CN110870193A - 电力变换装置以及电力变换系统 - Google Patents

Abstract

电力变换系统的各电力变换装置(21)的控制部(31)根据流过滤波电抗器(4)的电抗器电流的检测值、向滤波电容器(5)的端子间输出的输出电压的检测值以及流过输出电抗器(6)的输出电流的检测值，控制开关元件部(3)。控制部(31)根据输出电流以及输出电压来生成电压指令，并且根据去除基准频率分量的输出电流来生成电压指令的校正量。控制部(31)根据电压指令和校正量的相加值来生成电流指令，以使电抗器电流与电流指令一致的方式控制开关元件部(3)。

Description

电力变换装置以及电力变换系统

技术领域

本发明涉及对具备并联连接的多个电力变换装置的电力变换系统中的环流电流进行抑制的技术。

背景技术

已知具备并联连接的多个电力变换装置的电力变换系统。在这样的电力变换系统中，在使多个电力变换装置进行并联运转而对负载供给电力的情况下，如果在各电力变换装置的输出电压的振幅或者相位中产生偏差，则在各电力变换装置之间可能发生环流电流。

为了抑制环流电流的发生，例如在日本特开2010-288437号公报(专利文献1)中公开了如下方法：由电流检测器检测从电力变换系统向负载供给的电流(以下还称为“负载电流”)，把将检测到的负载电流除以电力变换装置的并联运转台数而得到的值作为平均1台电力变换装置的输出电流指令，控制各电力变换装置的输出电流。

现有技术文献

专利文献1：日本特开2010-288437号公报

发明内容

根据上述专利文献1，针对基波分量以及高次谐波分量的每个阶数抽出负载电流，根据将抽出的电流除以并联运转台数得到的电流来生成输出电流指令，从而降低电力变换装置之间的输出电流的失衡，结果抑制基波分量以及高次谐波分量的环流电流。

然而，在上述专利文献1中，为了生成输出电流指令而需要检测负载电流。因此，在一部分电力变换装置由于故障等而停止从而并联运转台数发生变更时，发生负载电流的检测延迟或者输出电流指令的生成的延迟等，从而存在输出电流指令与负载电流的偏差变大这样的问题。其结果，有可能无法对负载稳定地供给恰当的电流。

本发明是为了解决如上所述的问题而作出的，本发明的目的在于，提供一种在具备并联连接的多个电力变换装置的电力变换系统中即便并联运转台数发生变化也能够对负载稳定地供给恰当的电流的技术。

本发明的另一目的在于，不用设置对多个电力变换装置进行总体控制的上级控制装置或者成为多个电力变换装置中的主设备的电力变换装置，而实现上述技术。

本公开所涉及的电力变换装置具备：输入端子，与直流电源连接；输出端子，与负载连接；开关元件部，将从直流电源供给到所述输入端子的直流电力变换为交流电力而输出到输出端子；滤波电抗器以及滤波电容器，将开关元件部的输出进行平滑化；输出电抗器，设置于滤波电抗器与负载之间；第1电流传感器；第1电压传感器；第2电流传感器；以及控制部。第1电流传感器检测流过滤波电抗器的电抗器电流。第1电压传感器检测向滤波电容器的端子间输出的输出电压。第2电流传感器检测流过输出电抗器的输出电流。控制部根据第1电流传感器和第2电流传感器以及第1电压传感器的检测值，控制开关元件部。控制部根据输出电流以及输出电压来生成电压指令，并且根据去除基准频率分量的输出电流来生成电压指令的校正量。控制部根据电压指令和校正量的相加值来生成电流指令，以使电抗器电流与电流指令一致的方式控制开关元件部。

本公开所涉及的电力变换系统具备相对负载而被并联连接的多个电力变换装置。多个电力变换装置各自包括：输入端子，与直流电源连接；输出端子，与负载连接；开关元件部，将从直流电源供给到输入端子的直流电力变换为交流电力而输出到输出端子；滤波电抗器以及滤波电容器，将开关元件部的输出进行平滑化；输出电抗器，设置于滤波电抗器与负载之间；第1电流传感器；第1电压传感器；第2电流传感器；以及控制部。第1电流传感器检测流过滤波电抗器的电抗器电流。第1电压传感器检测向滤波电容器的端子间输出的输出电压。第2电流传感器检测流过输出电抗器的输出电流。控制部根据第1电流传感器和第2电流传感器以及第1电压传感器的检测值，控制开关元件部。控制部根据输出电流以及输出电压来生成电压指令，并且根据去除基准频率分量的输出电流来生成电压指令的校正量。控制部根据电压指令和校正量的相加值来生成电流指令，以使电抗器电流与电流指令一致的方式控制开关元件部。

根据本公开，在使多个电力变换装置进行并联运转而对负载供给电力的电力变换系统中，不用检测负载电流而能够抑制基波分量以及高次谐波分量的环流电流。由此，在电力变换系统中，即便并联运转台数发生变化，也能够对负载稳定地供给恰当的电流。另外，根据本公开，不用设置对多个电力变换装置进行总体控制的上级控制装置或者成为多个电力变换装置中的主设备的电力变换装置，而能够实现这样的电力变换系统。

附图说明

图1是概略地示出应用本发明的实施方式所涉及的电力变换装置的电力变换系统的结构例的图。

图2是概略地示出应用本发明的实施方式所涉及的电力变换装置的电力变换系统的结构例的图。

图3是概略地示出图1以及图2所示的电力变换装置的结构的图。

图4是用于对图3所示的控制部的整体结构进行说明的功能框图。

图5是示出图4所示的电力运算部的内部结构的框图。

图6是示出图5所示的有效电力运算器的内部结构的框图。

图7是示出图5所示的无效电力运算器的内部结构的框图。

图8是示出图7所示的正弦波电压测量器的内部结构的框图。

图9是示出图7所示的余弦波电压测量器的内部结构的框图。

图10是示出图7所示的正弦波电流测量器的内部结构的框图。

图11是示出图7所示的余弦波电流测量器的内部结构的框图。

图12是示出图4所示的相位生成部的内部结构的框图。

图13是示出由相位生成部生成的频率指令的下垂特性例的图。

图14是示出图4所示的电压指令生成部的内部结构的框图。

图15是示出由电压指令生成部生成的有效电压指令的下垂特性例的图。

图16是示出图4所示的电压指令校正部的内部结构的框图。

图17是示出图16所示的滤波器的频率特性的图。

图18是示出图4所示的电压控制部的内部结构的框图。

图19是示出图4所示的电流控制部的内部结构的框图。

图20是用于对图19所示的PWM信号生成部的动作进行说明的时序图。

图21是概略地示出实施例以及比较例所涉及的电力变换系统的结构的图。

图22是概略地示出比较例所涉及的电力变换装置的结构的图。

图23是用于对比较例所涉及的电力变换系统以及实施例所涉及的电力变换系统中的各电力变换装置的动作进行说明的时序图。

图24是示出对图23所示的各电力变换装置的输出电流进行FFT解析的结果的图。

图25是示意性地示出流过滤波电抗器的电流与滤波电抗器的电感的关系的图。

图26是概略地示出本发明的实施方式2所涉及的电力变换系统中应用的电力变换装置的结构的图。

图27是用于对图26所示的控制部的整体结构进行说明的功能框图。

图28是示出图27所示的电压指令生成部的内部结构的框图。

图29是示出图27所示的电压指令校正部的内部结构的框图。

图30是示出图29所示的滤波器的频率特性的图。

图31是示出图27所示的电压控制部的内部结构的框图。

图32是示出图27所示的输出电流调整部的内部结构的框图。

图33是示出图27所示的电流指令限制部的内部结构的框图。

图34是示出图27所示的电流控制部的内部结构的框图。

图35是示出图27所示的INV电压指令生成部的内部结构的框图。

图36是示出图27所示的PWM信号生成部的内部结构的框图。

(符号说明)

1：输入端子；2：直流总线电容器；3：开关元件部；4：滤波电抗器；5：滤波电容器；6：输出电抗器；7：输出端子；11、13：电压传感器；12、14：电流传感器；21、21a、21b、21c、210、210a、210b、210c、500：电力变换装置；31、501：控制部；32、511：电力运算部；33：相位生成部；34、512：电压指令生成部；35、513：电压指令校正部；36、514：电压控制部；37、515：输出电流调整部；38：不足电压抑制部；39、516：电流指令限制部；40、517：电流控制部；41、518：INV电压指令生成部；42、520：PWM信号生成部；51～54：半导体开关元件；60：直流电源；61：负载；101、225：正弦波生成器；102：余弦波生成器；103：有效电力运算器；104：无效电力运算器；111、131：零交叉信号输出器；112、132、214：信号延迟器；113、140、141、151、161、171、181、226、562、563、570、571：乘法器；114、117、134、152、162、172、182、245、255、284：积分器；115、118、153、163、173、183：采样和保持器；116、133：固定信号输出器；119、154、164、174、184、569：除法器；136：正弦波电压测量器；137：余弦波电压测量器；138：正弦波电流测量器；139：余弦波电流测量器；142、204、211、241、242、252、260、281、549、551、566、581：减法器；155、165、175、185、224、232、262、544、545、546、547：增益器；201、221：下垂特性运算器；202：变化限幅器；203：基准频率指令部；205：相位生成器；212、246、248、256、258、273、285、287、567：限幅器；213、223、247、257、271、286、290、548、552、560、561、564、568、582、590、591：加法器；222：基准电压有效值；231、261、540、541、542、543：滤波器；243、253、282：比例增益器；244、254、283：积分增益器；251：下限电压；259：初始限制电流；291：载波信号发生器；292：比较器；293：反转器；301：开关；1000、2000：电力变换系统；T1：输入端子；T2：输出端子；530、531、532：dq变换部；519：逆dq变换部；535：d轴基准电压指令器；536：q轴基准电压指令器；550：电容器电流校正增益器；565：平方根；580：电抗器电流校正增益器。

具体实施方式

以下，参考附图，说明本发明的实施方式。此外，在以下的附图中，对相同或者相当的部分附加相同的参考符号，不重复其说明。

实施方式1.

(电力变换系统的结构)

图1以及图2是概略地示出应用本发明的实施方式1所涉及的电力变换装置的电力变换系统的结构例的图。

参考图1以及图2，本实施方式所涉及的电力变换系统1000具备相对负载61而并联连接的多个电力变换装置。电力变换系统1000通过使多个电力变换装置进行并联运转，能够将各电力变换装置的输出电力进行合成而供给到负载61。此外，电力变换系统1000也可以还具备与该多个电力变换装置并联连接并针对输出电力具有频率的下垂特性的设备(例如发电机等)。

在图1所示的第1结构例中，电力变换系统1000具备相对负载61而并联连接的2台电力变换装置21a、21b。对2台电力变换装置21a、21b，经由输入端子T1而共同地连接有1个直流电源60。直流电源60向电力变换装置21a、21b供给直流电力。电力变换装置21a、21b分别构成为将从直流电源60供给的直流电力变换为交流电力。

通过经由输出端子T2从电力变换装置21a、21b供给的交流电力，驱动负载61。此外，在本实施方式中，在电力变换装置21a、21b都正常的情况下，设为电力变换装置21a、21b将相互均等的交流电力供给到负载61。

图2所示的第2结构例与图1的第1结构例相比，不同的点在于对电力变换装置21a、21b分别对应地连接有直流电源60a、60b。电力变换装置21a、21b分别构成为将从对应的直流电源60a、60b供给的直流电力变换为交流电力。

此外，在图1以及图2的结构例中将并联连接的电力变换装置的台数设为2台，但电力变换装置的台数也可以是3台以上。多个电力变换装置21a、21b是基本上相同的结构。以下，在将多个电力变换装置21a、21b总括地记载的情况下，简称为电力变换装置21。同样地，关于与多个电力变换装置21a、21b分别对应地连接的多个直流电源60a、60b，在总括地记载的情况下也简称为直流电源60。

(电力变换装置的结构)

图3是概略地示出图1以及图2所示的电力变换装置21的结构的图。参考图3，电力变换装置21具备输入端子1、直流总线电容器2、开关元件部3、滤波电抗器4、滤波电容器5、输出电抗器6以及输出端子7。电力变换装置21还具备电压传感器11、13、电流传感器12、14以及控制部31。

输入端子1与直流电源60(图1以及图2)连接。直流总线电容器2并联地连接在输入端子1与开关元件部3之间。直流总线电容器2将输入到输入端子1的直流电源60的电压进行平滑化。

直流总线电容器2的容量值被选定为在电力变换装置21的输出骤变时使直流总线电容器2的端子间电压不小于预定的电压。此外，预定的电压是电力变换装置21能够输出正常的电压的直流总线电容器2的端子间电压。例如在电力变换装置21的输出电压是200Vrms的情况下，预定的电压被设定为与该输出电压的振幅相当的283V左右。

开关元件部3将直流总线电容器2的端子间电压变换为与电压指令相应的交流电压。具体而言，开关元件部3包括由4个半导体开关元件51～54构成的桥结构的单相逆变器。开关元件部3具有并联连接的第1支路以及第2支路。第1支路是将上臂的半导体开关元件51与下臂的半导体开关元件52串联地连接而构成的。第2支路是将上臂的半导体开关元件53串联地连接而构成的。

作为半导体开关元件51～54，使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等能够通过PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)控制来切换导通(接通)以及非导通(断开)的元件。对半导体开关元件51～54分别反并联地连接有二极管。

根据由控制部31生成的控制信号(以下还称为“PWM信号”)S1、S2来控制半导体开关元件51～54的通断，从而开关元件部3将从输入端子1供给的直流电源60的电压(即，直流总线电压Vdc)变形为脉冲状的电压。具体而言，半导体开关元件51、54依照PWM信号S1而被接通或者断开，半导体开关元件52、53依照PWM信号S2而被接通或者断开。

此外，在图3中，例示了由单相逆变器构成开关元件部3并对单相的负载61供给单相交流电力的结构，但也可以构成为由三相逆变器构成开关元件部3并对三相的负载供给三相交流电力。

开关元件部3的交流输出端子与滤波电抗器4的一方端子连接。对滤波电抗器4的另一方端子连接滤波电容器5。滤波电抗器4以及滤波电容器5将开关元件部3的输出电压进行平滑化。滤波电抗器4以及滤波电容器5通过降低通过开关元件部3而被脉冲化的直流电源60的电压中包含的高次谐波分量，从而输出预定的频率分量的电压。此外，预定的频率分量是例如电力系统的频率范围(例如50Hz或者60Hz)。

在滤波电抗器4的另一方端子与输出端子7之间连接输出电抗器6。输出电抗器6对电力变换装置21的输出电流的高次谐波分量进行抑制。此外，高次谐波分量是与构成开关元件部3的半导体开关元件51～54进行开关动作的频率相当的分量。

这样，从开关元件部3输出的脉冲状的电压经过设置在开关元件部3与输出端子7之间的滤波电抗器4、滤波电容器5以及输出电抗器6，从而被成形为正弦波状的电压。

电压传感器11检测直流总线电容器2的端子间电压(以下还称为“直流总线电压Vdc”)，将表示检测值的信号输出到控制部31。

电流传感器12连接在开关元件部3的交流输出端子与滤波电抗器4之间，检测流过滤波电抗器4的电流(以下称为“电抗器电流IL”)，将表示检测值的信号输出到控制部31。此外，电流传感器12也可以连接在滤波电抗器4与滤波电容器5之间。

电压传感器13检测滤波电容器5的端子间电压(以下还称为电力变换装置21的“输出电压Vc”)，将表示检测值的信号输出到控制部31。此外，在本实施方式中，作为输出电抗器6中的电压降小的例子，将滤波电容器5的端子间电压视为电力变换装置21的输出电压Vc。电压传感器13也可以连接在输出电抗器6与输出端子7之间。

电流传感器14连接在滤波电容器5与输出电抗器6之间，检测流过输出电抗器6的电流(以下还称为电力变换装置21的“输出电流Io”)，将表示检测值的信号输出到控制部31。此外，电流传感器14也可以连接在输出电抗器6与输出端子7之间。

控制部31根据来自电流传感器12、14的检测信号(电抗器电流IL以及输出电流Io的检测值)以及来自电压传感器11、13的检测信号(直流总线电压Vdc以及输出电压Vc的检测值)，生成用于控制开关元件部3的PWM信号S1、S2。

(控制部31的结构)

图4是用于对图3所示的控制部31的整体结构进行说明的功能框图。参考图4，控制部31具有电力运算部32、相位生成部33、电压指令生成部34、电压指令校正部35、电压控制部36、输出电流调整部37、不足电压抑制部38、电流指令限制部39、电流控制部40、INV电压指令生成部41以及PWM信号生成部42。此外，图4所示的控制部31既可以由硬件构成，也可以由软件构成。或者，控制部31也可以为将硬件以及软件进行组合得到的结构。

以下，使用图5至图20，详细地说明构成控制部31的各部的内部结构。此外，在本实施方式中，说明控制部31使用双极调制方式来生成PWM信号的结构，但不限于此，也可以设为使用单极调制方式等其它调制方式来生成PWM信号的结构。

(1)电力运算部32

图5是示出图4所示的电力运算部32的内部结构的框图。参考图5，电力运算部32被输入由电压传感器13检测到的输出电压Vc的检测值、由电流传感器14检测到的输出电流Io的检测值以及由相位生成部33生成的内部相位φ。电力运算部32构成为根据输出电压Vo、输出电流Io以及内部相位φ来运算电力变换装置21所输出的有效电力P以及无效电力Q。

具体而言，电力运算部32具有正弦波生成器(SIN)101、余弦波生成器(COS)102、有效电力运算器103以及无效电力运算器104。

正弦波生成器101被输入内部相位φ，输出正弦波sinφ。余弦波生成器102被输入内部相位φ，输出余弦波cosφ。

有效电力运算器103根据输出电压Vc以及输出电流Io，运算电力变换装置21所输出的有效电力P。具体而言，有效电力运算器103关于输出电压Vc与输出电流Io之积(＝Vo×Io)，运算输出电压Vc的周期中的平均。或者，有效电力运算器103也可以针对输出电压Vc与输出电流Io之积(＝Vc×Io)实施低通滤波器等的滤波处理。关于有效电力运算器103的内部结构，在图6中后述。

无效电力运算器104根据输出电压Vc、输出电流Io、正弦波sinφ以及余弦波cosφ，运算电力变换装置21所输出的无效电力Q。关于无效电力运算器104的内部结构，在图7至图11中后述。

(1-1)有效电力运算器103

图6是示出图5所示的有效电力运算器103的内部结构的框图。有效电力运算器103构成为将输出电压Vc以及输出电流Io作为输入而进行由下式(1)示出的运算，从而计算有效电力P。

[数学式1]

此处，Tvc是输出电压Vc的周期，Tc是运算周期，m是在周期Tvc的期间进行运算周期Tc的处理的运算数量，n是从Vc的零交叉起的运算数量(n＝1为最早，n＝m为最新，n相当于当前的运算步骤)，Vc_n是当前的运算步骤的输出电压Vc，Io_n是当前的运算步骤的输出电流Io。

参考图6，有效电力运算器103具有零交叉信号输出器111、信号延迟器112、乘法器113、积分器114、117，采样和保持器(S/H)115、118、固定信号输出器116以及除法器119。

零交叉信号输出器111被输入由电压传感器13检测到的输出电压Vc的检测值。零交叉信号输出器111在输出电压Vc为正的情况下输出正的零交叉信号Sz，在输出电压Vc为负的情况下输出负的零交叉信号Sz。零交叉信号Sz被输入到信号延迟器112以及采样和保持器115、118。

此外，由于输出电压Vc的变动，有时在短时间(例如小于5ms)检测到多个零交叉信号Sz(所谓的抖动(chattering))。作为这样的抖动的对策，也可以构成为在零交叉信号输出器111中当检测到零交叉时在一定时间(例如5ms)屏蔽零交叉的检测(即，不使零交叉信号Sz变化)。或者，也可以使输出电压Vc的正负的判定具有滞后。零交叉信号输出器111例如在输出电压Vc≥1V时判定为输出电压Vc是正，在输出电压Vc≤-1V时判定为输出电压Vc是负。

信号延迟器112将零交叉信号Sz作为输入，使零交叉信号Sz延迟与有效电力运算器103的1个运算步骤量相当的时间。信号延迟器112将延迟的零交叉信号Sz(以下还称为“延迟后零交叉信号Szd”)输出到积分器114、117。延迟后零交叉信号Szd为用于对积分器114、117的动作进行复位的复位信号。

即，信号延迟器112使积分器114、117的复位信号(延迟后零交叉信号Szd)相对于输入到采样和保持器115、118的信号(零交叉信号Sz)而延迟。由此，能够使响应于零交叉信号Sz而被执行的、积分器114、117的输出的采样和保持以及积分器114、117中的复位的动作的顺序变得可靠。

固定信号输出器116输出信号值“1”的固定值。该信号在积分器117中被积分。积分器117的积分值为对输出电压Vc的周期进行测量时的经过时间。具体而言，积分器117被输入固定信号输出器116的输出(信号值“1”)和延迟后零交叉信号Szd，输出对信号值“1”进行积分得到的输出电压Vc的周期测量值。积分器117在延迟后零交叉信号Szd从负变化为正时，将积分值复位为0，开始固定信号输出器116的输出的积分。另外，积分器117针对每个运算步骤，对在1个运算步骤的时间内将固定信号输出器116的输出相乘得到的值进行积分。因此，积分器117的输出为从延迟后零交叉信号Szd从负变化为正的定时起的经过时间。

采样和保持器118被输入积分器117的输出以及零交叉信号Sz，输出输出电压Vc的周期Tvc。采样和保持器118在零交叉信号Sz从负变化为正的定时，将采样和保持器118的输出更新为积分器117的输出。在其以外的定时，采样和保持器118的输出不变化。通过这个动作，能够测量输出电压Vc从负变化为正的周期。

乘法器113将输出电压Vc以及输出电流Io作为输入，输出它们的相乘结果(Vc×Io)。

积分器114被输入乘法器113的输出(Vc×Io)以及延迟后零交叉信号Szd，输出对乘法器113的输出进行积分得到的值。积分器114针对每个运算步骤，对在1个运算步骤的时间内将乘法器113的输出相乘得到的值进行积分。积分器114在延迟后零交叉信号Szd从负变化为正的定时，积分值被复位。

采样和保持器115被输入积分器114的输出以及零交叉信号Sz，在零交叉信号Sz从负成为正的定时将采样和保持器115的输出更新为积分器114的输出。在其以外的定时，采样和保持器115的输出不变化。

除法器119被输入采样和保持器115的输出以及输出电压Vc的周期Tvc，输出将采样和保持器115的输出除以输出电压Vc的周期Tvc而得到的结果。此外，为了防止在输出电压Vc的周期Tvc为0的情况下相除结果成为无限大，除法器119也可以对输出电压Vc的周期Tvc设置下限值。

(1-2)无效电力运算器104

图7是示出图5所示的无效电力运算器104的内部结构的框图。无效电力运算器104构成为根据输出电流Io、输出电压Vc、正弦波sinφ以及余弦波cosφ，运算电力变换装置21输出的无效电力Q。

无效电力Q是电力变换装置21的输出电力中包含的、内部相位φ的频率分量的无效电力(以下还称为“基波无效电力”)。在无效电力Q的运算中，只要能够计算特定频率的无效电力的极性以及大小即可。此处，如下式(2)所示，根据输出电压Vc以及输出电流Io针对内部相位φ的频率分量的离散傅立叶变换结果，运算无效电力Q。

[数学式2]

Q＝VcsinxIocos-VccosxIosin(2)

此外，式(2)中的Vcsin、Vccos、Iosin、Iocos分别由下式(3)～(6)给出。

[数学式3]

此处，Tvc是输出电压Vc的周期，Tc是运算周期，m是在周期TVc的期间中进行运算周期Tc的处理的运算数量，n是从Vc的零交叉起的运算数量(n＝1为最早，n＝m为最新，n相当于当前的运算步骤)，Vc_n是当前的运算步骤的输出电压Vc，Io_n是当前的运算步骤的输出电流Io，φ_n是当前的运算步骤的内部相位φ。另外，Vcsin是输出电压Vc的基本正弦波有效值分量，Vccos是输出电压Vc的基本余弦波有效值分量，Iosin是输出电流Io的基本正弦波有效值分量，Iocos是基本余弦波有效值分量。此外，关于基波无效电力Q，将电力变换装置21输出相位超前的无效电力的方向设为正。

参考图7，无效电力运算器104具有零交叉信号输出器131、信号延迟器132、固定信号输出器133、积分器134、采样和保持器135、正弦波电压测量器136、余弦波电压测量器137、正弦波电流测量器138、余弦波电流测量器139、乘法器140、141以及减法器142。在以下的说明中，虽然使用正以及负的信号，但也可以使用H(逻辑高)以及L(逻辑低)的信号。

零交叉信号输出器131的基本结构与图6所示的零交叉信号输出器111相同。即，向零交叉信号输出器131输入由电压传感器13检测到的输出电压Vc的检测值。零交叉信号输出器131在输出电压Vc为正的情况下输出正的零交叉信号Sz，在输出电压Vc为负的情况下输出负的零交叉信号Sz。零交叉信号Sz被输入到信号延迟器132以及采样和保持器135。

信号延迟器132的基本结构与图6所示的信号延迟器112相同。即，信号延迟器132将零交叉信号Sz作为输入，使零交叉信号Sz延迟与无效电力运算器104的1个运算步骤量相当的时间。信号延迟器132将延迟的零交叉信号Sz(延迟后零交叉信号Szd)输出到积分器134。信号延迟器132进一步将延迟后零交叉信号Szd输出到正弦波电压测量器136、余弦波电压测量器137、正弦波电流测量器138以及余弦波电流测量器139。

固定信号输出器133的基本结构与图6所示的固定信号输出器116相同。即，固定信号输出器133输出信号值“1”的固定值。该信号通过积分器134被积分。积分器134的积分值成为对输出电压Vc的周期进行测量时的经过时间。

积分器134的基本结构与图6所示的积分器117相同。即，积分器134被输入固定信号输出器133的输出(信号值“1”)和延迟后零交叉信号Szd，输出信号值“1”的积分值即输出电压Vc的周期测量值。积分器134在延迟后零交叉信号Szd从负变化为正时，将积分值复位为0，开始固定信号输出器116的输出的积分。另外，积分器134针对每个运算步骤，对在1个运算步骤的时间内将固定信号输出器134的输出相乘得到的值进行积分。因此，积分器134的输出成为从延迟后零交叉信号Szd从负变化为正的定时起的经过时间。

采样和保持器135的基本结构与图6所示的采样和保持器118相同。即，采样和保持器135被输入积分器134的输出和零交叉信号Sz，输出输出电压Vc的周期Tvc。采样和保持器135在零交叉信号Sz从负变化为正的定时，将采样和保持器135的输出更新为积分器134的输出。在其以外的定时，采样和保持器135的输出不变化。通过这个动作，能够测量输出电压Vc从负变化为正的周期。

正弦波电压测量器136被输入由电压传感器13检测到的输出电压Vc的检测值、来自正弦波生成器101(图5)的正弦波sinφ、输出电压Vc的周期Tvc、零交叉信号Sz以及延迟后零交叉信号Szd。正弦波电压测量器136如在图8中后述那样，运算输出电压Vc的正弦波sinφ分量，将其运算结果代入到上述式(3)，从而运算输出电压Vc的基本正弦波有效值分量Vcsin。

余弦波电压测量器137被输入由电压传感器13检测到的输出电压Vc的检测值、来自余弦波生成器102(图5)的余弦波cosφ、输出电压Vc的周期Tvc、零交叉信号Sz以及延迟后零交叉信号Szd。余弦波电压测量器137如在图9中后述那样，运算输出电压Vc的余弦波cosφ分量，将其运算结果代入到上述式(4)，从而运算输出电压Vc的基本余弦波有效值分量Vccos。

正弦波电流测量器138被输入由电流传感器14检测到的输出电流Io的检测值、来自正弦波生成器101(图5)的正弦波sinφ、输出电压Vc的周期Tvc、零交叉信号Sz以及延迟后零交叉信号Szd。正弦波电流测量器138如在图10中后述那样，运算输出电流Ioc的正弦波sinφ分量，将其运算结果代入到上述式(5)，从而运算输出电流Io的基本正弦波有效值分量Iosin。

余弦波电流测量器139被输入由电流传感器14检测到的输出电流Io的检测值、来自余弦波生成器102(图5)的余弦波cosφ、输出电压Vc的周期Tvc、零交叉信号Sz以及延迟后零交叉信号Szd。余弦波电流测量器139如在图11中后述那样，运算输出电流Ioc的余弦波cosφ分量，将其运算结果代入到上述式(6)，从而运算输出电流Io的基本余弦波有效值分量Iocos。

图8是示出图7所示的正弦波电压测量器136的内部结构的框图。参考图8，正弦波电压测量器136具有乘法器151、积分器152、采样和保持器153、除法器154以及增益器155。

乘法器151将由电压传感器13检测到的输出电压Vc的检测值以及正弦波sinφ作为输入，输出它们的相乘结果(Vc×sinφ)。

积分器152被输入乘法器151的输出(Vc×sinφ)以及延迟后零交叉信号Szd，输出对乘法器151的输出进行积分得到的值。积分器152针对每个运算步骤，对在1个运算步骤的时间内将乘法器151的输出相乘得到的值进行积分。积分器152在延迟后零交叉信号Szd从负变化为正的定时，积分值被复位。

采样和保持器153被输入积分器152的输出以及零交叉信号Sz，在零交叉信号Sz从负成为正的定时，将采样和保持器153的输出更新为积分器152的输出。在其以外的定时，采样和保持器153的输出不变化。

除法器154将采样和保持器153的输出以及输出电压Vc的周期Tvc作为输入，输出将采样和保持器153的输出除以输出电压Vc的周期Tvc而得到的结果。此外，为了防止在输出电压Vc的周期Tvc为0的情况下相除结果成为无限大，除法器154也可以对输出电压Vc的周期Tvc设置下限值。

增益器155被输入除法器154的输出，输出对除法器154的输出乘以

得到的值作为输出电压Vc的基本正弦波有效值分量Vcsin。

图9是示出图7所示的余弦波电压测量器137的内部结构的框图。参考图9，余弦波电压测量器137具有乘法器161、积分器162、采样和保持器163、除法器164以及增益器165。余弦波电压测量器137的基本结构与图8所示的正弦波电压测量器136相同。另外，输出电压Vc的基本余弦波有效值分量Vccos的运算与在图8中说明的输出电压Vc的基本正弦波有效值分量Vcsin的运算中的将正弦波sinφ变更为余弦波cosφ的运算相同，因此省略其说明。

图10是示出图7所示的正弦波电流测量器138的内部结构的框图。参考图10，正弦波电流测量器138具有乘法器171、积分器172、采样和保持器173、除法器174以及增益器175。正弦波电流测量器138的基本结构与图8所示的正弦波电压测量器136相同。另外，输出电流Io的基本正弦波有效值分量Iosin的运算与在图8中说明的输出电压Vc的基本正弦波有效值分量Vcsin的运算中的将输出电压Vc变更为输出电流Io的运算相同，因此省略其说明。

图11是示出图7所示的余弦波电流测量器139的内部结构的框图。参考图11，余弦波电流测量器139具有乘法器181、积分器182、采样和保持器183、除法器184以及增益器185。余弦波电流测量器139的基本结构与图8所示的正弦波电压测量器136相同。另外，输出电流Io的基本余弦波有效值分量Iocos的运算与在图8中说明的输出电压Vc的基本正弦波有效值分量Vcsin的运算中的将输出电压Vc变更为输出电流Io并且将正弦波sinφ变更为余弦波cosφ的运算相同，因此省略其说明。

返回到图7，乘法器140将输出电压Vc的基本余弦波有效值分量Vccos以及输出电流Io的基本正弦波有效值分量Iosin作为输入，输出它们的相乘结果(Vccos×Iosin)。乘法器141将输出电压Vc的基本正弦波有效值分量Vcsin以及输出电流Io的基本余弦波有效值分量Iocos作为输入，输出它们的相乘结果(Vcsin×Iocos)。

减法器142从乘法器140的输出(Vccos×Iosin)减去乘法器141的输出(Vcsin×Iocos)。即，减法器142通过进行上述式(2)的运算，输出基波无效电力Q。

(2)相位生成部33

图12是示出图4所示的相位生成部33的内部结构的框图。相位生成部33将由有效电力运算器103(图6)运算出的有效电力P作为输入，输出内部相位φ。相位生成部33构成为根据有效电力P而使输出电压Vc的频率变化。

在如图1以及图2所示多个电力变换装置21并联运转的情况下，相位生成部33构成为对各电力变换装置21的输出电压Vc的相位差进行校正。由于各电力变换装置21的输出电压Vc的相位差而产生的误差电压主要是余弦波分量。因此，输出电抗器6被施加余弦波分量的误差电压，由该误差电压和输出电抗器6的阻抗决定的电流在多个电力变换装置21之间流动。在该电力变换装置21之间流动的电流主要是正弦波分量，因此会在电力变换装置21之间产生有效电力的环流。因此，相位生成部33通过检测电力变换装置21所输出的有效电力，并根据有效电力的检测值来调整电力变换装置21的输出电压Vc的频率，从而能够校正输出电压Vc的相位差来抑制有效电力的环流。

参考图12，相位生成部33具有下垂特性运算器201、变化限幅器202、基准频率指令部203、减法器204以及相位生成器205。

下垂特性运算器201根据来自有效电力运算器103的有效电力P，运算频率校正指令df。频率校正指令df和有效电力P的关系由下式(7)表示。

[数学式4]

df＝Kf×P(7)

此处，Kf表示下垂特性增益。在本实施方式中，与有效电力P成比例地运算频率校正指令df，但也可以通过对有效电力P实施滤波处理来运算频率校正指令df。或者，也可以使用有效电力P的微分要素来运算频率校正指令df。

此外，在并联运转的多个电力变换装置21之间电力容量不同，在针对每个电力变换装置21调整所分担的有效电力P的比率的情况下，根据电力变换装置21所分担的有效电力P的比率来调整下垂特性增益Kf即可。或者，也可以通过对有效电力P设定电力指令偏移量，从而针对每个电力变换装置21调整所分担的有效电力。

例如，在额定电力大的电力变换装置21a与额定电力小的电力变换装置20b并联运转的情况下，根据额定电力的大小来调整各电力变换装置21的有效电力的分担比率(即，调整下垂特性增益Kf)，从而能够使各电力变换装置21中的输出电力相对额定电力的比例一致。

具体而言，设想电力变换装置21a的额定电力是10kW、电力变换装置21b的额定电力是1kW的情况。如果使每个电力变换装置21的有效电力的分担比率相同，则在频率变化为Δf1时，电力变换装置21a的输出电力以及电力变换装置21b的输出电力都成为1kW，电力变换装置21a是额定电力的10％的输出，与此相对，电力变换装置21b输出额定电力。在这样的情况下，如果根据额定电力的大小来调整电力变换装置21之间的电力的分担比率，则能够在电力变换装置21a和电力变换装置21b中针对额定电力以相同的比例进行输出。例如，在频率变化为Δf1时，如果将电力变换装置21a的输出电力设为10kW，并将电力变换装置21b的输出电力设为1kW，则电力变换装置21a、21b都输出额定电力。

或者，也可以根据与电力变换装置21连接的直流电源60的特性，调整下垂特性增益Kf。例如，在直流电源60为一般的蓄电池(锂离子电池、铅蓄电池等)的情况下，能够根据蓄电池的残余容量来设定下垂特性增益Kf。

具体而言，以在蓄电池的残余容量变小时使放电侧的下垂特性增益Kf变大或者使充电侧的下垂特性增益Kf变小的方式，设定下垂特性增益Kf。或者，以使基准频率指令fref降低的方式设定偏移量。通过该偏移量的设定，下垂特性运算器201输出正的偏移量。此外，也可以组合放电侧的下垂特性增益Kf的设定、充电侧的下垂特性增益Kf的设定以及偏移量的设定。

相对于此，在蓄电池的残余容量大的情况下，按照与蓄电池的残余容量小的情况相反的方针来设定下垂特性增益Kf即可。即，以在蓄电池的残余容量变大时使放电侧的下垂特性增益Kf变小或者使充电侧的下垂特性增益Kf变大的方式，设定下垂特性增益Kf。或者，以使基准频率指令fref增大的方式设定偏移量。通过该偏移量的设定，下垂特性运算器201输出负的偏移量。此外，也可以组合放电侧的下垂特性增益Kf的设定、充电侧的下垂特性增益Kf的设定以及偏移量的设定。

在设为这样时，与针对蓄电池的残余容量将下垂特性增益Kf设为恒定的情况相比，能够更长时间地在并联运转的状态下对负载61供给电力。例如，设想使2台额定电力为1kW的电力变换装置21并联运转而对1.5kW的负载供给电力的情况。在该情况下，在由于直流电源60的残余容量耗尽而一方的电力变换装置21停止时，另一方的电力变换装置21难以单独地对负载61供给电力。如上所述，通过根据直流电源60的残余容量来调整每个电力变换装置21的有效电力的分担比率，能够避免这样的问题，使2台的并联运转状态持续得更长。

变化限幅器202构成为限制从下垂特性运算器51输出的频率校正指令df的变化率。频率校正指令df的变化率相当于每单位时间的频率的变化量。变化限幅器202将被限制的频率校正指令df(以下还称为“频率校正指令dflim”)输出到减法器204。

以下，说明在相位生成部33中设置变化限幅器202的意义。

在图1以及图2所示的电力变换系统1000中，有时多个电力变换装置21与将太阳光发电等分布式电源所生成的电力变换为商用电力的其它电力变换装置(未图示)进行关联运转。

这样的分布式电源用的电力变换装置具有单独运转检测功能。单独运转检测功能构成为根据电力变换装置所关联的系统电压的频率的变化来判定单独运转。因此，在电力变换装置21与另行设置的分布式电源用的电力变换装置进行关联运转的情况下，如果系统电压的频率依照上述频率校正指令df而急剧地变化，则有可能分布式电源用的电力变换装置错误地检测单独运转而停止运转。为了防止这样的错误检测，在本实施方式中，设置有用于对频率校正指令df的变化率进行限制的变化限幅器202。

另外，在分布式电源用的电力变换装置中，针对瞬时电压降低以及瞬时停电等电力系统的扰乱，为了防止同时断开(simultaneous disconnection)并使运转持续，应用故障穿越(Fault Ride Through)。在应用该故障穿越的电力变换装置中，要求针对斜坡状的频率变化率2Hz/s而持续运转。因此，有效的是将变化限幅器202中的变化率的上限值设定为2Hz/s以下，并将变化率的下限值设定为-2Hz/s以上。

今后，可认为针对分布式电源用的电力变换装置的要求是根据电力系统的电力供求背景而变化的。在该情况下，有效的是根据针对分布式电源用的电力变换装置的要求来设定变化限幅器202的上限值以及下限值。

变化限幅器202如图12所示，具有减法器211、限幅器212、加法器213以及信号延迟器214。

减法器211从来自下垂特性运算器201的频率校正指令df，减去信号延迟器214的输出。信号延迟器214的输出相当于上次的频率校正指令。减法器211将相减结果(频率校正指令df-上次的频率校正指令)输出到限幅器212。相减结果成为频率校正指令df的每1个运算步骤(相位生成部33的运算步骤)的变化量。

限幅器212输出对从减法器211输出的、频率校正指令df的每1个运算步骤的变化量进行了限制的值。根据限幅器212的上限值以及下限值，能够设定要限制的频率的变化率。例如，在将频率校正指令df的变化率限制为±2Hz/s的情况下，将限幅器212的上限值设定为2×(相位生成部33的1个运算步骤时间)，并将限幅器212的下限值设定为-2×(相位生成部33的1个运算步骤时间)即可。

加法器213被输入限幅器212的输出以及信号延迟器214的输出(上次的频率校正指令)，将它们的相加结果作为限制后的频率校正指令dflim而输出。该频率校正指令dflim被输入到减法器204以及信号延迟器214。

信号延迟器214输出使输入的频率校正指令dflim延迟相位生成部33的1个运算步骤量而得到的值。该输出相当于上次的频率校正指令。

基准频率指令部203输出成为电力变换装置21的输出电压Vc的频率控制的目标值的基准频率指令fref。此外，基准频率指令fref在多个电力变换装置21之间被设定为共同的值。

减法器204从基准频率指令fref减去频率校正指令dflim，将相减结果(fref-dflim)作为最终的频率指令fref*而输出到相位生成器205。

相位生成器205通过对从减法器204输出的频率指令fref*进行积分，生成电力变换装置21的输出电压Vc的内部相位φ。

如上所述，相位生成部33根据电力变换装置21所输出的有效电力P，以使频率指令fref*具有下垂特性的方式进行动作。在图13中，示出频率指令fref*的下垂特性例。频率指令fref*如图13中的波形k1所示变化。具体而言，在电力变换装置21向输出端子7输出正的有效电力P的情况(即，电力变换装置21放电的情况)下，随着有效电力P的绝对值变大而使频率指令fref*减小。另一方面，在电力变换装置21向输出端子7输出负的有效电力P的情况(即，电力变换装置21被充电的情况)下，随着有效电力P的绝对值变大而使频率指令fref*增大。

或者，如图13中的波形k2所示，也可以根据电力变换装置21所输出的有效电力P的大小而使增益变化。例如，也可以在轻负载时(小于电力变换装置21的额定电力的30％或者小于电力变换装置21的额定电力的50％的程度)，将针对有效电力P的频率指令fref*的增益设为第1值，在重负载时(电力变换装置21的额定电力的30％以上或者50％以上)，将针对有效电力P的频率指令fref*的增益设为比第1值大的第2值。这样通过根据有效电力P的大小而使增益变化，能够使轻负载时的频率变化变小。

(3)电压指令生成部34

图14是示出图4所示的电压指令生成部34的内部结构的框图。电压指令生成部34构成为将由无效电力运算器104(图7)运算出的基波无效电力Q以及由相位生成部33(图12)生成的内部相位φ作为输入，输出电力变换装置21的输出电压Vc的目标值即电压指令Vref。

参考图14，电压指令生成部34具有下垂特性运算器221、基准电压指令器222、加法器223、增益器224、正弦波生成器(SIN)225以及乘法器226。

下垂特性运算器221根据由无效电力运算器104运算出的基波无效电力Q，运算用于使电力变换装置21所输出的无效电力Q降低的校正量ΔVr。具体而言，对基波无效电力Q乘以增益Kq而得到的值成为校正量ΔVr(ΔVr＝Q×Kq)。

此处，考虑针对1p.u.的基波无效电力Q以输出0.05p.u.的校正量ΔVr的方式设定增益Kq的情况。该情况等效于在开关元件部3和输出端子7之间连接有针对基波分量的与0.05p.u.相当的电抗(电感)分量的状态。

例如，在200Vrms、额定1kVA的电力变换装置的情况下，将增益Kq设定为0.01Vrms/Var(＝200Vrms×0.05p.u.)。由此，以产生与在开关元件部3和滤波电容器5之间电连接有2Ω(＝200Vrms×200Vrms×0.05p.u./1kVA)的电抗的结构等效的电压降的方式，输出校正量ΔVr。

因此，在使多个电力变换装置21并联运转的情况下，电力变换装置21之间的基波无效电力的环流越大，则将增益Kq设定得越大。由此，电力变换装置21之间的电压误差降低，因此结果能够降低基波无效电力的环流。

此外，在由于各电力变换装置21具有的布线阻抗的影响等而在每个电力变换装置21中基波无效电力的分担不同的情况下，也可以针对每个电力变换装置21调整增益Kq。

基准电压指令器222输出基准电压的有效值即基准有效值Vr。基准有效值Vr是在并联运转的多个电力变换装置21之间共同的基准电压的有效值，对多个电力变换装置21提供共同的恒定值。

加法器223对基准有效值Vr相加校正量ΔVr，将相加结果(Vr+ΔVr)作为有效电压指令Vr*而输出。增益器224通过对有效电压指令Vr*乘以

生成电压振幅指令Vrpp。

乘法器226将电压振幅指令Vrpp和正弦波sinφ相乘，将相乘结果(Vrpp×sinφ)作为电压指令Vref而输出。

在多个电力变换装置21并联运转的情况下，如果在电力变换装置21之间输出电压Vc的电压振幅发生变动，则由该变动引起的误差电压被施加到输出电抗器6，因此由误差电压引起的电流在多个电力变换装置21之间流动。特别是由电压振幅的变动引起的误差电压主要是正弦波分量，因此输出电抗器6被施加正弦波分量的电压，从而余弦波分量的电流在电力变换装置21之间流动。换言之，作为电力，无效电力作为环流而在电力变换装置21之间流动。

在本实施方式中，如上所述电压指令生成部34具有下垂特性运算器221，以使无效电力Q降低的方式生成拥有针对无效电力Q的下垂特性的有效电压指令Vr*。图15示出有效电压指令Vr*的下垂特性例。有效电压指令Vr*如图15中的波形k3所示，是对基准有效值Vr相加针对基波无效电力Q的下垂特性(校正量ΔVr)而得到的值。

或者，也可以如图15中的波形k4所示，根据电力变换装置21所输出的无效电力Q的大小而使增益变化。例如，也可以在轻负载时(小于电力变换装置21的额定电力的30％或者小于电力变换装置21的额定电力的50％的程度)，将针对无效电力Q的校正量ΔVr的增益Kq设为第1值，在重负载时(电力变换装置21的额定电力的30％以上或者50％以上)，将针对无效电力Q的校正量ΔVr的增益Kq设为比第1值大的第2值。这样根据无效电力Q的大小而使增益Kq变化，从而能够使轻负载时的电压变化变小。

(4)电压指令校正部35

图16是示出图4所示的电压指令校正部35的内部结构的框图。电压指令校正部35构成为将由电流传感器14检测到的输出电流Io的检测值作为输入，输出电压指令校正量Vz。参考图16，电压指令校正部35具有滤波器231以及增益器232。

滤波器231是用于将输出电流Io的基准频率分量(基波分量)去除(或者衰减)的滤波器。滤波器231可以是组合低通滤波器以及高通滤波器的结构、使用带阻滤波器的结构、使用相位补偿器的结构以及组合上述各滤波器的结构中的任意结构。

图17(A)～(E)例示出滤波器231的频率特性。在图17(A)～(E)的各图中，横轴表示频率，纵轴表示增益。

在图17(A)中，以使基波分量的增益降低的方式，设定有滤波常数。相对于此，在图17(B)中，以使基波分量的增益降低并且使比基波低频的增益低于比基波高频的增益的方式，设定有滤波常数。另一方面，在图17(C)中，以使基波分量的增益降低并且使比基波高频的增益低于比基波低频的增益的方式，设定有滤波常数。

在图17(D)中，以使基波以及比基波高频的增益降低的方式，设定有滤波常数。另一方面，在图17(E)中，以使基波以及比基波低频的增益降低的方式，设定有滤波常数。

通过具有图17(A)～(E)中的任意的频率特性，滤波器231基本上输出从输出电流Io衰减基准频率分量(基波分量)后的输出电流Iof。此外，在具有图17(B)～(E)中的任意的频率特性的情况下，滤波器231输出从输出电流Io衰减基准频率分量(基波分量)而且衰减高频以及低频中的任意分量后的输出电流Iof。

返回到图16，增益器232将从滤波器231输出的输出电流Iof作为输入，输出电压指令校正量Vz。具体而言，增益器232对输出电流Iof乘以增益Kio，将相乘结果(Iof×Kio)作为电压指令校正量Vz而输出(Vz＝Iof×Kio)。

增益Kio选定如下的值即可：能够降低电力变换装置21的输出电流Io的高次谐波分量，使电压控制部36的动作变得稳定。此外，在本申请说明书中，高次谐波分量意味着包括高频分量以及低频分量。关于后述的高次谐波电流也是相同含义。在增益Kio的选定中，例如制作构成电力变换装置21的控制部31的各部的伯德图(Bode diagram)，以使各部稳定地动作的方式设定增益Kio。

此外，在多个电力变换装置21之间想要调整输出电流Io的高次谐波的分担比率的情况下，也可以将滤波器231的频率特性在多个电力变换装置21之间设为相互不同的值。例如，设想想要通过滤波器231来降低的高次谐波分量是180Hz分量的情况。在该情况下，将滤波器231的频率特性中的180Hz处的增益，在电力变换装置21a中设为0dB，在电力变换装置21b中设为-20dB。由此，在电力变换装置21a、21b之间增益Kio相等的情况下，电力变换装置21a的电压指令校正量Vz成为电力变换装置21b的电压指令校正量Vz的10倍的值。

根据本实施方式，电压指令校正量Vz越大，则能够使输出电流Io的高次谐波越小。即，电压指令校正量Vz越大，则能够使输出电流Io的高次谐波的分担比率越小。因此，在上述情况下，电力变换装置21a中的输出电流Io的高次谐波的分担比率变得小于电力变换装置21b中的输出电流Io的高次谐波的分担比率。

另外，在多个电力变换装置21之间想要调整输出电流Io的高次谐波的分担的情况下，也可以在电力变换装置21之间将增益Kio设为不同的值。

此处，作为在上述电力变换装置21之间想要调整输出电流Io的高次谐波的分担比率的情况，设想以下那样的情况。

第1，存在如下情况：在负载61为非线性负载等具有基波以外的频率特性时，针对每个电力变换装置21想要调整输出电流Io的高次谐波的分担。第2，存在如下情况：针对每个电力变换装置21，额定容量不同。在该情况下，使额定容量大的电力变换装置21的高次谐波的分担比率变大，使额定容量小的电力变换装置21的高次谐波的分担比率变小。第3，存在如下情况：对于每个电力变换装置21，针对高次谐波的热设计的容许值不同。在该情况下，使针对高次谐波的热设计的容许值大的电力变换装置21的高次谐波的分担比率变大，使该容许值小的电力变换装置21的高次谐波的分担比率变小。第4，存在如下情况：对于每个电力变换装置21，针对高次谐波的电力损失不同。在该情况下，使针对高次谐波的电力损失小的电力变换装置21的高次谐波的分担比率变大，使该电力损失大的电力变换装置21的高次谐波的分担比率变小。特别是，根据上述第2至第4的情况，即便在多个电力变换装置21之间额定容量、热设计或者电力损失不同时，也能够在电力变换装置21之间使负担均衡化。

(5)电压控制部36

图18是示出图4所示的电压控制部36的内部结构的框图。在图18中，还示出输出电流调整部37、不足电压抑制部38以及电流指令限制部39各自的内部结构。

电压控制部36构成为将由电压指令生成部34(图14)生成的电压指令Vref、由电压指令校正部35(图16)生成的电压指令校正量Vz以及由电压传感器13检测到的输出电压Vc的检测值作为输入，输出电流指令Irefv。

电压控制部36用于对电力变换装置21的输出电压Vc进行校正。电压控制部36如以下说明那样，以抑制由于滤波电抗器4中的电压降而产生的输出电压Vc的偏差以及输出电流Io的高次谐波的方式，对输出电压Vc进行校正。

参考图18，电压控制部36具有减法器241、242、比例增益器(Kp)243、积分增益器(Ki)244、积分器245、限幅器246、248以及加法器247。

减法器241从电压指令Vref减去电压指令校正量Vz，输出相减结果(Vref-Vz)。该相减结果(Vref-Vz)是为了使电力变换装置21的输出电流Io的高次谐波降低而应输出的电压。具体而言，在输出电流Io的高次谐波分量为正的大值的情况下，电压指令校正量Vz的高次谐波分量成为正的大值。因此，减法器241的输出(Vref-Vz)的高次谐波分量成为负的大值。由此，电力变换装置21的输出电压Vc的高次谐波分量减少，因此结果使输出电流Io的高次谐波分量减少。

减法器242从减法器241的输出(Vref-Vz)减去由电压传感器13检测到的输出电压Vc的检测值，输出相减结果(Vref-Vz-Vc)。减法器242的输出成为电力变换装置21应输出的电压与输出电压Vc的偏差。

比例增益器243、积分增益器244、积分器245、限幅器246、248以及加法器247构成PI控制器，将上述电力变换装置21应输出的电压与输出电压Vc的偏差作为输入，生成用于使该偏差成为0的电流指令Irefv。

在电压控制部36中，比例增益器243以及积分增益器244设定为使电压控制部36的动作变稳定且可得到期望的响应的程度即可。另外，限幅器246、248设定为大于在电力变换装置21中预估的电流变动幅度即可。此外，在限幅器246、248中，也可以设定有相互相等的值。

例如，在电力变换装置21以输出电流范围为额定30Arms且-30Arms～+30Arms的电流变动进行动作的情况下，将限幅器246、248分别设定成输出-30Arms～+30Arms的值。或者，在输出电流Io的波形的波峰值与有效值的比(波峰因数)被设定为大的值的情况下，将限幅器246、248分别设定为上述波峰值以上。例如，在额定30Arms、波峰因数为3的情况下，将限幅器246、248分别设定为-90Arms以下且+90Arms以上的范围。

此外，在图18中示出将电压控制部36构成为PI控制器的例子，但电压控制部36的结构不限于此。例如，既可以将电压控制部36设为比例控制器，也可以设为比例控制器以及相位补偿器的串联结构。

比例增益器243输出对减法器242的输出(即，电力变换装置21应输出的电压与输出电压Vc的偏差)乘以比例增益Kp而得到的结果(减法器242的输出×Kp)。

积分增益器244输出对减法器242的输出乘以积分增益Ki而得到的结果(减法器242的输出×Ki)。

积分器245针对每个运算步骤，对在1个运算步骤的时间将积分增益器244的输出相乘得到的值进行积分，输出其积分结果。此外，虽然未图示，但积分器245的积分值被限制为积分器245的后级所连接的限幅器246的上限值以下且下限值以上。

限幅器246具有上限值以及下限值，将积分器245的输出作为输入。限幅器246在所输入的值(积分器245的输出)大于上限值的情况下输出上限值，在所输入的值(积分器245的输出)小于下限值的情况下输出下限值。在所输入的值(积分器245的输出)为下限值以上且上限值以下的情况下，限幅器246输出所输入的值。

加法器247将比例增益器244的输出(减法器242的输出×Kp)与限幅器246的输出进行相加，输出相加结果。

限幅器248具有上限值以及下限值，将加法器247的输出作为输入。限幅器248在所输入的值(加法器247的输出)大于上限值的情况下输出上限值，在所输入的值(加法器247的输出)小于下限值的情况下输出下限值。在所输入的值(加法器247的输出)为下限值以上且上限值以下的情况下，限幅器248输出所输入的值。

(6)输出电流调整部37

参考图18，输出电流调整部37具有滤波器261以及增益器262。输出电流调整部37构成为将由电流传感器14检测到的输出电流Io的检测值作为输入，输出电流指令Irefo。

具体而言，输出电流调整部37使用滤波器261对输出电流Io实施滤波处理，将对被滤波处理的输出电流Io相乘增益器262得到的值作为电流指令Irefo而输出。

此外，滤波器261可以为低通滤波器、高通滤波器、相位补偿器或者将它们组合而成的结构。增益器262设定成使电压控制部36以及电流控制部40的动作变得稳定即可。

通过由输出电流调整部37生成电流指令Irefo，从而针对由负载61的变化等引起的输出电流Io的变动，能够使电压控制部36所输出的电流指令Irefv的变化变小。由此，能够减小负载61对电压控制部36的控制响应带来的影响。

(7)不足电压抑制部38

不足电压抑制部38将由电压传感器11检测到的直流总线电压Vdc的检测值作为输入，输出电流限制指令Ilim。不足电压抑制部38构成为在直流电源60的输出变化相对于负载61的骤变而发生延迟的情况下，抑制直流总线电容器2被放电而直流总线电压Vdc降低的情形。

具体而言，在直流总线电压Vdc正常的情况(即，直流总线电压Vdc大于直流总线电压的下限值Vdcd的情况)下，不足电压抑制部38将用于对电力变换装置21的电抗器电流IL的电流指令进行限制的电流限制指令Ilim，设定为初始限制电流259的初始限制电流值Ilima。

此外，电抗器电流IL的电流指令相当于由电压控制部36生成的电流指令Irefv与由输出电流调整部37生成的电流指令Irefo之和。在以下的说明中，将电流指令Irefv和电流指令Irefo的相加值还称为“相加电流指令Irefa”(Irefa＝Irefv+Irefo)。

另一方面，在直流总线电压Vdc低于下限电压Vdcd时，不足电压抑制部38将电流限制指令Ilim设定为比初始限制电流值Ilima低校正电流值ΔIlim(ΔIlim为正的值)的值(Ilim＝Ilima-ΔIlim)。

参考图18，不足电压抑制部38具有下限电压(Vdcd)251、减法器252、260、比例增益器(Kp)253、积分增益器(Ki)254、积分器255、限幅器256、258、加法器257以及初始限制电流(Ilima)259。

下限电压251输出直流总线电压Vdc的下限值Vdcd。下限值Vdcd是用于电力变换装置21输出正常的电压而所需的直流总线电容器2的电压。例如，在电力变换装置21的输出电压Vc为200Vrms的情况下，能够将下限值Vdcd以相对于输出电压Vc的振幅(280V左右)具有似然度的方式设定为330V左右。也可以根据直流电源60的特性来调整下限值Vdcd。

此外，如图1所示，在多个电力变换装置21与共同的直流电源60连接的结构中，下限值Vdcd在各电力变换装置21中被设定为共同的值。另一方面，如图2所示，在多个电力变换装置21与相互不同的直流电源60连接的结构中，也可以针对每个电力变换装置21，将下限值Vdcd设定为不同的值。

减法器252从由下限电压251输出的下限值Vdcd减去直流总线电压Vdc的检测值，输出相减结果(Vdcd-Vdc)。减法器252的输出成为下限值Vdcd和直流总线电压Vdc的偏差。

比例增益器253、积分增益器254、积分器255、限幅器256、258以及加法器257构成PI控制器，将上述下限值Vdcd和直流总线电压Vdc的偏差作为输入，生成用于使该偏差成为0的校正电流值ΔIlim。

比例增益器253以及积分增益器254设定为使不足电压抑制部38的动作变得稳定且可得到期望的响应的程度即可。另外，限幅器256、258为了防止在直流总线电压Vdc为正常的情况(Vdc>Vdcd的情况)下限制电流限制指令Ilim，需要将限幅器256、258的下限值设为0。

例如，在直流总线电压Vdc为350V、下限值Vdcd为330V的情况下，下限值Vdcd和直流总线电压Vdc的偏差为330V-350V＝-20V。在该偏差(-20V)被输入到PI控制器时，校正电流值ΔIlim成为负的值。此外，为了简化，将积分器255的积分值设为0。

在校正电流值ΔIlim成为负的值时，电流限制指令Ilim成为对初始限制电流值Ilima相加校正电流值ΔIlim而得到的值，实质上变得大于初始限制电流值Ilima。由此，电流限制指令Ilim作用于电力变换装置21的电抗器电流IL成为过电流的方向，电力变换装置21有可能由于过电流而停止。

另外，在校正电流值ΔIlim为负的状态(积分器255的积分值也为负的状态)下负载61骤变，在直流总线电压Vdc低于下限值Vdcd的情况下，在积分器255的积分值从负变化为正之前产生延迟时间，作为结果，有可能直流总线电压Vdc过量地降低。

因此，限幅器256、258分别将下限值设为0，从而防止校正电流值ΔIlim成为负的值。由此，能够抑制电抗器电流IL成为过电流，并且能够在直流总线电压Vdc低于下限值Vdcd时缩短直至校正电流值ΔIlim变化为正为止的延迟时间。

此外，限幅器256、258各自的上限值设定为初始限制电流值Ilima即可。

此外，在图18中，示出将不足电压抑制部38和电压控制部36构成为PI控制器的例子，但电压控制部36的结构不限于此。例如，既可以将电压控制部36设为比例控制器，也可以设为比例控制器以及相位补偿器的串联结构。

比例增益器253输出对减法器252的输出(即，下限值Vdcd和输出电压Vc的偏差)乘以比例增益Kp而得到的结果(减法器252的输出×Kp)。

积分增益器254输出对减法器252的输出乘以积分增益Ki而得到的结果(减法器252的输出×Ki)。

积分器255针对每个运算步骤，对在1个运算步骤的时间将积分增益器254的输出相乘得到的值进行积分，输出其积分结果。另外，虽然未图示，但积分器255的积分值被限制为积分器255的后级所连接的限幅器256的上限值以下且下限值以上。

限幅器256具有上限值以及下限值，将积分器255的输出作为输入。限幅器256在所输入的值(积分器255的输出)大于上限值的情况下输出上限值，在所输入的值(积分器255的输出)小于下限值的情况下输出下限值。在所输入的值(积分器255的输出)为下限值以上且上限值以下的情况下，限幅器256输出所输入的值。

加法器257将比例增益器254的输出(减法器252的输出×Kp)和限幅器256的输出进行相加，输出相加结果。

限幅器258具有上限值以及下限值，将加法器257的输出作为输入。限幅器258在所输入的值(加法器257的输出)大于上限值的情况下输出上限值，在所输入的值(加法器257的输出)小于下限值的情况下输出下限值。在所输入的值(加法器257的输出)为下限值以上且上限值以下的情况下，限幅器258输出所输入的值。

在直流总线电压Vdc为正常的情况下，初始限制电流(Ilima)259成为用于对电抗器电流IL进行限制的电流限制指令Ilim。初始限制电流Ilima设定为电力变换装置21的电抗器电流IL的设计上的最大电流即可。例如，初始限制电流Ilima能够设定为电力变换装置21的硬件的最大容许电流或者基于波峰因数的波峰电流值。

减法器260从初始限制电流Ilima减去校正电流值ΔIlim，输出相减结果(Ilima-ΔIlim)。减法器260的输出成为电抗器电流Il的电流限制指令Ilim。

(8)电流指令限制部39

参考图18，电流指令限制部39将由电压控制部36生成的电流指令Irefv、由输出电流调整部37生成的电流指令Irefo以及由不足电压抑制部38生成的电流限制指令Ilim作为输入，输出电流指令Iref。电流指令限制部39构成为将电力变换装置21的电抗器电流IL的电流指令(相加电流指令Irefa)限制为电流限制指令Ilim以内。

具体而言，电流指令限制部39具有加法器271以及限幅器272。加法器271将来自电压控制部36的电流指令Irefv和来自输出电流调整部37的电流指令Irefo进行相加，将相加结果(Irefv+Irefo)作为相加电流指令Irefa而输出。

限幅器272将相加电流指令Irefa以及电流限制指令Ilim作为输入，输出电流指令Iref。具体而言，限幅器272具有上限值(电流限制指令Ilim)以及下限值(-电流限制指令Ilim)，在相加电流指令Irefa大于上限值(电流限制指令Ilim)的情况下输出上限值，在相加电流指令Irefa小于下限值(-电流限制指令Ilim)的情况下输出下限值。在相加电流指令Irefa为下限值以上且上限值以下的情况下，限幅器272输出所输入的值。

(9)电流控制部40

图19是示出图4所示的电流控制部40的内部结构的框图。在图19中，还示出INV电压指令生成部41以及PWM信号生成部42的内部结构。

参考图19，电流控制部40将由电流指令限制部39(图18)生成的电流指令Iref以及由电流传感器12检测到的电抗器电流IL的检测值作为输入，输出电压指令Vrefi*。电流控制部40用于对电力变换装置21的电抗器电流IL进行校正，具体而言，构成为对由于直流总线电压Vdc以及输出电压Vc的变化等而产生的电抗器电流IL的偏差进行校正。

电流控制部40具有减法器281、比例增益器(Kp)282、积分增益器(Ki)283、积分器284、限幅器285、287以及加法器286。

减法器281从电流指令Iref减去电抗器电流IL的检测值，输出相减结果(Iref-IL)。减法器281的输出成为电流指令Iref和电抗器电流IL的偏差。

比例增益器(Kp)282、积分增益器(Ki)283、积分器284、限幅器285、287以及加法器286构成PI控制器，生成用于使上述电流指令值Iref和电抗器电流IL的偏差成为0的电压指令Vrefi*。

此外，在电流控制部40中，比例增益器282以及积分增益器283设定为使电流控制部40的动作变得稳定且可得到期望的响应的程度即可。另外，限幅器285、287设定为能够对电抗器电流IL充分进行调整的电压即可。限幅器285、287也可以设定相互相等的值。例如，在电力变换装置21以输出电压200Vrms(波峰电压283V)进行动作的情况下，限幅器285、287分别被设定成输出-283V～+283V的值。

另外，在图19中，示出将电流控制部40构成为PI控制器的例子，但电流控制部40的结构不限于此。例如，既可以将电流控制部40设为比例控制器，也可以设为比例控制器以及相位补偿器的串联结构。

比例增益器282输出对减法器281的输出(即，电流指令Iref和电抗器电流IL的偏差)乘以比例增益Kp而得到的结果(减法器282的输出×Kp)。

积分增益器283输出对减法器281的输出乘以积分增益Ki而得到的结果(减法器281的输出×Ki)。

积分器284针对每个运算步骤，对在1个运算步骤的时间将积分增益器283的输出相乘得到的值进行积分，输出其积分结果。另外，虽然未图示，但积分器284的积分值被限制为积分器284的后级所连接的限幅器285的上限值以下且下限值以上。

限幅器285具有上限值以及下限值，将积分器284的输出作为输入。限幅器285在所输入的值(积分器284的输出)大于上限值的情况下输出上限值，在所输入的值(积分器284的输出)小于下限值的情况下输出下限值。在所输入的值(积分器284的输出)为下限值以上且上限值以下的情况下，限幅器285输出所输入的值。

加法器286将比例增益器282的输出(减法器281的输出×Kp)和限幅器285的输出进行相加，输出相加结果。

限幅器287具有上限值以及下限值，将加法器286的输出作为输入。限幅器287在所输入的值(加法器286的输出)大于上限值的情况下输出上限值，在所输入的值(加法器286的输出)小于下限值的情况下输出下限值。在所输入的值(加法器286的输出)为下限值以上且上限值以下的情况下，限幅器287输出所输入的值。

(10)INV电压指令生成部41

参考图19，INV电压指令生成部41将由电流控制部40生成的电压指令Vrefi*以及由电压传感器13检测到的输出电压Vc的检测值作为输入，输出电压指令Vref*。具体而言，INV电压指令生成部41具有加法器290。加法器290将电压指令Vrefi*和输出电压Vc相加，将相加结果(Vrefi*+Vc)作为电压指令Vref*而输出(Vref*＝Vrefi*+Vc)。

(11)PWM信号生成部42

参考图19，PWM信号生成部42构成为根据由INV电压指令生成部41生成的电压指令Vref*以及载波信号Scarr，生成PWM信号S1、S2。

具体而言，PWM信号生成部42具有产生载波信号Scarr的载波信号发生器291、比较器292以及反转器293。此外，为了简化，在以下的说明中，不考虑开关支路的短路防止时间(失效时间)。

图20是用于对PWM信号生成部42的动作进行说明的时序图。在图20中，Scarr表示从载波信号发生器291输出的载波信号，S1、S2表示从PWM信号生成部42输出到开关元件部3的PWM信号。

接下来，使用图20以及图21，对PWM信号的生成过程进行说明。

载波信号发生器291生成与载波频率对应的三角波。在图20中，将载波信号Scarr设为三角波，但也可以是锯齿波等。

比较器292比较电压指令Vref*和载波信号Scarr的大小。比较器292在电压指令Vref*大于载波信号Scarr的情况下输出开启(ON)信号，在电压指令Vref*小于载波信号Scarr的情况下输出关闭(OFF)信号。

比较器292的输出信号成为开关元件部3中的一方的控制信号(PWM信号S1)。反转器293将所输入的控制信号(PWM信号S1)的开启信号以及关闭信号进行反转来输出。反转器293的输出信号成为开关元件部3中的另一方的控制信号(PWM信号S2)。

此外，在图20中，说明了将载波信号Scarr和电压指令Vref*进行比较来生成PWM信号S1、S2的结构，但也可以使用直流总线电压Vdc将电压指令Vref*进行标准化。

(验证实验)

最后，说明为了确认本发明的效果而进行的验证实验。

在验证实验中，作为比较例使用图21(A)所示的电力变换系统2000，作为实施例使用图21(B)所示的电力变换系统1000。

参考图21(B)，实施例所涉及的电力变换系统1000具备3台电力变换装置21a、21b、21c。在各电力变换装置21的输出端子7的关联点与输出端子T2之间连接有开关301。通过使开关301导通(接通)，针对电力变换系统1000投入负载61。

参考图21(A)，比较例所涉及的电力变换系统2000具备3台电力变换装置210a、210b、210c。3台电力变换装置210a、210b、210c是基本上相同的结构。以下，在将3台电力变换装置210a、210b、210c总括地记载的情况下，简称为电力变换装置210。

比较例所涉及的电力变换系统2000与图21(B)所示的电力变换系统1000同样地，使3台电力变换装置进行并联运转，从而能够将各电力变换装置210的输出电力进行合成而供给到负载61。但是，如在图22中后述那样，比较例所涉及的电力变换系统2000相对于本实施方式所涉及的电力变换系统1000，电力变换装置210的结构不同。

图22是概略地示出比较例所涉及的电力变换装置210的结构的图。参考图22，在比较例所涉及的电力变换装置210中，将图4所示的本实施方式所涉及的电力变换装置21中的控制部31置换为控制部31A。控制部31A基本上具备与图4所示的控制部31同样的结构，但不同的点在于不具有电压指令校正部35。

因此，在比较例所涉及的电力变换装置210中，由电压指令生成部34生成的电压指令Vref未由电压控制部36校正而被使用，根据电压指令Vref和输出电压Vc的偏差而生成电流指令Iref。此外，其它结构与实施例所涉及的电力变换装置21相同。

在验证实验中，在实施例所涉及的电力变换装置21中，将包含于电压指令校正部35(图16)的滤波器231设定为图17(A)所示的频率特性。另外，在比较例以及实施例各自中，在3个电力变换装置之间对滤波电抗器4的电感分量设定了以下的变动。

电力变换装置21a、210a：1.0[p.u.]

电力变换装置21b、210b：0.5[p.u.]

电力变换装置21c、210c：1.2[p.u.]

而且，为了在3个电力变换装置之间使输出电压Vc产生误差，对PWM信号S1、S2设定了失效时间(PWM信号S1、S2同时成为关闭(OFF)的时间)。

图23示出验证实验的结果。图23(A)是用于对比较例所涉及的电力变换系统2000(图21(A))中的各电力变换装置210的动作进行说明的时序图。在图23(A)中，示出关联点的电压Va(以下还称为“关联点电压”)以及电力变换装置210a、210b、210c各自的输出电流(流过输出电抗器6的电流)的波形。

图23(B)是用于对实施例所涉及的电力变换系统1000(图21(B))中的各电力变换装置的动作进行说明的时序图。在图23(B)中，示出关联点电压Va以及电力变换装置21a、21b、21c各自的输出电流(流过输出电抗器6的电流)的波形。此外，负载电流通常为3台电力变换装置的输出电流之和。

此外，图23(A)、(B)的时序图都示出单相结构中的电压以及电流的波形，但本发明不限于单相，也能够适用于三相结构。

首先，参考图23(A)可知，在比较例所涉及的电力变换系统2000中，在比较电力变换装置210a、210b、210c的输出电流时，在投入负载61之前就在输出电流中发生变动，特别是电流集中到电力变换装置210b。

该变动的原因在于，主要是电力变换装置210b的滤波电抗器4的电抗器分量小于其它电力变换装置210a、210c的滤波电抗器4的电抗器分量。即，在电力变换装置210b中，由于与电力变换装置210a、210c相比滤波电抗器4的阻抗小，因此电流的分担比率变大。

在投入负载61之后，也由于上述原因，在电力变换装置210a、210b、210c之间输出电流发生变动。因此，在比较例所涉及的电力变换系统2000中，难以在并联运转的多个电力变换装置210之间使电流的分担比率均匀化。

相对于此，参考图23(B)可知，在实施例所涉及的电力变换系统1000中，在比较电力变换装置21a、21b、21c的输出电流时，在负载61的投入前以及投入后，输出电流的偏差得到改善。这是因为，通过各电力变换装置21所具备的电压指令校正部35，校正上述滤波电抗器4的电感分量的误差以及由失效时间引起的输出电压Vc的误差。

具体而言，各电力变换装置21的电压指令校正部35在输出电流Io的高次谐波分量(包括高频分量以及低频分量)增加时，以使该高次谐波分量减少的方式输出电压指令校正量Vz。该电压指令校正量Vz以使滤波电抗器4的电感分量的误差以及由失效时间引起的输出电压Vc的误差变小的方式发挥作用。

图24示出对图23(A)、(B)所示的各电力变换装置的输出电流进行FFT(高速傅立叶变换)解析得到的结果。图24所示的频率特性汇总地示出在各电力变换系统中在并联运转的3台电力变换装置之中在各个频率分量中成为最大的电流值。图中的实线所示的波形k11表示实施例所涉及的电力变换系统1000中的输出电流的频率特性。图中的虚线所示的波形k10表示比较例所涉及的电力变换系统2000中的输出电流的频率特性。

根据图24可知，在实施例中与比较例相比，在低频(与图中的区域A1相当)以及高频(与图中的区域A3相当)各自中输出电流降低。

相对于此，在基波附近(与图中的区域A2相当)，在比较例和实施例中输出电流的大小几乎未产生差异。这是因为，由于将电压指令校正部35的滤波器231设定为图17(A)所示的频率特性，因此以使输出电流中的高频以及低频的分量降低的方式生成电压指令校正量Vz。

这样，根据本发明所涉及的电力变换系统，能够减小针对输出电流的基波分量的影响的同时，抑制输出电流的高次谐波分量。

另外，滤波电抗器4的电感还根据滤波电抗器4的温度而变动。图25示意性地示出流过滤波电抗器4的电流和滤波电抗器4的电感的关系。图25的纵轴表示滤波电抗器4的电感L，横轴表示流过滤波电抗器4的电流I。

在流过滤波电抗器4的电流I变大时，由于滤波电抗器4中的发热增加，因此滤波电抗器4的温度上升。图中的实线所示的波形k13表示滤波电抗器4的温度为第1温度时的电流I和电感L的关系，图中的虚线所示的波形k12表示滤波电抗器4的温度为比第1温度高的第2温度时的电流I和电感L的关系。如图25所示，滤波电抗器4具有随着温度上升而电感L降低的性质。此外，在滤波电抗器4的温度成为居里温度附近时，电感急剧地降低。

在滤波电抗器4的电感降低时，电力变换装置21的阻抗降低。因此，在多个电力变换装置21并联运转的情况下，如果在电力变换装置21之间滤波电抗器4的温度产生差异，则在电力变换装置21之间阻抗也会产生差异。

而且，在流过滤波电抗器4的电流增加时，由于磁饱和而电感降低，因此电力变换装置21的阻抗降低。其结果，电流集中到并联运转的多个电力变换装置21中的阻抗降低的电力变换装置21，结果容易产生过电流。

根据本实施方式1所涉及的电力变换系统1000，即便在并联运转的多个电力变换装置21之间产生阻抗的变动的情况下，也能够使各电力变换装置21以使阻抗的降低被抑制的状态的电流流过的方式进行动作。因此，能够在多个电力变换装置21之间使电力分担均匀化。

另外，根据本实施方式1所涉及的电力变换系统1000，无需为了各电力变换装置21中的输出电流控制而检测从电力变换系统1000供给到负载61的电流(负载电流)。由此，能够对负载61稳定地供给恰当的电流。

详细而言，在专利文献1记载的以往的电力变换系统中采用如下方法：由电流传感器检测从电力变换系统供给到负载的电流(负载电流)，把将检测到的负载电流除以电力变换装置的并联运转台数而得到的值作为每1台电力变换装置的输出电流指令，控制各电力变换装置的输出电流。

然而，在这样的方法中存在如下问题：在多个电力变换装置中的1台电力变换装置停止时，发生负载电流的检测延迟或者输出电流指令的生成的延迟等，从而输出电流指令和负载电流的偏差变大。其结果，剩余的电力变换装置的输出电力(输出电流)的合计值有时低于负载所需的电力(电流)。这样在电力变换系统与负载之间失去电力平衡时，有时在一部分电力变换装置中发生电压异常，结果有可能导致必须使所有的电力变换装置停止这样的不便。

相对于此，在本实施方式1所涉及的电力变换系统1000中，无需检测负载电流，因此在1台电力变换装置停止时能够避免发生上述不便。

另外，在使多个电力变换装置进行并联运转而对负载供给电力的电力变换系统中，负载电流的最大值为多个电力变换装置21的合计容量。因此，需要考虑并联运转台数来选定以及调整用于对负载电流进行检测的电流传感器。在本实施方式的电力变换系统1000中，由于不需要用于对负载电流进行检测的电流传感器，因此能够避免这样的不便。

而且，根据本实施方式1所涉及的电力变换系统1000，即便并联运转台数变化，也能够抑制基波分量以及高次谐波分量的环流电流，对负载61稳定地供给电力。这是因为，在各电力变换装置21的输出电流的控制中，不需要检测负载电流，而且未将并联运转台数用作参数。详细而言，在以往的电力变换系统中，与上述负载电流的检测值同样地，在一部分电力变换装置停止而并联运转台数减少时，有可能发生在电力变换系统和负载之间失去电力平衡这样的不便。相对于此，在本实施方式1所涉及的电力变换系统1000中，无论是并联运转台数减少，还是并联运转台数变化，都能够对负载稳定地供给恰当的电流。

另外，作为使多个电力变换装置进行并联运转的其它方法，考虑如下方法：能够进行高速的运算处理的上级的控制装置检测负载电流，根据负载电流的检测值来控制多个电力变换装置。或者，也可以考虑如下方法：将多个电力变换装置中的1台设为主设备，并且将剩余设为从设备，由主设备控制从设备。相对于此，在本实施方式1所涉及的电力变换系统1000中，不需要上级控制装置以及主设备的电力变换装置。

实施方式2.

在上述实施方式1所涉及的电力变换系统1000中，说明了并联连接的多个电力变换装置21分别具有单相逆变器的结构，但对于多个电力变换装置分别具有三相逆变器的结构，也能够应用本发明。

在实施方式2中，说明具备多台具有三相逆变器的电力变换装置的电力变换系统1000的结构。

(电力变换装置的结构)

图26是概略地示出适用于本发明的实施方式2所涉及的电力变换系统1000的电力变换装置500的结构的图。电力变换装置500构成为将从未图示的直流电源供给的直流电力变换为三相交流电力。

参考图26，电力变换装置500具备输入端子1、直流总线电容器2、开关元件部3、滤波电抗器4u、4v、4w、滤波电容器5u、5v、5w、输出电抗器6u、6v、6w以及输出端子7。电力变换装置500还具备电压传感器11、13uv、13vw、13wu、电流传感器12u、12v、12w、14u、14v、14w以及控制部501。

图26所示的电力变换装置500与图3的电力变换装置21相比，开关元件部3的结构不同。开关元件部3包括具有6个半导体开关元件51～56的三相逆变器。开关元件部3具有并联连接的第1支路、第2支路以及第3支路。将上臂的半导体开关元件51和下臂的半导体开关元件52串联地连接而构成第1支路。将上臂的半导体开关元件53和下臂的半导体开关元件54串联地连接而构成第2支路。将上臂的半导体开关元件55和下臂的半导体开关元件56串联地连接而构成第3支路。对半导体开关元件51～56分别反并联地连接有二极管。

根据由控制部501生成的控制信号(PWM信号)S1～S6，分别控制半导体开关元件51～56的通断。由此，开关元件部3将从输入端子1供给的直流电源的电压(即，直流总线电压Vdc)变形为三相的脉冲状的电压。

电压传感器11检测直流总线电容器2的端子间电压(直流总线电压Vdc)，将表示检测值的信号输出到控制部501。

电流传感器12u连接在开关元件部3的U相输出端子和滤波电抗器4u之间，检测流过滤波电抗器4u的电流(以下还称为“电抗器电流ILu”)，将表示检测值的信号输出到控制部501。电流传感器12v连接在开关元件部3的V相输出端子和滤波电抗器4v之间，检测流过滤波电抗器4v的电流(以下还称为“电抗器电流ILv”)，将表示检测值的信号输出到控制部501。电流传感器12w连接在开关元件部3的W相输出端子和滤波电抗器4w之间，检测流过滤波电抗器4w的电流(以下还称为“电抗器电流ILw”)，将表示检测值的信号输出到控制部501。

电压传感器13uv检测滤波电容器5u的端子间电压(以下还称为电力变换装置500的“输出电压Vcuv”)，将表示检测值的信号输出到控制部501。电压传感器13vw检测滤波电容器5v的端子间电压(以下还称为电力变换装置500的“输出电压Vcvw”)，将表示检测值的信号输出到控制部501。电压传感器13wu检测滤波电容器5w的端子间电压(以下还称为电力变换装置500的“输出电压Vcwu”)，将表示检测值的信号输出到控制部501。

电流传感器14u连接在滤波电容器5u和输出电抗器6u之间，检测流过输出电抗器6u的电流(以下还称为电力变换装置的“输出电流Iou”)，将表示检测值的信号输出到控制部501。电流传感器14v连接在滤波电容器5v和输出电抗器6v之间，检测流过输出电抗器6v的电流(以下还称为电力变换装置的“输出电流Iov”)，将表示检测值的信号输出到控制部501。电流传感器14w连接在滤波电容器5w和输出电抗器6w之间，检测流过输出电抗器6w的电流(以下还称为电力变换装置的“输出电流Iow”)，将表示检测值的信号输出到控制部501。

控制部501根据来自电流传感器12u、12v、12w的检测信号(电抗器电流ILu、ILv、ILw)、来自电流传感器14u、14v、14w的检测信号(输出电流Iou、Iov、Iow)、来自电压传感器11的检测信号(直流总线电压Vdc的检测值)以及来自电压传感器13uv、13vw、13wu的检测信号(输出电压Vcuv、Vcvw、Vcwu的检测值)，生成用于对开关元件部3进行控制的PWM信号S1～S6。

(控制部501的结构)

图27是用于对图26所示的控制部501的整体结构进行说明的功能框图。参考图27，控制部501具有dq变换部530、531、532、电力运算部511、电压指令生成部512、相位生成部33、电压指令校正部513、电压控制部514、输出电流调整部515、不足电压抑制部38、电压指令限制部516、电流控制部517、INV电压指令生成部518、逆dq变换部519以及PWM信号生成部520。

此外，图27所示的控制部501既可以由硬件构成，也可以由软件构成。或者，也可以将控制部501设为组合硬件以及软件而成的结构。

以下，关于控制部501的结构，以与图4所示的控制部31的不同点为中心进行说明。

在本实施方式中，控制部501构成为通过在由dq轴构成的旋转坐标上进行电流反馈控制而生成电压指令。此外，在以下的说明中，在旋转坐标变换(dq变换)中，将三相交流电压为正常时的q轴的电压设为0V，以在旋转坐标变换的前后使电力一致的方式进行变换(绝对变换)。此外，旋转坐标变换不限于此。

(1)dq变换部530、531、532

dq变换部530通过基于由相位生成部33生成的内部相位φ的旋转坐标变换，将由电流传感器12u、12v、12w检测到的三相电抗器电流ILu、ILv、ILw变换为d轴电抗器电流ILd以及q轴电抗器电流ILq。具体而言，电抗器电流ILd、ILq能够利用下式(8)进行变换。电抗器电流ILd、ILq被提供给电流控制部517。

[数学式5]

dq变换部531通过基于由相位生成部33生成的内部相位φ的旋转坐标变换，将由电压传感器13uv、13vw、13wu检测到的三相的输出电压Vcuv、Vcvw、Vcwu变换为d轴输出电压Vcd以及q轴输出电压Vcq。具体而言，输出电压Vcd、Vcq能够利用下式(9)以及(10)进行变换。输出电压Vcd、Vcq被提供给电力运算部511、INV电压指令生成部518以及电压控制部514。

[数学式6]

dq变换部532通过基于由相位生成部33生成的内部相位φ的旋转坐标变换，将由电流传感器14u、14v、14w检测到的三相输出电流Iou、Iov、Iow变换为d轴输出电流Iod以及q轴输出电流Ioq。具体而言，输出电流Iod、Ioq也可以利用下式(11)进行变换。输出电流Iod、Ioq被提供给电力运算部511、电压指令校正部513以及输出电流调整部515。

[数学式7]

(2)电力运算部511

电力运算部511在旋转坐标上运算电力变换装置500所输出的有效电力P以及无效电力Qd、Qq。无效电力Qd是基于d轴输出电压Vcd的无效电力，无效电力Qq是基于q轴输出电压Vcq的无效电力。能够通过下式(12)来计算有效电力P以及无效电力Qd、Qq。

[数学式8]

(3)电力指令生成部512

图28是示出图27所示的电压指令生成部512的内部结构的框图，是与实施方式1所涉及的电压指令生成部34(图14)对比的图。

电压指令生成部512构成为将由电力运算部511运算出的无效电力Qd、Qq作为输入，输出作为电力变换装置500的输出电压Vcd的目标值的电压指令Vrefd以及作为输出电压Vcq的目标值的电压指令Vrefq。参考图28，电压指令生成部512具有下垂特性运算器221、d轴基准电压指令器535、q轴基准电压指令器536以及加法器223。

下垂特性运算器221与图14的下垂特性运算器221同样地，根据由电力运算部511运算出的无效电力Qd、Qq，运算用于使电力变换装置500所输出的无效电力Qd、Qq降低的校正量ΔVrd、ΔVrq。具体而言，对无效电力Qd乘以增益Kqd而得到的值成为校正量ΔVrd(ΔVrd＝Qd×Kqd)。对无效电力Qq乘以增益Kqq而得到的值成为校正量ΔVrq(ΔVrq＝Qq×Kqq)。此外，增益Kqd、Kqq既可以是相同的值，也可以是不同的值。而且，如图15所示，也可以根据对应的无效电力来变更增益。

这样，通过利用基于d轴输出电压Vcd的无效电力Qd对d轴输出电压Vcd的电压指令进行校正，从而能够校正由于d轴输出电压Vcd的变化而产生的无效电力Qd。另外，通过利用基于q轴输出电压Vcq的无效电力Qq对q轴输出电压Vcq的电压指令进行校正，从而能够校正由于q轴输出电压Vcq的变化而产生的无效电力Qq。

(4)电力指令校正部513

图29是示出图27所示的电压指令校正部513的内部结构的框图，是与实施方式1所涉及的电压指令校正部35(图16)对比的图。电压指令校正部513构成为将由dq变换部532生成的输出电流Iod、Ioq的检测值作为输入，输出电压指令校正量Vzq、Vzd。参考图29，电压指令校正部513具有滤波器540～543、增益器544～547、加法器548以及减法器549。

滤波器540～543是用于将输出电流Iod、Ioq的基准频率分量(基波分量)去除(或者衰减)的滤波器。在本实施方式中，由于在旋转坐标上使用滤波器，因此基准频率分量(基波分量)相当于直流分量(低频分量)。因此，滤波器540～543各自成为使用旁通滤波器的结构或者使用相位补偿器的结构等。

在图30(A)、(B)中例示滤波器的频率特性。在图30(A)、(B)的各图中，横轴表示频率，纵轴表示增益。

在图30(A)中，为了降低基波分量的增益，设定有滤波常数。在图30(B)中，为了使作为基波分量的直流分量的增益与低频分量的增益降低到相同程度，设定有滤波常数。

这样通过设定滤波器的频率特性，即便是使用旋转坐标变换(dq变换)的三相的电力变换装置500，也能够得到与实施方式1所涉及的电力变换装置20同等的效果。

另外，通过构成为使用d轴输出电流Iod来计算q轴的电压指令校正量Vzq，并且使用q轴输出电流Ioq来计算d轴的电压指令校正量Vzd，从而能够防止d轴与q轴之间的干扰。

(5)电压控制部514

图31是示出图27所示的电压控制部514的内部结构的框图，是与实施方式1所涉及的电压控制部36(图18)对比的图。电压控制部514构成为将由电压指令生成部512生成的电压指令Vrefd、Vrefq、由电压指令校正部513生成的电压指令校正量Vzd、Vzq以及由dq变换部531生成的输出电压Vcd、Vcq作为输入，输出d轴电流指令Irefvd以及q轴电流指令Irefvq。

电压控制部514与电压控制部36(图18)同样地，用于对电力变换装置500的输出电压Vcd、Vcq进行校正。即，电压控制部514以抑制由于滤波电抗器4u、4v、4w中的电压降而产生的输出电压Vcd、Vcq的偏差以及输出电流Iod、Ioq的高次谐波的方式，校正输出电压Vcd、Vcq。

参考图31，电压控制部514与图18所示的电压控制部36相比，不同的点在于具有电容器电流补偿增益器550。电容器电流补偿增益器550计算滤波电容器5u、5v、5w(图26)的电流，将计算出的电流作为电流指令进行补偿。在将滤波电容器5的静电电容设为C、并将f设为基准频率时，滤波电容器5的电流Icd、Icq由下式(13)给出。

[数学式9]

(6)输出电流调整部515

图32是示出图27所示的输出电流调整部515的内部结构的框图，是与实施方式1所涉及的输出电流调整部37(图18)对比的图。输出电流调整部515构成为将由dq变换部532生成的输出电流Iod、Ioq作为输入，输出电流指令Irefod、Irefoq。输出电流调整部515与图18所示的输出电流调整部37相比，不同的点在于单独地运算d轴电流指令Irefod和q轴电流指令Irefoq。

(7)电流指令限制部516

图33是示出图27所示的电流指令限制部516的内部结构的框图，是与实施方式1所涉及的电流指令限制部39(图18)对比的图。电流指令限制部516将由电压控制部514生成的电流指令Irefvd、Irefvq、由输出电流调整部515生成的电流指令Irefod、Irefoq以及由不足电压抑制部38生成的电流限制指令Ilim作为输入，输出d轴电流指令Irefd以及q轴电流指令Irefq。电流指令限制部516通过对由电压控制部514以及输出电流调整部515生成的电流指令进行合计运算，生成视在电流指令(apparent current command)Irefs。电流指令限制部516将所生成的视在电流指令Irefs限制为电流限制指令Ilim以下。

参考图33，电流指令限制部516具有加法器560、561、564、568、减法器566、乘法器562、563、570、571、平方根565、限幅器567以及除法器569。

加法器560将d轴电流指令Irefvd和d轴电流指令Irefod进行相加。乘法器563输出加法器560的相加结果的平方值。加法器561将q轴电流指令Irefvq和q轴电流指令Irefoq进行相加。乘法器562输出加法器561的相加结果的平方值。加法器564将乘法器562的输出和乘法器563的输出进行相加。平方根565输出加法器564的输出的平方根。通过加法器560、561、564、乘法器562、563以及平方根565，计算电流指令Irefv以及Irefo之和的d轴分量以及q轴分量的平方根，从而生成视在电流指令Irefs。

减法器566从视在电流指令Irefs减去电流限制指令Ilim，输出相减结果。限幅器567通过将减法器566的输出限制为0以上，计算视在电流指令Irefs相对电流限制指令Ilim的过视在电流(over-apparent current)dIrefs。加法器568将过视在电流dIrefs和电流限制指令Ilim进行相加，输出相加结果。乘法器569通过将电流限制指令Ilim除以加法器568的输出(Ilim+dIrefs)，计算电流指令的调整增益Kiref。调整源KIref由下式(14)给出。

[数学式10]

在过视在电流dIrefs为0的情况下，无需调整电流指令(即，KIref＝1)，因此在乘法器570中，对加法器560的输出(＝Irefvd+Irefod)乘以KIref＝1。在乘法器571中，对加法器561的输出(＝Irefvq+Irefoq)乘以KIref＝1。

另一方面，在过视在电流dIrefs大于0的情况下，KIrek<1。因此，对加法器560的输出(＝Irefvd+Irefod)乘以KIref<1，对加法器561的输出(＝Irefvq+Irefoq)乘以KIref<1。这样，通过在确保d轴以及q轴间的电流指令的比率的同时，调整各轴的电流指令的大小，从而将视在电流指令Irefs限制为电流限制指令Ilim以下。

此外，在图33的结构例中，说明将d轴以及q轴间的比率设为恒定来调整电流指令的方法，但直流总线电容器2的电压降低根据有效电力而发生变化，因此在将d轴电流指令作为有效电流进行旋转坐标变换的情况下，也可以仅限制d轴电流指令。或者，在图33中，也可以构成为通过对各轴的电流指令乘以调整增益Kiref来调整电流指令，但也可以通过加减法来进行调整。

(8)电流控制部517

图34是示出图27所示的电流控制部517的内部结构的框图，是与实施方式1所涉及的电流控制部40(图19)对比的图。电流控制部517将由电流指令限制部516生成的电流指令Irefd、Irefq以及由dq变换部530生成的电抗器电流ILd、ILq作为输入，输出d轴电压指令Vrefid*以及q轴电压指令Vrefiq*。

电压控制部517用于对电力变换装置500的电抗器电流ILu、ILv、ILw进行校正，具体而言构成为对由于直流总线电压Vdc以及输出电压Vcu、Vcv、Vcw的变化等而产生的电抗器电流ILu、ILv、ILw的偏差进行校正。

参考图34，电流控制部517具有减法器281、581、比例增益器(Kp)282、积分增益器(Ki)283、积分器284、限幅器285、287、加法器286、582以及电抗器电压补偿增益器580。

电流控制部517与图19所示的电流控制部40相比，不同的点在于具有电抗器电压补偿增益器580。电抗器电压补偿增益器580根据由dq变换部530生成的电抗器电流ILd、ILq来计算在滤波电抗器4u、4v、4w中产生的电压，将计算结果作为电压指令而进行补偿。在将滤波电抗器4的电感设为L、并将f设为基准频率时，滤波电抗器4的电压由下式(15)给出。

[数学式11]

(9)INV电压指令生成部518

图35是示出图27所示的INV电压指令生成部518的内部结构的框图，是与实施方式1所涉及的INV电压指令生成部(图19)对比的图。INV电压指令生成部518将由电流控制部517生成的电压指令Vrefid*、Vrefiq*以及由dq变换部531生成的输出电压Vcd、Vcq作为输入，输出d轴电压指令Vrefd*以及q轴电压指令Vrefq*。

参考图35，INV电压指令生成部518具有加法器590、591。加法器590将电压指令Vrefid*和输出电压Vcd进行相加，将相加结果(Vrefid*+Vcd)作为d轴电压指令Vrefd*来输出(Vrefd*＝Vrefid*+Vcd)。加法器591将电压指令Vrefiq*和输出电压Vcq进行相加，将相加结果(Vrefiq*+Vcq)作为q轴电压指令Vrefq*来输出(Vrefq*＝Vrefiq*+Vcq)。

(10)逆dq变换部519

返回到图27，逆dq变换部519通过基于由相位生成部33生成的内部相位φ的逆变换，将由INV电压指令生成部518生成的旋转坐标上的电压指令Vrefd*、Vrefq*变换为三相的电压指令(U相电压指令Vrefu*、V相电压指令Vrefv*、W相电压指令Vrefw*)。具体而言，能够利用下式(16)来变换三相电压指令Vrefu*、Vrefv*、Vrefw*。三相电压指令Vrefu*、Vrefv*、Vrefw*被提供给PWM信号生成部520。

[数学式12]

(11)PWM信号生成部520

图36是示出图27所示的PWM信号生成部520的内部结构的框图，是与实施方式1所涉及的PWM信号生成部42(图19)对比的图。

参考图36，PWM信号生成部520构成为根据由INV电压指令生成部518生成的三相电压指令Vrefu*、Vrefv*、Vrefw*以及载波信号Scarr来生成PWM信号S1～S6。

具体而言，PWM信号生成部520具有产生载波信号Scarr的载波信号发生器291、3个比较器292以及3个反转器293。此外，为了简化，在以下的说明中设为不考虑开关支路的短路防止时间(失效时间)。各PWM信号的生成过程与在图20中说明的过程相同，因此省略说明。

如以上说明那样，根据本实施方式2所涉及的电力变换系统1000，能够得到与实施方式1所涉及的电力变换系统1000同样的作用效果。

应理解为本次公开的实施方式在所有点只是例示，而并非是限制性的。本发明的范围并非是上述说明，而是由权利要求书示出，并旨在包括与权利要求书均等的含义以及范围内的所有变更。

Claims (12)

1.一种电力变换装置，具备：

输入端子，与直流电源连接；

输出端子，与负载连接；

开关元件部，将从所述直流电源供给到所述输入端子的直流电力变换为交流电力而输出到所述输出端子；

滤波电抗器以及滤波电容器，将所述开关元件部的输出进行平滑化；

输出电抗器，设置于所述滤波电抗器与所述负载之间；

第1电流传感器，检测流过所述滤波电抗器的电抗器电流；

第1电压传感器，检测向所述滤波电容器的端子间输出的输出电压；

第2电流传感器，检测流过所述输出电抗器的输出电流；以及

控制部，根据所述第1电流传感器和所述第2电流传感器以及所述第1电压传感器的检测值，控制所述开关元件部，

在所述控制部中，

根据所述输出电流以及所述输出电压来生成电压指令，

根据基准频率分量衰减的所述输出电流来生成所述电压指令的校正量，

根据所述电压指令和所述校正量的相加值来生成电流指令，

以使所述电抗器电流与所述电流指令一致的方式控制所述开关元件部。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，

所述控制部具有滤波器，该滤波器用于使所述输出电流的所述基准频率分量衰减，所述控制部根据所述滤波器的输出来生成所述校正量。

3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，

所述滤波器具有如下频率特性：所述基准频率的增益最低，并且比所述基准频率高的高频的增益以及比所述基准频率低的低频的增益中的至少一方高于所述基准频率的增益。

4.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其中，

在所述控制部中，

根据所述输出电流、所述输出电压以及内部相位，运算从所述输出端子输出的有效电力，

基于根据所述有效电力而被校正的内部频率，生成所述内部相位，

根据所述内部相位来生成所述电压指令。

5.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其中，

在所述控制部中，

根据所述输出电流、所述输出电压以及内部相位，运算从所述输出端子输出的无效电力，

基于根据所述无效电力而被校正的振幅，生成所述电压指令。

6.根据权利要求1至3中的任意一项所述的电力变换装置，其中，

在所述控制部中，

根据所述输出电流、所述输出电压以及内部相位，运算从所述输出端子输出的有效电力以及无效电力，

基于根据所述有效电力而被校正的内部频率，生成所述内部相位，

基于根据所述无效电力而被校正的振幅以及所述内部相位，生成所述电压指令。

7.根据权利要求1至6中的任意一项所述的电力变换装置，其中，

所述电力变换装置具备：

直流总线电容器，将供给到所述输入端子的直流电压进行平滑化而供给到所述开关元件部；以及

第2电压传感器，检测所述直流总线电容器的端子间电压，

在所述直流总线电容器的端子间电压的检测值高于下限电压时，所述控制部将所述电流指令限制为初始限制电流值，另一方面，在所述直流总线电容器的端子间电压的检测值低于所述下限电压时，所述控制部将所述电流指令限制为比所述初始限制电流值低的电流值。

8.一种电力变换系统，是具备相对负载而被并联连接的多个电力变换装置的电力变换系统，其中，

所述多个电力变换装置各自包括：

输入端子，与直流电源连接；

输出端子，与所述负载连接；

开关元件部，将从所述直流电源供给到所述输入端子的直流电力变换为交流电力而输出到所述输出端子；

滤波电抗器以及滤波电容器，将所述开关元件部的输出进行平滑化；

输出电抗器，设置于所述滤波电抗器与所述负载之间；

第1电流传感器，检测流过所述滤波电抗器的电抗器电流；

第1电压传感器，检测向所述滤波电容器的端子间输出的输出电压；

第2电流传感器，检测流过所述输出电抗器的输出电流；以及

控制部，根据所述第1电流传感器和所述第2电流传感器以及所述第1电压传感器的检测值，控制所述开关元件部，

在所述控制部中，

根据所述输出电流以及所述输出电压来生成电压指令，

根据基准频率分量衰减的所述输出电流来生成所述电压指令的校正量，

根据所述电压指令和所述校正量的相加值来生成电流指令，

以使所述电抗器电流与所述电流指令一致的方式控制所述开关元件部。

9.根据权利要求8所述的电力变换系统，其中，

所述控制部构成为具有滤波器，该滤波器用于使所述输出电流的所述基准频率分量衰减，所述控制部构成为根据所述滤波器的输出来生成所述校正量，

所述滤波器的频率特性在所述多个电力变换装置之间相互不同。

10.根据权利要求8所述的电力变换系统，其中，

所述控制部构成为具有滤波器，该滤波器用于使所述输出电流的所述基准频率分量衰减，所述控制部构成为通过对所述滤波器的输出乘以增益来生成所述校正量，

所述增益在所述多个电力变换装置之间相互不同。

11.根据权利要求8至10中的任意一项所述的电力变换系统，其中，

所述控制部构成为：根据所述输出电流、所述输出电压以及内部相位来运算从所述输出端子输出的有效电力，根据使用所述有效电力和下垂特性增益的相乘值而校正的内部频率来生成所述内部相位，根据所述内部相位来生成所述电压指令，

所述下垂特性增益是根据所述直流电源的残余容量而被设定的。

12.根据权利要求11所述的电力变换系统，其中，

所述下垂特性增益在所述多个电力变换装置之间相互不同。

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