マトリクスコンバータに関する。

マトリクスコンバータは、交流電源と負荷とを接続する複数の双方向スイッチを有しており、これらの双方向スイッチを制御して交流電源の各相電圧を直接スイッチングすることで負荷へ任意の電圧・周波数を出力する。

かかるマトリクスコンバータでは、負荷に接続する交流電源の相を双方向スイッチにより切り替える際に、双方向スイッチを構成する複数の片方向スイッチのそれぞれを所定の順序で個別にオン／オフ制御することにより切り替えを行う（この一連の切り替え動作を転流動作という）。この転流動作によって、交流電源の相間短絡やマトリクスコンバータの出力相の開放などが防止される（例えば、特許文献１参照）。

国際公開第２００８／１０８１４７号

しかしながら、双方向スイッチを構成する片方向スイッチの入出力端子間には寄生容量が静電容量（入出力端子間にスナバ用コンデンサが接続された場合、入出力端子間の静電容量は寄生容量にスナバ用コンデンサ容量を加えたものとなる）として存在しており、かかる寄生容量により出力電圧や出力電流が歪み、マトリクスコンバータのドライブ性能が低下するおそれがある。

実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、出力電圧や出力電流の寄生容量による歪みを低減することができるマトリクスコンバータを提供することを目的とする。

実施形態の一態様に係るマトリクスコンバータは、電力変換部と、転流制御部と、補償部とを備える。前記電力変換部は、片方向スイッチおよびダイオードとの直列接続体を逆並列接続して構成された複数の双方向スイッチを有し、交流電源の各相に接続される複数の入力端子と負荷の各相に接続される複数の出力端子との間に前記複数の双方向スイッチを有する。前記転流制御部は、前記双方向スイッチのオン／オフ制御により前記出力端子に接続する前記入力端子を切り替える際に、切り替え元の前記双方向スイッチおよび切り替え先の前記双方向スイッチによる３ステップまたは４ステップの転流動作を行う。前記補償部は、前記出力端子に接続する前記入力端子を切り替える際に生じる出力電圧誤差を、前記出力端子に接続する前記入力端子の前記切り替え前後の電位差、前記出力端子の出力電流および前記片方向スイッチの入出力端子間に存在する静電容量に基づいて補償する。

実施形態の一態様によれば、出力電圧や出力電流の歪みを低減することができる。

図１は、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータを示す図である。 図２Ａは、図１に示す双方向スイッチの構成例を示す図である。 図２Ｂは、図１に示す双方向スイッチの他の構成例を示す図である。 図２Ｃは、図１に示す双方向スイッチの他の構成例を示す図である。 図３は、図１に示す制御部の構成例を示す図である。 図４は、他の双方向スイッチの構成例を示す図である。 図５は、複数の双方向スイッチの片方向スイッチとゲート信号との対応関係を示す図である。 図６Ａは、４ステップ電流転流動作において出力相電流が正である場合の、出力相電圧、ゲート信号、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。 図６Ｂは、４ステップ電流転流動作において出力相電流が負である場合の、出力相電圧、ゲート信号、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。 図７Ａは、図６Ａに示す片方向スイッチの状態を示す図である。 図７Ｂは、図６Ｂに示す片方向スイッチの状態を示す図である。 図８Ａは、図２Ａに示す双方向スイッチの状態が第１〜第４状態における、入力側電圧と出力相電圧との電位差と寄生容量に蓄積される電荷との関係を示す図である。 図８Ｂは、図２Ｂに示す双方向スイッチの状態が第１〜第４状態における、入力側電圧と出力相電圧との電位差と寄生容量に蓄積される電荷との関係を示す図である。 図８Ｃは、図２Ｃに示す双方向スイッチの状態が第１〜第４状態における、入力側電圧と出力相電圧との電位差と寄生容量に蓄積される電荷との関係を示す図である。 図９は、図４に示す双方向スイッチの構成例において、双方向スイッチの状態が第１〜第４状態における、入力側電圧と出力相電圧との電位差と寄生容量に蓄積される電荷との関係を示す図である。 図１０Ａは、図６Ａに示す双方向スイッチの状態と寄生容量による電荷の流れとの関係を示す図である。 図１０Ｂは、図６Ｂに示す双方向スイッチの状態と寄生容量による電荷の流れとの関係を示す図である。 図１１Ａは、Δｔ≦Ｔｄの場合において寄生容量に蓄積された電荷による出力電圧波形への影響を示す図である。 図１１Ｂは、Δｔ＞Ｔｄの場合において寄生容量に蓄積された電荷による出力電圧波形への影響を示す図である。 図１２Ａは、出力相電流が正である場合において、ＰＷＭパルスの１周期あたりの出力相電圧の変化を示す図である。 図１２Ｂは、出力相電流が負である場合において、ＰＷＭパルスの１周期あたりの出力相電圧の変化を示す図である。 図１３は、寄生容量補償器の構成の一例を示す図である。 図１４は、寄生容量補償器による出力電圧誤差の算出処理フローの一例を示す図である。 図１５Ａは、電圧指令に対して寄生容量に起因する出力電圧誤差の補償がない場合の出力電流波形の一例を示す図である。 図１５Ｂは、電圧指令に対して寄生容量に起因する出力電圧誤差の補償がある場合の出力電流波形の一例を示す図である。 図１６は、４ステップ電圧転流動作における、出力相電圧、ゲート信号、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。 図１７Ａは、出力相電流が正である場合における図１６に示す双方向スイッチの状態と寄生容量による電荷の流れとの関係を示す図である。 図１７Ｂは、出力相電流が負である場合における図１６に示す双方向スイッチの状態と寄生容量による電荷の流れとの関係を示す図である。 図１８Ａは、３ステップ電流転流動作において出力相電流が正である場合の、出力相電圧、ゲート信号、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。 図１８Ｂは、３ステップ電流転流動作において出力相電流が負である場合の、出力相電圧、ゲート信号、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。 図１９Ａは、３ステップ電圧転流動作において出力相電流が正である場合の、出力相電圧、ゲート信号、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。 図１９Ｂは、３ステップ電圧転流動作において出力相電流が負である場合の、出力相電圧、ゲート信号、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。 図２０Ａは、寄生容量補償が不足している場合の出力電流の波形例を示す図である。 図２０Ｂは、寄生容量補償が適切な場合の出力電流の波形例を示す図である。 図２０Ｃは、寄生容量補償が過補償の場合の出力電流の波形例を示す図である。 図２１は、寄生容量の設定値を増減させた場合において、出力電流中に含まれる特定の周波数成分の増減特性を示す図である。 図２２は、寄生容量の設定値を増減させた場合において、出力電流中に含まれる特定の周波数成分の合計値の増減特性を示す図である。 図２３は、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成を示す図である。 図２４Ａは、４ステップ電流転流動作において出力相電流が正である場合の、出力相電圧、ゲート信号、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。 図２４Ｂは、４ステップ電流転流動作において出力相電流が負である場合の、出力相電圧、ゲート信号、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。 図２５は、４ステップ電流転流動作においてステップ間隔が均等の場合（第１の実施形態）の寄生容量に起因する出力電圧誤差とステップ間隔が均等でない場合（第２の実施形態）の寄生容量に起因する出力電圧誤差を示す図である。 図２６は、４ステップ電流転流動作における寄生容量補償器による電圧誤差の算出処理フローの一例を示す図である。 図２７Ａは、４ステップ電圧転流動作において出力相電流が正である場合の、出力相電圧、ゲート信号、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。 図２７Ｂは、４ステップ電圧転流動作において出力相電流が負である場合の、出力相電圧、ゲート信号、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。 図２８は、４ステップ電圧転流動作において、ステップ間隔が均等の場合（第１の実施形態）の寄生容量に起因する出力電圧誤差とステップ間隔が均等でない場合（第２の実施形態）の寄生容量に起因する出力電圧誤差を示す図である。 図２９は、４ステップ電圧転流動作における寄生容量補償器による電圧誤差の算出処理フローの一例を示す図である。

以下、添付図面を参照して、本願の開示するマトリクスコンバータの実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成を示す図である。図１に示すように、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１は、３相交流電源２（以下、単に交流電源２と記載する）と負荷３との間に設けられる。負荷３は、例えば、交流電動機である。なお、以下においては、交流電源２側を入力側と記載し、負荷３側を出力側と記載する。また、交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相を入力相と記載し、負荷３のＵ相、Ｖ相およびＷ相を出力相と記載する。

マトリクスコンバータ１は、入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔおよび出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗを備える。入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔには交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相が接続され、出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗには負荷３のＵ相、Ｖ相およびＷ相が接続される。マトリクスコンバータ１は、交流電源２から入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔを介して供給される３相交流電力を任意の電圧および周波数の３相交流電力に変換して出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗから負荷３へ出力する。

かかるマトリクスコンバータ１は、図１に示すように、電力変換部１０と、ＬＣフィルタ１１と、入力電圧検出部１２と、出力電流検出部１３と、制御部１４とを備える。

電力変換部１０は、交流電源２の各相と負荷３の各相とを接続する複数の双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕ、Ｓｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖ、Ｓｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗ（以下、双方向スイッチＳと総称する場合がある）を備える。

双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕは、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と負荷３のＵ相とをそれぞれ接続する。双方向スイッチＳｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖは、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と負荷３のＶ相とをそれぞれ接続する。双方向スイッチＳｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗは、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と負荷３のＷ相とをそれぞれ接続する。

双方向スイッチＳは、片方向スイッチおよびダイオードとの直列接続体を逆並列接続して構成される。図２Ａは、双方向スイッチＳの構成例を示す図である。図２Ａに示すように、双方向スイッチＳは、片方向スイッチＳｉｏとダイオードＤｉｏとの直列接続体２０と、片方向スイッチＳｏｉとダイオードＤｏｉとの直列接続体２１とを逆並列接続して構成される。

片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉの入出力端子間には寄生容量（Ｃｐ）と呼ばれる静電容量が存在しており、図２Ａに示す例では、説明を分かり易くするために、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉとは別に寄生容量Ｃｐを図示している。なお、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉは、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチング素子である。また、次世代半導体スイッチング素子のＳｉＣ、ＧａＮであってもよい。

双方向スイッチＳは、図２Ａに示す構成に限定されるものではない。例えば、双方向スイッチＳは、図２Ｂに示すように、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉのコレクタ同士を接続しない構成であってもよい。また、双方向スイッチＳは、図２Ｃに示すように、直列接続体を構成する片方向スイッチとダイオードとの接続順序を入れ替えた構成であってもよい。また、少し構成は異なるが、図４に示すように、逆バイアス（ＩＧＢＴのコレクタ側よりもエミッタ側が高圧になった状態）に対する耐量を備えたＩＧＢＴを用い、これを逆並列に接続して構成してもよい。

ＬＣフィルタ１１は、交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相と電力変換部１０との間に設けられ、電力変換部１０から交流電源２へと流れ込む高周波電流の発生を抑制する。具体的には、ＬＣフィルタ１１は、３つのリアクトルＬｒ、Ｌｓ、Ｌｔと３つのコンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒによって構成され、電力変換部１０を構成する双方向スイッチＳのスイッチングに起因する高周波成分を除去する。

入力電圧検出部１２は、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相の電圧値Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔ（以下、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔと記載する）を検出する。なお、以下、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔを総称して入力相電圧Ｖｉと記載する場合がある。

出力電流検出部１３は、電力変換部１０と負荷３との間に流れる電流を検出する。具体的には、出力電流検出部１３は、電力変換部１０と負荷３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれとの間に流れる電流の瞬時値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（以下、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと記載する）を検出する。なお、以下、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを総称して出力電流Ｉｏと記載する場合がある。また、電力変換部１０から負荷３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれに出力される電圧の瞬時値を出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと記載し、出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを総称して出力電圧Ｖｏと記載する場合がある。

制御部１４は、入力電圧検出部１２により検出された入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔおよび出力電流検出部１３により検出された出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを生成する。

図３は、制御部１４の構成例を示す図である。図３に示すように、制御部１４は、電圧指令演算器３０と、寄生容量補償器３１（補償部の一例）と、減算器３２と、ＰＷＭデューティ比演算器３３と、転流演算器３４（転流制御部の一例）とを有する。

電圧指令演算器３０は、周波数指令ｆ^*および出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づき、各出力相の電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*（以下、電圧指令Ｖｏ^*と総称する場合がある）を生成して出力する。周波数指令ｆ^*は、出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の指令である。

寄生容量補償器３１は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔ、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、および寄生容量値に基づき、補償値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを生成する。かかる補償値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗは、電力変換部１０の双方向スイッチＳを構成する片方向スイッチＳｏｉ、Ｓｉｏの寄生容量Ｃｐに起因する出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの誤差を補償する。

減算器３２は、電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*から補償値ΔＶｕ、ΔＶｖ、ΔＶｗを減算して電圧指令Ｖｕ１^*、Ｖｖ１^*、Ｖｗ１^*（以下、電圧指令Ｖｏ１^*と総称する場合がある）を生成し、かかる電圧指令Ｖｕ１^*、Ｖｖ１^*、Ｖｗ１^*をＰＷＭデューティ比演算器３３へ出力する。

ＰＷＭデューティ比演算器３３は、電圧指令Ｖｕ１^*、Ｖｖ１^*、Ｖｗ１^*および入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔに基づき、ＰＷＭ電圧指令Ｖｕ２^＊、Ｖｖ２^＊、Ｖｗ２^＊を生成する。ＰＷＭ電圧指令Ｖｕ２^＊、Ｖｖ２^＊、Ｖｗ２^＊を生成する技術は、公知技術であり、例えば、特開２００８−０４８５５０号公報、特開２０１２−２３９２６５号公報などに記載されている技術が用いられる。

例えば、ＰＷＭデューティ比演算器３３は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの絶対値の大小関係が変化しない期間において、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの絶対値が大きい順に入力相電圧Ｅｐ、Ｅｍ、Ｅｎとする。

また、ＰＷＭデューティ比演算器３３は、電圧指令Ｖｕ１^*、Ｖｖ１^*、Ｖｗ１^*を、入力相電圧Ｅｐ、Ｅｍ、Ｅｎの各電圧値に対応したパルス幅変調信号に変換し、それぞれＰＷＭ電圧指令Ｖｕ２^＊、Ｖｖ２^＊、Ｖｗ２^＊として出力する。

転流演算器３４は、ＰＷＭ電圧指令Ｖｕ２^＊、Ｖｖ２^＊、Ｖｗ２^＊に対し、出力相電流毎の極性、または入力相電圧Ｅｐ、Ｅｍ、Ｅｎの大小関係に基づいて転流時における双方向スイッチの切り替え順序を決定し、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを生成する。かかるゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗは、電力変換部１０を構成する双方向スイッチＳの片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉにそれぞれ入力され、これにより、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉがオン／オフ制御される。

図５は、複数の双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕ、Ｓｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖ、Ｓｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗの片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉとゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗとの対応関係を示す図である。

双方向スイッチＳｒｕの片方向スイッチＳｉｏ（図２Ａ参照）は、ゲート信号Ｓ１ｕによってオン／オフ制御され、双方向スイッチＳｒｕの片方向スイッチＳｏｉ（図２Ａ参照）は、ゲート信号Ｓ２ｕによって制御される。また、双方向スイッチＳｓｕの片方向スイッチＳｉｏは、ゲート信号Ｓ３ｕによってオン／オフ制御され、双方向スイッチＳｓｕの片方向スイッチＳｏｉは、ゲート信号Ｓ４ｕによって制御される。また、双方向スイッチＳｔｕの片方向スイッチＳｉｏは、ゲート信号Ｓ５ｕによってオン／オフ制御され、双方向スイッチＳｔｕの片方向スイッチＳｏｉは、ゲート信号Ｓ６ｕによって制御される。

同様に、双方向スイッチＳｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖの片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉは、ゲート信号Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖによってオン／オフ制御され、双方向スイッチＳｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗの片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉは、ゲート信号Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗによってオン／オフ制御される。

ここで、４ステップの電流転流動作について説明する。転流演算器３４は、４ステップの電流転流動作を含むＰＷＭ制御を行うゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを生成する。４ステップの電流転流動作は、出力電流Ｉｏの極性に応じたスイッチングパターンにより行われる。

交流電源２から負荷３へ流れる出力電流Ｉｏの極性を正（Ｉｏ＞０）とすると、次のステップ１〜ステップ４からなるスイッチングパターンで転流動作が行われる。
ステップ１： 切り替え元の双方向スイッチＳを構成する片方向スイッチのうち、出力電流Ｉｏと逆極性の片方向スイッチをオフにする。
ステップ２： 切り替え先の双方向スイッチＳを構成する片方向スイッチのうち、出力電流Ｉｏと同極性の片方向スイッチをオンにする。
ステップ３： 切り替え元の双方向スイッチＳを構成する片方向スイッチのうち、出力電流Ｉｏと同極性の片方向スイッチをオフにする。
ステップ４： 切り替え先の双方向スイッチＳを構成する片方向スイッチのうち、出力電流Ｉｏと逆極性の片方向スイッチをオンにする。

上述した４ステップの電流転流動作について、以下、図６Ａ、図６Ｂ、図７Ａおよび図７Ｂを参照し、Ｕ相を例に挙げて説明する。なお、Ｖ相やＷ相の転流動作はＵ相の転流動作と同様であるため、説明を省略する。

図６Ａおよび図６Ｂは、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。図６Ａは、出力相電流Ｉｕが正である場合の転流動作を示し、図６Ｂは、出力相電流Ｉｕが負である場合の転流動作を示す。また、図７Ａおよび図７Ｂは、それぞれ図６Ａおよび図６Ｂに示す時刻ｔ１〜ｔ１７での片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉの状態を示す図である。なお、Ｅｐ＝Ｅｒ、Ｅｍ＝Ｅｓ、Ｅｎ＝Ｅｔの状態であるとする。

図６Ａに示すように、時刻ｔ１において、ゲート信号Ｓ６ｕがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルへ変化することで、図７Ａに示すように、切り替え元の双方向スイッチである双方向スイッチＳｔｕにおいて出力相電流Ｉｕと逆極性の片方向スイッチＳｏｉがオフになる（ステップ１）。

次いで、時刻ｔ２において、ゲート信号Ｓ３ｕがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへ変化することで、図７Ａに示すように、切り替え先の双方向スイッチである双方向スイッチＳｓｕにおいて出力相電流Ｉｕと同極性の片方向スイッチＳｉｏがオンになる（ステップ２）。

次いで、時刻ｔ３において、ゲート信号Ｓ５ｕがＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルへ変化することで、図７Ａに示すように、双方向スイッチＳｔｕにおいて出力相電流Ｉｕと同極性の片方向スイッチＳｉｏがオフになる（ステップ３）。

次いで、時刻ｔ４において、ゲート信号Ｓ４ｕがＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへ変化することで、図７Ａに示すように、双方向スイッチＳｓｕにおいて出力相電流Ｉｕと逆極性の片方向スイッチＳｏｉがオンになる（ステップ４）。

図６Ａに示す時刻ｔ５〜ｔ８、ｔ１０〜ｔ１３、ｔ１４〜ｔ１７および図６Ｂに示す時刻ｔ１〜ｔ４、ｔ５〜ｔ８、ｔ１０〜ｔ１３、ｔ１４〜ｔ１７においても、時刻ｔ１〜ｔ４の場合と同様に、図７Ａおよび図７Ｂに示すように、ステップ１〜ステップ４からなるスイッチング処理が行われる。なお、ステップ間の間隔Ｔｄ（以下、ステップ間隔Ｔｄと記載する）は、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉのターンオン時間およびターンオフ時間よりも長い時間に設定される。なお、説明の便宜上、ステップ間隔Ｔｄを同じ値にしているが、それぞれ異なる値に設定してもよい。

このように、４ステップの電流転流動作を行うことで、交流電源２の相間短絡やマトリクスコンバータ１の出力相の開放などを防止しつつ、出力相電圧Ｖｕとして出力する電圧を、Ｅｎ→Ｅｍ→Ｅｐ→Ｅｍ→Ｅｎへ変更することができる。

ところで、双方向スイッチＳを構成する片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉの入出力端子間には寄生容量Ｃｐが静電容量（入出力端子間にスナバ用コンデンサが接続された場合、入出力端子間の静電容量は寄生容量にスナバ用コンデンサ容量を加えたものとなる）として存在しており、かかる寄生容量Ｃｐにより出力電圧Ｖｏや出力電流Ｉｏが歪み、マトリクスコンバータのドライブ性能が低下するおそれがある。そこで、本実施形態に係るマトリクスコンバータ１では、上述したように、寄生容量補償器３１および減算器３２を設けることで、転流動作において寄生容量Ｃｐに起因する出力電圧Ｖｏの誤差（以下、出力電圧誤差と記載する）を補償し、出力電圧Ｖｏや出力電流Ｉｏの歪みを低減する。

ここで、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉの入出力端子間に存在する寄生容量Ｃｐによる出力電圧誤差について説明する。

上述したように、本実施形態に係るマトリクスコンバータ１では、双方向スイッチＳを構成する片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉのオン／オフを、所定の順序に従い個別に制御することにより、４ステップの転流動作が行われる。双方向スイッチＳの状態には４つの状態、すなわち、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉが共にオンである第１状態、片方向スイッチＳｉｏのみがオンである第２状態、片方向スイッチＳｏｉのみがオンである第３状態、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉが共にオフである第４状態がある。

図８Ａは、図２Ａに示す双方向スイッチＳの状態が第１〜第４状態における、入力相電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの電位差Ｖａ（＝Ｖｉ−Ｖｏ）と寄生容量Ｃｐに蓄積される電荷Ｑとの関係を示す図である。なお、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉのオン抵抗は無視するものとする。

図８Ａに示すように、双方向スイッチＳが第１状態である場合、片方向スイッチＳｉｏのオンおよびダイオードＤｉｏによって入力側から出力側への経路は導通状態となり、片方向スイッチＳｏｉのオンおよびダイオードＤｏｉによって出力側から入力側への経路も導通状態となる。したがって、双方向スイッチＳが第１状態である場合、双方向スイッチＳは双方向で導通状態であるとみなせ、寄生容量Ｃｐに蓄積される電荷Ｑを実質ゼロとして無視できる。

双方向スイッチＳが第２状態である場合、片方向スイッチＳｉｏのオンおよびダイオードＤｉｏによって入力側から出力側への経路は導通状態になる。しかし、片方向スイッチＳｏｉがオフしているため、出力側から入力側へは片方向スイッチＳｏｉの入出力端子間に存在する寄生容量Ｃｐを介して接続される。したがって、双方向スイッチＳが第２状態である場合、入力相電圧Ｖｉが出力電圧Ｖｏよりも低く、電位差Ｖａ（＝Ｖｉ−Ｖｏ）が負である場合に寄生容量Ｃｐには電位差Ｖａに応じた電荷Ｑが蓄積される。

双方向スイッチＳが第３状態である場合、片方向スイッチＳｏｉのオンおよびダイオードＤｏｉによって出力側から入力側への経路は導通状態になる。しかし、片方向スイッチＳｉｏがオフしているため、入力側から出力側へは片方向スイッチＳｉｏの入出力端子間に存在する寄生容量Ｃｐを介して接続される。したがって、双方向スイッチＳが第３状態である場合、入力相電圧Ｖｉが出力電圧Ｖｏよりも高く、電位差Ｖａ（＝Ｖｉ−Ｖｏ）が正である場合に寄生容量Ｃｐには電位差Ｖａに応じた電荷Ｑが蓄積される。

双方向スイッチＳが第４状態である場合、片方向スイッチＳｉｏおよびＳｏｉともにオフしているため、入力側から出力側へはオフしている片方向スイッチＳｉｏの入出力端子間に存在する寄生容量Ｃｐを介して接続され、出力側から入力側へもオフしている片方向スイッチＳｏｉの入出力端子間に存在する寄生容量Ｃｐを介して接続される。したがって、双方向スイッチＳが第４状態である場合、双方向スイッチＳは寄生容量Ｃｐのコンデンサとして機能し、寄生容量Ｃｐには電位差Ｖａに応じた電荷Ｑが蓄積される。

以上のことは、図２Ａに示す双方向スイッチＳの構成のみならず、図２Ｂおよび図２Ｃに示す双方向スイッチＳの構成においても同様である。図８Ｂは、図２Ｂに示す双方向スイッチＳの状態が第１〜第４状態における、入力側電圧と出力相電圧との電位差と寄生容量の合成値Ｃｐ’（Ｃｐ’＝Ｃｐ＋Ｃｐ・Ｃｄ／（Ｃｐ＋Ｃｄ））に蓄積される電荷Ｑとの関係を示す図である。また、図８Ｃは、図２Ｃに示す双方向スイッチＳの状態が第１〜第４状態における、入力側電圧と出力相電圧との電位差と寄生容量Ｃｐに蓄積される電荷Ｑとの関係を示す図である。

また、図４に示す双方向スイッチＳの構成においても、図２Ａ〜図２Ｃに示す双方向スイッチＳの構成の場合と同様である。図９は、図４に示す双方向スイッチＳの構成例において、双方向スイッチＳの状態が第１〜第４状態における、入力側電圧と出力相電圧との電位差と寄生容量Ｃｐに蓄積される電荷Ｑとの関係を示す図である。

図９に示すように、双方向スイッチＳが第１状態である場合、片方向スイッチＳｉｏのオンによって入力側から出力側への経路は導通状態となり、片方向スイッチＳｏｉのオンによって出力側から入力側への経路も導通状態となる。したがって、双方向スイッチＳが第１状態である場合、双方向スイッチＳは双方向で導通状態であるとみなせ、寄生容量Ｃｐに蓄積される電荷Ｑを実質ゼロとして無視できる。

双方向スイッチＳが第２状態である場合、片方向スイッチＳｉｏのオンによって入力側から出力側への経路は導通状態になる。しかし、片方向スイッチＳｏｉがオフしているため、入力相電圧Ｖｉが出力電圧Ｖｏよりも低く、電位差Ｖａ（＝Ｖｉ−Ｖｏ）が負である場合に寄生容量Ｃｐには電位差Ｖａに応じた電荷Ｑが蓄積される。

双方向スイッチＳが第３状態である場合、片方向スイッチＳｏｉのオンによって出力側から入力側への経路は導通状態になる。しかし、片方向スイッチＳｉｏがオフしているため、入力相電圧Ｖｉが出力電圧Ｖｏよりも高く、電位差Ｖａ（＝Ｖｉ−Ｖｏ）が正である場合に寄生容量Ｃｐには電位差Ｖａに応じた電荷Ｑが蓄積される。

双方向スイッチＳが第４状態である場合、片方向スイッチＳｉｏおよびＳｏｉともにオフしているため、双方向スイッチＳは寄生容量Ｃｐのコンデンサとして機能し、寄生容量Ｃｐには電位差Ｖａに応じた電荷Ｑが蓄積される。

次に、出力電流Ｉｏが正である場合の転流動作において、寄生容量Ｃｐがどのように影響するかを説明する。図１０Ａは、図６Ａに示す時刻ｔ１〜ｔ４およびｔ１４〜ｔ１７における双方向スイッチＳの状態と寄生容量Ｃｐによる電荷の流れとの関係を示す図である。

図１０Ａに示すように、寄生容量Ｃｐへの充放電の開始タイミングは、時刻ｔ２および時刻ｔ１６である。時刻ｔ２では、双方向スイッチＳｓｕの片方向スイッチＳｉｏをオンにすることで双方向スイッチＳｓｕを通じて入力側から出力側に電流が流れ込み、出力相電圧Ｖｕが瞬時に低圧のＥｎから高圧のＥｍへ変化する。そのため、双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕの寄生容量Ｃｐによる出力側電圧への影響は無視できる。

一方、時刻ｔ１６では、双方向スイッチＳｓｕの片方向スイッチＳｉｏをオフにすると、出力相が高圧のＥｍから切り離され、低圧のＥｎと出力相とが双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕの寄生容量Ｃｐを介して接続された状態になる。そのため、出力相の電圧値は、出力相電流Ｉｕによる双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕの寄生容量Ｃｐに対する充放電に応じた緩やかな変化となり、寄生容量Ｃｐに起因する出力電圧誤差が生じる。

このように、出力電流Ｉｏが正である場合、出力相に接続される入力相が高圧相から低圧相へ切り替わる場合（ｔ１４〜ｔ１７）に、寄生容量Ｃｐに起因する出力電圧誤差が生じる。なお、図１０Ａに示す例では、入力側の電圧がＥｍとＥｎとの間で切り替わる例を説明したが、入力側の電圧がＥｐとＥｍとの間で切り替わる場合（ｔ１０〜ｔ１３）も同様である。

次に、出力電流Ｉｏが負である場合の転流動作において、寄生容量Ｃｐがどのように影響するかを説明する。図１０Ｂは、図６Ｂに示す時刻ｔ１〜ｔ４およびｔ１４〜ｔ１７における双方向スイッチＳの状態と寄生容量Ｃｐによる電荷の流れとの関係を示す図である。

図１０Ｂに示すように、寄生容量Ｃｐへの充放電の開始タイミングは、時刻ｔ３および時刻ｔ１５である。時刻ｔ１５では、双方向スイッチＳｔｕの片方向スイッチＳｏｉをオンにすることで双方向スイッチＳｔｕを通じて出力側から入力側に電流が流れ込み、出力相電圧Ｖｕが瞬時に高圧のＥｍから低圧のＥｎへ変化する。そのため、双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕの寄生容量Ｃｐによる出力側電圧への影響は無視できる。

一方、時刻ｔ３では、双方向スイッチＳｔｕの片方向スイッチＳｏｉをオフにすると、出力相が低圧のＥｎから切り離され、高圧のＥｍと出力相とが双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕの寄生容量Ｃｐを介して接続された状態になる。そのため、出力相の電圧値は、出力電流Ｉｕによる双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕの寄生容量Ｃｐに対する充放電に応じた緩やかな変化となり、寄生容量Ｃｐに起因する出力電圧誤差が生じる。

このように、出力電流Ｉｏが負である場合、出力相に接続される入力相が低圧相から高圧相へ切り替わる場合（ｔ１〜ｔ４）に、寄生容量Ｃｐに起因する出力電圧誤差が生じる。なお、図１０Ｂに示す例では、出力相に接続される入力相がＥｍとＥｎとの間で切り替わる例を説明したが、出力相に接続される入力相がＥｐとＥｍとの間で切り替わる場合（ｔ５〜ｔ８）も同様である。

負荷３が交流電動機である場合、負荷３は抵抗ＲとインダクタンスＬとの直列回路とみなせる。そのため、転流動作における短い期間（図６Ａに示すｔ１６〜ｔ１７間または図６Ｂに示すｔ３〜ｔ４間）であれば、その間の出力電流Ｉｏは一定とみなせる。

したがって、下記式（１）の関係式を導くことができる。なお、ΔＱは、出力相に接続される入力相が切り替わる際に寄生容量Ｃｐによって充放電される電荷量（以下、充放電量ΔＱと記載する）である。また、Δｔは、双方向スイッチＳｒｘ、Ｓｓｘ、Ｓｔｘ（ｘは、ｕ、ｖ、ｗのいずれか）において寄生容量Ｃｐの充放電が終了して平衡な状態になるまでの期間（以下、充放電期間Δｔと記載する）である。

また、双方向スイッチＳｒｘ、Ｓｓｘ、Ｓｔｘの寄生容量Ｃｐに充放電される電荷ΔＱは、出力電圧Ｖｏが変化する前後で、下記式（２）に示すように表すことができる。下記式（２）において、変化前の出力相電圧がＶｏ’、変化後の出力相電圧がＶｏ、変化前の出力相電圧がＶｏ’のときの入力相電圧がＥｐ’、Ｅｍ’、Ｅｎ’、および、変化後の出力相電圧がＶｏのときの入力相電圧がＥｐ、Ｅｍ、Ｅｎである。

入力相電圧Ｅｐ、Ｅｍ、Ｅｎは入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔに対応し、３相平衡していることから、上記式（２）は、下記式（３）のように単純化することができる。

そして、上記式（１）および式（３）から下記式（４）を導くことができる。なお、下記式（４）において、ΔＶｏは、変化前の出力電圧Ｖｏ’と変化後の出力電圧Ｖｏとの電圧差である。すなわち、ΔＶｏ＝Ｖｏ’−Ｖｏである。

上記式（４）において、出力電流Ｉｏがゼロに近づくと、充放電時間Δｔの演算結果は、非常に長い時間となる。しかし、ステップ４の処理へ移行すると、双方向スイッチＳの２つの片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉが共にオンになることから、寄生容量Ｃｐに蓄積されている残存電荷が片方向スイッチを介した短絡電流として流れ、寄生容量Ｃｐの残存電荷が瞬時に失われる。すなわち、ステップ４へ移行した転流動作の完了時に出力電圧Ｖｏが急峻に変化することから、ステップ４へ移行した後は寄生容量Ｃｐの電荷による影響は無視できる。

したがって、充放電時間Δｔがステップ３とステップ４との間の期間であるステップ間隔Ｔｄ（図６Ａに示すｔ１６〜ｔ１７間または図６Ｂに示すｔ３〜ｔ４間）を超えるか超えないかにより寄生容量Ｃｐによる出力電圧誤差への影響が変わる。いいかえれば、ステップ３とステップ４との間の期間中に、寄生容量Ｃｐに起因する出力電圧の変化が完了するか否かにより出力電圧誤差への影響が変わる。

図１１Ａは、Δｔ≦Ｔｄの場合において寄生容量Ｃｐに蓄積された電荷による出力電圧波形への影響を示す図であり、図１１Ｂは、Δｔ＞Ｔｄの場合において寄生容量Ｃｐに蓄積された電荷による出力電圧波形への影響を示す図である。図１１Ａの左図に示すように、Δｔ≦Ｔｄの場合、ステップ４へ移行する前に電荷ΔＱの放電が完了する。一方、図１１Ｂの左図に示すように、Δｔ＞Ｔｄの場合、ステップ４へ移行するまでに電荷ΔＱの放電が完了しない。

図１１Ａの右図および図１１Ｂの右図は、寄生容量Ｃｐによる出力相電圧の変化分を矩形波に換算した状態を示している。図１１Ａの右図および図１１Ｂの右図から分かるように、Δｔ≦Ｔｄの場合の出力電圧誤差の成分Δｍは、下記式（５）で表すことができ、Δｔ＞Ｔｄの場合の出力電圧誤差の成分Δｍは、下記式（６）で表すことができる。

なお、上述した図１１Ａおよび図１１Ｂに示す波形図は、出力電流Ｉｏが正である場合の例である。出力電流Ｉｏが負の場合は、出力電圧Ｖｏを低圧から高圧へ変化させる場合に寄生容量Ｃｐの電荷による影響があり、図１１Ａおよび図１１Ｂに示す図の上下を逆さにした波形図となる。

図１２Ａは、出力電流Ｉｏが正である場合において、ＰＷＭパルスの１周期あたりの出力電圧Ｖｏの変化を示す図である。図１２Ａに示すように、出力電流Ｉｏが正である場合、ＰＷＭパルスの１周期あたり、出力電圧Ｖｏを高圧から低圧へ変化させた期間で電圧誤差成分Δｍ１、Δｍ２が生じる。

図１２Ａに示すＰＷＭパルスの周波数をＦｃａｒとすると、Δｔ≦Ｔｄの場合、上記式（５）から、図１２Ａに示す電圧誤差成分Δｍ１による出力電圧Ｖｏの電圧誤差ΔＭ１は、下記式（７）に示すように表すことができる。また、Δｔ＞Ｔｄの場合、上記式（６）から、図１２Ａに示す電圧誤差成分Δｍ１による出力電圧Ｖｏの電圧誤差ΔＭ１は、下記式（８）に示すように表すことができる。

また、Δｔ≦Ｔｄの場合、上記式（５）から、図１２Ａに示す電圧誤差成分Δｍ２による出力電圧Ｖｏの電圧誤差ΔＭ２は、下記式（９）に示すように表すことができる。また、Δｔ＞Ｔｄの場合、上記式（６）から、図１２Ａに示す電圧誤差成分Δｍ２による出力電圧Ｖｏの電圧誤差ΔＭ２は、下記式（１０）に示すように表すことができる。

したがって、出力電流Ｉｏが正である場合、出力電圧Ｖｏの電圧誤差ΔＭは、下記式（１１）に示すように、電圧誤差ΔＭ１と電圧誤差ΔＭ２とを加算して求めることができる。

図１２Ｂは、出力電流Ｉｏが負である場合において、ＰＷＭパルスの１周期あたりの出力電圧Ｖｏの変化を示す図である。図１２Ｂに示すように、出力電流Ｉｏが負である場合、ＰＷＭパルスの１周期あたり、出力電圧Ｖｏを低圧から高圧へ変化させた場合に電圧誤差成分Δｍ１、Δｍ２が生じる。出力電流Ｉｏが負である場合の出力電圧Ｖｏの電圧誤差ΔＭは、出力電流Ｉｏが正である場合に対して極性が反転するため、下記式（１２）に示すように、電圧誤差ΔＭ１と電圧誤差ΔＭ２とを加算した値を反転することで求めることができる。

このように、寄生容量Ｃｐによって生じる出力電圧Ｖｏの電圧誤差ΔＭは、充放電時間Δｔがステップ間隔Ｔｄを超えるか否かと、出力電流Ｉｏの極性とにより場合分けすることで求めることができる。

寄生容量補償器３１は、寄生容量Ｃｐによって生じる出力電圧Ｖｏの電圧誤差ΔＭを求め、かかる電圧誤差ΔＭに応じた補償値を生成し、減算器３２へ出力することで、減算器３２により補償値を電圧指令Ｖｏ^*から減算させる。これにより、出力電圧誤差補償を行った電圧指令Ｖｏ１^*に基づき、電力変換部１０を動作させることができ、出力電圧Ｖｏや出力電流Ｉｏの歪みを低減することができる。

電荷ΔＱによる出力電圧誤差は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相で生じるものであり、寄生容量補償器３１は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の各相毎に補償値を生成する。図１３は、寄生容量補償器３１の構成の一例を示す図である。

図１３に示すように、寄生容量補償器３１は、Ｕ相寄生容量補償器４１ａと、Ｖ相寄生容量補償器４１ｂと、Ｗ相寄生容量補償器４１ｃと、切替器４２ａ〜４２ｃとを備える。

Ｕ相寄生容量補償器４１ａは、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔおよび出力相電流Ｉｕに基づき、Ｕ相の電圧誤差ΔＭである電圧誤差ΔＭｕを求め、かかる電圧誤差ΔＭｕをＵ相補償値ΔＶｕとして減算器３２へ出力する。減算器３２は、補償値ΔＶｕを減算したＵ相電圧指令Ｖｕ^*を補償後のＵ相電圧指令Ｖｕ１^*として、ＰＷＭデューティ比演算器３３へ出力する。

同様に、Ｖ相寄生容量補償器４１ｂは、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔおよび出力相電流Ｉｖに基づき、Ｖ相の電圧誤差ΔＭである電圧誤差ΔＭｖを求め、かかる電圧誤差ΔＭｖをＶ相補償値ΔＶｖとして減算器３２へ出力する。これにより、補償値ΔＶｖを減算したＶ相電圧指令Ｖｖ^*が補償後のＶ相電圧指令Ｖｖ１^*として、減算器３２からＰＷＭデューティ比演算器３３へ出力される。

また、Ｗ相寄生容量補償器４１ｃは、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔおよび出力相電流Ｉｗに基づき、Ｗ相の電圧誤差ΔＭである電圧誤差ΔＭｗを求め、かかる電圧誤差ΔＭｗをＷ相補償値ΔＶｗとして減算器３２へ出力する。これにより、補償値ΔＶｗを減算したＷ相電圧指令Ｖｗ^*が補償後のＷ相電圧指令Ｖｗ１^*として、減算器３２からＰＷＭデューティ比演算器３３へ出力される。

切替器４２ａは、Ｕ相寄生容量補償器４１ａから出力される補償値ΔＶｕを減算器３２へ出力する。一方、切替器４２ａは、寄生容量Ｃｐの影響が現れない場合（例えば、ＰＷＭ周期中は双方向スイッチＳが連続オンしている場合）には、ゼロを補償値ΔＶｕとして減算器３２へ出力する。

同様に、切替器４２ｂは、Ｖ相寄生容量補償器４１ｂから出力される補償値ΔＶｖを減算器３２へ出力し、一方、寄生容量Ｃｐの影響が現れない場合には、ゼロを減算器３２へ出力する。

また、切替器４２ｃは、Ｗ相寄生容量補償器４１ｃから出力される補償値ΔＶｗを減算器３２へ出力し、一方、寄生容量Ｃｐの影響が現れない場合には、ゼロを減算器３２へ出力する。

ここで、各寄生容量補償器４１ａ〜４１ｃ（以下、寄生容量補償器４１と総称する）における電圧誤差ΔＭの算出処理の一例について図１４を参照して説明する。図１４は、寄生容量補償器４１による電圧誤差ΔＭの算出処理フローの一例を示す図である。

図１４に示すように、寄生容量補償器４１は、電圧誤差ΔＭの算出処理を開始すると、まず、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔを入力相電圧Ｅｐ、Ｅｍ、Ｅｎへ変換する（ステップＳ１０）。次に、寄生容量補償器４１は、下記式（１３）を用いて電圧誤差成分Δｍ１に対応する充放電時間Δｔ１を算出する（ステップＳ１１）。

寄生容量補償器４１の内部には、寄生容量Ｃｐの値が予め設定されており、寄生容量補償器４１は、このように設定されている寄生容量Ｃｐの値を用いて上記式（１３）の算出を行う。寄生容量Ｃｐの値は、制御部１４による寄生容量調整処理によって求めることができる。かかる寄生容量調整処理については、後で詳述する。

次に、寄生容量補償器４１は、充放電時間Δｔ１がステップ間隔Ｔｄ以内か否かを判定する（ステップＳ１２）。充放電時間Δｔ１がステップ間隔Ｔｄ以内であると判定すると（ステップＳ１２；Ｙｅｓ）、寄生容量補償器４１は、上記式（７）を用いて電圧誤差ΔＭ１を算出する（ステップＳ１３）。一方、充放電時間Δｔ１がステップ間隔Ｔｄ以内ではないと判定すると（ステップＳ１２；Ｎｏ）、寄生容量補償器４１は、上記式（８）を用いて電圧誤差ΔＭ１を算出する（ステップＳ１４）。なお、ここでいうステップ間隔Ｔｄとは、正確に言えば、４ステップ電流転流であればステップ３とステップ４との間隔を指し、４ステップ電圧転流（後述する）であればステップ２とステップ３との間隔を指している。

ステップＳ１３またはステップＳ１４の処理が終了した場合、寄生容量補償器４１は、下記式（１４）を用いて電圧誤差成分Δｍ２に対応する充放電時間Δｔ２を算出する（ステップＳ１５）。

次に、寄生容量補償器４１は、充放電時間Δｔ２がステップ間隔Ｔｄ以内か否かを判定する（ステップＳ１６）。充放電時間Δｔ２がステップ間隔Ｔｄ以内であると判定すると（ステップＳ１６；Ｙｅｓ）、寄生容量補償器４１は、上記式（９）を用いて電圧誤差ΔＭ２を算出する（ステップＳ１７）。一方、充放電時間Δｔ２がステップ間隔Ｔｄ以内ではないと判定すると（ステップＳ１６；Ｎｏ）、寄生容量補償器４１は、上記式（１０）を用いて電圧誤差ΔＭ２を算出する（ステップＳ１８）。

ステップＳ１７またはステップＳ１８の処理が終了した場合、寄生容量補償器４１は、出力電流Ｉｏが正であるか否かを判定する（ステップＳ１９）。出力電流Ｉｏが正であると判定すると（ステップＳ１９；Ｙｅｓ）、寄生容量補償器４１は、上記式（１１）を用いて電圧誤差ΔＭを算出する（ステップＳ２０）。

一方、出力電流Ｉｏが正でないと判定すると（ステップＳ１９；Ｎｏ）、寄生容量補償器４１は、上記式（１２）を用いて電圧誤差ΔＭを算出する（ステップＳ２１）。ステップＳ２０またはステップＳ２１の処理を終了すると、寄生容量補償器４１は、電圧誤差ΔＭの算出処理を終了する。

以上のように、本実施形態に係るマトリクスコンバータ１では、転流動作において寄生容量Ｃｐに起因する電圧誤差ΔＭを出力相毎に求め、かかる電圧誤差ΔＭを出力相毎に電圧指令Ｖｏ^*から差し引くようにしている。そのため、寄生容量Ｃｐに起因する出力電圧Ｖｏや出力電流Ｉｏの歪みを低減することができ、マトリクスコンバータ１のドライブ性能の低下を抑制することができる。

図１５Ａは、電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に対して寄生容量Ｃｐに起因する出力電圧誤差の補償がない場合の出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形の一例を示す図である。一方、図１５Ｂは、電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に対して寄生容量Ｃｐに起因する出力電圧誤差の補償がある場合の出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形の一例を示す図である。

図１５Ａおよび図１５Ｂに示すように、寄生容量Ｃｐに起因する出力電圧誤差の補償がない場合の出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形に比べ、寄生容量Ｃｐに起因する出力電圧誤差の補償がある場合の出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形の歪みが低減されていることが分かる。

なお、上述の実施形態では、電圧指令から電圧誤差ΔＭを減算することで、寄生容量Ｃｐに起因する出力電圧誤差を補償するものであるが、出力電圧誤差の補償方法はかかる方法に限定されるものではない。すなわち、寄生容量Ｃｐに起因する電圧誤差ΔＭを補償することができれば、他の方法を用いてもよい。

具体的には、転流動作の開始タイミングを調整することで、寄生容量Ｃｐに起因する出力電圧誤差を補償することもできる。例えば、電圧誤差ΔＭが正の場合には、電圧誤差ΔＭに応じて図６Ａに示すｔ１〜ｔ４（またはｔ５〜ｔ８）の各切り替えタイミングを遅らせ、あるいはｔ１４〜ｔ１７（またはｔ１０〜ｔ１３）の各切り替えタイミングを早める。また、電圧誤差ΔＭが負の場合には、電圧誤差ΔＭに応じて図６Ｂに示すｔ１〜ｔ４（またはｔ５〜ｔ８）の各切り替えタイミングを早め、あるいはｔ１４〜ｔ１７（またはｔ１０〜ｔ１３）の各切り替えタイミングを遅らせる。

また、転流動作内のステップ間の間隔を調整することで、寄生容量Ｃｐに起因する出力電圧誤差を補償することもできる。例えば、電圧誤差ΔＭが正の場合には、電圧誤差ΔＭに応じて図６Ａに示すｔ１とｔ２との間を長くかつｔ２とｔ３との間を短くし（またはｔ５とｔ６との間を長くかつｔ６とｔ７との間を短くし）、あるいはｔ１５とｔ１６との間を短くかつｔ１６とｔ１７との間を長くする（またはｔ１１とｔ１２との間を短くかつｔ１２とｔ１３との間を長くする）。また、電圧誤差ΔＭが負の場合には、電圧誤差ΔＭに応じて図６Ｂに示すｔ１とｔ２との間を短くかつｔ２とｔ３との間を長くし（またはｔ５とｔ６との間を短くかつｔ６とｔ７との間を長くし）、あるいはｔ１５とｔ１６との間を長くかつｔ１６とｔ１７との間を短く（またはｔ１１とｔ１２との間を長くかつｔ１２とｔ１３との間を短く）する。

また、上述の実施形態では、４ステップの電流転流動作について説明したが、４ステップの電圧転流動作や３ステップの転流動作においても同様に寄生容量Ｃｐに起因する出力電圧誤差が発生することから、これらの転流動作についても上述した補償方法を適用することができる。

４ステップの電圧転流動作は、入力相間の短絡と出力相の開放を防止するために、入力相電圧Ｖｉの高低に基づいて、切り替え前後の双方向スイッチＳを構成する片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉのオン／オフの順番を決定する転流方法であり、次のステップ１〜ステップ４からなるスイッチングパターンで転流動作が行われる。かかる４ステップの電圧転流動作では、出力電流Ｉｏの極性でスイッチングパターンを変える必要はない。
ステップ１： 切り替え先の逆バイアスされる片方向スイッチをオンにする。
ステップ２： 切り替え元の順バイアスされる片方向スイッチをオフにする。
ステップ３： 切り替え先の順バイアスされる片方向スイッチをオンにする。
ステップ４： 切り替え元の逆バイアスされる片方向スイッチをオフにする。
なお、片方向スイッチＳｉｏにおいては、入力側電圧の方が出力側電圧よりも低い状態を逆バイアスといい、入力側電圧の方が高い状態を順バイアスといい、片方向スイッチＳｏｉにおいては、入力側電圧の方が出力側電圧よりも低い状態を順バイアスといい、入力側電圧の方が高い状態を逆バイアスという。

図１６は、４ステップの電圧転流動作における、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。かかる電圧転流動作では、出力相電流Ｉｕの正負でスイッチングパターンは同じである。

図１７Ａおよび図１７Ｂは、図１６に示す時刻ｔ１〜ｔ４およびｔ１４〜ｔ１７における双方向スイッチＳの状態と寄生容量Ｃｐによる電荷の流れとの関係を示す図である。図１７Ａは、出力相電流Ｉｕが正である場合の関係を示し、図１７Ｂは、出力相電流Ｉｕが負である場合の関係を示す。

図１６および図１７Ａに示すように、出力相電流Ｉｕが正である場合、出力相に接続される入力相が高圧相から低圧相に切り替わる際に、出力相電圧Ｖｕにおいて寄生容量Ｃｐの影響を受ける（ｔ１５〜ｔ１６間）。また、図１６および図１７Ｂに示すように、出力相電流Ｉｕが負である場合、出力相に接続される入力相が低圧相から高圧相に切り替わる際に、出力相電圧Ｖｕにおいて寄生容量Ｃｐの影響を受ける（ｔ２〜ｔ３間）。

したがって、４ステップの電圧転流動作の場合も、４ステップの電流転流動作の場合と同様の寄生容量Ｃｐに対する補償処理を行うことで出力電圧Ｖｏや出力電流Ｉｏの歪みを低減することができる。

また、３ステップの転流動作の場合には、４ステップの転流動作と同様に、電圧転流と電流転流がある。図１８Ａおよび図１８Ｂは、３ステップの電流転流動作における、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。図１８Ａは、出力相電流Ｉｕが正の場合の関係を示し、図１８Ｂは、出力相電流Ｉｕが負である場合の関係を示す。

図１８Ａおよび図１８Ｂに示すように、３ステップの電流転流動作は、４ステップの電流転流動作において、ステップ１とステップ２とを一つのステップとして同時に行う、あるいはステップ３とステップ４とを一つのステップとして同時に行うものである。

具体的には、出力相電流Ｉｕが正の場合、Ｕ相に接続する入力相を低圧相から高圧相へ切り替える場合には、図１８Ａに示すステップ３において、対応する４ステップの電流転流動作のステップ３とステップ４とが同時に行われる（図６Ａ参照）。また、Ｕ相に接続する入力相を高圧相から低圧相へ切り替える場合には、図１８Ａに示すステップ１において、対応する４ステップの電流転流動作のステップ１とステップ２とが同時に行われる（図６Ａ参照）。

また、出力相電流Ｉｕが負の場合、Ｕ相に接続する入力相を低圧相から高圧相へ切り替える場合には、図１８Ｂに示すステップ１において、対応する４ステップの電流転流動作のステップ１とステップ２とが同時に行われる（図６Ｂ参照）。また、Ｕ相に接続する入力相を高圧相から低圧相へ切り替える場合には、図１８Ｂに示すステップ３において、対応する４ステップの電流転流動作のステップ３とステップ４とが同時に行われる（図６Ｂ参照）。

一方、３ステップの電流転流動作においてＵ相に接続する入力相を高圧相から低圧相へ切り替える場合に、Ｉｕが正時の４ステップの電流転流動作におけるステップ３は、ステップ２として存在する。また、Ｕ相に接続する入力相を低圧相から高圧相へ切り替える場合に、Ｉｕが負時の４ステップの電流転流動作におけるステップ３は、ステップ２として存在する。したがって、３ステップの電流転流動作の場合も、４ステップの電流転流動作の場合と同様の寄生容量Ｃｐに対する補償処理を行うことで出力電圧Ｖｏや出力電流Ｉｏの歪みを低減することができる。

図１９Ａおよび図１９Ｂは、３ステップの電圧転流動作における、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。図１９Ａは、出力相電流Ｉｕが正の場合の関係を示し、図１９Ｂは、出力相電流Ｉｕが負である場合の関係を示す。

図１９Ａおよび図１９Ｂに示すように、３ステップの電圧転流動作は、４ステップの電圧転流動作において、ステップ１とステップ２とを一つのステップとして同時に行う、あるいはステップ３とステップ４とを一つのステップとして同時に行うものである。

具体的には、出力相電流Ｉｕが正の場合、Ｕ相に接続する入力相を低圧相から高圧相へ切り替える場合には、図１９Ａに示すステップ１において、対応する４ステップの電圧転流動作のステップ１とステップ２とが同時に行われる（図１６参照）。また、Ｕ相に接続する入力相を高圧相から低圧相へ切り替える場合には、図１９Ａに示すステップ３において、対応する４ステップの電圧転流動作のステップ３とステップ４とが同時に行われる（図１６参照）。

また、出力相電流Ｉｕが負の場合、Ｕ相に接続する入力相を低圧相から高圧相へ切り替える場合には、図１９Ｂに示すステップ３において、対応する４ステップの電圧転流動作のステップ３とステップ４とが同時に行われる（図１６参照）。また、Ｕ相に接続する入力相を高圧相から低圧相へ切り替える場合には、図１９Ｂに示すステップ１において、対応する４ステップの電圧転流動作のステップ１とステップ２とが同時に行われる（図１６参照）。

一方、３ステップの電圧転流動作においてＵ相に接続する入力相を高圧相から低圧相へ切り替える場合に、Ｉｕが正時の４ステップの電圧転流動作におけるステップ２は、ステップ２として存在する。また、Ｕ相に接続する入力相を低圧相から高圧相へ切り替える場合に、Ｉｕが負時の４ステップの電圧転流動作におけるステップ２は、ステップ２として存在する。したがって、３ステップの電圧転流動作の場合も、４ステップの電圧転流動作の場合と同様の寄生容量Ｃｐに対する補償処理を行うことで出力電圧Ｖｏや出力電流Ｉｏの歪みを低減することができる。

次に、寄生容量調整処理について説明する。本実施形態に係るマトリクスコンバータ１では、上述したように、寄生容量Ｃｐの値は、寄生容量調整処理によって求めることができる

図２０Ａは、寄生容量補償が不足している場合の出力電流Ｉｏ（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）の波形例を示す図であり、図２０Ｂは、寄生容量補償が適切な場合の出力電流Ｉｏの波形例を示す図であり、図２０Ｃは、寄生容量補償が過補償の場合の出力電流Ｉｏの波形例を示す図である。

図２０Ａおよび図２０Ｃに示すように、寄生容量補償が過補償の場合には、寄生容量補償が不足している場合と同様に出力電流Ｉｏの歪みが大きくなることから、寄生容量補償を適切に行うことが望ましい。寄生容量補償の調整は、寄生容量補償に用いる寄生容量Ｃｐの設定値（以下、寄生容量値Ｃｐ＾と記載する）を増減させることによって行うことができる。したがって、寄生容量値Ｃｐ＾を増減させ、寄生容量補償が適切になった場合の寄生容量値Ｃｐ＾が寄生容量Ｃｐの値であると推定することができる。

図２１は、寄生容量値Ｃｐ＾を増減させた場合において、出力電流Ｉｏ中に含まれる特定の周波数成分の増減特性を示す図であり、出力電流Ｉｏにおいてその基本周波数ｆ（例えば、５０Ｈｚ）の２倍から８倍までの周波数の成分それぞれについて歪み特性を示す。図２１に示すように、出力電流Ｉｏの基本周波数ｆの５倍および７倍の周波数による影響が大きいことが分かる。

図２２は、寄生容量値Ｃｐ＾を増減させた場合の出力電流Ｉｏにおいて、その基本周波数ｆの（５倍＋７倍）の周波数成分の合計（歪み）の増減特性、基本周波数ｆの２倍から１０倍までの周波数成分の合計（歪み）の増減特性、および、基本周波数ｆの５倍の周波数成分（歪み）の増減特性を示す図である。図２１および図２２に示す特性から、出力相電流の歪みが最小となるように、または、基本周波数ｆの５倍、基本周波数ｆの（５倍＋７倍）の周波数成分（歪み）等、特定の周波数成分の合計値が最小となるように、寄生容量値Ｃｐ＾を調整することで、寄生容量補償を適切に行うことができることが分かる。

そこで、制御部１４は、出力電流Ｉｏの歪み、または特定の周波数成分の合計値、例えば基本周波数ｆの（５倍＋７倍）の周波数成分の合計値が最小になる寄生容量値Ｃｐ＾を求め、真の寄生容量値Ｃｐを推定する。そして、制御部１４は、推定した寄生容量値Ｃｐ＾を用いて寄生容量補償を行う。以下、寄生容量値Ｃｐ＾の推定処理の一例について説明する。なお、出力電流Ｉｏの歪みに代えて出力電圧Ｖｏの波形形状（例えば、立上りまたは立下り時間）により真の寄生容量値Ｃｐの推定処理を行うこともできる。

マトリクスコンバータ１の製造時に、寄生容量Ｃｐの基本値Ｃｐ＾０を予め設定する。かかる基本値Ｃｐ＾０は、例えば、過去に実測した寄生容量Ｃｐの平均値の２倍とする。なお、基本値Ｃｐ＾０は、出力電流Ｉｏの歪みから求めてもよく、また、出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗの出力電圧波形においてなだらかに変化する部分の波形形状から求めてもよい。

その後、マトリクスコンバータ１に負荷３を接続する設置時に、寄生容量値Ｃｐ＾のチューニング（以下、寄生容量チューニングと記載する）を行う。寄生容量チューニング時において、制御部１４は、一定の低周波数（例えば、１０Ｈｚ）の周波数指令ｆ^*による電力変換部１０からの３相交流電圧を負荷３へ印加する。なお、出力電圧Ｖｏの振幅値は、例えば、Ｖ／ｆ制御によって求める。

制御部１４は、寄生容量チューニングにおいて、寄生容量補償に用いる寄生容量値Ｃｐ＾を０［Ｆ］〜基本値Ｃｐ＾０［Ｆ］の範囲で変更していく。例えば、寄生容量値Ｃｐ＾を０［Ｆ］とした後に、寄生容量値Ｃｐ＾を段階的に徐々に増加し、かかる増加処理を基本値Ｃｐ＾０［Ｆ］までを上限として継続する。

制御部１４は、寄生容量チューニングにおいて、寄生容量値Ｃｐ＾を変更する毎に、周波数指令ｆ^*の整数倍周期の間、出力電流Ｉｏを出力電流検出部１３により取得する。なお、制御部１４は、寄生容量値Ｃｐ＾を変更した後、出力電流Ｉｏが安定した波形になった状態で出力電流Ｉｏの取得を行う。

制御部１４は、取得した出力電流Ｉｏから特定周波数の成分を抽出して出力電流Ｉｏの歪みを求める。例えば、制御部１４は、特定周波数の成分として、周波数指令ｆ^*の（５倍＋７倍）の周波数成分を抽出し、抽出した成分の大きさに応じた値を出力電流Ｉｏの歪みとする。なお、制御部１４は、例えば、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）またはバンドパスフィルタを用いて特定周波数の成分を抽出する。

制御部１４は、寄生容量値Ｃｐ＾を変更する毎に求めた出力電流Ｉｏの歪みを内部のメモリ（図示せず）に記憶する。これにより、制御部１４のメモリに、０［Ｆ］〜基本値Ｃｐ＾０［Ｆ］までの範囲の出力電流Ｉｏの歪みが記憶される。制御部１４は、メモリに記憶した出力電流Ｉｏの歪みのうち最小の歪みとなる寄生容量値Ｃｐ＾を判定し、かかる寄生容量値Ｃｐ＾を寄生容量補償に用いる寄生容量値Ｃｐ＾として設定する。

このように、本実施形態に係るマトリクスコンバータ１では、出力相電流の歪みが最小になる寄生容量値Ｃｐ＾を求め、チューニングによって調整した寄生容量値Ｃｐ＾を用いて寄生容量補償を行う。そのため、寄生容量値Ｃｐ＾を手動で調整する場合に比べ、調整負担を大幅に軽減することができる。なお、制御部１４は、寄生容量値Ｃｐ＾の調整処理を定期的（例えば、１月に１回）に行うこともでき、また、マトリクスコンバータ１の起動時に行うこともできる。

また、マトリクスコンバータ１において、出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗの出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを検出する出力電圧検出部を設ける場合、制御部１４は、出力電圧検出部によって検出される出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの波形から寄生容量Ｃｐの値を求めることもできる。例えば、制御部１４は、出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの立上りまたは立下り波形から出力相毎に寄生容量に蓄積された電荷の充放電時間Δｔを求め、出力相毎の充放電時間Δｔ、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗおよび出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗから所定の演算式を用いて寄生容量Ｃｐの値を求める。なお、所定の演算式は、式（４）を変形した式であり、例えば、Ｃｐ＝Δｔ×Ｉｏ／３Ｖｐである。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータについて説明する。第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１では、各ステップ間においてステップ間隔Ｔｄを同一の期間として説明したが（説明の便宜上同一にしているが、実用上は同一である必要はない）、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータでは、ステップ間毎にステップ期間を変更する。

以下、図２３〜図２９を参照して、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータについて具体的に説明する。なお、上述した第１実施形態の構成要素に対応する構成要素には同一の符号を付し、第１実施形態と重複する説明については適宜、省略する。

図２３は、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成を示す図である。図２３に示すように、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａの制御部１４Ａは、電圧指令演算器３０と、寄生容量補償器３１Ａ（補償部の一例）と、減算器３２と、ＰＷＭデューティ比演算器３３と、転流演算器３４Ａ（転流制御部の一例）とを有する。

転流演算器３４Ａは、４ステップの電流転流動作を付加したゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを生成する。以下、一例としてゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕと出力相電圧Ｖｕと、転流動作の各ステップ１〜４との関係について説明する。なお、ゲート信号Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗについてもゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕと同様の関係が成り立つ。

図２４Ａおよび、図２４Ｂは、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップ１〜４との関係を示す図である。図２４Ａは、出力相電流Ｉｕが正である場合の関係を示し、図２４Ｂは、出力相電流Ｉｕが負である場合の関係を示す。

出力相電流Ｉｕが正である場合、転流演算器３４Ａは、図２４Ａに示すように、Ｕ相に接続する入力相を低圧相から高圧相へ転流する際、ステップ１とステップ２のステップ間隔をＴｄ１＋Ｔｄ２、ステップ２とステップ３のステップ間隔をＴｄ２、ステップ３とステップ４のステップ間隔をＴｄ１とする。また、Ｕ相に接続する入力相を高圧相から低圧相へ転流する際、ステップ１とステップ２のステップ間隔をＴｄ１、ステップ２とステップ３のステップ間隔をＴｄ２、ステップ３とステップ４のステップ間隔をＴｄ１＋Ｔｄ２とする。

出力相電流Ｉｕが負である場合、Ｕ相に接続する入力相を低圧相から高圧相へ転流する際、ステップ１とステップ２のステップ間隔をＴｄ３、ステップ２とステップ３のステップ間隔をＴｄ２、ステップ３とステップ４のステップ間隔をＴｄ２＋Ｔｄ３とする。また、Ｕ相に接続する入力相を高圧相から低圧相へ転流する際、ステップ１とステップ２のステップ間隔をＴｄ２＋Ｔｄ３、ステップ２とステップ３のステップ間隔をＴｄ２、ステップ３とステップ４のステップ間隔をＴｄ３とする。

このように、出力相電流Ｉｕの極性に応じて各ステップ間の間隔を設定変更することによって、ＰＷＭ周期中において転流のスイッチングパターンによって生じる電圧誤差の発生を防止することができる（特許文献１参照）。なお、ステップ間隔Ｔｄ１、Ｔｄ３は、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉのターンオフ時間以上に設定され、ステップ間隔Ｔｄ２は、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉのターンオン時間以上に設定される。

図２４Ａおよび図２４Ｂに示すスイッチングパターンは、ステップ間隔を除き、図６Ａおよび図６Ｂに示す第１の実施形態に係るスイッチングパターンと同じである。したがって、寄生容量Ｃｐによる出力電圧への影響が生じる。

図２５は、第１の実施形態のマトリクスコンバータ１のようにステップ間隔が均等の場合（説明の便宜上均等にしているが、実用上は均等でなくてもよい）の出力電圧誤差と、第２の実施形態のマトリクスコンバータ１Ａのようにステップ間隔が均等でない場合の出力電圧誤差を示す図である。図２５のように、第２の実施形態のマトリクスコンバータ１Ａでは、出力相電流Ｉｕが正である場合、出力Ｕ相に接続する入力相を高圧相から低圧相へ転流する際のステップ間隔（Ｔｄ１＋Ｔｄ２）において出力電圧誤差が生じる。また、図示しないが、出力相電流Ｉｕが負である場合、出力Ｕ相に接続する入力相を低圧相から高圧相へ転流する際のステップ間隔（Ｔｄ２＋Ｔｄ３）において出力電圧誤差が生じる。

したがって、第２の実施形態のマトリクスコンバータ１Ａでは、第１の実施形態のマトリクスコンバータ１の場合に比べ、寄生容量Ｃｐの影響を受ける期間が長くなり、その分、寄生容量Ｃｐによる出力電圧誤差が増加する。このことは、Ｕ相以外のＶ相およびＷ相でも同様である。

そこで、寄生容量補償器３１Ａでは、出力電流Ｉｏの極性に応じて充放電時間Δｔ１、Δｔ２と比較するステップ間隔を変更するようにしている。図２６は、４ステップ電流転流動作における寄生容量補償器３１Ａによる電圧誤差ΔＭの算出処理フローの一例を示す図である。

図２６に示すように、寄生容量補償器３１Ａは、出力相毎に、電圧誤差ΔＭの算出処理を開始すると、まず、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔを入力相電圧Ｅｐ、Ｅｍ、Ｅｎへ変換する（ステップＳ３０）。次に、寄生容量補償器３１Ａは、出力電流Ｉｏが正であるか否かを判定する（ステップＳ３１）。出力電流Ｉｏが正であると判定すると（ステップＳ３１；Ｙｅｓ）、寄生容量補償器３１Ａは、ステップ間隔ＴｄｄとしてＴｄ１＋Ｔｄ２を設定する（ステップＳ３２）。一方、出力電流Ｉｏが負であると判定すると（ステップＳ３１；Ｎｏ）、寄生容量補償器３１Ａは、ステップ間隔ＴｄｄとしてＴｄ２＋Ｔｄ３を設定する（ステップＳ３３）。

ステップＳ３２、Ｓ３３の処理が終了すると、寄生容量補償器３１Ａは、出力相毎に、ステップＳ３４〜Ｓ４４に対応する処理を行う。ステップＳ３４〜Ｓ４４の処理は、図１４に示すステップＳ１１〜Ｓ２１の処理と同様の処理であり、ステップＳ３５、Ｓ３７、Ｓ３９、Ｓ４１は、ステップＳ１２、Ｓ１４、Ｓ１６、Ｓ１８におけるステップ間隔Ｔｄをステップ間隔Ｔｄｄに置き換えた処理である。

このように、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａは、出力電流Ｉｏの極性に応じて各ステップ間の間隔を設定することによって、ＰＷＭ周期中において転流のスイッチングパターンによって生じる電圧誤差の発生を防止しつつ（特許文献１参照）、寄生容量Ｃｐに起因する出力電圧誤差をも低減することができる。

上述の実施形態では、４ステップの電流転流動作について説明したが、４ステップの電圧転流動作や、電流転流と電圧転流を組み合わせた４ステップの転流動作についても、上述した転流のスイッチングパターンによって生じる電圧誤差の発生の防止（特許文献１参照）、および寄生容量Ｃｐに起因する出力電圧誤差の補償方法を適用することができる。

図２７Ａおよび図２７Ｂは、４ステップ電圧転流動作において、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップ１〜４との関係を示す図である。図２７Ａは、出力相電流Ｉｕが正である場合の関係を示し、図２７Ｂは、出力相電流Ｉｕが負である場合の関係を示す。

図２７Ａに示すように、出力相電流Ｉｕが正である場合、Ｕ相に接続する入力相を低圧相から高圧相へ転流する際、ステップ１とステップ２のステップ間隔をＴｄ３、ステップ２とステップ３のステップ間隔をＴｄ２、ステップ３とステップ４のステップ間隔をＴｄ２＋Ｔｄ３とする。また、Ｕ相に接続する入力相を高圧相から低圧相へ転流する際、ステップ１とステップ２のステップ間隔をＴｄ２＋Ｔｄ３、ステップ２とステップ３のステップ間隔をＴｄ２、ステップ３とステップ４のステップ間隔をＴｄ３とする。

図２７Ｂに示すように、出力相電流Ｉｕが負である場合、Ｕ相に接続する入力相を低圧相から高圧相へ転流する際、ステップ１とステップ２のステップ間隔をＴｄ１＋Ｔｄ２、ステップ２とステップ３のステップ間隔をＴｄ２、ステップ３とステップ４のステップ間隔をＴｄ１とする。また、Ｕ相に接続する入力相を高圧相から低圧相へ転流する際、ステップ１とステップ２のステップ間隔をＴｄ１、ステップ２とステップ３のステップ間隔をＴｄ２、ステップ３とステップ４のステップ間隔をＴｄ１＋Ｔｄ２とする。

このように、出力相電流Ｉｕの極性に応じて各ステップ間の間隔を設定することによって、ＰＷＭ周期中において転流のスイッチングパターンによって生じる電圧誤差の発生を防止することができる。図２７Ａおよび図２７Ｂに示すスイッチングパターンは、ステップ間隔を除き、図１６に示す第１の実施形態に係るスイッチングパターンと同じである。したがって、４ステップの電流転流動作の場合と同様に、寄生容量Ｃｐによる出力電圧への影響が生じる。

図２８は、第１の実施形態のマトリクスコンバータ１のようにステップ間隔が均等の場合（説明の便宜上均等にしているが、実用上は均等でなくてもよい）の出力電圧誤差と、図２７Ａおよび図２７Ｂに示すようにステップ間隔が均等でない場合の出力電圧誤差を示す図である。図２８のように、第２の実施形態のマトリクスコンバータ１Ａでは、出力相電流Ｉｕが正である場合、出力Ｕ相に接続する入力相を高圧相から低圧相へ転流する際のステップ間隔Ｔｄ２において出力電圧誤差が生じる。また、図示しないが、出力相電流Ｉｕが負である場合、出力Ｕ相に接続する入力相を低圧相から高圧相へ転流する際のステップ間隔Ｔｄ２において出力電圧誤差が生じる。

ステップ間隔Ｔｄ２は、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉのターンオフ時間Ｔｏｆｆ以上に設定される。第１の実施形態におけるステップ間隔Ｔｄは、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉのターンオフ時間Ｔｏｆｆおよびターンオン時間Ｔｏｎよりも長くなるように設定されている。そのため、Ｔｏｎ＞Ｔｏｆｆであれば、ステップ間隔Ｔｄが均等である第１の実施形態の場合に比べ、寄生容量Ｃｐの影響を受ける期間が短くなり、その分、寄生容量Ｃｐによる出力電圧誤差は減少する。一方、Ｔｏｎ＜Ｔｏｆｆであれば、寄生容量Ｃｐの影響を受ける期間は等しくなり、寄生容量Ｃｐによる出力電圧への影響は、ステップ間隔Ｔｄが均等である第１の実施形態の場合と同じである。

図２９は、４ステップの電圧転流動作における寄生容量補償器３１Ａによる電圧誤差の算出処理フローの一例を示す図である。図２９に示すステップＳ５０〜Ｓ６１の処理は、図１４に示すステップＳ１１〜Ｓ２１の処理と同様の処理であり、ステップＳ５２、Ｓ５４、Ｓ５６、Ｓ５８は、ステップＳ１２、Ｓ１４、Ｓ１６、Ｓ１８におけるステップ間隔Ｔｄをステップ間隔Ｔｄ２に置き換えた処理である。

なお、第２の実施形態では、転流動作における各ステップ間のステップ間隔を適切な間隔に設定することで、転流のスイッチングパターンによって生じる電圧誤差を補正するが（この点については特許文献１を参照のこと）、転流のスイッチングパターンによって生じる電圧誤差を補償することができるのであれば、他の方法を用いてもよい。例えば、転流のスイッチングパターンによって生じる電圧誤差に応じて電圧指令を調整したり、ＰＷＭパルス幅を調整したりしてもよい。

さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

１、１Ａ マトリクスコンバータ
２ ３相交流電源
３ 負荷（交流電動機）
１０ 電力変換部
１１ ＬＣフィルタ
１２ 入力電圧検出部
１３ 出力電流検出部
１４、１４Ａ 制御部
２０、２１ 片方向スイッチとダイオードとの直列接続体
３０ 電圧指令演算器
３１、３１Ａ 寄生容量補償器
３２ 減算器
３３ ＰＷＭデューティ比演算器
３４、３４Ａ 転流演算器
４１ 寄生容量補償器
４１ａ Ｕ相寄生容量補償器
４１ｂ Ｖ相寄生容量補償器
４１ｃ Ｗ相寄生容量補償器
４２ａ〜４２ｃ 切替器

Claims (6)

1. 片方向スイッチおよびダイオードとの直列接続体を逆並列接続して構成された複数の双方向スイッチを有し、交流電源の各相に接続される複数の入力端子と負荷の各相に接続される複数の出力端子との間に前記複数の双方向スイッチが設けられた電力変換部と、
   前記双方向スイッチのオン／オフ制御により前記出力端子に接続する前記入力端子を切り替える際に、切り替え元の前記双方向スイッチおよび切り替え先の前記双方向スイッチによる３ステップまたは４ステップの転流動作を行う転流制御部と、
   前記出力端子に接続する前記入力端子を切り替える際に生じる出力電圧誤差を、前記出力端子に接続する前記入力端子の前記切り替え前後の電位差、前記出力端子の出力電流および前記片方向スイッチの入出力端子間に存在する静電容量に基づいて補償する補償部と、
   を備えることを特徴とするマトリクスコンバータ。
2. 片方向スイッチを逆並列接続して構成された複数の双方向スイッチを有し、交流電源の各相に接続される複数の入力端子と負荷の各相に接続される複数の出力端子との間に前記複数の双方向スイッチが設けられた電力変換部と、
   前記双方向スイッチのオン／オフ制御により前記出力端子に接続する前記入力端子を切り替える際に、切り替え元の前記双方向スイッチおよび切り替え先の前記双方向スイッチによる３ステップまたは４ステップの転流動作を行う転流制御部と、
   前記出力端子に接続する前記入力端子を切り替える際に生じる出力電圧誤差を、前記出力端子に接続する前記入力端子の前記切り替え前後の電位差、前記出力端子の出力電流および前記双方向スイッチの入出力端子間に存在する静電容量に基づいて補償する補償部と、
   を備えることを特徴とするマトリクスコンバータ。
3. 前記補償部は、
   前記出力電流が正であり、かつ、前記出力端子に接続する前記入力端子を高圧相に接続された入力端子から低圧相に接続された入力端子へと切り替える際に生じる前記出力電圧誤差を、前記高圧相と前記低圧相の電位差、前記出力電流および前記静電容量に基づいて補償する
   ことを特徴とする請求項１または２に記載のマトリクスコンバータ。
4. 前記補償部は、
   前記出力電流が負であり、かつ、前記出力端子に接続する前記入力端子を低圧相に接続された入力端子から高圧相に接続された入力端子へと切り替える際に生じる前記出力電圧誤差を、前記高圧相と前記低圧相の電位差、前記出力電流および前記静電容量に基づいて補償する
   ことを特徴とする請求項１または２に記載のマトリクスコンバータ。
5. 前記補償部は、
   前記転流動作により前記出力端子の出力電圧が変化しているステップ期間中に前記静電容量に起因する出力電圧の変化が完了するか否かによって前記出力電圧誤差の演算方法を切り替える
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載のマトリクスコンバータ。
6. 前記静電容量を測定あるいは調整する演算部を備え、
   前記補償部は、
   前記演算部によって演算された前記静電容量を用いて前記出力電圧誤差の補償を行う
   ことを特徴とする請求項１〜５のいずれか１つに記載のマトリクスコンバータ。

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