JP2016067168A - マトリクスコンバータ、発電システムおよび電力変換方法 - Google Patents

マトリクスコンバータ、発電システムおよび電力変換方法 Download PDF

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Abstract

【課題】出力特性の低下を抑制できるマトリクスコンバータ、発電システムおよび電力変換方法を提供すること。【解決手段】実施形態に係るマトリクスコンバータは、電力変換部と、転流制御部と、誤差補償部と、補償量調整部とを備える。電力変換部は、複数のスイッチング素子をそれぞれ含む複数の双方向スイッチを有し、複数の入力相のそれぞれと複数の出力相のそれぞれとの間に複数の双方向スイッチが設けられる。転流制御部は、電力変換部を介して出力相に接続する入力相を切り替える場合に、複数のステップを有する転流パターンで双方向スイッチのスイッチング素子を制御する転流制御を行う。誤差補償部は、転流制御に起因する出力電圧の誤差を低減する補償量を演算する。補償量調整部は、出力相の電圧に基づいて、補償量を低減する。【選択図】図３

Description

開示の実施形態は、マトリクスコンバータ、発電システムおよび電力変換方法に関する。
マトリクスコンバータは、各入力相と各出力相とを接続する複数の双方向スイッチを有しており、これらの双方向スイッチを制御して各入力相の電圧を直接スイッチングすることで出力相へ任意の電圧・周波数を出力する。マトリクスコンバータが電力系統と発電装置との間に接続される場合、入力相は、例えば、電力系統のＲ相、Ｓ相およびＴ相であり、出力相は、例えば、発電装置のＵ相、Ｖ相およびＷ相である。
かかるマトリクスコンバータは、出力相に接続する入力相を双方向スイッチにより切り替える際に、例えば、双方向スイッチを構成する複数のスイッチング素子のそれぞれを所定の順序で個別にオン／オフ制御する転流制御を行う。かかる転流制御によって、入力相間の短絡や出力相の開放などが防止されるが、出力電圧に誤差が生じる。そこで、出力電圧の誤差を補償する技術が提案されている（例えば、特許文献１、２参照）。
特開２００４−７９２９号公報 特開２００７−８２２８６号公報
しかしながら、転流制御に起因する出力電圧の誤差に対して過補償になる場合があり、かかる過補償が発生すると、出力特性が低下するおそれがある。
実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、出力特性の低下を抑制できるマトリクスコンバータ、発電システムおよび電力変換方法を提供することを目的とする。
実施形態の一態様に係るマトリクスコンバータは、電力変換部と、転流制御部と、誤差補償部と、補償量調整部とを備える。前記電力変換部は、複数のスイッチング素子をそれぞれ含む複数の双方向スイッチを有し、複数の入力相のそれぞれと複数の出力相のそれぞれとの間に前記複数の双方向スイッチが設けられる。前記転流制御部は、前記電力変換部を介して前記出力相に接続する前記入力相を切り替える場合に、複数のステップを有する転流パターンで前記双方向スイッチの前記スイッチング素子を制御する転流制御を行う。前記誤差補償部は、前記転流制御に起因する出力電圧の誤差を低減する補償量を演算する。前記補償量調整部は、前記出力相の電圧に基づいて、前記補償量を低減する。
実施形態の一態様によれば、出力特性の低下を抑制できるマトリクスコンバータ、発電システムおよび電力変換方法を提供することができる。
図１は、実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。 図２は、図１に示す双方向スイッチの構成例を示す図である。 図３は、図１に示す制御部の構成例を示す図である。 図４は、Ｉｏ＞０の場合について、４ステップ電流転流法によるスイッチング素子のオン／オフの遷移を示す図である。 図５は、Ｉｏ＞０の場合について、４ステップ電流転流法によるＰＷＭ制御指令と出力相電圧とキャリア波との関係を示す図である。 図６は、Ｉｏ＜０の場合について、４ステップ電流転流法によるスイッチング素子のオン／オフの遷移を示す図である。 図７は、Ｉｏ＜０の場合について、４ステップ電流転流法によるＰＷＭ制御指令と出力相電圧とキャリア波との関係を示す図である。 図８は、出力電圧空間ベクトルの一例を示す図である。 図９は、出力電圧指令と空間ベクトルとの対応例を示す図である。 図１０は、補償量を低減する範囲を示す図である。 図１１は、補償量調整部の構成例を示す図である。 図１２は、中間出力相電圧と調整ゲインとの関係を示す図である。 図１３は、図１に示す制御部の他の構成例を示す図である。 図１４は、制御部による電力変換処理の一例を示すフローチャートである。
以下、添付図面を参照して、本願の開示するマトリクスコンバータ、発電システムおよび電力変換方法の実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。
［１．マトリクスコンバータの構成］
図１は、実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。図１に示すように、実施形態に係るマトリクスコンバータ１は、３相交流電源２（以下、交流電源２と記載する）のＲ相、Ｓ相およびＴ相（複数の入力相の一例）と交流装置３のＵ相、Ｖ相およびＷ相（複数の出力相の一例）との間に設けられる。交流電源２は、例えば、電力系統であり、交流装置３は、例えば、交流電動機や交流発電機などの回転電機である。
例えば、交流電源２が電力系統であり、かつ、交流装置３が交流発電機（発電装置の一例）である場合、マトリクスコンバータ１は、交流装置３によって発電された電力を交流電源２へ出力する。この場合、マトリクスコンバータ１および交流装置３によって発電システムが構成される。また、例えば、交流電源２が電力系統であり、かつ、交流装置３が交流電動機である場合、マトリクスコンバータ１は、交流電源２から供給される電力に基づいて交流装置３を制御する。
マトリクスコンバータ１は、入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔと、出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗと、電力変換部１０と、ＬＣフィルタ１１と、入力電圧検出部１２と、出力電流検出部１３と、制御部２０（制御装置の一例）とを備える。マトリクスコンバータ１は、交流電源２から入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔを介して供給される３相交流電圧を任意の電圧および周波数に変換して出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗから交流装置３へ出力する。
電力変換部１０は、交流電源２の各相と交流装置３の各相とを接続する複数の双方向スイッチＳｗ１〜Ｓｗ９（以下、双方向スイッチＳｗと総称する場合がある）を備える。
双方向スイッチＳｗ１〜Ｓｗ３は、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と交流装置３のＵ相とをそれぞれ接続する。双方向スイッチＳｗ４〜Ｓｗ６は、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と交流装置３のＶ相とをそれぞれ接続する。双方向スイッチＳｗ７〜Ｓｗ９は、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と交流装置３のＷ相とをそれぞれ接続する。
図２は、双方向スイッチＳｗの構成例を示す図である。図２に示すように、双方向スイッチＳｗは、スイッチング素子ＳｗａとダイオードＤａの直列接続回路と、スイッチング素子ＳｗｂとダイオードＤｂとの直列接続回路とを有し、これらの直列接続回路は逆並列接続される。図２においては、入力相電圧をＶｉと表記し、出力相電圧をＶｏと表記している。
なお、双方向スイッチＳｗは、複数のスイッチング素子を有して導通方向を制御可能な構成であればよく、図２に示す構成に限定されない。例えば、図２に示す例では、ダイオードＤａ、Ｄｂのカソード同士が接続されているが、双方向スイッチＳｗは、ダイオードＤａ、Ｄｂのカソード同士が接続されない構成でもよい。
また、スイッチング素子Ｓｗａ、Ｓｗｂ（以下、スイッチング素子Ｓｗａｂと総称する場合がある）は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチング素子である。また、スイッチング素子Ｓｗａ、Ｓｗｂは、次世代半導体スイッチング素子のＳｉＣ、ＧａＮであってもよい。なお、スイッチング素子Ｓｗａ、Ｓｗｂが逆素子ＩＧＢＴの場合、ダイオードＤａ、Ｄｂを設けなくてもよい。
図１に戻って、マトリクスコンバータ１の説明を続ける。ＬＣフィルタ１１は、交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相と電力変換部１０との間に設けられる。このＬＣフィルタ１１は、３つのリアクトルＬｒ、Ｌｓ、Ｌｔと３つのコンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒを含み、双方向スイッチＳｗのスイッチングに起因する高周波成分を除去する。
入力電圧検出部１２は、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相電圧を検出する。例えば、入力電圧検出部１２は、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相電圧の瞬時値Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔ（以下、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔと記載する）を検出する。
出力電流検出部１３は、電力変換部１０と交流装置３との間に流れる電流を検出する。例えば、出力電流検出部１３は、電力変換部１０と交流装置３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれとの間に流れる電流の瞬時値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（以下、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと記載する）を検出する。なお、以下、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを総称して出力相電流Ｉｏと記載する場合がある。
制御部２０は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔおよび出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗなどに基づいて、駆動信号Ｓ１ａ〜Ｓ９ａ、Ｓ１ｂ〜Ｓ９ｂ（以下、駆動信号Ｓｇと総称する場合がある）を生成し、電力変換部１０の双方向スイッチＳｗ１〜Ｓｗ９を制御する。
例えば、双方向スイッチＳｗ１〜Ｓｗ９のスイッチング素子Ｓｗａは、駆動信号Ｓ１ａ〜Ｓ９ａによって駆動され、双方向スイッチＳｗ１〜Ｓｗ９のスイッチング素子Ｓｗｂは、駆動信号Ｓ１ｂ〜Ｓ９ｂによって駆動される。
［２．制御部２０の構成］
図３は、制御部２０の構成例を示す図である。図３に示すように、制御部２０は、指令出力部２１と、ＰＷＭ演算部２２と、転流制御部２３とを備える。
制御部２０は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、入出力ポートなどを有するマイクロコンピュータや各種の回路を含む。マイクロコンピュータのＣＰＵは、ＲＯＭに記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、指令出力部２１、ＰＷＭ演算部２２および転流制御部２３として機能する。なお、制御部２０は、プログラムを用いずにハードウェアのみで構成されることがある。
指令出力部２１は、所定の制御周期で、出力相毎の出力電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を生成して出力する。かかる指令出力部２１は、電流指令生成部３１と、電流制御部３２とを備える。
電流指令生成部３１は、例えば、周波数指令ｆ*に基づき、出力電流指令Ｉｕ*、Iｖ*、Iｗ*を生成する。なお、電流指令生成部３１は出力電流指令Ｉｕ*、Iｖ*、Iｗ*の生成を、周波数指令ｆ*に代えて、例えば、トルク指令Ｔ*に基づいて行うこともできる。
電流制御部３２は、出力電流指令Ｉｕ*、Iｖ*、Iｗ*と出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づき、所定の制御周期で、出力相毎の出力電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を生成して出力する。例えば、電流制御部３２は、Ｕ相に関し、出力電流指令Ｉｕ*と出力相電流Ｉｕとの差がゼロになるように比例積分（ＰＩ）制御を行うことにより、出力電圧指令Ｖｕ*を生成する。電流制御部３２は、Ｖ相やＷ相も同様に、例えば、ＰＩ制御によって出力電圧指令Ｖｖ*、Ｖｗ*を生成する。
ＰＷＭ演算部２２は、出力電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に基づき、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御のデューティ比を規定するＰＷＭ制御指令Ｖｕ１*、Ｖｖ１*、Ｖｗ１*（以下、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１*と総称する場合がある）を生成し、転流制御部２３へ出力する。
転流制御部２３は、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１*が変化した場合に、２以上のステップを有する転流パターンによって転流制御処理を行って駆動信号Ｓｇを生成する。これにより、双方向スイッチＳｗを構成するスイッチング素子Ｓｗａｂが所定の順序で個別にオン／オフ制御され、交流電源２の線間短絡やマトリクスコンバータ１の出力開放などを抑制することができる。以下、転流制御部２３、ＰＷＭ演算部２２の順に詳細に説明する。
［３．転流制御部３３］
転流制御部３３が実行する転流法として、例えば、電流転流法と電圧転流法とがある。電流転流法は、例えば、出力相毎に、出力相電流Ｉｏの極性に応じた転流パターンにより実行される転流法である。
これにより、双方向スイッチＳｗを構成するスイッチング素子Ｓｗａｂが所定の順序で個別にオン／オフ制御され、交流電源２の線間短絡やマトリクスコンバータ１の出力開放などを抑制することができる。ここでは、転流制御部２３が実行する電流転流法の一例として、４ステップ電流転流法について説明する。
４ステップ電流転流法では、入力相間の短絡と出力相の開放を防止するために、出力相電流Ｉｏの極性に応じて、次の第１〜第４ステップからなる転流パターンで転流制御が行われる。
第１ステップ： 切り替え元の双方向スイッチＳｗを構成するスイッチング素子Ｓｗａｂのうち、出力相電流Ｉｏの極性と導通方向が逆極性のスイッチング素子をオフにする。
第２ステップ： 切り替え先の双方向スイッチＳｗを構成するスイッチング素子Ｓｗａｂのうち、出力相電流Ｉｏの極性と導通方向が同極性のスイッチング素子をオンにする。
第３ステップ： 切り替え元の双方向スイッチＳｗを構成するスイッチング素子Ｓｗａｂのうち、出力相電流Ｉｏの極性と導通方向が同極性のスイッチング素子をオフにする。
第４ステップ： 切り替え先の双方向スイッチＳｗを構成するスイッチング素子Ｓｗａｂのうち、出力相電流Ｉｏの極性と導通方向が逆極性のスイッチング素子をオンにする。
図４は、Ｉｏ＞０の場合について、４ステップ電流転流法によるスイッチング素子Ｓｗのオン／オフの遷移を示す図である。スイッチング素子Ｓｗ１ｐ、Ｓｗ１ｎは、それぞれ入力相電圧ｖ１に接続された双方向スイッチＳｗのスイッチング素子Ｓｗａ、Ｓｗｂである。スイッチング素子Ｓｗ２ｐ、Ｓｗ２ｎは、入力相電圧ｖ２に接続された双方向スイッチＳｗのスイッチング素子Ｓｗａ、Ｓｗｂである。ｖ１、ｖ２は入力相電圧Ｖｉであり、ｖ１＞ｖ２の関係を有する。
図４に示すように、Ｉｏ＞０において入力相電圧Ｖｉがｖ１からｖ２へ切り替わる場合、出力相電圧Ｖｏは、第３ステップの実行タイミング（タイミングｔ３）で切り替わる。一方、Ｉｏ＞０において入力相電圧Ｖｉがｖ２からｖ１へ切り替わる場合、出力相電圧Ｖｏは、第２ステップの実行タイミング（タイミングｔ２）で切り替わる。
図５は、Ｉｏ＞０の場合について、４ステップ電流転流法によるＰＷＭ制御指令Ｖｏ１*と出力相電圧Ｖｏとキャリア波Ｓｃとの関係を示す図である。図５に示すように、出力相電圧Ｖｏは、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１*が指定する入力相電圧Ｖｉの切り替わりタイミングで切り替わらない。
すなわち、図５に示すように、タイミングｔａ１、ｔａ２から第３ステップの実行タイミング（Ｔｄ１＋Ｔｄ２）で出力相電圧Ｖｏが切り替わり、タイミングｔａ３、ｔａ４から第２ステップの実行タイミング（Ｔｄ１）で出力相電圧Ｖｏが切り替わる。したがって、キャリア波Ｓｃの１周期Ｔｓｃにおいて、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１*に対して（Ｅｐ−Ｅｎ）×Ｔｄ２／Ｔｓｃの誤差が出力相電圧Ｖｏに生じる。
一方、Ｉｏ＜０の場合、出力相に出力される入力相電圧Ｖｉが切り替わるタイミングがＩｏ＞０の場合と異なる。図６は、Ｉｏ＜０の場合について、４ステップ電流転流法によるスイッチング素子のオン／オフの遷移を示す図である。
図６に示すように、Ｉｏ＜０において入力相電圧Ｖｉがｖ１からｖ２へ切り替わる場合、出力相電圧Ｖｏは、第２ステップの実行タイミング（タイミングｔ２）で切り替わる。一方、Ｉｏ＜０において入力相電圧Ｖｉがｖ２からｖ１へ切り替わる場合、出力相電圧Ｖｏは、第３ステップの実行タイミング（タイミングｔ３）で切り替わる。
図７は、Ｉｏ＜０の場合について、４ステップ電流転流法によるＰＷＭ制御指令Ｖｏ１*と出力相電圧Ｖｏとキャリア波Ｓｃとの関係を示す図である。図７に示すように、Ｉｏ＜０の場合、Ｉｏ＞０の場合と同様に、出力相電圧Ｖｏは、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１*が指定する入力相電圧Ｖｉの切り替わりタイミングで切り替わらない。
すなわち、タイミングｔａ１、ｔａ２から第２ステップの実行タイミング（Ｔｄ１）で出力相電圧Ｖｏが切り替わり、タイミングｔａ３、ｔａ４から第３ステップの実行タイミング（Ｔｄ１＋Ｔｄ２）で出力相電圧Ｖｏが切り替わる。したがって、キャリア波Ｓｃの１周期Ｔｓｃにおいて、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１*に対して−（Ｅｐ−Ｅｎ）×Ｔｄ２／Ｔｓｃの誤差が出力相電圧Ｖｏに生じる。
このように電流転流法による転流制御では、出力相電圧Ｖｏの変化のタイミングが電圧上昇の場合（ｖ２→ｖ１）と電圧下降の場合（ｖ１→ｖ２）とで異なる。そのため、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１*に対する出力相電圧Ｖｏに誤差（以下、出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒと記載する）が生じ、また、出力相電流Ｉｏの極性に応じて、出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒの極性も異なる。なお、上述においては、４ステップ電流転流法について説明したが、転流制御部２３が実行する他の転流法でも同様に、出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒが生じる。
なお、転流制御部２３は、電流転流法による転流制御を実行中に、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１*により、次の転流制御が指示される場合がある。この場合、転流制御部２３は、転流制御の途中で次の転流制御を行うことができる。転流制御部２３は、転流制御の途中で次の転流制御を行う場合、例えば、次の転流制御の切り替え先になる双方向スイッチＳｗを構成する一つの片方向スイッチをオンにする引継ステップを実行する。これにより、出力相の開放などの転流失敗を抑制することができ、転流制御間の移行を精度よく行うことができる。以下、転流制御の途中で次の転流制御を行う処理を転流飛ばし処理と呼ぶ場合がある。
［４．ＰＷＭ演算部２２］
ＰＷＭ演算部２２は、空間ベクトル法およびキャリア比較法のいずれかを用いてＰＷＭ制御のデューティ比を演算し、かかる演算結果に基づいてＰＷＭ制御指令Ｖｕ１*、Ｖｖ１*、Ｖｗ１*を生成する。
ここで、ＰＷＭ演算部２２が空間ベクトル法を用いてＰＷＭ制御指令Ｖｕ１*、Ｖｖ１*、Ｖｗ１*を生成する場合の一例について説明する。ＰＷＭ演算部２２は、図３に示すように、デューティ比演算部４１（指令生成部の一例）と、誤差補償部４２と、デューティ比調整部４３とを備える。
デューティ比演算部４１は、例えば、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔ、出力電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*および入力電流指令Ｉｒ*、Iｓ*、Iｔ*などに基づき、キャリア波Ｓｃの半周期毎に空間ベクトル法を用いて、ＰＷＭ制御のデューティ比を示す出力ベクトルの比率を演算する。なお、空間ベクトル法を用いた演算は、例えば、国際公開第２００６／１１８０２６号に記載されている公知の技術を用いることができる。
ここで、空間ベクトル法について説明する。交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相について、最大電圧相をＰ、最小電圧相をＮ、中間電圧相をＭとした場合、出力電圧の空間ベクトルは図８のように表すことができる。図８は、出力電圧の空間ベクトルの一例を示す図である。
図８において、例えば、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の出力相のうちいずれか１つが最大電圧相Ｐに接続され、残りが最小電圧相Ｎに接続されている状態を、ベクトル表現を用いて「ａベクトル」と表記する。また、出力相のうちいずれか１つが最小電圧相Ｎに接続され、残りが最大電圧相Ｐに接続されている状態を、「ｂベクトル」と表記する。例えば、出力電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*のうち最大値をＶｍａｘ、中間値をＶｍｉｄ、最小値をＶｍｉｎとする。最大値Ｖｍａｘの出力相が最大電圧相Ｐに接続され、中間値Ｖｍｉｄの出力相が最小電圧相Ｎに接続され、最小値Ｖｍｉｎの出力相が最小電圧相Ｎに接続されている場合、「ＰＮＮ」と表記し、「ａベクトル」である。同様に、「ＮＰＮ」、「ＮＮＰ」は「ａベクトル」である。また、「ＰＰＮ」、「ＰＮＰ」、「ＮＰＰ」は「ｂベクトル」である。
また、出力相のうち一部が中間電圧相Ｍに接続されている状態を、「ａｐベクトル」、「ａｎベクトル」、「ｂｐベクトル」、「ｂｎベクトル」と表記する。また、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相がそれぞれ異なる入力相に接続されている状態を「ｃｍベクトル」と表記する。また、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相がすべて同一の入力相に接続されている状態を、「ｏｎベクトル」、「ｏｍベクトル」または「ｏｐベクトル」と表記する。
図９は、出力電圧指令Ｖｏ*と空間ベクトルとの対応例を示す図である。ＰＷＭ演算部２２は、図９に示されるように、出力電圧指令Ｖｏ*の「ａベクトル成分Ｖａ」と「ｂベクトル成分Ｖｂ」を、複数の出力ベクトルの組み合わせによるスイッチングパターンによってＰＷＭ制御指令Ｖｕ１*、Ｖｖ１*、Ｖｗ１*を生成して出力する。
デューティ比演算部４１は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大きさが大きい順に入力相電圧Ｅｐ、Ｅｍ、Ｅｎと判定する。デューティ比演算部４１は、出力電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*のうち最大値をＶｍａｘ、中間値をＶｍｉｄ、最小値をＶｍｉｎとし、ａベクトル成分Ｖａおよびｂベクトル成分Ｖｂを、例えば、以下の式（１）、（２）に基づいて求める。
｜Ｖａ｜＝Ｖｍａｘ−Ｖｍｉｄ ・・・（１）
｜Ｖｂ｜＝Ｖｍｉｄ−Ｖｍｉｎ ・・・（２）
また、デューティ比演算部４１は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔのうち絶対値が最も大きな入力相電圧Ｖｉを基準電圧Ｅｂａｓｅとする。デューティ比演算部４１は、基準電圧ＥｂａｓｅがＥｐの場合、例えば、下記式（３）に基づいて電流分配率αを求め、例えば、基準電圧ＥｂａｓｅがＥｎの場合、下記式（４）に基づいて電流分配率αを求める。下記式（３）、（４）においては、入力電流指令Ｉｒ*、Iｓ*、Iｔ*のうち、入力相電圧Ｅｐ、Ｅｍ、Ｅｎに対応する相の電流指令値をそれぞれＩｐ、Ｉｍ、Ｉｎとしている。
α＝Ｉｍ／Ｉｎ ・・・（３）
α＝Ｉｍ／Ｉｐ ・・・（４）
入力電流指令Ｉｒ*、Iｓ*、Iｔ*は、制御部２０の入力電力制御器（図示せず）において、例えば、正相分電圧および逆相分電圧と、設定された力率指令とに基づいて生成される。かかる入力電流指令Ｉｒ*、Iｓ*、Iｔ*により、アンバランス電圧の影響が相殺され、かつ、入力電流の力率が任意の値に制御される。
デューティ比演算部４１は、複数のスイッチングパターンから１つのスイッチングパターンを選択する。下記表１にスイッチングパターンの一例をしめす。デューティ比演算部４１は、基準電圧Ｅｂａｓｅが入力相電圧Ｅｐ、Ｅｎのいずれであるか、および、｜Ｖｂ｜−α｜Ｖａ｜≧０を満たすか否かに基づき、例えば、下記表１に示すスイッチングパターンの中から一つのスイッチングパターンを選択する。デューティ比演算部４１は選択したスイッチングパターンを構成する各出力ベクトルの比率を、出力電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に基づいて求める。
Figure 2016067168
誤差補償部４２は、出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒを補償する補償量を演算する。誤差補償部４２は、補償量演算部４４と、補償量調整部４５とを備える。補償量演算部４４は、例えば、出力相電流Ｉｏの極性、転流時間Ｔｄ１、Ｔｄ２、および、補正量算出周期Ｔｃ内におけるキャリア波Ｓｃの山谷回数に基づいて、補償量Ｔｃｐ（ｍａｘ）、補償量Ｔｃｐ（ｍｉｄ）、補償量Ｔｃｐ（ｍｉｎ）を算出する。
Ｔｃｐ（ｍａｘ）は、最大出力電圧相に対する補償量であり、Ｔｃｐ（ｍｉｄ）は、中間出力電圧相に対する補償量であり、Ｔｃｐ（ｍｉｎ）は、最小出力電圧相に対する補償量である。最大出力電圧相はＶｍａｘに対応する出力相であり、中間出力電圧相はＶｍｉｄに対応する出力相であり、最小出力電圧相はＶｍｉｎに対応する出力相である。なお、以下において、Ｔｃｐ（ｍａｘ）、Ｔｃｐ（ｍｉｄ）およびＴｃｐ（ｍｉｎ）を総称してＴｃｐ（ｏ）とする。また、補正量算出周期Ｔｃ内におけるキャリア波Ｓｃの山の回数、谷の回数、山と谷の回数をそれぞれＣｙ、Ｃｔ、Ｃｙｔとする。なお、谷から山までの期間が補正量算出周期Ｔｃである場合、Ｃｔ＝１、Ｃｙｔ＝１であり、山から谷までの期間が補正量算出周期Ｔｃである場合、Ｃｙ＝１、Ｃｙｔ＝１である。
補正量算出周期Ｔｃは、指令出力部２１による出力電圧指令Ｖｏ*の演算周期と同じであり、したがって、出力電圧指令Ｖｏ*の演算周期毎に、補償量Ｔｃｐ（ｏ）が算出される。そのため、補償量Ｔｃｐ（ｏ）の精度を向上させることができる。なお、補正量算出周期Ｔｃは、出力電圧指令Ｖｏ*の演算周期の１／ｎ（ｎは自然数）であってもよい。
補償量演算部４４は、転流法が電流転流法であり、かつ、出力相電流Ｉｏの極性が正である場合、または、転流法が電圧転流法であり、かつ、出力相電流Ｉｏの極性が正でない場合、例えば、下記式（５）を用いて、補償量Ｔｃｐ（ｏ）を求める。
Figure 2016067168
また、補償量演算部４４は、転流法が電流転流法であり、かつ、出力相電流Ｉｏの極性が正でない場合、または、転流法が電圧転流法であり、かつ、出力相電流Ｉｏの極性が正である場合、例えば、下記式（６）を用いて、補償量Ｔｃｐ（ｏ）を求める。
Figure 2016067168
ここで、補償量Ｔｃｐ（ｏ）を設定した場合、例えば、入力相の瞬時電圧が低電圧になった場合に、出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒに対する補償が過補償になる場合がある。例えば、上述した転流飛ばし処理を行った場合や、出力ベクトルの比率が小さくなりすぎて出力ベクトルに応じた入力相電圧Ｖｉが出力相に出力されない場合などである。
このように過補償が生じると、例えば、出力周波数の６倍の成分の電流リップルが増加する等によって、出力特性が低下するおそれがある。そこで、補償量調整部４５は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔに基づいて、補償量演算部４４によって演算された補償量Ｔｃｐ（ｏ）を調整する。
補償量調整部４５は、例えば、複数の出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗのうち中間電圧がゼロを含む所定範囲Ｚ内である場合、中間電圧に応じて補償量を低減する。所定範囲Ｚは、例えば、図１０に示すように、出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが＋Ｖｔｈ〜−Ｖｔｈの範囲である。図１０は、補償量Ｔｃｐ（ｏ）を低減する範囲を示す図である。
出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、出力電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に基づいて生成されるため、補償量調整部４５は、出力電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*のうち中間値Ｖｍｉｄ（以下、中間出力相電圧Ｖｍｉｄと記載する）が所定範囲Ｚ内である場合、中間電圧に応じて補償量Ｔｃｐ（ｏ）を低減する。なお、補償量調整部４５は、出力電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*のいずれかの位相に基づいて中間出力相電圧Ｖｍｉｄが所定範囲Ｚ内であるか否かを判定することもできる。
補償量調整部４５は、例えば、中間出力相電圧Ｖｍｉｄが所定範囲Ｚ内にある場合に、中間出力相電圧Ｖｍｉｄに対する補償量Ｔｃｐ（ｍｉｄ）を調整する。
図１１は、補償量調整部４５の構成例を示す図であり、図１２は、中間出力相電圧Ｖｍｉｄと調整ゲインとの関係を示す図である。図１１に示すように、補償量調整部４５は、補償量Ｔｃｐ（ｍｉｄ）に対して調整ゲインＫを乗算する乗算器５１を備える。調整ゲインＫは、図１２に示すように、所定範囲Ｚ内において、中間出力相電圧Ｖｍｉｄが小さくなるほど小さくなり、所定範囲Ｚ外では「１」である。なお、図１１では、調整ゲインＫを乗算した補償量Ｔｃｐ（ｍｉｄ）を補償量Ｔｃｐ（ｍｉｄ）’として示している。
したがって、補償量調整部４５は、中間出力相電圧Ｖｍｉｄが所定範囲Ｚ内にある場合において、中間出力相電圧Ｖｍｉｄが低くなるほど中間出力相電圧Ｖｍｉｄの補償量Ｔｃｐ（ｍｉｄ）に対する調整ゲインＫを低くすることができる。すなわち、補償量調整部４５は、中間出力相電圧Ｖｍｉｄが低くなるほど補償量Ｔｃｐ（ｍｉｄ）の低減率を高くすることができる。
このように、中間出力相電圧Ｖｍｉｄが低い場合に、補償量Ｔｃｐ（ｍｉｄ）を低減することから、過補償を抑制することができ、これにより、出力特性の精度を向上させることができる。
なお、図１２に示す調整ゲインＫは、所定範囲Ｚ内において中間出力相電圧Ｖｍｉｄに比例して低くなるが、調整ゲインＫは図１２に示す例に限定されない。例えば、調整ゲインＫは、段階的に低くなってもよい。また、調整ゲインＫは、所定範囲Ｚ外内で２段階にしてもよい。また、上述した例では、中間出力相電圧Ｖｍｉｄに着目して補償量Ｔｃｐ（ｍｉｄ）を調整するが、出力相電圧Ｖｏの状態に応じて過補償が生じる場合に補償量Ｔｃｐ（ｏ）を調整するものであれば、補償量調整部４５は上述した構成に限定されない。
デューティ比調整部４３は、出力相毎に求めた出力ベクトルの比率の一部を補償量Ｔｃｐ（ｏ）に基づいて調整し、かかる調整後の出力ベクトルの比率に基づいて、ＰＷＭ制御指令Ｖｕ１*、Ｖｖ１*、Ｖｗ１*を生成する。デューティ比調整部４３は、生成したＰＷＭ制御指令Ｖｕ１*、Ｖｖ１*、Ｖｗ１*を転流制御部３３へ出力する。
このように、ＰＷＭ演算部２２は、転流制御によって生じる出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒを低減するように、出力電圧指令Ｖｏ*から求められるＰＷＭパルスのデューティ比を補正してＰＷＭ制御指令Ｖｏ１*を生成する誤差補償部４２を備える。そして、かかる誤差補償部４２は、転流制御に起因する出力電圧の誤差を低減する補償量を演算する補償量演算部４４と、出力相電圧Ｖｏに基づいて、補償量を低減する補償量調整部４５とを備える。そのため、実施形態に係るマトリクスコンバータ１は、出力電圧指令Ｖｏ*を補正することなく転流制御による出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒを精度よく抑制することができ、また、過補償による出力特性の低下を抑制することができる。
上述した実施形態では、ＰＷＭ演算部２２において、空間ベクトル法を用いてＰＷＭ制御指令Ｖｏ１*を生成する例を説明したが、三角波比較法を用いてＰＷＭ制御指令Ｖｏ１*を生成することもできる。この場合も同様に、ＰＷＭ演算部２２は、転流制御によって生じる出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒに対応する補償量Ｔｃｐ（ｏ）を求め、出力相電圧Ｖｏに基づいて、補償量Ｔｃｐ（ｏ）を低減する。これにより、出力電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を補正することなく転流制御による出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒを精度よく抑制することができ、また、過補償による出力特性の低下を抑制することができる。
なお、ＰＷＭ演算部２２は、利用者や設置者からマトリクスコンバータ１の入力部（図示せず）を介して入力された情報に基づき、空間ベクトル法によるＰＷＭ制御指令Ｖｏ１*の生成と、三角波比較法によるＰＷＭ制御指令Ｖｏ１*の生成とを選択して実行することができる。
また、上述では、出力ベクトルの比率を補償する補償量Ｔｃｐ（ｏ）を出力電圧の状態に応じて調整する構成を説明したが、例えば、図１３に示すように、出力相電圧指令Ｖｏ*を補償する補償量を出力電圧の状態に応じて調整する構成であってもよい。図１３は、制御部２０の他の構成を示す図である。図１３に示す制御部２０は、補償量演算部６１と、補償量調整部６２と、指令補正部６３とを備える。
補償量演算部６１は、補償量演算部４４と同様に、補償量Ｔｃｐ（ｍａｘ）、Ｔｃｐ（ｍｉｄ）、Ｔｃｐ（ｍｉｎ）を算出する。さらに、補償量演算部６１は、補償量Ｔｃｐ（ｍａｘ）、Ｔｃｐ（ｍｉｄ）、Ｔｃｐ（ｍｉｎ）にそれぞれ対応する電圧指令補償量Ｖｃｐ（ｍａｘ）、Ｖｃｐ（ｍｉｄ）、Ｖｃｐ（ｍｉｎ）を算出する。補償量演算部６１は、例えば、補償量Ｔｃｐ（ｍａｘ）、Ｔｃｐ（ｍｉｄ）、Ｔｃｐ（ｍｉｎ）にそれぞれ（Ｅｐ−Ｅｎ）／Ｔｓｃを乗算することにより、電圧指令補償量Ｖｃｐ（ｍａｘ）、Ｖｃｐ（ｍｉｄ）、Ｖｃｐ（ｍｉｎ）を求めることができる。
補償量調整部６２は、補償量調整部４５と同様に、補償量Ｖｃｐ（ｍｉｄ）に対して調整ゲインＫを乗算して補償量Ｖｃｐ（ｍｉｄ）を調整する。指令補正部６３は、最大値Ｖｍａｘの出力電圧指令Ｖｏ*にＶｃｐ（ｍａｘ）を加算し、中間値Ｖｍｉｄの出力電圧指令Ｖｏ*に補償量調整部６２からのＶｃｐ（ｍｉｄ）を加算し、最小値Ｖｍｉｎの出力電圧指令Ｖｏ*にＶｃｐ（ｍｉｎ）を加算する。指令補正部６３は、補正した出力電圧指令Ｖｏ*を出力電圧指令Ｖｏ**（Ｖｕ**、Ｖｖ**、Ｖｗ**）としてＰＷＭ演算部２２Ａへ出力する。
なお、ＰＷＭ演算部２２、２２Ａは、２相変調および３相変調の一つを選択し、選択した変調法によってＰＷＭ制御指令Ｖｏ１*を生成することができる。２相変調は、出力相の１つを入力相の１つに接続し、残りの出力相をそれぞれ入力相の３相全てを用いて変調する方式であり、３相変調方式は、全ての出力相をそれぞれ入力相の全てを用いて変調する方式である。誤差補償部４２、２４は、２相変調の場合、ＰＷＭ変調を行わない出力相については補償を行わない。すなわち、誤差補償部４２、２４は、２相変調の場合、最大値Ｖｍａｘの出力電圧指令Ｖｏ*に対する補償を行わない。
［５．処理フロー］
ここで、制御部２０により実行される電力変換処理の一例について図１４を参照して具体的に説明する。図１４は、制御部２０により実行される電力変換処理の一例を示すフローチャートである。
図１４に示すように、制御部２０の指令出力部２１は、出力電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*を生成して出力する（ステップＳ１）。ＰＷＭ演算部２２のデューティ比演算部４１は、出力電圧指令Ｖｕ*、Ｖｖ*、Ｖｗ*に基づき、ＰＷＭ制御のデューティ比を規定する出力ベクトルの比率を演算する（ステップＳ２）。ＰＷＭ演算部２２の誤差補償部４２は、出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒを補償する補償量を演算する（ステップＳ３）。
ＰＷＭ演算部２２の補償量調整部４５は、複数の出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの状態に基づいて、補償量を調整する（ステップＳ４）。補償量調整部４５は、例えば、中間出力相電圧Ｖｍｉｄがゼロを含む所定範囲Ｚ内である場合、中間出力相電圧Ｖｍｉｄに応じて補償量を低減する。
ＰＷＭ演算部２２のデューティ比調整部４３は、デューティ比演算部４１が求めた出力ベクトルの比率の一部を補償量に基づいて調整し、かかる調整後の出力ベクトルの比率に基づいて、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１*を生成する（ステップＳ５）。転流制御部２３は、ＰＷＭ制御指令Ｖｏ１*が変化した場合に、１以上のステップを有する所定の転流法によって転流制御処理を行って駆動信号Ｓｇを生成する（ステップＳ６）。
以上のように、実施形態に係るマトリクスコンバータ１は、複数の出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの状態に基づいて、補償量を調整することから、出力電圧誤差Ｖｏｅｒｒを補償する補償量を適切に調整することができ、これにより、出力特性の低下を抑制できる。
さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。
１ マトリクスコンバータ
２ 交流電源
３ 交流装置
１０ 電力変換部
１１ ＬＣフィルタ
１２ 入力電圧検出部
１３ 出力電流検出部
２０ 制御部
２１ 指令出力部
２２、２２Ａ ＰＷＭ演算部
２３ 転流制御部
３１ 電流指令生成部
４１ デューティ比演算部
２４、４２ 誤差補償部
４３ デューティ比調整部
４４、６１ 補償量演算部
４５、６２ 補償量調整部
５１ 乗算器
６３ 指令補正部
Ｓｗ１〜Ｓｗ９ 双方向スイッチ
Ｓｗａ、Ｓｗｂ スイッチング素子

Claims (7)

  1. 複数のスイッチング素子をそれぞれ含む複数の双方向スイッチを有し、複数の入力相のそれぞれと複数の出力相のそれぞれとの間に前記複数の双方向スイッチが設けられた電力変換部と、
    前記電力変換部を介して前記出力相に接続する前記入力相を切り替える場合に、複数のステップを有する転流パターンで前記双方向スイッチの前記スイッチング素子を制御する転流制御を行う転流制御部と、
    前記転流制御に起因する出力電圧の誤差を低減する補償量を演算する誤差補償部と、
    前記出力相の電圧に基づいて、前記補償量を低減する補償量調整部と、を備える
    ことを特徴とするマトリクスコンバータ。
  2. 前記誤差補償部は、
    前記出力相毎に前記補償量を演算し、
    前記補償量調整部は、
    前記複数の出力相の電圧のうち中間の電圧がゼロを含む所定範囲内である場合、前記中間の電圧に対応する前記補償量を低減する
    ことを特徴とする請求項１に記載のマトリクスコンバータ。
  3. 前記補償量調整部は、
    前記中間の電圧が小さくなるほど前記補償量の低減率を高くする
    ことを特徴とする請求項２に記載のマトリクスコンバータ。
  4. 前記電力変換部に対するＰＷＭ制御のデューティ比を演算するデューティ比演算部と、
    前記補償量調整部から出力される前記補償量に基づいて、前記デューティ比を調整してＰＷＭ制御指令を生成するデューティ比調整部と、を備え、
    前記転流制御部は、
    前記ＰＷＭ制御指令に基づいて前記転流制御を行う
    ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載のマトリクスコンバータ。
  5. 出力電圧指令を出力する指令出力部と、
    前記補償量に基づいて、前記出力電圧指令を補正する指令補正部と、
    前記指令補正部によって補正された前記出力電圧指令に基づいて前記電力変換部をＰＷＭ制御する制御指令を演算するＰＷＭ演算部と、を備える
    ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載のマトリクスコンバータ。
  6. 請求項１〜５のいずれか１つに記載のマトリクスコンバータと、前記マトリクスコンバータに接続された発電装置とを備え、
    前記マトリクスコンバータは、前記発電装置によって発電された電力を電力系統へ出力する
    ことを特徴とする発電システム。
  7. 複数の入力相のそれぞれと複数の出力相のそれぞれとの間に設けられた複数の双方向スイッチを有する電力変換部を介して前記出力相に接続する前記入力相を切り替える場合に、複数のステップを有する転流パターンで前記双方向スイッチのスイッチング素子を制御する転流制御を行うことと、
    前記転流制御に起因する出力電圧の誤差を低減する補償量を演算することと、
    前記出力相の電圧に基づいて、前記補償量を低減することと、を含む
    ことを特徴とする電力変換方法。
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