JP2018182951A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】部品点数を削減しつつ必要な性能を確保することができる電力変換装置を提供すること。【解決手段】実施形態の電力変換装置は、第１スイッチング回路と、第２スイッチング回路と、第３スイッチング回路と、第４スイッチング回路と、第１入力端子と、第２入力端子と、第１出力端子と、コンデンサと、検出部と、制御部と、を持つ。第２入力端子は、第４スイッチング回路における第３接点に接続された端子と反対側の端子に接続されている。第１出力端子は、第２接点に接続されている。コンデンサは、第１接点と第３接点とを接続する線路に設けられている。検出部は、コンデンサの第１電圧を検出する。制御部は、検出部により検出された第１電圧が、第１入力端子と第２入力端子との間に供給される第２電圧の１／３である目標電圧に近づくように第１スイッチング回路、第２スイッチング回路、第３スイッチング回路、及び第４スイッチング回路を制御する。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、電力変換装置に関する。

多数の半導体スイッチング素子で構成されたマルチレベル回路を備える電力変換装置は、半導体スイッチング素子のオン／オフによって、多レベルの階段状の電圧波形を出力することができる。マルチレベル回路においては、多数の半導体スイッチング素子が組み合わせることで、部品点数が増大し、コストや重量、サイズが増大する場合がある。しかしながら従来のマルチレベル回路で部品を削減しようとすると、所望のレベルの電圧が出力できなくなる場合があった。

特表２００７−５０８７９２号公報

本発明が解決しようとする課題は、部品点数を削減しつつ必要な性能を確保することができる電力変換装置を提供することである。

実施形態の電力変換装置は、第１スイッチング回路と、第２スイッチング回路と、第３スイッチング回路と、第４スイッチング回路と、第１入力端子と、第２入力端子と、第１出力端子と、コンデンサと、検出部と、制御部と、を持つ。第２スイッチング回路は、前記第１スイッチング回路と第１接点を介して接続されている。第３スイッチング回路は、前記第２スイッチング回路と第２接点を介して接続されている。第４スイッチング回路は、前記第３スイッチング回路と第３接点を介して接続されている。第１入力端子は、前記第１スイッチング回路における前記第１接点に接続された端子と反対側の端子に接続されている。第２入力端子は、前記第４スイッチング回路における前記第３接点に接続された端子と反対側の端子に接続されている。第１出力端子は、前記第２接点に接続されている。コンデンサは、第１接点と第３接点とを接続する線路に設けられている。検出部は、前記コンデンサの第１電圧を検出する。制御部は、前記検出部により検出された第１電圧が、前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に供給される第２電圧の１／３である目標電圧に近づくように前記第１スイッチング回路、前記第２スイッチング回路、前記第３スイッチング回路、及び前記第４スイッチング回路を制御する。

実施形態の電力変換装置の構成の一例を示す図。 実施形態の第１回路の構成の一例を示す図。 実施形態のコンデンサの電圧を制御するための制御部の機能を制御ブロック図として表した図。 実施形態のコンデンサ電圧を制御する方法の一例を示す図。 実施形態のコンデンサ電圧を制御したシミュレーション波形を示す図。 実施形態の電力変換装置の出力電圧のシミュレーション波形を示す図。 図６の一部を拡大表示した図。 図６の一部を拡大表示した図。 図６の一部を拡大表示した図。 図６の一部を拡大表示した図。 図６の一部を拡大表示した図。 実施形態の電力変換装置の回路構成を示す図。 実施形態の電力変換装置の出力電圧のシミュレーション波形を示す図。 実施形態の第３実施形態の電力変換装置３の回路構成の一例を示す図。 実施形態の２つのコンデンサ電圧を制御する方法の一例を示す図。 実施形態の電力変換装置の出力電圧のシミュレーション波形を示す図。 従来の１相分のマルチレベル回路の構成の一例を示す図。 従来の１相分のマルチレベル回路の他の構成の一例を示す図。

以下、実施形態の電力変換装置を、図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
図１は、第１実施形態の電力変換装置１の構成の一例を示す図である。電力変換装置１は、例えば、第１回路１０と、制御部２０と、電源部３０と、検出部４０とを備える。電力変換装置１は、電源部３０から第１回路１０に入力された電源電圧に基づいて、制御部２０の制御によって複数のレベルのパルス電圧を生成して出力する。

図２は、第１回路１０の構成の一例を示す図である。第１回路１０は、例えば、第１スイッチング回路Ｓ１と、第２スイッチング回路Ｓ２と、第３スイッチング回路Ｓ３と、第４スイッチング回路Ｓ４と、第１出力端子Ｏと、第１入力端子Ｐと、第２入力端子Ｎと、コンデンサＣｆ１とを備える。第１回路１０において、第１スイッチング回路Ｓ１、第２スイッチング回路Ｓ２、第３スイッチング回路Ｓ３、及び第４スイッチング回路Ｓ４が直列に接続されている。第１回路１０は、コンデンサＣｆを一個備える構成によって４レベルの電圧を出力するマルチレベル回路である。

第１スイッチング回路Ｓ１、第２スイッチング回路Ｓ２、第３スイッチング回路Ｓ３、及び第４スイッチング回路Ｓ４は、制御部２０に接続され、制御部２０によってオン状態（導通状態ないし閉止状態）またはオフ状態（遮断状態ないし開放状態）に制御される。第１スイッチング回路Ｓ１、第２スイッチング回路Ｓ２、第３スイッチング回路Ｓ３、及び第４スイッチング回路Ｓ４は、半導体スイッチング素子である。半導体スイッチング素子は、制御部２０の制御によってオンオフ動作するＮＭＯＳ−ＦＥＴ１９に還流ダイオードＤが並列接続されている。還流ダイオードＤは、スイッチング時に発生する逆流の電流を電源部３０に還流してＮＭＯＳ−ＦＥＴ１９を保護する。

第１スイッチング回路Ｓ１のソースは、第１接点１１を介して第２スイッチング回路Ｓ２のドレインと接続されている。第１スイッチング回路Ｓ１における第１接点１１と接続されたソースの反対側の端子であるドレインには、第１入力端子Ｐが接続されている。第２スイッチング回路Ｓ２のソースは、第２接点１２を介して第３スイッチング回路Ｓ３のドレインと接続されている。第３スイッチング回路Ｓ３のソースは、第３接点１３を介して第４スイッチング回路Ｓ４のドレインと接続されている。第４スイッチング回路Ｓ４における第３接点１３と接続されたドレインの反対側の端子であるソースには、第２入力端子Ｎが接続されている。

第２接点には、第１出力端子Ｏが接続されている。第１接点１１と第３接点１３とを接続する線路には、コンデンサＣｆが設けられている。コンデンサＣｆは、いわゆるフライングキャパシタとして機能する。また、図２に示す構成は、第１回路１０の三相の構成のうち一相分を示している。以下、コンデンサＣｆを含むレグ全体をフライングキャパシタレグと呼ぶ。コンデンサＣｆには、コンデンサ電圧（第１電圧）ｖｃｆを検出する検出部４０が接続されている。

第１回路１０において、正極の第１入力端子Ｐと負極の第２入力端子Ｎとの間には、直流の電源部３０が接続され、供給電圧（第２電圧）Ｖｄｃで電力が供給される。第１出力端子Ｏからは交流が出力される。

検出部４０により検出されたコンデンサ電圧ｖｃｆが、第１入力端子Ｐと第２入力端子Ｎとの間に供給される供給電圧Ｖｄｃの１／３である目標電圧に近づくように第１スイッチング回路Ｓ１、第２スイッチング回路Ｓ２、第３スイッチング回路Ｓ３、及び第４スイッチング回路Ｓ４を制御する。制御部２０の機能の一部または全部は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）などのプロセッサがプログラムを実行することにより実現される。また、制御部２０の機能の一部または全部は、ＬＳＩ（Large Scale Integration）やＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＦＰＧＡ（Field-Programmable Gate Array）などのハードウェアによって実現されてもよいし、ソフトウェアとハードウェアが協働するものであってもよい。

次に、電力変換装置１の制御について説明する。図３は、コンデンサＣｆの電圧を制御するための制御部２０の機能を制御ブロック図として表した図である。制御部２０は、フィルタ処理部２２と、比較部２３と、オフセット処理部２４とを備える。

コンデンサ電圧ｖｃｆが制御部２０に入力されると、フィルタ処理部２２は、スイッチング周波数成分を取り除くためフィルタ処理を行う。このフィルタ処理には、ローパスフィルタや移動平均などの手法が用いられ、ローパスフィルタを採用する場合、カットオフ周波数にはスイッチング周波数より低い値が選定される。制御部２０において、フィルタを用いない構成であってもよい。比較部２３は、目標電圧である定格コンデンサ電圧ｖ＊ｃｆと、フィルタ処理されたコンデンサ電圧ｖｃｆ#との差分を求める。

オフセット処理部２４は、比較部２３の差分を用いて、以下の式（１）に示すようにＰＩ制御によって電圧指令値ｖ＊の変化率αｖ＊を決定する。

αｖ＊＝ＫＰ・｜ｖｃｆ#−ｖ＊ｃｆ｜＋ＫＩ・∫｜ｖｃｆ#−ｖ＊ｃｆ｜ｄｔ …（１）

ここで、ＫＰは、フィードバック制御における比例ゲインであり、ＫＩは、フィードバック制御における積分ゲインである。

オフセット処理部２４は、変化率αｖ＊を、それまでの電圧指令値ｖ＊に乗算したものを、それまでの電圧指令値ｖ＊に加算または減算して、新たな電圧指令値ｖ＊１またはｖ２＊を導出する。電圧指令値ｖ＊１は、第２スイッチング回路Ｓ２と第３スイッチング回路Ｓ３を駆動する電圧指令値、電圧指令値ｖ＊２は、第１スイッチング回路Ｓ１と第４スイッチング回路Ｓ４を駆動する電圧指令値である。

図４は、コンデンサ電圧ｖｃｆを制御する方法の一例を示す図である。制御部２０は、例えば、２つの三角波であるキャリア波（第１キャリア波）ｃａｒ１，キャリア波（第２キャリア波）ｃａｒ２を生成する。２つのキャリア波ｃａｒ１，ｃａｒ２は、互いに逆位相で生成される。制御部２０は、２つのキャリア波ｃａｒ１，ｃａｒ２と、生成する電圧の指令値ｖ＊とを比較する三角波比較方式を用いることでスイッチング制御信号を生成し、電力変換装置１を制御する。電圧指令値ｖ＊は、生成する電圧値の波形を目標波形とし、目標波形に応じて変動し得る。

２つのキャリア波ｃａｒ１，ｃａｒ２による基本的な電力変換装置１の制御方法について説明する。制御部２０は、キャリア波ｃａｒ１及びキャリア波ｃａｒ２と第１出力端子Ｏから出力される出力電圧ｖｏｕｔと、電圧指令値ｖ＊との差を比較した結果に基づいて、電圧指令値ｖ＊を変動させる。

先ず、（Ａ）の期間における制御について説明する。（Ａ）の期間では、図示される値の電圧指令値ｖ＊に制御を行わない状態で複数のレベルの電圧を出力する。この場合の制御は、一般的なパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）が用いられる。制御部２０は、電圧指令値ｖ＊とキャリア波ｃａｒ１を比較し、電圧指令値ｖ＊の方が大きい場合、第２スイッチング回路Ｓ２をＯＮにすると共に、第３スイッチング回路Ｓ３をＯＦＦにする。制御部２０は、電圧指令値ｖ＊とキャリア波ｃａｒ１を比較し、電圧指令値ｖ＊の方が小さい場合、第２スイッチング回路Ｓ２をＯＦＦにすると共に、第３スイッチング回路Ｓ３をＯＮにする。

また、制御部２０は、電圧指令値ｖ＊とキャリア波ｃａｒ２を比較し、電圧指令値ｖ＊の方が大きい場合、第１スイッチング回路Ｓ１をＯＮにすると共に、第４スイッチング回路Ｓ４をＯＦＦにする。制御部２０は、電圧指令値ｖ＊とキャリア波ｃａｒ２を比較し、電圧指令値ｖ＊の方が小さい場合、第１スイッチング回路Ｓ１をＯＦＦにすると共に、第４スイッチング回路Ｓ４をＯＮにする。第１スイッチング回路Ｓ１と、第２スイッチング回路Ｓ２、第３スイッチング回路Ｓ３と、第４スイッチング回路Ｓ４のスイッチング状態は、それぞれ相補関係にある。

上記条件を組み合わせると、以下の条件（１）〜（４）によって出力電圧ｖｏｕｔが出力端子Ｏから出力される。ここで、出力電圧ｖｏｕｔは、供給電圧Ｖｄｃの中性点に対する出力端子Ｏの電位差である。

（１）第１スイッチング回路Ｓ１＝ＯＮ，第２スイッチング回路Ｓ２＝ＯＮ，第３スイッチング回路Ｓ３＝ＯＦＦ，第４スイッチング回路Ｓ４＝ＯＦＦの時、出力電圧ｖｏｕｔには直流電圧Ｖｄｃの半分の電圧値Ｖｄｃ／２（第３電圧）が出力される。

（２）第１スイッチング回路Ｓ１＝ＯＮ，第２スイッチング回路Ｓ２＝ＯＦＦ，第３スイッチング回路Ｓ３＝ＯＮ，第４スイッチング回路Ｓ４＝ＯＦＦの時、出力電圧ｖｏｕｔには電圧値Ｖｄｃ／２−ｖｆｃ＝Ｖｄｃ／２−Ｖｄｃ／３＝Ｖｄｃ／６（第４電圧）が出力される。

（３）第１スイッチング回路Ｓ１＝ＯＦＦ，第２スイッチング回路Ｓ２＝ＯＮ，第３スイッチング回路Ｓ３＝ＯＦＦ，第４スイッチング回路Ｓ４＝ＯＮの時、出力電圧ｖｏｕｔには電圧値−Ｖｄｃ／２＋ｖｆｃ＝−Ｖｄｃ＋Ｖｄｃ／３＝−Ｖｄｃ／６（第５電圧）が出力される。

（４）第１スイッチング回路Ｓ１＝ＯＦＦ，第２スイッチング回路Ｓ２＝ＯＦＦ，第３スイッチング回路Ｓ３＝ＯＮ，第４スイッチング回路Ｓ４＝ＯＮの時、出力電圧ｖｏｕｔには電圧値Ｖｄｃ／２が現れる。

図４では、条件（４）の場合が記載されていないが、例えば、電圧指令値ｖ＊の値が下がって条件が満たされた場合、出力電圧ｖｏｕｔに条件（４）の場合の出力値が出力される。

制御部２０は、第１スイッチング回路Ｓ１、第２スイッチング回路Ｓ２、第３スイッチング回路Ｓ３、及び第４スイッチング回路Ｓ４のそれぞれをオンまたはオフする順番及び導通期間をそれぞれ切り替えて、第１出力端子Ｏから、供給電圧Ｖｄｃの１／２の電圧値Ｖｄｃ／２、供給電圧Ｖｄｃの１／６の電圧値Ｖｄｃ／６、供給電圧Ｖｄｃの−１／６の電圧値−Ｖｄｃ／６、及び供給電圧Ｖｄｃの−１／２の電圧値−Ｖｄｃ／２の４レベルの電圧値のそれぞれが所定の順番、出力期間、及び周波数で繰り返して出力されるよう調整する。

出力端子Ｏから出力される電流ｉｏが図２に示される方向である場合、出力電圧ｖｏｕｔが電圧値Ｖｄｃ／６を示す出力期間において、コンデンサＣｆに電流が流入し、コンデンサＣｆは充電される。出力電圧ｖｏｕｔが電圧値−Ｖｄｃ／６を示す出力期間において、コンデンサＣｆから電流が流出し、コンデンサＣｆは放電される。理論上では、コンデンサＣｆの充電及び放電が繰り返され、コンデンサ電圧ｖｃｆは一定となる。しかし、実際のコンデンサ電圧ｖｃｆは、様々な要因によって一定とならない。従ってコンデンサ電圧ｖｃｆの制御が必要となる。

（Ｂ）の期間における、コンデンサ電圧ｖｃｆを調整する電力変換装置１の制御について説明する。検出部４０により検出されたコンデンサ電圧ｖｃｆが目標電圧よりも小さく、コンデンサ電圧ｖｃｆを上げる処理をする場合について説明する。

制御部２０は、電圧指令値ｖ＊に制御量ｖｃｏｎを減算または加算し、それぞれ補正電圧指令値ｖ１＊，補正電圧指令値ｖ２＊とする。補正電圧指令値ｖ１＊は電圧指令値ｖ＊より小さいため、キャリア波ｃａｒ１と補正電圧指令値ｖ１＊とを比較すると、出力電圧ｖｏｕｔが電圧値Ｖｄｃ／６を示す出力期間は、（Ａ）における出力期間に比して長くなる。この期間はコンデンサＣｆが充電される期間である。

また、補正電圧指令値ｖ＊２は電圧指令値ｖ＊より大きいため、キャリア波ｃａｒ２と補正電圧指令値ｖ２＊とを比較すると、出力電圧ｖｏｕｔが電圧値−Ｖｄｃ／６を示す出力期間は、（ａ）における出力期間に比して短くなる。この期間はコンデンサＣｆが放電される期間である。制御を行わない場合に比してコンデンサＣｆが充電される出力期間が長く、コンデンサＣｆが放電される出力期間が短くなると、コンデンサＣｆは充電されることとなり、コンデンサ電圧ｖｃｆは上昇する。

即ち、制御部２０は、コンデンサＣｆが充電される電圧値Ｖｄｃ／６の出力期間を長くするよう調整し、長く調整された出力期間においてコンデンサＣｆを充電させると共に、コンデンサＣｆが放電される電圧値−Ｖｄｃ／６の出力期間を短くするよう調整し、短く調整された出力期間においてコンデンサＣｆを放電させることにより、平均的にコンデンサ電圧ｖｃｆを上昇させコンデンサ電圧ｖｃｆを目標電圧に制御する。

検出部４０により検出されたコンデンサＣｆの電圧が目標電圧ｖ＊ｃｆよりも大きく、コンデンサＣｆの電圧を下げる処理をする場合は、制御量ｖｃｏｎの符号が逆になるので、出力電圧ｖｏｕｔが電圧値Ｖｄｃ／６を示す出力期間は、（Ａ）における出力期間に比して短くなる。そして、出力電圧ｖｏｕｔが電圧値−Ｖｄｃ／６を示すコンデンサＣｆが放電される出力期間は、（Ａ）における出力期間に比して長くなる。

即ち、制御部２０は、コンデンサＣｆが充電される電圧値Ｖｄｃ／６の出力期間を短くするよう調整し、短く調整された期間においてコンデンサＣｆを充電させると共に、コンデンサＣｆが放電される電圧値Ｖｄｃ／６の出力期間を長くするよう調整し、長く調整された期間においてコンデンサＣｆを放電させることにより、平均的にコンデンサ電圧ｖｃｆを上昇させコンデンサ電圧ｖｃｆを目標電圧に制御する。

このようにして制御部２０は、検出部４０により検出されたコンデンサ電圧ｖｃｆに基づいて、第１スイッチング回路Ｓ１、第２スイッチング回路Ｓ２、第３スイッチング回路Ｓ３、及び第４スイッチング回路Ｓ４のそれぞれをオンまたはオフして制御して、コンデンサ電圧ｖｃｆを供給電圧Ｖｄｃの１／３の電圧値を目標電圧に調整する。コンデンサ電圧ｖｃｆの調整は、４レベルの電圧を出力する過程における各スイッチング回路のオン、オフのタイミングを調整して行われるので、電力変換装置１は、フライングキャパシタであるコンデンサＣｆを１個備える構成によって４レベルの電圧を出力することができる。

図５は、コンデンサ電圧ｖｃｆを制御したシミュレーション波形を示す図である。ここで、第１入力端子Ｐと、第２入力端子Ｎに入力される直流電圧Ｖｄｃは３６０Ｖに設定され、定格コンデンサ電圧ｖ＊ｃｆは１２０Ｖに設定される。図示するように、コンデンサ電圧ｖｃｆは目標電圧の１２０Ｖを維持するように制御されている。

図６は、電力変換装置１に正弦波状の電圧指令値を与えた場合の出力電圧ｖｏｕｔのシミュレーション波形を示す図である。図示するように、電力変換装置１は、４レベルの電圧を出力している。図７から図１１は、図６の一部を拡大表示した図である。図７から図１１には、図６における（ａ）から（ｅ）のそれぞれの領域の拡大波形が示されている。電力変換装置１から出力される出力電圧の変調率に応じて出力電圧は、４レベルの電圧で出力されている。

上記の第１回路１０は、１相分のレグを例示しているが、電力変換装置１において、全体の相数を単相の他、三相にしてもよい。なお、本実施形態において電力変換装置１は、コンデンサＣｆは１段で構成される場合を例示したが、２段以上で構成されていてもよい。

上述したように電力変換装置１によると、コンデンサＣｆを１個備えるマルチレベル回路の構成によって４レベルの電圧を出力することができ、装置構成を簡略化することができる。これにより、電力変換装置１によると、リアクトルなどのフィルタ部を小型化し低損失化すると共に、付属する冷却器等も小型化され、装置構成を小型化、低コスト化、及び低損失化することもできる。

（第２の実施形態）
第１の実施形態の電力変換装置１は、フライングキャパシタレグである第１回路１０で４レベルの電圧を出力する構成を示した。第２の実施形態の電力変換装置２は、第１回路１０にＮＰＣ（Neutral-Point-Clamped）回路を加え、７レベルの電圧を出力する。

図１２は、第２実施形態の電力変換装置２の回路構成を示す図である。以下の説明では、第１実施形態の電力変換装置１と同様の構成については、同一の符号、同一の名称を用い、重複する説明については適宜省略する。電力変換装置２は、第１回路１０と第２回路５０とを備える。電力変換装置２は、フライングキャパシタレグである第１回路１０と、第２回路５０とが組み合わされて構成され、１レグの構成を例示している。第２回路５０は、３レベルの電圧を出力するＮＰＣ回路である。

第２回路５０は、例えば、第５スイッチング回路Ｓ５と、第６スイッチング回路Ｓ６と、第７スイッチング回路Ｓ７と、第８スイッチング回路Ｓ８と、中性点コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２と、第３入力端子Ｐ２と、第４入力端子Ｎ２と、中性点Ｇと、を備える。第２回路５０において、第５スイッチング回路Ｓ５、第６スイッチング回路Ｓ６、第７スイッチング回路Ｓ７、及び第８スイッチング回路Ｓ８が直列に接続されている。

第５スイッチング回路Ｓ５のソースは、第５接点５１を介して第６スイッチング回路Ｓ６のドレインと接続されている。第５スイッチング回路Ｓ５における第５接点５１と接続されたソースの反対側の端子であるドレインには、第３入力端子Ｐ２が接続されている。第６スイッチング回路Ｓ６のソースは、第６接点５２を介して第７スイッチング回路Ｓ７のドレインと接続されている。第７スイッチング回路Ｓ７のソースは、第７接点５３を介して第８スイッチング回路Ｓ８のドレインと接続されている。第８スイッチング回路Ｓ８における第７接点５３と接続されたドレインの反対側の端子であるソースには、第４入力端子Ｎ２が接続されている。

第５接点５１には、第１回路１０の第１入力端子Ｐが接続されている。第７接点５３には、第１回路１０の第２入力端子Ｎが接続されている。第３入力端子Ｐ２と第４入力端子Ｎ２とを接続する線路上に中性点コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２が直列に接続されている。中性点コンデンサＣｄｃ１と中性点コンデンサＣｄｃ２とは、中性点Ｇを介して接続されている。中性点Ｇは、第６接点５２と接続されている。

第２回路５０において、正極の第３入力端子Ｐ２と負極の第４入力端子Ｎ２との間には、直流の電源部３０が接続され、供給電圧（第２電圧）Ｖｄｃで電力が供給される。第１出力端子Ｏからはパルス変調された交流電圧が出力される。

第２回路５０は、第１回路１０（フライングキャパシタレグ）全体を、Ｐ２−Ｇ間、またはＧ−Ｎ２間に導通させる。この結果、第１回路１０の出力は、正側出力と負側出力とに分かれて出力される。電力変換装置２において、第２回路５０の制御方法は、一般的なＮＰＣ回路の制御方法が用いられる。電力変換装置２において、第１回路１０の電圧出力の制御方法及びコンデンサ電圧ｖｃｆの制御方法は、第１の実施形態と同様である。

図１３は、電力変換装置２の出力電圧ｖｏｕｔのシミュレーション波形を示す図である。電力変換装置２によると、第１回路１０と第２回路５０とが組み合わされることにより、７レベルの電圧が出力される。図において電圧レベルが変動している理由として、電力変換装置２に負荷電流が流れる事で、コンデンサ電圧ｖｃｆと、第２回路５０の中性点コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２のコンデンサ電圧ｖｄｃ１，ｖｄｃ２が変動しているからである。

上述したように第２の実施形態の電力変換装置２によると、フライングキャパシタ回路におけるコンデンサを低減して装置構成を簡略化しつつ、マルチレベルの電圧を出力することができる。

（第３の実施形態）
第２の実施形態の電力変換装置２は、第２回路５０（ＮＰＣ回路）と第１回路１０（フライングキャパシタレグ）とを組み合わせてマルチレベルの電力を出力する装置を例示した。第３実施形態では、ＮＰＣ回路にフライングキャパシタレグを２つ組み合わせて更なるマルチレベル化と低損失化を行う。

図１４は、第３実施形態の電力変換装置３の回路構成の一例を示す図である。電力変換装置３は、第２実施形態の電力変換装置２の構成に更にフライングキャパシタレグを追加して構成されている。

電力変換装置３は、２つの第１回路１０Ａ，１０Ｂと第２回路５０とを備え、これにより１レグが構成される。２つの第１回路１０Ａ，１０Ｂは、第１回路１０と基本的に同じ構成を備え、第２回路５０に並列に接続されている。第１回路１０Ａ，１０Ｂのそれぞれぞれの第２端子１２Ａ，１２Ｂを接続する線路にリアクトルＬが設けられている。リアクトルＬには、出力端子Ｏが接続されている。リアクトルＬは、２つの第１回路１０Ａ，１０Ｂ間の電流の横流を抑制する。

第１回路１０Ａ，１０Ｂのそれぞれの制御方法は、第１の実施形態と同様である。電力変換装置３では、２つの第１回路１０Ａ，１０Ｂを制御するキャリア波は、２つの第１回路１０Ａ，１０Ｂの間で位相がずらされている。図１５は、２つのコンデンサ電圧を制御する方法の一例を示す図である。第１回路１０Ａ，１０Ｂにおいて、位相のずれは例えば、９０°で設定されているが、これに限らず、位相のずれが判別できるのであれば他の値であってもよい。

図１６は、電力変換装置３の出力電圧ｖｏｕｔのシミュレーション波形を示す図である。電力変換装置３は、上記構成により１３レベルの電圧を出力することができる。図において電圧レベルが変動している理由は、電力変換装置３に負荷電流が流れる事で、コンデンサＣｆと、第２回路５０の中性点コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２のコンデンサ電圧ｖｄｃ１，ｖｄｃ２が変動しているからである。

上述したように電力変換装置３によると、２つの第１回路１０Ａ，１０Ｂ並列で接続されており、より電圧レベル数が多く、且つ、低損失なマルチレベル回路を実現することができる。電力変換装置３によれば、２つの第１回路１０Ａ，１０Ｂが並列で接続されており、電流がそれぞれに分かれて通流するため、フライングキャパシタレグの導通損失を半分にすることができ、低損失化が実現できる。

以下、従来技術と実施形態の電力変換装置との比較について説明する。

図１７は、従来の１相分のマルチレベル回路１００の構成の一例を示す図である。この回路は、一般的なフライングキャパシタ回路である。マルチレベル回路１００は、６個のスイッチング回路Ｓ１０１，Ｓ１０２，Ｓ１０３，Ｓ１０４，Ｓ１０５，Ｓ１０６と、２個のコンデンサＣｆ１０１，Ｃｆ１０２とを備える。

第１スイッチング回路Ｓ１０１のソースは、第１接点１１１を介して第２スイッチング回路Ｓ１０２のドレインと接続されている。第１スイッチング回路Ｓ１０１における第１接点１１１と接続されたソースの反対側の端子であるドレインには、第１入力端子Ｐが接続されている。第２スイッチング回路Ｓ２のソースは、第２接点１１２を介して第３スイッチング回路Ｓ１０３のドレインと接続されている。第３スイッチング回路Ｓ３のソースは、第３接点１１３を介して第４スイッチング回路Ｓ４のドレインと接続されている。

第４スイッチング回路Ｓ１０４のソースは、第４接点１１４を介して第５スイッチング回路Ｓ１０５のドレインと接続されている。第５スイッチング回路Ｓ１０５のソースは、第５接点１１５を介して第６スイッチング回路Ｓ１０６のドレインと接続されている。第６スイッチング回路Ｓ１０６における第５接点１１５と接続されたドレインの反対側の端子であるソースには、第２入力端子Ｎが接続されている。

第３接点１１３には、第１出力端子Ｏが接続されている。第２接点１１２と第４接点１１４とを接続する線路には、コンデンサＣｆ１０１が設けられている。第１接点１１１と第５接点１１５とを接続する線路には、コンデンサＣｆ１０２が設けられている。コンデンサＣｆ１０１，Ｃｆ１０２は、いわゆるフライングキャパシタとして機能する。

ここで、コンデンサＣｆ１０１は直流電圧Ｖｄｃの１／３の電圧を持ち、コンデンサＣｆ１０２はＶｄｃの２／３の電圧を持つ。これにより、マルチレベル回路１００は、４レベルの出力電圧ｖｏｕｔを出力することができる。

また、コンデンサＣｆ１０１が直流電圧Ｖｄｃの１／４の電圧を持ち、コンデンサＣｆ１０２がＶｄｃの１／２の電圧を持つ場合、マルチレベル回路１００は、５レベルの出力電圧ｖｏｕｔを出力することができる。４または５レベルを出力するマルチレベル回路１００では、１相あたり、６個のスイッチング回路Ｓ１０１〜Ｓ１０６と、２個のコンデンサＣｆ１０１，Ｃｆ１０２とが必要である。

これに対して、上記実施形態の電力変換装置１によると、マルチレベル回路１００から、コンデンサＣｆ１０２、第１スイッチング回路Ｓ１０１、及び第６スイッチング回路Ｓ１０６を省略した回路構成となっている。単純にマルチレベル回路１００からコンデンサＣｆ１０２、第１スイッチング回路Ｓ１０１、及び第６スイッチング回路Ｓ１０６を省略すると、３レベルの電圧が出力される回路となる。電力変換装置１によると、１個のコンデンサＣｆと４個のスイッチング回路を備え、コンデンサ電圧ｖｃｆを供給電圧Ｖｄｃの１／３に制御する構成によって４レベルの出力電圧が出力されるので、部品点数を削減して装置構成を簡略化しつつ、必要な性能を確保することができる。

図１８は、従来の１相分のマルチレベル回路３００の他の構成の一例を示す図である。マルチレベル回路３００は、図１７のフライングキャパシタ回路に中性点クランプ回路２００を組み合わせた回路である。中性点クランプ回路２００は、第２回路５０と同様の構成を有するＮＰＣ回路であり、３レベルの電圧を出力する。中性点クランプ回路２００の第５接点２０１には、マルチレベル回路１００の第１入力端子Ｐ３が接続されている。第７接点２０３には、マルチレベル回路１００の第２入力端子Ｎ３が接続されている。これにより、マルチレベル回路３００は、１相あたり、２つのコンデンサＣｆ１０１，Ｃｆ１０２と、１０個のスイッチング回路Ｓ１０１〜Ｓ１１０と、２個の中性点コンデンサＣｄｃ１，Ｃｄｃ２とを備える。

中性点クランプ回路２００にマルチレベル回路１００を組み合わせると、マルチレベル回路１００が４レベルの場合は７レベル、マルチレベル回路１００が５レベルの場合は９レベルの出力電圧が得られる。

これに対して、上記実施形態の電力変換装置２によると、マルチレベル回路３００から、コンデンサＣｆ１０２、第１スイッチング回路Ｓ１０１、及び第６スイッチング回路Ｓ１０６を省略した回路構成となっている。単純にマルチレベル回路３００からコンデンサＣｆ１０２、第１スイッチング回路Ｓ１０１、及び第６スイッチング回路Ｓ１０６を省略すると、５レベルの電圧が出力される回路となる。

電力変換装置２によると、１個のコンデンサＣｆと４個のスイッチング回路を備える第１回路１０と、ＮＰＣ回路である第２回路５０とを備え、コンデンサ電圧ｖｃｆを供給電圧Ｖｄｃの１／３に制御する構成によって７レベルの出力電圧が出力されるので、部品点数を削減して装置構成を簡略化しつつ、必要な性能を確保することができる。

以上説明した少なくともひとつの実施形態によれば、電力変換装置１が第１スイッチング回路１と、第１スイッチング回路Ｓ１と第１接点１１を介して接続された第２スイッチング回路Ｓ２と、第２スイッチング回路Ｓ２と第２接点１２を介して接続された第３スイッチング回路Ｓ３と、第３スイッチング回路Ｓ３と第３接点１３を介して接続された第４スイッチング回路Ｓ４と、第１スイッチング回路Ｓ１における第１接点１１に接続された端子と反対側の端子に接続された第１入力端子Ｐと、第４スイッチング回路Ｓ４における第３接点１３に接続された端子と反対側の端子に接続された第２入力端子Ｎと、第２接点１２に接続された第１出力端子Ｏと、第１接点１１と第３接点１３とを接続する線路に設けられたコンデンサＣｆと、コンデンサＣｆの第１電圧を検出する検出部４０と、検出部４０により検出された第１電圧が、第１入力端子Ｐと第２入力端子Ｎとの間に供給される第２電圧の１／３である目標電圧に近づくように第１スイッチング回路Ｓ１、第２スイッチング回路Ｓ２、第３スイッチング回路Ｓ３、及び第４スイッチング回路Ｓ４を制御する制御部２０と、を持つことにより、部品点数を削減しつつ必要なレベルの出力電圧を出力することができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１、２、３…電力変換装置、１０、１０Ａ、１０Ｂ…第１回路、１１…第１接点、１２…第２接点、１２Ａ…第２端子、１２Ｂ…第２端子、１３…第３接点、２０…制御部、２２…フィルタ処理部、２３…比較部、２４…オフセット処理部、３０…電源部、４０…検出部、５０…第２回路、５１…第５接点、５２…第６接点、５３…第７接点、１００…マルチレベル回路、２００…中性点クランプ回路、３００…マルチレベル回路、Ｃｄｃ１…中性点コンデンサ、Ｃｄｃ２…中性点コンデンサ、Ｃｆ…コンデンサ、Ｃｆ１…コンデンサ、Ｃｆ１０１…コンデンサ、Ｃｆ１０２…コンデンサ、Ｄ…還流ダイオード、Ｌ…リアクトル、Ｎ…第２入力端子、Ｎ２…第４入力端子、Ｏ…第１出力端子、Ｏ…出力端子、Ｐ…第１入力端子、Ｐ２…第３入力端子、Ｓ１…第１スイッチング回路、Ｓ２…第２スイッチング回路、Ｓ３…第３スイッチング回路、Ｓ４…第４スイッチング回路、Ｓ５…第５スイッチング回路、Ｓ６…第６スイッチング回路、Ｓ７…第７スイッチング回路、Ｓ８…第８スイッチング回路、Ｓ１０１…スイッチング回路、Ｓ１０２…スイッチング回路、Ｓ１０３…スイッチング回路、Ｓ１０４…スイッチング回路、Ｓ１０５…スイッチング回路、Ｓ１０６…スイッチング回路、１１１…第１接点、１１２…第２接点、１１３…第３接点、１１３…第３接点、１１４…第４接点、２０１…第５接点、２０２…第６接点、２０３…第６接点

Claims (10)

1. 第１スイッチング回路と、
   前記第１スイッチング回路と第１接点を介して接続された第２スイッチング回路と、
   前記第２スイッチング回路と第２接点を介して接続された第３スイッチング回路と、
   前記第３スイッチング回路と第３接点を介して接続された第４スイッチング回路と、
   前記第１スイッチング回路における前記第１接点に接続された端子と反対側の端子に接続された第１入力端子と、
   前記第４スイッチング回路における前記第３接点に接続された端子と反対側の端子に接続された第２入力端子と、
   前記第２接点に接続された第１出力端子と、
   第１接点と第３接点とを接続する線路に設けられたコンデンサと、
   前記コンデンサの第１電圧を検出する検出部と、
   前記検出部により検出された第１電圧が、前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に供給される第２電圧の１／３である目標電圧に近づくように前記第１スイッチング回路、前記第２スイッチング回路、前記第３スイッチング回路、及び前記第４スイッチング回路を制御する制御部と、を備える、
   電力変換装置。
2. 前記制御部は、前記第１スイッチング回路、前記第２スイッチング回路、前記第３スイッチング回路、及び前記第４スイッチング回路のそれぞれをオンまたはオフする順番及び導通期間をそれぞれ切り替えて、前記第１出力端子から、４レベルの電圧値のそれぞれが所定の順番及び出力期間で繰り返して出力されるよう制御する、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記検出部により検出された第１電圧が前記目標電圧よりも低い場合、前記コンデンサが充電される前記出力期間を長くするよう調整すると共に、前記コンデンサが放電される前記出力期間を短くするよう調整することで、前記第１電圧を上昇させる、
   請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記検出部により検出された第１電圧が前記目標電圧よりも高い場合、前記コンデンサが充電される前記出力期間を短くするよう調整すると共に、前記コンデンサが放電される前記出力期間を長くするよう調整することで、前記第１電圧を下降させる、
   請求項２または３に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、逆位相の２つの第１キャリア波及び第２キャリア波を生成し、前記第１キャリア波及び前記第２キャリア波と前記第１出力端子から出力される出力電圧の指令値との差を比較した結果に基づいて、前記指令値を変動させて前記出力期間を調整する、
   請求項２から４のうちいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は、前記検出部により検出された第１電圧が前記目標電圧よりも低い場合、前記指令値を下げて前記コンデンサが充電される前記出力期間を長く調整すると共に、前記指令値を上げて前記コンデンサが放電される前記出力期間を短く調整し、前記第１電圧を上昇させる、
   請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記制御部は、前記検出部により検出された第１電圧が前記目標電圧よりも高い場合、前記指令値を上げて前記コンデンサが充電される前記出力期間を短く調整すると共に、前記指令値を下げて前記コンデンサが放電される前記出力期間を長く調整し、前記第１電圧を下降させる、
   請求項５または６に記載の電力変換装置。
8. 第１スイッチング回路と、
   前記第１スイッチング回路と第１接点を介して接続された第２スイッチング回路と、
   前記第２スイッチング回路と第２接点を介して接続された第３スイッチング回路と、
   前記第３スイッチング回路と第３接点を介して接続された第４スイッチング回路と、
   前記第１スイッチング回路における前記第１接点に接続された端子と反対側の端子に接続された第１入力端子と、
   前記第４スイッチング回路における前記第３接点に接続された端子と反対側の端子に接続された第２入力端子と、
   前記第２接点に接続された第１出力端子と、
   第１接点と第３接点とを接続する線路に設けられたコンデンサと、
   前記コンデンサの第１電圧を検出する検出部と、
   前記検出部により検出された第１電圧が、前記第１入力端子と前記第２入力端子との間に供給される第２電圧の１／３である目標電圧に近づくように前記第１スイッチング回路、前記第２スイッチング回路、前記第３スイッチング回路、及び前記第４スイッチング回路を制御する制御部と、を備える第１回路と、
   第５スイッチング回路と、
   前記第５スイッチング回路と第４接点を介して接続された第６スイッチング回路と、
   前記第６スイッチング回路と第５接点を介して接続された第７スイッチング回路と、
   前記第７スイッチング回路と第６接点を介して接続された第８スイッチング回路と、
   前記第５スイッチング回路における前記第４接点に接続された端子と反対側に接続された第３入力端子と、
   前記第８スイッチング回路における前記第６接点に接続された端子と反対側に接続された第４入力端子と、
   前記第５接点に接続された第５入力端子と、を備え
   前記第４接点と前記第１入力端子とが接続されると共に、前記第６接点と前記第２入力端子とが接続されている第２回路と、を備える、
   電力変換装置。
9. 前記第２回路と、
   前記第４接点と前記第１入力端子とが接続されると共に、前記第６接点と前記第２入力端子とが接続された複数の前記第１回路と、
   複数の前記第１回路の複数の前記第１出力端子同士がリアクトルを介して接続された第２出力端子と、を備える第４回路と備える、
   請求項８に記載された電力変換装置。
10. 複数の前記第１回路のそれぞれの前記制御部は、逆位相の２つの第１キャリア波及び第２キャリア波を生成し、前記第１キャリア波及び前記第２キャリア波と前記第１出力端子から出力される出力電圧の指令値との差を比較した結果に基づいて、前記第１スイッチング回路、前記第２スイッチング回路、前記第３スイッチング回路、及び第４スイッチング回路を所定期間毎にオンまたはオフする順番をそれぞれ切り替えて、前記出力電圧を調整し、複数の前記第１回路のそれぞれの前記キャリア波は、互いに位相差を有する、
    請求項９に記載の電力変換装置。

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