CN113726158A - 功率转换装置 - Google Patents
功率转换装置 Download PDFInfo
- Publication number
- CN113726158A CN113726158A CN202110552890.7A CN202110552890A CN113726158A CN 113726158 A CN113726158 A CN 113726158A CN 202110552890 A CN202110552890 A CN 202110552890A CN 113726158 A CN113726158 A CN 113726158A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- current
- value
- shunt
- target
- difference
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 title claims abstract description 25
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 21
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 11
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 18
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 11
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 9
- 238000000034 method Methods 0.000 description 8
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 7
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000006870 function Effects 0.000 description 6
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 4
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 230000004044 response Effects 0.000 description 4
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 4
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 3
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 2
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 2
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 2
- 230000004043 responsiveness Effects 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000032683 aging Effects 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 229910052745 lead Inorganic materials 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
- H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
- H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
本发明在多个DC‑DC转换器并联连接的功率转换装置中，提供一种功率转换装置，能够减少在流过DC‑DC转换器的电流跨过0A时所产生的输出电压的过冲量。本发明的功率转换装置检测分别流过n个DC‑DC转换器的分流电流，计算使输出电压接近目标输出电压的电压控制量，计算使n个DC‑DC转换器之间的分流电流的差接近目标电流差的电流差控制量，基于电压控制量和电流差控制量，通过PWM控制对n个DC‑DC转换器的开关元件进行通断，基于将n个DC‑DC转换器的分流电流相加而获得的总电流来改变目标电流差。
Description
技术领域
本发明涉及功率转换装置。
背景技术
关于功率转换装置，公开有专利文献1。在专利文献1的技术中，多个DC-DC转换器并联连接。在专利文献1的技术中，将从多个DC-DC转换器输出的总电流除以DC-DC转换器的数量m，计算流过各DC-DC转换器的分流电流的平均值，计算流过各DC-DC转换器的分流电流与分流电流的平均值之间的偏差，并将其输入到PID调节器。即使PID调节器的积分时间较长，由于具备微分运算功能，因此该PID调节器也输出与电流偏差的时间变化的大小相对应的校正量。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开平9-215322号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
但是，当流过进行振荡的各DC-DC转换器的分流电流跨过0A时，会产生输出电压的过冲。若各DC-DC转换器的分流电流在同一时期跨过0A，则各DC-DC转换器的输出电压的过冲量被相加，从而存在过冲量变大的问题。然而，专利文献1的技术以电流均匀地流过多个DC-DC转换器为前提，并没有考虑电流跨过0A时的输出电压的过冲问题。
因此，本申请的目的在于，在多个DC-DC转换器并联连接的功率转换装置中，提供一种功率转换装置，能够减少在流过DC-DC转换器的电流跨过0A时所产生的输出电压的过冲量。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明所涉及的功率转换装置包括：
并联DC-DC转换器，该并联DC-DC转换器在输入端子与输出端子之间并联连接有n个(n为2以上的整数)DC-DC转换器，所述DC-DC转换器在所述输入端子与所述输出端子之间对直流电进行转换、并具有电抗器和开关元件；
电压检测部，该电压检测部检测所述输出端子的电压即输出电压；
电流检测部，该电流检测部检测分别流过n个所述DC-DC转换器的电流即分流电流；以及
开关控制部，该开关控制部计算使所述输出电压接近目标输出电压的电压控制量，计算使n个所述DC-DC转换器之间的所述分流电流的差接近目标电流差的电流差控制量，基于所述电压控制量和所述电流差控制量、通过PWM控制来对n个所述DC-DC转换器的所述开关元件进行通断，
所述开关控制部基于对n个所述DC-DC转换器的所述分流电流相加而获得的总电流，来改变所述目标电流差。
发明效果
根据本申请的功率转换装置，通过总电流，能够判定各DC-DC转换器的分流电流是否存在跨过0A并进行振荡的可能性。接着，通过基于总电流来改变目标电流差，能够减少分流电流在同一时期跨过0A并进行振荡的DC-DC转换器的个数。因此，能够减少在跨过0A时所产生的输出电压的过冲量。此外，各DC-DC转换器的电抗器具有电感值根据分流电流值而变化的直流叠加特性，能够根据总电流来改变各DC-DC转换器的电抗器的电感值。因此，能够改变与控制响应性相关的穿越频率(Crossover Frequency)、增益裕量和相位裕量。此外，由于纹波电流量发生变化，因此能够改变电抗器和开关元件的发热量。
附图说明
图1是实施方式1所涉及的功率转换装置的结构图。
图2是实施方式1所涉及的控制电路的框图。
图3是实施方式1所涉及的控制电路的硬件结构图。
图4是用于说明实施方式1所涉及的PWM控制及电流行为的时序图。
图5是用于说明实施方式1所涉及的输出电压的过冲的时序图。
图6是用于说明实施方式1所涉及的输出电压的过冲的时序图。
图7是用于说明实施方式1所涉及的目标电流差的设定的时序图。
图8是用于说明实施方式1所涉及的目标电流差的设定的时序图。
图9是用于说明比较例所涉及的电流行为及输出电压的过冲的时序图。
图10是用于说明实施方式1所涉及的电流行为及输出电压的过冲的时序图。
图11是用于说明实施方式1所涉及的目标电流差的设定的流程图。
图12是用于说明实施方式1所涉及的目标电流差的设定的流程图。
图13是用于说明实施方式1所涉及的目标电流差的设定的流程图。
图14是实施方式2所涉及的功率转换装置及旋转电机的结构图。
具体实施方式
1.实施方式1
参照附图说明实施方式1所涉及的功率转换装置。图1是本实施方式所涉及的功率转换装置的结构图。功率转换装置包括并联DC-DC转换器200和控制电路100。
1-1.并联DC-DC转换器200
并联DC-DC转换器200在输入端子1和输出端子2之间具有并联连接的n个(n是2以上的整数)DC-DC转换器。在本实施方式中，设为n＝2，第1DC-DC转换器10和第2DC-DC转换器20并联连接在输入端子1和输出端子2之间。各DC-DC转换器10、20在输入端子1和输出端子2之间对直流电进行转换，并具有电抗器和开关元件。
本实施方式中，各DC-DC转换器10、20设为双向斩波电路，由对直流电压升压并从输入端子1提供给输出端子2的升压斩波电路、和对直流电压降压并从输出端子2提供给输入端子1的降压斩波电路构成。
第1DC-DC转换器10具有串联连接在输出端子2的正极侧端子2a和负极侧端子2b之间的第1正极侧开关元件Sa1和第1负极侧开关元件Sb1。在第1正极侧开关元件Sa1和第1负极侧开关元件Sb1之间的连接点与输入端子1的正极侧端子1a之间串联连接有第1电抗器L1。
第2DC-DC转换器20具有串联连接在输出端子2的正极侧端子2a和负极侧端子2b之间的第2正极侧开关元件Sa2和第2负极侧开关元件Sb2。在第2正极侧开关元件Sa2和第2负极侧开关元件Sb2之间的连接点与输入端子1的正极侧端子1a之间串联连接有第2电抗器L2。
对于各开关元件，可使用反向并联连接有二极管的IGBT(Insulated GateBipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)、反向并联连接有二极管的FET(Field EffectTransistor：场效应晶体管)、具有反向并联连接的二极管的功能的MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、反向并联连接有二极管的双极晶体管等。各开关元件的栅极端子连接到控制电路100。各开关元件通过从控制电路100输出的控制信号进行导通或关断。
在第1电抗器L1与第1正极侧及负极侧开关元件Sa1、Sb1的连接点之间的连接路径中设有用于检测流过第1DC-DC转换器10(本例中为第1电抗器L1)的第1分流电流I1的第1电流传感器14。第1电流传感器14的输出信号被输入到控制电路100。在第2电抗器L2与第2正极侧及负极侧开关元件Sa2、Sb2的连接点之间的连接路径中设有用于检测流过第2DC-DC转换器20(本例中为第2电抗器L2)的第2分流电流I2的第2电流传感器24。第2电流传感器24的输出信号被输入到控制电路100。对于各电流传感器14、24，可使用霍尔元件、分流电阻、CT(Current Transformer：电流变换器)等。
在输入端子1的正极侧端子1a和负极侧端子1b之间连接有输入侧的平滑电容器C1。在输出端子2的正极侧端子2a和负极侧端子2b之间连接有输出侧的平滑电容器C2。
在输入端子1的正极侧端子1a和负极侧端子1b之间设有用于检测输入端子1的电压即输入电压Vin的输入电压传感器3。输入电压传感器3的输出信号被输入到控制电路100。在输出端子2的正极侧端子2a和负极侧端子2b之间设有用于检测输出端子2的电压即输出电压Vout的输出电压传感器4。输出电压传感器4的输出信号被输入到控制电路100。
输入端子1连接到外部的直流电源30。输出端子2连接到外部的电负载31。
1-2.控制电路100
控制电路100对并联DC-DC转换器200进行控制。如图2所示，控制电路100包括后述的电压检测部51、电流检测部52、以及开关控制部53等。控制电路100的各功能由控制电路100所具备的处理电路来实现。具体而言，控制电路100如图3所示，具备下述部分来作为处理电路，即：CPU(Central Processing Unit：中央处理器)等运算处理装置90(计算机)、与运算处理装置90进行数据的交换的存储装置91、向运算处理装置90输入外部信号的输入电路92、以及从运算处理装置90向外部输出信号的输出电路93等。
作为运算处理装置90，可以具备ASIC(Application Specific IntegratedCircuit：专用集成电路)、IC(Integrated Circuit：集成电路)、DSP(Digital SignalProcessor：数字信号处理器)、FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)、各种逻辑电路和各种信号处理电路等。另外，作为运算处理装置90，也可以具备多个同种或不同种的运算处理装置来分担执行各处理。作为存储装置91，可以具备构成为能从运算处理装置90读取并写入数据的RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、构成为能从运算处理装置90读取数据的ROM(Read Only Memory：只读存储器)等。输入电路92连接有输入电压传感器3、输出电压传感器4、第1电流传感器14和第2电流传感器24等各种传感器，并具备将这些传感器、开关的输出信号输入到运算处理装置90的A/D转换器等。输出电路93连接有对开关元件进行通断驱动的栅极驱动电路等电负载，并具备从运算处理装置90向这些电负载输出控制信号的驱动电路等。
控制电路100所具备的图2的各控制部51～53等的各功能通过运算处理装置90执行ROM等存储装置91所存储的软件(程序)，并与存储装置91、输入电路92、以及输出电路93等控制电路100的其他硬件进行协作来实现。另外，各功能部51～53等所使用的电流判定值、目标电流差等设定数据作为软件(程序)的一部分存储于ROM等存储装置91。以下，对控制电路100的各功能进行详细说明。
《电压检测部51》
电压检测部51检测输出端子2的电压即输出电压Vout。本实施方式中，电压检测部51基于输出电压传感器4的输出信号检测输出电压Vout。此外，电压检测部51检测输入端子1的电压即输入电压Vin。本实施方式中，电压检测部51基于输入电压传感器3的输出信号检测输入电压Vin。
《电流检测部52》
电流检测部52检测流过各DC-DC转换器的电流即分流电流。本实施方式中，电流检测部52基于第1电流传感器14的输出信号检测流过第1DC-DC转换器10(第1电抗器L1)的第1分流电流I1。此外，电流检测部52基于第2电流传感器24的输出信号检测流过第2DC-DC转换器20(第2电抗器L2)的第2分流电流I2。
本实施方式中，电流检测部52检测因PWM控制而以PWM控制周期Tpwm振荡的各分流电流的平均值。例如，如图4所示，在各开关元件的导通期间的中心定时和关断期间的中心定时，分流电流I接近于PWM控制周期Tpwm的分流电流的平均值。因此，电流检测部52在各DC-DC转换器的开关元件的导通期间的中心定时和关断期间的中心定时中的一方或双方检测各DC-DC转换器的分流电流。
导通期间的中心定时和关断期间的中心定时与载波CA的峰的顶点和谷的顶点一致。因此，电流检测部52在各DC-DC转换器的PWM控制中所使用的载波CA的峰的顶点和谷的顶点中的一方或双方的定时检测各DC-DC转换器的分流电流。这样检测到的分流电流相当于因PWM控制而振荡的分流电流的平均值。
或者，电流检测部52也可以以比PWM控制周期Tpwm要短的周期检测分流电流，对检测到的分流电流进行移动平均处理或低通滤波处理，从而计算分流电流的平均值。
《开关控制部53》
本实施方式中，开关控制部53包括电压控制部531、分流控制部532、PWM信号生成部533和目标电流差设定部534。
电压控制部531计算使输出电压Vout接近目标输出电压Vouto的电压控制量Dv。目标输出电压Vouto被设定为输入电压Vin以上。目标输出电压Vouto可以在控制电路100的内部计算，也可以从控制电路100的外部传输。例如，电压控制部531如下式所示那样，对目标输出电压Vouto和输出电压Vout之间的偏差ΔVout进行PID控制，从而计算电压控制量Dv。除了PID控制之外，还可以使用PI控制等各种反馈控制。这里，Kpv是比例增益，Kiv是积分增益，Kdv是微分增益。
ΔVout＝Vouto-Vout
Dv＝Kpv×ΔVout+∫(Kiv×ΔVout)dt
+d/dt(Kdv×ΔVout)···(1)
分流控制部532计算使n个(本例中为2个)DC-DC转换器之间的分流电流的差DfI接近目标电流差DfIo的电流差控制量Di。本实施方式中，分流控制部532计算第1分流电流I1和第2分流电流I2之间的分流电流的差DfI，并且计算使分流电流的差DfI接近目标电流差DfIo的电流差控制量Di。目标电流差DfIo由后述的目标电流差设定部534设定。例如，分流控制部532如下式所示那样，对目标电流差DfIo与分流电流的差DfI之间的偏差ΔI进行PID控制，从而计算电流差控制量Di。除了PID控制之外，还可以使用PI控制等各种反馈控制。这里，Kpi是比例增益，Kii是积分增益，Kdi是微分增益。
DfI＝I1-I2
ΔI＝DfIo-DfI
Di＝Kpi×ΔI+∫(Kii×ΔI)dt+d/dt(Kdi×ΔI)
···(2)
PWM信号生成部533基于电压控制量Dv和电流差控制量Di，通过PWM控制(PulseWidth Modulation：脉宽调制)对n个(本例中为2个)DC-DC转换器的开关元件进行通断。本实施方式中，PWM信号生成部533基于电压控制量Dv和电流差控制量Di计算各DC-DC转换器的控制量(本例中为第1DC-DC转换器10的第1控制量D1、第2DC-DC转换器20的第2控制量D2)。各DC-DC转换器的控制量设为PWM控制的占空比。PWM信号生成部533将各DC-DC转换器的控制变量限制在0至1的范围内(0≤D1≤1，0≤D2≤1)。
例如，PWM信号生成部533如下式所示那样，将电流差控制量Di与电压控制量Dv相加来计算第1控制量D1，并且从电压控制量Dv减去电流差控制量Di来计算第2控制量D2。
D1＝Dv+Di
D2＝Dv-Di···(3)
PWM信号生成部533基于各DC-DC转换器的控制量(占空比)，通过PWM控制，生成对各DC-DC转换器的正极侧和负极侧的开关元件进行通断的脉冲信号。本实施方式中，PWM信号生成部533生成以各DC-DC转换器的控制量(占空比)导通的各DC-DC转换器的正极侧开关元件的脉冲信号，并且使正极侧开关元件的脉冲信号反转来生成负极侧开关元件的脉冲信号。各脉冲信号被输入到对应的开关元件的栅极端子。在各DC-DC转换器中，在正极侧开关元件的导通期间和负极侧开关元件的导通期间之间，设有使正极侧和负极侧开关元件双方关断的死区时间(短路防止期间)。对各DC-DC转换器的PWM控制周期相互设有相位差(PWM控制周期Tpwm/n)。
例如，如图4所示，PWM信号生成部533将各DC-DC转换器的控制量D(占空比)与载波CA进行比较，生成各DC-DC转换器的正极侧和负极侧开关元件Sa、Sb的脉冲信号Pa、Pb。载波CA是以PWM控制周期Tpwm在0和1之间振荡的三角波。PWM信号生成部533为了设置死区时间而计算将死区时间值与各DC-DC转换器的控制量D相加而获得的正极侧的控制量Da、以及从各DC-DC转换器的控制量D减去死区时间值而获得的负极侧的控制量Db。PWM信号生成部533在载波CA超过各DC-DC转换器的正极侧的控制量Da时，将各DC-DC转换器的正极侧开关元件Sa的脉冲信号Pa设为导通，在载波CA低于正极侧的控制量Da时，将正极侧开关元件Sa的脉冲信号Pa设为关断。PWM信号生成部533在载波CA超过各DC-DC转换器的负极侧的控制量Db时，将各DC-DC转换器的负极侧开关元件Sb的脉冲信号Pb设为关断，在载波CA低于负极侧的控制量Db时，将负极侧开关元件Sb的脉冲信号Pb设为导通。
各DC-DC转换器的载波CA相互设有相位差(360度/n，PWM控制周期Tpwm/n)。由于存在相位差，因此各DC-DC转换器的分流电流的振荡分量相互抵消，能够减小负载电流(总电流)的振荡。
《输出电压的过冲》
如图4所示，在死区时间期间中，当分流电流I为正值时，电流流过正极侧开关元件Sa的二极管部分。另一方面，在死区时间期间中，当分流电流I为负值时，电流流过负极侧开关元件Sb的二极管部分。当分流电流I跨过0A进行振荡时，在死区时间期间中，根据分流电流I是正值还是负值，在电流流过正极侧开关元件Sa的二极管部分还是电流流过负极侧开关元件Sb的二极管部分这两者中进行切换。因此，根据分流电流I是正值还是负值，针对控制量D的电流流过正极侧开关元件Sa的期间和电流流过负极侧开关元件Sb的期间互补地延长和缩短。
图5示出负载电流逐渐减少，进行振荡的分流电流I跨过0A的情况。在负载电流较大且进行振荡的分流电流I大于0A的情况下，在死区时间期间中，电流不流过负极侧开关元件Sb，电流流过正极侧开关元件Sa。
另一方面，若分流电流I由于负载电流的减小而跨过0A开始进行振荡时，在分流电流I大于0A的死区时间期间中，电流不流过负极侧开关元件Sb而电流流过正极侧开关元件Sa，但是在分流电流I小于0A的死区时间期间中，电流流过负极侧开关元件Sb而电流不流过正极侧开关元件Sa。
因此，在负载电流逐渐减少，进行振荡的分流电流I开始跨过0A的前后，针对控制量D的实际的分流电流I的行为发生变化。图5中，用虚线示出假设进行振荡的分流电流I大于0A时的分流电流I的行为。在分流电流I开始跨过0A之前的控制量D下，若分流电流I开始跨过0A，则实际的分流电流I比期望的分流电流I增加，并且输出电压Vout比目标输出电压Vouto增加。
如图6所示，之后，通过输出电压的反馈控制来改变控制量D，从而将输出电压Vout降低到目标输出电压Vouto。在负载电流进一步减少、跨过0A进行振荡的分流电流I变为不跨过0A的前后，同样地，针对控制量D的实际的分流电流I的行为发生变化，在输出电压Vout相比于目标输出电压Vouto增加了之后，通过输出电压的反馈控制来使输出电压Vout降低到目标输出电压Vouto。
由此，由于死区时间期间中的电流路径的变化和输出电压的反馈控制的跟随延迟，在不跨过0A进行振荡的分流电流I开始跨过0A的前后、以及在跨过0A进行振荡的分流电流I变为不跨过0A的前后，输出电压Vout暂时过冲目标输出电压Vouto。另外，当负载电流逐渐增加时，也会发生同样的过冲。
《过冲的重叠防止》
本实施方式中，n个DC-DC转换器并联连接，各DC-DC转换器中产生的针对控制量D的分流电流I的行为的干扰被求和从而产生输出电压的过冲。因此，若以相同的方式控制各DC-DC转换器的分流电流并在同一时期跨过0A进行振荡，则各DC-DC转换器的输出电压的过冲在同一时期发生，输出电压的过冲量变大。为了减少输出电压的过冲量，需要减少分流电流在同一时期跨过0A进行振荡的DC-DC转换器的个数。
于是，目标电流差设定部534基于将n个DC-DC转换器的分流电流相加而获得的总电流Iall来改变目标电流差DfIo。
总电流Iall是从输出端子2流向电负载31的负载电流，通过总电流Iall，能够判定是否存在各DC-DC转换器的分流电流跨过0A进行振荡的可能性。接着，通过基于总电流Iall来改变目标电流差DfIo，能够减少分流电流在同一时期跨过0A并进行振荡的DC-DC转换器的个数。此外，各DC-DC转换器的电抗器具有电感值根据分流电流值而变化的直流叠加特性，能够根据总电流Iall来改变各DC-DC转换器的电抗器的电感值。因此，能够改变与控制响应性相关的穿越频率(Crossover Frequency)、增益裕量和相位裕量。此外，由于纹波电流量发生变化，因此能够改变电抗器和开关元件的发热量。
本实施方式中，目标电流差设定部534基于总电流Iall改变目标电流差DfIo，以使得因PWM控制而进行振荡的分流电流跨过0A的DC-DC转换器变为n-1个(本例中为1个)以下。
根据该结构，能够使分流电流在同一时期跨过0A进行振荡的DC-DC转换器的个数减少到n-1以下，从而减小了输出电压的过冲量。
如图7所示，目标电流差设定部534在总电流Iall的平均值的绝对值在电流判定值Ith以下时，与总电流Iall的平均值的绝对值大于电流判定值Ith的情况相比，增大目标电流差DfIo的绝对值。
根据该结构，在总电流Iall的平均值的绝对值在电流判定值Ith以下时，由于各DC-DC转换器的分流电流跨过0A进行振荡的可能性变高，因此通过相对地增大目标电流差DfIo，能够分离各DC-DC转换器的分流电流，并且能够减少分流电流在同一时期跨过0A进行振荡的DC-DC转换器的个数。此外，在总电流Iall的平均值的绝对值大于电流判定值Ith时，通过相对地减小目标电流差DfIo，能够抑制各DC-DC转换器的分流电流产生偏差，并且能够抑制因分流电流的偏差而导致超过各DC-DC转换器的各元器件的额定电流值的情况、以及超过过电流保护的阈值的情况。
另外，总电流Iall的平均值为正时的电流判定值Ith和总电流Iall的平均值为负时的电流判定值Ith可以被设定为不同的值。
本实施方式中，各分流电流I1、I2相当于进行振荡的分流电流的平均值，各分流电流I1、I2的总电流Iall相当于总电流Iall的平均值。此外，由于对各DC-DC转换器的PWM控制周期(载波CA)设有相位差，各分流电流I1、I2的振荡相互抵消，因此各分流电流I1、I2的总电流Iall相当于总电流Iall的平均值。
目标电流差设定部534将总电流Iall的平均值的绝对值在电流判定值Ith以下时的目标电流差DfIo的绝对值设定为大于因PWM控制而进行振荡的分流电流的振幅DI的两倍值。
根据该结构，如图8所示，能够使第1分流电流I1的振荡范围与第2分流电流I2的振荡范围相分离，并且能够使各DC-DC转换器的分流电流不会在同一时期跨过0A进行振荡。
此外，目标电流差设定部534将电流判定值Ith设定为大于因PWM控制而进行振荡的分流电流的幅度DI。
假设在目标电流差DfIo被设定为0的状态下，若总电流Iall的平均值的绝对值变为分流电流的幅度DI以下，则进行振荡的各DC-DC转换器的分流电流跨过0A。因此，如上所述，通过将电流判定值Ith设定为大于分流电流的幅度DI，在各DC-DC转换器的分流电流在同一时期开始跨过0A之前，增大目标电流差DfIo，从而能够防止各DC-DC转换器的分流电流在同一时期跨过0A进行振荡。
本实施方式中，考虑到各元器件的偏差和经年变化、分流电流差的反馈控制系统的响应延迟等，将总电流Iall的平均值的绝对值在电流判定值Ith以下时的目标电流差DfIo以及电流判定值Ith设定为比基于分流电流的幅度DI的值要大的值。
目标电流差设定部534将总电流Iall的平均值的绝对值大于电流判定值Ith时的目标电流差DfIo设定为0。
根据该结构，能够防止在总电流Iall的平均值的绝对值变大时各DC-DC转换器的分流电流产生偏差，并且能够抑制因分流电流的偏差而导致超过各DC-DC转换器的各元器件的额定电流值的情况、以及超过过电流保护的阈值的情况。
目标电流差设定部534参照图7所示的预先设定了总电流Iall与目标电流差DfIo的关系的目标电流差图，计算与当前的总电流Iall对应的目标电流差DfIo。
《控制行为》
图9示出了与总电流Iall无关地始终将目标电流差DfIo设定为0的比较例的控制行为，图10示出了基于总电流Iall改变目标电流差DfIo的本实施方式所涉及的控制行为。在图9和图10中，负载电流逐渐减小。
在图9的比较例中，第1分流电流I1和第2分流电流I2之间的电流差DfI为0，并且第1分流电流I1和第2分流电流I2重叠显示。由于进行振荡的第1分流电流I1和第2分流电流I2在同一时期跨过0A，因此第1DC-DC转换器10和第2DC-DC转换器20的输出电压Vout的过冲在同一时期发生，且输出电压Vout的过冲量变大。
图10的本实施方式的示例中，在总电流Iall的平均值变为电流判定值Ith以下的时刻t1，目标电流差DfIo从0开始增大，第1分流电流I1比平均值增大，第2分流电流I2比平均值减小。其结果是，能够使第1分流电流I1的振荡范围与第2分流电流I2的振荡范围相分离，并且能够防止第1分流电流I1和第2分流电流I2在同一时期跨过0A进行振荡。因此，能够使第1分流电流I1跨过0A进行振荡的期间和第2分流电流I2跨过0A进行振荡的期间在前后错开，并且能够使因第1分流电流I1而产生输出电压Vout的过冲的期间和因第2分流电流I2而产生输出电压Vout的过冲的期间在前后错开，从而能够防止在同一时期产生。因此，与比较例相比，能够减小输出电压Vout的过冲量，能够减少对电负载的不利影响。另外，对于时间t1之后的电流差的增加，虽然因分流电流差的反馈控制系统的响应延迟而产生延迟，但由于电流判定值Ith和目标电流差DfIo被设定为具有裕量，因此能够防止第1分流电流I1和第2分流电流I2在同一时期跨过0A进行振荡。
在总电流Iall的平均值变为-电流判定值Ith以下的时刻t2，目标电流差DfIo减小到0。对于时刻t2之后的电流差的减小，因分流电流差的反馈控制系统的响应延迟而产生延迟。能够防止在总电流Iall的平均值的绝对值变大时，第1分流电流I1和第2分流电流I2之间产生偏差，并且能够防止因分流电流的偏差而导致超过第1DC-DC转换器10和第2DC-DC转换器20的各元器件的额定电流值的情况、以及超过过电流保护的阈值的情况。
《其他的判定条件例(1)》
目标电流差设定部534可以在总电流Iall的平均值的绝对值为电流判定值Ith以下、且总电流Iall的平均值的变化速度SIall的绝对值为速度判定值Sth以上时，与除此以外的情况相比，增大目标电流差DfIo的绝对值。
总电流Iall的平均值的变化速度SIall是每单位时间的总电流Iall的平均值的变化量。若变化速度SIall的绝对值减小，则输出电压Vout与目标输出电压Vouto的偏离速度减小，通过输出电压的反馈控制，输出电压的过冲量减小。因此，若变化速度SIall的绝对值变小一定程度，则即使各DC-DC转换器的分流电流在同一时期跨过0A进行振荡，总的输出电压的过冲量也减小，是可接受的。因此，在总电流Iall的平均值的变化速度SIall的绝对值小于速度判定值Sth时，即使目标电流差DfIo的绝对值相对较小，也能够将输出电压的过冲量抑制在允许范围内。
该处理能够如图11的流程图那样构成。在步骤S11，目标电流差设定部534判定总电流Iall的平均值的变化速度SIall的绝对值是否在速度判定值Sth以上，在为速度判定值Sth以上时，前进到步骤S12，在不为速度判定值Sth以上时，前进到步骤S13。
在步骤S12，如上所述，目标电流差设定部534基于总电流Iall改变目标电流差DfIo。例如，目标电流差设定部534参照图7所示的目标电流差图来设定目标电流差DfIo。另一方面，在步骤S13，目标电流差设定部534将目标电流差DfIo设定为比在步骤S13中当总电流Iall的平均值的绝对值为电流判定值Ith以下时所设定的目标电流差DfIo要小的值(例如，0)。
《其他的判定条件例(2)》
目标电流差设定部534可以在总电流Iall的平均值的绝对值为电流判定值Ith以下，且PWM控制的频率fpsw在第1频率判定值fth1以上，或者在被设定为小于第1频率判定值fth1的值的第2频率判定值fth2以下的情况下，与除此以外的情况相比，增大目标电流差DfIo的绝对值。
PWM控制的频率fpsw是PWM控制周期Tpwm的倒数。若PWM控制的频率fpsw变大，则死区时间与脉冲信号的导通期间的比率变大，输出电压的过冲量变大。相反，若PWM控制的频率fpsw变小，则死区时间与脉冲信号的导通期间的比率变小，输出电压的过冲量变小。因此，若PWM控制的频率fpsw变大一定程度，则即使各DC-DC转换器的分流电流在同一时期跨过0A进行振荡，输出电压的过冲量也减小，是可接受的。因此，在PWM控制的频率fpsw小于第1频率判定值fth1时，即使目标电流差DfIo的绝对值相对较小，也能够将输出电压的过冲量抑制在允许范围内。
另一方面，若PWM控制的频率fpsw过小，则输出电压的反馈控制系统的响应延迟变得过大，输出电压的过冲量变大。因此，在PWM控制的频率fpsw在第2频率判定值fth2以上时，需要相对增大目标电流差DfIo的绝对值，使输出电压的过冲量减小。
另外，在这种情况下，PWM信号生成部533也可以基于输出电压Vout、总电流Iall的平均值等运行状态来改变PWM控制周期Tpwm(PWM控制的频率fpsw)。
该处理能够如图12的流程图那样构成。在步骤S21，目标电流差设定部534判定PWM控制的频率fpsw是在第1频率判定值fth1以上，还是在被设定为小于第1频率判定值fth1的值的第2频率判定值fth2以下，在PWM控制的频率fpsw为第1频率判定值fth1以上、或者为第2频率判定值fth2以下时，前进到步骤S22，在PWM控制的频率fpsw在从第2频率判定值fth2到第1频率判定值fth1的范围内时，前进到步骤S23。
在步骤S22，如上所述，目标电流差设定部534基于总电流Iall改变目标电流差DfIo。例如，目标电流差设定部534参照图7所示的目标电流差图来设定目标电流差DfIo。另一方面，在步骤S23，目标电流差设定部534将目标电流差DfIo设定为比在步骤S22中当总电流Iall的平均值的绝对值为电流判定值Ith以下时所设定的目标电流差DfIo要小的值(例如，0)。
《其他的判定条件例(3)》
目标电流差设定部534可以在总电流Iall的平均值的绝对值为电流判定值Ith以下、且目标输出电压Vouto为输出电压判定值Vth以上时，与除此以外的情况相比，增大目标电流差DfIo的绝对值。
若目标输出电压Vouto变大，则过冲时的输出电压的峰值电压值变高。若峰值电压值变高，则有可能超过电负载的允许值。因此，在目标输出电压Vouto为输出电压判定值Vth以上时，通过使目标电流差DfIo的绝对值相对增大，能够将输出电压的峰值电压值抑制在允许范围内。
该处理能够如图13的流程图那样构成。在步骤S31，目标电流差设定部534判定目标输出电压Vouto是否在输出电压判定值Vth以上，在为输出电压判定值Vth以上时，前进到步骤S32，在不为输出电压判定值Vth以上时，前进到步骤S33。
在步骤S32，如上所述，目标电流差设定部534基于总电流Iall改变目标电流差DfIo。例如，目标电流差设定部534参照图7所示的目标电流差图来设定目标电流差DfIo。另一方面，在步骤S33，目标电流差设定部534将目标电流差DfIo设定为比在步骤S32中当总电流Iall的平均值的绝对值为电流判定值Ith以下时所设定的目标电流差DfIo要小的值(例如，0)。
2.实施方式2
对实施方式2所涉及的功率转换装置进行说明。对与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的功率转换装置的基本结构与实施方式1相同，但与实施方式1不同的是，电负载31被确定为旋转电机。图14是本实施方式所涉及的功率转换装置及旋转电机的概要结构图。
旋转电机包括：逆变器32，用于将直流电转化为交流电并提供给多相(本例中为U相、V相、W相三相)绕组；以及旋转电机主体部33，具有设有多相绕组的定子和转子。逆变器32中，对应于三相中的每一相设有三组正极侧开关元件Sma和负极侧开关元件Smb的串联电路。各开关元件由控制电路100进行通断。各相的串联电路的两个开关元件Sma、Smb之间的连接点连接到对应相的绕组。在各相绕组的连接线上设有检测流过各相绕组的电流的绕组电流传感器34。此外，旋转电机主体部33中设有检测转子的旋转角度的旋转传感器35。绕组电流传感器34和旋转传感器35的输出信号被输入到控制电路100。
本实施方式中，控制电路100被构成为还控制旋转电机。控制电路100基于绕组电流传感器34和旋转传感器35的输出信号，检测转子的旋转角度θ、旋转角速度ω和各相的绕组电流Iu、Iv、Iw。接着，控制电路100使用公知的电流矢量控制法，基于旋转角度θ、旋转角速度ω和各相的绕组电流Iu、Iv、Iw，计算施加到各相的绕组的电压指令值，使得旋转电机输出目标转矩，并且基于各相的电压指令值和输出电压Vout，通过PWM控制对各相的两个开关元件Sma、Smb进行通断。
并联DC-DC转换器200的输出端子2连接到旋转电机的逆变器32。目标电流差设定部534基于旋转电机的旋转角速度ω和转矩，改变目标电流差DfIo，作为与总电流Iall相当的值。旋转角速度ω与转矩的乘法值相当于负载功率。将负载功率除以输出电压Vout而获得的值相当于总电流Iall。因此，能够基于旋转角速度ω和转矩计算与总电流Iall相当的值，并且与实施例1同样地，能够基于总电流Iall的相当值来改变目标电流差DfIo。
例如，目标电流差设定部534计算通过将旋转角速度ω和转矩指令值的乘法值乘以输出电压Vout而获得的值，来作为总电流Iall的相当值，并且基于总电流Iall的相当值，与实施方式1的各结构同样地来改变目标电流差DfIo。
[其它实施方式]
(1)在上述各实施方式中，以2个DC-DC转换器10、20并联连接在输入端子1和输出端子2之间的情况为例进行了说明。但也可以在输入端子1和输出端子2之间并联连接3个以上的DC-DC转换器。
该情况下，可以将3个以上的DC-DC转换器分成两个组，改变电流差控制量，使得组之间的分流电流差接近目标电流差，基于电压控制量和电流差控制量计算各组的控制量，并基于各组的控制量通过PWM控制对各组的DC-DC转换器的多个开关元件进行通断。例如，在设有3个DC-DC转换器时，第1DC-DC转换器和第2DC-DC转换器被分为第1组，第3DC-DC转换器被分为第2组，第1DC-DC转换器的分流电流和第2DC-DC转换器的分流电流的平均值被设定为第1组的分流电流，第3DC-DC转换器的分流电流被设定为第2组的分流电流，为使第1组的分流电流与第2组的分流电流之间的分流电流的差接近目标电流差，计算电流差控制量，将电压控制量与电流差控制量相加来计算第1组的控制量，并从电压控制量中减去电流差控制量来计算第2组的控制量，基于第1组的控制量，通过PWM控制来对第1组(第1DC-DC转换器和第2DC-DC转换器)的多个开关元件进行通断控制，并且基于第2组的控制量，通过PWM控制来对第2组(第3DC-DC转换器)的多个开关元件进行通断控制。根据该结构，能够按照第1组的分流电流、第2组的分流电流的顺序在两个阶段隔开间隔。由此，能够使在同一时期跨过0A的DC-DC转换器变为n-1个(本例中为2个)以下。
或者，可以将3个以上的DC-DC转换器分成3个以上的组，设定多个从3个以上的组中一组一组选择的2个的选择组，分别针对多个2个的选择组，改变电流差控制量，使得组之间的分流电流差接近目标电流差，基于电压控制量、以及多个选择组的电流差控制量计算各组的控制量，并基于各组的控制量，通过PWM控制来对各组的DC-DC转换器的多个开关元件进行通断。例如，在设有3个DC-DC转换器时，第1DC-DC转换器被分为第1组，第2DC-DC转换器被分为第2组，第3DC-DC转换器被分为第3组，第1组和第2组被设定为第1选择组，第2组和第3组被设定为第2选择组，为使第1组的分流电流与第2组的分流电流之间的分流电流的差接近第1选择组的目标电流差，计算第1选择组的电流差控制量，为使第2组的分流电流与第3组的分流电流之间的分流电流的差接近第2选择组的目标电流差，计算第2选择组的电流差控制量，将电压控制量与第1选择组的电流差控制量相加来计算第1组的控制量，将电压控制量设定为第2组的控制量，从电压控制量中减去第2选择组的电流差控制量来计算出第3组的控制量，基于第1组的控制量，通过PWM控制来对第1组(第1DC-DC转换器)的开关元件进行通断控制，基于第2组的控制量，通过PWM控制来对第2组(第2DC-DC转换器)的开关元件进行通断控制，并且基于第3组的控制量，通过PWM控制来对第3组(第3DC-DC转换器)的开关元件进行通断控制。根据该结构，能够按照第1组的分流电流、第2组的分流电流、第3组的分流电流的顺序在三个阶段隔开间隔。由此，能够使在同一时期跨过0A的DC-DC转换器变为n-2个(本例中为1个)以下。
(2)在上述各实施方式中，以各DC-DC转换器为双向的斩波电路的情况为例进行了说明。但是，各DC-DC转换器只要是在输入端子1和输出端子2之间对直流电进行转换，并具有电抗器和开关元件的DC-DC转换器即可，可以是其他种类的转换器。例如，各DC-DC转换器可以是对直流电压进行升压并从输入端子1提供给输出端子2的升压斩波电路，在这种情况下，正极侧开关元件Sa可以是二极管。或者，各DC-DC转换器可以是对直流电压进行降压并从输出端子2提供给输入端子1的降压斩波电路，在这种情况下，负极侧开关元件Sb可以是二极管。或者，DC-DC转换器可以是变压器绝缘型。
虽然本申请记载了各种示例性实施方式和实施例，但是在一个或多个实施方式中记载的各种特征、方式和功能不限于特定实施方式的应用，可以单独地或以各种组合来应用于实施方式。因此，可以认为未例示的无数变形例也包含在本申请说明书所公开的技术范围内。例如，设为包括对至少一个构成要素进行变形、添加或省略的情况，以及提取至少一个构成要素并与其他实施方式的构成要素进行组合的情况。
标号说明
1输入端子、2输出端子、51电压检测部、52电流检测部、53开关控制部、DfIo目标电流差、Di电流差控制量、Dv电压控制量、Iall总电流、Ith电流判定值、Vout输出电压、Vouto目标输出电压、Vth输出电压判定值、fpsw PWM控制的频率、fth1第1频率判定值、fth2第2频率判定值。
Claims (10)
1.一种功率转换装置，其特征在于，包括：
并联DC-DC转换器，该并联DC-DC转换器在输入端子与输出端子之间并联连接有n个(n为2以上的整数)DC-DC转换器，所述DC-DC转换器在所述输入端子与所述输出端子之间对直流电进行转换、并具有电抗器和开关元件；
电压检测部，该电压检测部检测所述输出端子的电压即输出电压；
电流检测部，该电流检测部检测分别流过n个所述DC-DC转换器的电流即分流电流；以及
开关控制部，该开关控制部计算使所述输出电压接近目标输出电压的电压控制量，计算使n个所述DC-DC转换器之间的所述分流电流的差接近目标电流差的电流差控制量，基于所述电压控制量和所述电流差控制量、通过PWM控制来对n个所述DC-DC转换器的所述开关元件进行通断，
所述开关控制部基于对n个所述DC-DC转换器的所述分流电流相加而获得的总电流，来改变所述目标电流差。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述开关控制部基于所述总电流改变所述目标电流差，以使得因所述PWM控制而进行振荡的所述分流电流跨过0的所述DC-DC转换器变为n-1个以下。
3.如权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述开关控制部在所述总电流的平均值的绝对值在电流判定值以下的情况下，与所述总电流的平均值的绝对值大于所述电流判定值的情况相比，增大所述目标电流差的绝对值。
4.如权利要求3所述的功率转换装置，其特征在于，
所述开关控制部将所述总电流的平均值的绝对值为所述电流判定值以下时的所述目标电流差的绝对值设定为大于因所述PWM控制而进行振荡的所述分流电流的振幅的两倍值。
5.如权利要求3或4所述的功率转换装置，其特征在于，
所述开关控制部将所述电流判定值设定为大于因所述PWM控制而进行振荡的所述分流电流的振幅。
6.如权利要求3至5的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述开关控制部将所述总电流的平均值的绝对值大于所述电流判定值时的所述目标电流差设定为0。
7.如权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述开关控制部在所述总电流的平均值的绝对值在电流判定值以下、且所述总电流的平均值的变化速度的绝对值在速度判定值以上的情况下，与除此以外的情况相比，增大所述目标电流差的绝对值。
8.如权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述开关控制部在所述总电流的平均值的绝对值在电流判定值以下、且所述PWM控制的频率在第1频率判定值以上或在被设定为小于所述第1频率判定值的值的第2频率判定值以下的情况下，与除此以外的情况相比，增大所述目标电流差的绝对值。
9.如权利要求1或2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述开关控制部在所述总电流的平均值的绝对值在电流判定值以下、且所述目标输出电压在输出电压判定值以上的情况下，与除此以外的情况相比，增大所述目标电流差的绝对值。
10.如权利要求1至9的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述输出端子连接到旋转电机，
所述开关控制部基于所述旋转电机的旋转速度和转矩来改变所述目标电流差，以作为与所述总电流相当的值。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2020-091125 | 2020-05-26 | ||
| JP2020091125A JP6910505B1 (ja) | 2020-05-26 | 2020-05-26 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN113726158A true CN113726158A (zh) | 2021-11-30 |
Family
ID=76967591
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202110552890.7A Pending CN113726158A (zh) | 2020-05-26 | 2021-05-20 | 功率转换装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP6910505B1 (zh) |
| CN (1) | CN113726158A (zh) |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62217859A (ja) * | 1986-03-17 | 1987-09-25 | Hitachi Ltd | パルス幅変調電力変換器の制御装置 |
| US6246222B1 (en) * | 2000-08-30 | 2001-06-12 | National Semiconductor Corporation | Switching DC-to-DC converter and conversion method with rotation of control signal channels relative to paralleled power channels |
| US20040189266A1 (en) * | 2003-03-31 | 2004-09-30 | Tdk Corporation | Power supply apparatus and control circuit therefor |
| JP2014241693A (ja) * | 2013-06-12 | 2014-12-25 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN110870193A (zh) * | 2017-07-21 | 2020-03-06 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置以及电力变换系统 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2011152181A1 (ja) * | 2010-06-01 | 2011-12-08 | 本田技研工業株式会社 | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置 |
| JP6289574B1 (ja) * | 2016-09-30 | 2018-03-07 | 三菱電機株式会社 | 直流電力変換器 |
| US11349395B2 (en) * | 2016-10-03 | 2022-05-31 | Honda Motor Co., Ltd. | Conversion apparatus, device, and control method |
| JP2018166376A (ja) * | 2017-03-28 | 2018-10-25 | 新電元工業株式会社 | スイッチング電源装置及びその制御方法 |
-
2020
- 2020-05-26 JP JP2020091125A patent/JP6910505B1/ja active Active
-
2021
- 2021-05-20 CN CN202110552890.7A patent/CN113726158A/zh active Pending
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62217859A (ja) * | 1986-03-17 | 1987-09-25 | Hitachi Ltd | パルス幅変調電力変換器の制御装置 |
| US6246222B1 (en) * | 2000-08-30 | 2001-06-12 | National Semiconductor Corporation | Switching DC-to-DC converter and conversion method with rotation of control signal channels relative to paralleled power channels |
| US20040189266A1 (en) * | 2003-03-31 | 2004-09-30 | Tdk Corporation | Power supply apparatus and control circuit therefor |
| JP2014241693A (ja) * | 2013-06-12 | 2014-12-25 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN110870193A (zh) * | 2017-07-21 | 2020-03-06 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置以及电力变换系统 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP6910505B1 (ja) | 2021-07-28 |
| JP2021191030A (ja) | 2021-12-13 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8674652B2 (en) | Motor control device | |
| KR100221811B1 (ko) | 전력 변환기 | |
| JP3844060B2 (ja) | Ｐｗｍパルス制御方法 | |
| EP2528221A2 (en) | Multi-phase active rectifier | |
| JP6153144B1 (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置および制御方法 | |
| JP5521914B2 (ja) | 電力変換装置、及び、これを用いた電動パワーステアリング装置 | |
| US11218107B2 (en) | Control device for power converter | |
| JP5126550B2 (ja) | マトリクスコンバータ | |
| EP2383877A1 (en) | Power conversion device | |
| KR20160122923A (ko) | 3상 인버터의 옵셋 전압 생성 장치 및 방법 | |
| Ahmed | Modeling and simulation of ac–dc buck-boost converter fed dc motor with uniform PWM technique | |
| CN103001568A (zh) | 马达控制装置 | |
| Lee et al. | A dead-beat control for bridgeless inverter systems to reduce the distortion of grid current | |
| JP5967702B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP4755504B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2014197945A (ja) | 電力変換装置およびそれを備えたモータ駆動装置 | |
| JP3050314B1 (ja) | 電力変換装置 | |
| CN113726158A (zh) | 功率转换装置 | |
| JP7202244B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2005269722A (ja) | 電動機駆動制御装置 | |
| CN112567620B (zh) | 逆变装置 | |
| CN113302831A (zh) | 电力变换装置 | |
| JP2006042579A (ja) | スイッチング制御方法、整流装置及び駆動システム | |
| JP7341177B2 (ja) | 電力変換器 | |
| JP2005269723A (ja) | 電動機駆動制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination |