JP2006311736A - 電源装置の運転方法及び電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 制御パラメータを調整するだけで等価内部インピーダンスを変化させることのできるインバータ装置を並列してなる電源装置における負荷分担などを適切に行うことによって、電力効率の高い領域で運転すること。
【解決手段】 電圧フィードバックゲインをα、電流フィードフォワードゲインをβ、インバータ電流ゲインをＧとするとき、（１−β・Ｇ）／（α・Ｇ）で表される直流抵抗値にほぼ等しい等価内部インピーダンスを呈するインバータ装置を複数台並列接続してなり、前記複数のインバータ装置が同一の周波数で動作する電源装置であって、前記インバータ装置の前記電圧フィードバックゲインαと前記電流フィードフォワードゲインβの双方又はいずれか一方を変えることによって前記等価内部インピーダンスを変化させて前記インバータ装置の負荷分担を調整することを特徴とする電源装置。

【選択図】 図３

Description

この発明は、複数のインバータ装置を並列接続してなるインバータシステムによって負荷に交流電力を供給する電源装置、特に制御パラメータの調整で等価内部インピーダンスを変えることができる電源装置の運転に関する。

大容量の交流出力電力が必要とされる場合、複数のインバータ装置を並列接続することが行われている。特に、最近では電源の分散化が進み、並列接続されたインバータ装置を冗長運転することが広く行われている。このようなインバータシステムにおいては、それぞれのインバータ装置は遮断器のような電源スイッチを有し、インバータシステムからの切り離し又は投入、あるいは商用交流電源系統との間の連系又は解列を行うのに、必ず前記電源スイッチをオン、オフさせていた（例えば、特許文献１参照）。また、負荷需要の増減にしたがって、インバータシステムを電力効率の高い範囲で運転したいという要望がある。従来の電源装置では、電源スイッチのオンオフによって、並列接続された電源のあるものだけを効率の高い範囲で運転し、他のインバータ装置を休止させるということは、電源スイッチの動作遅れ、アンバランスなどがあるために横流電流の増大など困難であった。更にまた、通常の運転中に電源スイッチをオン、オフさせることは、大きなサージ電圧が発生し、負荷に悪影響を与えるなどの問題がある。

他方では、本発明が適用する電源技術の一例である定サンプリング型の誤差追従式電源技術に関しても種々の基本的な提案が既になされている(特許文献２〜特許文献４)。この定サンプリング型の誤差追従式電源の概略について説明すると、インバータとその出力側に接続された出力フィルタとからなるインバータ装置の出力電流を検出する第１の電流検出手段と、前記インバータと前記出力フィルタ間を流れる交流電流を検出する第２の電流検出手段と、前記出力フィルタの電圧を検出する交流電圧検出手段とを備える。そして、前記第１の電流検出器からの電流検出信号に電流フィードフォワードゲインβを乗じた信号と、前記交流電圧検出器からの電圧検出信号と正弦波基準電圧信号で代表される指令電圧との差を示す電圧信号に電圧フィードバックゲインαを乗じて得られる信号とを加算して得られる電流目標関数信号Ｊ（ｔ）を形成する。次に、電流目標関数信号Ｊ（ｔ）と前記第２の電流検出器からの電流検出信号との差を示す誤差信号Δｔが目標追従範囲内であるか否かを一定のサンプリング周期毎に判定する。そして、前記誤差信号Δｔをサンプリングして電流の瞬時値を制御する高周波ＰＷＭ信号を発生し、また、誤差信号Δｔに応じて、前記インバータのスイッチング素子のスイッチングモードを選択する。

前記誤差信号Δｔが負になる場合には、インバータ装置の出力電流が電流目標関数信号Ｊ（ｔ）よりも小さいので、インバータ装置の出力電流を増加させるスイッチングモードを選択し、また、前記誤差信号Δｔが正になる場合には、インバータ装置の出力電流が電流目標関数信号Ｊ（ｔ）よりも大きいので、インバータ装置の出力電流を減少させるスイッチングモードを選択することによって、第１の電流検出手段の電流検出信号を所定の範囲内に制御しようとするものである。
特開平０９−３３１６８１公報 特開平０７−７９５０公報 特開２０００−１２５５７５公報 特開２０００−３４１９５６公報

しかし、前記特許文献１の発明などで開示されている従来の技術では、負荷にサージ電圧などの悪影響を与えることなく、負荷電力需要の変動に伴ってインバータ装置の負荷分担を変えるなどして電力効率の高い範囲でインバータシステムを運転することは難しいといった問題がある。また、前記特許文献２〜４の発明における定サンプリング型の誤差追従式電源技術はいろいろな技術的優位性を有しているが、単一のインバータ装置に関する基本的な技術の開示が主であって、インバータ装置の並列運転に関する技術については未だ開示していない。

本発明は、定サンプリング型の誤差追従式電源技術に代表される電源、つまり制御パラメータを調整するだけで等価内部インピーダンスを変化させることのできるインバータ装置の並列運転に適用するものであって、このような制御パラメータを調整するだけで等価内部インピーダンスを変化させることのできるインバータ装置を並列してなる電源装置における負荷分担などを適切に行うことによって、電力効率の高い領域で運転することを主目的としている。

第１の発明は、前記課題を解決するために、制御パラメータのみを調整することで等価内部インピーダンスの値を変えることができるインバータ装置を複数台並列接続して構成した電源装置の運転方法において、前記制御パラメータの値を変えることによって前記インバータ装置それぞれの前記等価内部インピーダンスを変化させて、前記インバータ装置の負荷分担を調整することを特徴とする電源装置の運転方法を提供する。

第２の発明は、前記課題を解決するために、一部の前記インバータ装置が負荷電力を実質的に分担しないように前記等価内部インピーダンスを個々のインバータ装置ごとに定める大きな値である第１の設定値にして事実上の休止状態にし、残りの前記インバータ装置の前記等価内部インピーダンスは負荷電力を供給することができる前記第１の設定値よりも小さい個々のインバータ装置ごとに定める第２の設定値にして負荷装置へ給電運転しているときに、又は全ての前記インバータ装置の前記等価内部インピーダンスを前記第２の設定値にして負荷装置へ給電運転しているときに、負荷需要が減少する場合は、前記第２の設定値にある前記等価内部インピーダンスを前記第１の設定値にして前記インバータ装置の一部又は全部を事実上の休止状態にすることを特徴とする前記第１の発明に記載の電源装置の運転方法を提供する。

第３の発明は、一部の前記インバータ装置が負荷電力を実質的に分担しないように前記等価内部インピーダンスを個々のインバータ装置ごとに定める大きな値である第１の設定値にして事実上の休止状態にし、残りの前記インバータ装置の前記等価内部インピーダンスを前記第１の設定値よりも小さい個々のインバータ装置ごとに定める第２の設定値にして負荷装置へ給電運転しているときに、負荷需要が増大する場合は、前記等価内部インピーダンスが前記第１の設定値にある一部又は全部の前記インバータ装置の前記等価内部インピーダンスを前記第２の設定値にして負荷装置へ給電することを特徴とする前記第１の発明に記載の電源装置の運転方法を提供する。

第４の発明は、前記課題を解決するために、電圧フィードバックゲインをα、電流フィードフォワードゲインをβ、インバータ電流ゲインをＧとするとき、（１−β・Ｇ）／（α・Ｇ）で表される直流抵抗値を等価内部インピーダンスとするインバータ装置を複数台並列接続してなり、前記複数のインバータ装置が同一の周波数で動作する電源装置であって、前記インバータ装置の前記電圧フィードバックゲインαと前記電流フィードフォワードゲインβの双方又はいずれか一方を変えることによって前記等価内部インピーダンスを変化させて前記インバータ装置の負荷分担を調整することを特徴とする電源装置を提供する。

第５の発明は、一部の前記インバータ装置が負荷電力を実質的に分担しないように前記等価内部インピーダンスを大きな第１の設定値にして事実上の休止状態にし、残りの前記インバータ装置の前記等価内部インピーダンスは負荷電力を供給することができる前記第１の設定値よりも小さい任意の第２の設定値にして負荷装置へ給電運転しているときに、又は全ての前記インバータ装置の前記等価内部インピーダンスを前記任意の第２の設定値にして負荷装置へ給電しているときに、負荷需要が減少するときは、給電運転している一部、又は全部のインバータの前記等価内部インピーダンスを前記第１の設定値にして前記インバータ装置を事実上の休止状態にすることを特徴とする前記第４の発明に記載の電源装置を提供する。

第６の発明は、一部の前記インバータ装置が負荷電力を実質的に分担しないように前記等価内部インピーダンスを前記第１の設定値にして事実上の休止状態にし、残りの前記インバータ装置の前記等価内部インピーダンスは前記任意の第２の設定値にして負荷装置へ給電運転しているときに、負荷需要が増大するときは、前記等価内部インピーダンスが前記第１の設定値にある一部又は全部の前記インバータ装置の前記等価内部インピーダンスを前記任意の第２の設定値にして負荷装置へ給電運転することを特徴とする前記第４の発明に記載の電源装置を提供する。

第７の発明は、前記インバータ装置は、直流入力を交流出力に変換するインバータと、そのインバータの出力側に備えられている出力フィルタと、前記インバータと前記出力フィルタ間を流れる交流電流を検出する第１の電流検出手段と、出力端子に流れる交流電流を検出する第２の電流検出手段と、前記出力フィルタの電圧を検出する交流電圧検出手段と、前記第２の電流検出手段からの電流検出信号に一方の制御パラメータである電流フィードフォワードゲインβを乗じた信号と、前記交流電圧検出手段からの電圧検出値と指令電圧値との差を示す電圧信号値に他方の制御パラメータである電圧フィードバックゲインαを乗じて得られる信号値とを加算して得られる電流目標関数信号値Ｊ（ｔ）を生じる電流目標値形成部と、前記電流目標関数信号値Ｊ（ｔ）と前記第１の電流検出手段からの電流検出信号値との差を示す誤差信号値Δ（ｔ）を低減するように、一定のサンプリング周期毎に前記誤差信号Δ（ｔ）をサンプリングしてインバータ電流の瞬時値を制御するゲート指令を前記インバータに与えるゲート指令・ＰＷＭ制御部とを備えることを特徴とする前記第４の発明から前記第６の発明のいずれかに記載の電源装置を提供する。

第８の発明は、前記インバータ装置の並列接続台数をＮ、総需要負荷電力をＷｔ、前記インバータ装置の定格電力をＰｒ、電力効率の許容限度値Ｘｕに対応する出力電力の下限値をＰｕ、定格電力Ｐｒと出力電力の下限値Ｐｕとの間の任意の電力をＰｄとするとき、Ｐｄ・ｍ＞Ｗｔ＞Ｐｄ・（ｍ−１）となる式を満足する台数ｍ（ｍ≦Ｎ）で運転を行うことを特徴とする前記第４の発明から前記第７の発明のいずれかに記載の電源装置を提供する。

第１の発明によれば、負荷電力需要の減少に応じて、定サンプリング型の誤差追従式電源装置が有する等価内部インピーダンスを選択的に設定することによって、各インバータ装置の負荷分担を自動的に変え、負荷電力需要が大幅かつ急激に減少しても、負荷にサージ電圧などを与えることなく、高い電力効率の領域で運転することができる。

第２の発明によれば、実質的に出力電力を発生していない状態で、電源スイッチをオフして切り離しているので、負荷にサージ電圧などの影響を与えることなく、より電力損失の小さな運転が可能となる。

第３の発明によれば、負荷電力需要の増大に応じて、定サンプリング型の誤差追従式電源装置が有する等価内部インピーダンスを選択的に設定することによって、各インバータ装置の負荷分担を自動的に変え、負荷電力需要が大幅かつ急激に増大しても、負荷にサージ電圧などを与えることなく、高い電力効率の領域で運転することができる。

第４の発明によれば、実質的に出力電力を発生していない状態で、電源スイッチをオンして接続しているので、負荷にサージ電圧などの影響を与えずに高電力効率の運転を継続することができる。

第５、第６の発明によれば、非常に簡単な手段で自動的に各インバータ装置の等価内部インピーダンスを所望値に設定できるので、電力効率の高い領域に容易に負荷分担を設定することが可能である。

第７の発明によれば、負荷にサージ電圧などの影響を与えずに高電力効率の運転を行えるばかりでなく、インバータ装置間で流れる横流電流を許容値以下に制限することが可能である。

第８の発明によれば、より一層、負荷にサージ電圧などによる悪影響を与えずに高電力効率の運転を行える。

[実施形態１]
図１から図３によって本発明を実施するための実施形態１について説明する。図１は本発明が採用する制御パラメータのみによって等価内部インピーダンスを可変できるインバータ装置の一実施形態である定サンプリング型の誤差追従式単相交流インバータ装置８０を説明するための図であり、図２はこのインバータ装置８０の電力効率の一例を示す図である。図３はインバータ装置８０をＮ台並列接続してなる本発明の一実施形態である単相交流電源１００を説明するための図である。先ず、図１によって単相インバータを用いてなる定サンプリング型の誤差追従式単相交流インバータ装置８０について説明すると、直流電源１の両端にインバータ２が接続される。直流電源１は一般的なものであって、例えば、商用交流電源の電圧を整流して交流を直流に変換する整流装置、又は太陽電池パネルなどである。インバータ２は、フルブリッジ接続してなる４個のＩＧＢＴのような半導体素子Ｓ１〜Ｓ４とそれら半導体素子のそれぞれに逆極性に並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ４とからなる単相用のインバータである。ただし、インバータ２はフルブリッジ構成のものに限られることは無く、例えば、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴなどのような半導体素子２個とコンデンサ２個とをフルブリッジ構成に接続したハーフブリッジ型の単相インバータ、あるいは特許文献８に示されているように、直流電源１を２個直列に接続して単相倍電圧構成としてなるインバータ単相倍電圧型のインバータなどであってもよい。なお、直流電源１とインバータ２との間には電源スイッチＳＷが設けられている。

インバータ２の交流側ラインＬ１にはインバータ電流ｉ１を検出する変流器（ＣＴ）のような第１の電流検出器３が備えられ、また、交流側ラインＬ１には、電流保持用インダクタＬｐが接続され、この電流保持用インダクタＬｐの負荷側とＬ２との間にフィルタ用抵抗ＲｆとフィルタコンデンサＣｆとフィルタインダクタＬｆとからなる出力フィルタ回路４が接続される。このフィルタ抵抗ＲｆとフィルタコンデンサＣｆとが直列接続された端子間には、フィルタ電圧検出器５が備えられている。出力フィルタ回路４はフィルタ抵抗ＲｆとフィルタコンデンサＣｆとフィルタインダクタＬｆとからなるものに限られることは無い。また、フィルタインダクタＬｆを流れる誤差追従式単相交流インバータ装置８０の出力電流ｉ２を検出する変流器のような第２の電流検出器６が備えられている。誤差追従式インバータ装置８０の出力端子７Ａ、７Ｂには外部回路として負荷５０が接続されている。図３に示すように、出力端子７Ａ、７Ｂには同一構成である他の誤差追従式インバータ装置の出力端子が並列に接続されている。負荷５０は、電力供給を受ける一般的な交流負荷、あるいは整流回路と電力供給を受ける一般的な直流負荷、又は変圧器と整流回路と電力供給を受ける一般的な直流負荷などであり、インバータ装置８０は、種々の負荷に給電が可能である。

この定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置８０は、総合的に制御を行うためのマイクロコンピュータＭＣを備える。マイクロコンピュータＭＣは、出力電流検出信号と出力電圧検出信号とを後述する所定の処理を行って電流目標関数信号Ｊ（ｔ）を形成する電流目標値形成部８、電流目標関数信号Ｊ（ｔ）とインバータ電流検出信号とからインバータ２の半導体素子Ｓ１〜Ｓ４のスイッチングモードを選択するゲート指令・ＰＷＭ制御部９、及びこの定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置８０の出力電力を監視して所定の利得変更などを行う出力監視・利得変更部１０などを備える。この図面では、各検出信号をアナログ−ディジタル（Ａ／Ｄ）変換するＡ／Ｄ変換回路を省略している。

電流目標値形成部８は、１８０度ずつ正負に極性が変わる基準正弦波電圧で代表される指令電圧Ｖａを与える電圧指令手段８Ａ、第２の電流検出器６によって検出された出力電流ｉ２の電流検出信号Δｉ２に一方の制御パラメータである電流フィードフォワードゲインβを乗ずる電流利得手段８Ｂ、指令電圧Ｖａからインバータ電圧検出器５によって検出されたインバータ電圧ｖ１の電圧検出値Δｖ１を減算する第１の減算手段８Ｃ、それらの減算電圧に他方の制御パラメータであるフィードバックゲインαを乗ずる電圧利得手段８Ｄ、電圧フィードバックゲインαの乗じられた電圧値に対応した電流信号と電流フィードフォワードゲインβの乗じられた電流信号とを加算して電流目標関数信号Ｊ（ｔ）を生じる第２の加算手段８Ｅなどからなる。

電圧指令手段８Ａは、誤差追従式単相交流インバータ装置８０の外部からの同期信号に同期して１８０度で正負に変わる基準正弦波電圧（Ｅｓｉｎωｔ）である指令電圧Ｖａを与える、又は予め決められた周波数の基準正弦波電圧（Ｅｓｉｎωｔ）で代表される指令電圧Ｖａを発生する。この基準正弦波電圧（Ｅｓｉｎωｔ）は、誤差追従式単相交流インバータ装置８０の出力周波数を決定する。例えば、誤差追従式単相交流インバータ装置８０の出力周波数が５０Ｈｚならば、前記基準正弦波電圧（Ｅｓｉｎωｔ）は５０Ｈｚに決められる。この基準正弦波電圧で代表される指令電圧Ｖａは、誤差追従式単相交流インバータ装置の並列運転にとって重要であり、前記基準正弦波電圧の各１周期を決定する周期で同期信号が発生されるものとする。指令電圧Ｖａは、前記基準正弦波電圧（Ｅｓｉｎωｔ）の瞬時値に相当するディジタル値として与えられる。この基準正弦波電圧（Ｅｓｉｎωｔ）は、複数のインバータ装置が並列運転される場合には、外部からの共通の同期信号に同期することによって互いが同期してもよいし、あるいはそれぞれのインバータ装置の電圧指令手段８Ａが互いに等しい周波数を有すると共に、追従しあいながら同一時刻に基準正弦波形の指令電圧Ｖａを発生するようなものであってもよい。なお、指令電圧Ｖａは必ずしも正弦波である必要は無い。

電流利得手段８Ｂは、第２の電流検出器６によって検出された誤差追従式単相交流インバータ装置８０の出力電流ｉ２の電流検出信号Δｉ２に制御パラメータである電流フィードフォワードゲインβを乗じて、Δｉ２・βを与える。この電流フィードフォワードゲインβは、出力電流によって出力電圧が変化しないようにするための電流利得であって、後述する本発明の重要なファクタとなるものである。本発明では、シーケンスによっても電流フィードフォワードゲインβを設定可能なようになっている。なお、この実施形態では、出力電流ｉ２の電流検出信号Δｉ２は短い一定時間ごとにサンプリングされる瞬時値に相当するディジタル値である。ここで、制御パラメータである電圧フィードバックゲインαはゼロよりも大きな数値であり、電流フィードフォワードゲインβは1以下の数値である場合が多いが、１よりも大きくすると負の等価内部インピーダンスが実現する。

減算手段８Ｃは、インバータ電圧ｖ１の電圧検出値Δｖ１を短い一定時間ごとにサンプリングして得られた瞬時値に相当するディジタル値を指令電圧Ｖａから減算して差を求める。その減算結果は（Ｖａ−Δｖ１）で表される。したがって、電圧利得手段８Ｄの出力側の信号は（Ｖａ−Δｖ１）に電圧フィードバックゲインαの乗じられた（Ｖａ−Δｖ１）・αとなる。この電圧フィードバックゲインαも電流フィードフォワードゲインβと同様にシーケンスに従って最適値に設定され得る電圧利得値であり、後述するが、本発明にあっては制御パラメータである電圧フィードバックゲインαと電流フィードフォワードゲインβとは、インバータ装置の等価内部インピーダンスを決める上で非常に大切なファクタである。加算手段８Ｅは、電流利得手段８ＢからのΔｉ２・βと電圧利得手段８Ｄからの（Ｖａ−Δｖ１）・αとを加算して、電流目標関数信号Ｊ（ｔ）を生じる。そして、電流目標関数信号Ｊ（ｔ）はゲート指令・ＰＷＭ制御部９に与えられる。

マイクロコンピュータＭＣにおけるゲート指令・ＰＷＭ制御部９は、第１の電流検出器３によって検出されたインバータ電流ｉ１の電流検出信号Δｉ１から電流目標関数信号Ｊ（ｔ）を減算する減算手段９Ａを備える。この電流検出信号Δｉ１も前述のように、短い一定時間ごとにサンプリングされる瞬時値に相当するディジタル値である。したがって、減算手段９Ａは（Δｉ１−Ｊ（ｔ））の演算を行って誤差信号Δｔを求める。この誤差信号は、ゲート指令・ＰＷＭ回路９Ｂに入力され、ゲート指令・ＰＷＭ回路９Ｃは下記のようにインバータ２の半導体素子Ｓ１〜Ｓ４のどれに与えるかをゲート選択する。

ゲート指令・ＰＷＭ回路９Ｂは、インバータ電流ｉ１の電流検出信号Δｉ１と電流目標関数信号Ｊ（ｔ）との差の極性に従ってゲート指令を行う。ゲート指令は次のとおりである。Δｔ＝Δｉ１−Ｊ（ｔ）が負の場合には、インバータ電流ｉ１が目標値よりも小さいのであるから、電流を増大させるスイッチングモードを選択する。そして、Δｔ＝Δｉ１−Ｊ（ｔ）が正の場合には、インバータ電流ｉ１が目標値よりも大きいから、電流を減少させるスイッチングモードを選択する。つまり、誤差追従式のＰＷＭ制御では、誤差信号Δｔの極性によって下記のようにスイッチングモードを選択する。
（１）スイッチングモード１として、Δｔ＝Δｉ１−Ｊ（ｔ）≦０のとき、半導体素子Ｓ３とＳ４とがオンであって、半導体素子Ｓ１とＳ２とがオフである。
（２）スイッチングモード２として、Δｔ＝Δｉ１−Ｊ（ｔ）＞０のとき、半導体素子Ｓ１とＳ２とがオンであって、半導体素子Ｓ３とＳ４とがオフである。
（３）スイッチングモード３として、直流電源１からの電力供給は行わない環流モードがあり、この場合には、半導体素子Ｓ１、Ｓ４がオンで、半導体素子Ｓ２、Ｓ３がオフ、又は半導体素子Ｓ２、Ｓ３がオンで、半導体素子Ｓ１、Ｓ４がオフである。

インバータ２の半導体素子Ｓ１〜Ｓ４は、誤差信号Δｔの極性に基づいて決められるゲート指令・ＰＷＭ回路９Ｃからのゲート指令に基づいてオンするか、又はオフのままでいる。例えば、Δｔ＝Δｉ１−Ｊ（ｔ）≦０の状態が続けば、Δｔ＝Δｉ１−Ｊ（ｔ）＞０になるまで、半導体素子Ｓ１とＳ２とはオン状態のままであり、半導体素子Ｓ３とＳ４とはオフ状態のままである。この点が、通常用いられる三角波(鋸歯状波)比較方式によるＰＷＭ制御のスイッチング動作と異なるところである。

よく知られているように、一般的に電源は出力端から見た等価回路は電圧源と等価内部インピーダンスで表現される。もし、等価内部インピーダンスが０であるといくら電流を流しても出力端電圧が変化しない理想的な電源となる。実際には、この等価内部インピーダンスは０にはならず、自由に制御できないものとされている。この等価内部インピーダンスの求め方は、まず出力端を開放したとき（無負荷時）には電流が流れていないため、等価内部インピーダンスによる電圧降下は０である。したがって、無負荷時の電圧Ｖｏが電圧源の出力電圧となる。次に、インピーダンスＸのある負荷を接続したときの出力電圧Ｖｃと無負荷電圧Ｖｏとの電圧差が等価内部インピーダンスによる電圧降下となるので、そのときに流れる電流をＩとすると、Ｖｏ−Ｖｃ＝ＸＩの関係になる。したがって、等価内部インピーダンスＺは、Ｚ＝（Ｖｏ−Ｖｃ）／Ｉ＝（Ｖｏ−Ｖｃ）Ｘ／Ｖｃとなる。

定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置においては、インバータの電流増幅器としての特性が数式で表現できる点に特徴があり、誤差追従式ＰＷＭに適した上位制御（電流目標形成手段を用いた制御）を採用することにより等価内部インピーダンスを計算することができる。出力フィルタ４から見たインバータ２の等価内部インピーダンスＺは抵抗とキャパシタにより構成される。そして、合計抵抗値は制御パラメータである電流フィードフォワードゲインβの増加に対して直線的に減少し、制御パラメータである電圧フィードバックゲインαには反比例する。ほとんどの場合、等価回路内のキャパシタンスは小さな抵抗と並列され、その時定数は主回路電流の周波数成分に比べて無視できるほど短いので、インバータ２の等価内部インピーダンスＺは抵抗成分と考えることができる。このようなことから、インバータ２の電流ゲインをＧとすると、インバータ２の等価内部インピーダンスＺは、（１−β・Ｇ）／（α・Ｇ）［Ω］の式で表される直流抵抗値にほぼ等しくなる。ここで、インバータ２の電流ゲインＧは、インバータ２のデッドタイム、直流電圧、交流電圧などから決まる値であって、ほとんどの場合が０．９９程度になり、１に近似することが可能な値である。なお、電流ゲインＧは計算などによって求めることができず、実測によって求められるインバータ装置固有の値である。しかし、同一回路構成で、電気的特性がほぼ同じインバータ装置にあっては、電流ゲインＧはほぼ同じ値となる。

図1に示す誤差追従式単相交流インバータ装置８０は、複数台並列接続されるときにマスターのインバータ装置となるものであるので、マイクロコンピュータＭＣは並列接続されるすべての誤差追従式単相交流インバータ装置の出力電力を監視して所定の利得変更を行う出力監視・利得変更部１０を有する。この出力監視・利得変更部１０は、この電力システム全体を総合的に監視・制御する別のマイクロコンピュータを別途備える場合には、そのマイクロコンピューに内蔵してもよい。出力監視・利得変更部１０は、インバータ電圧検出器５により検出された検出電圧Δｖ１と、第２の電流検出器６により検出された電流検出信号Δｉ２とをディジタル信号として受けて、出力電力を算出する。更に、出力監視・利得変更部１０は、図２で示されるような出力電力に対する電力効率を示す効率特性を不図示の記憶部にデータとして格納している。この効率特性は、誤差追従式単相交流インバータ装置８０を予め運転し測定して算出された結果である。しかし、図示しないが、インバータ２の入力側の電圧と電流とをサンプリングして入力電力を算出し、この算出した入力電力と前記算出された出力電力とから運転中に電力効率を求めながら、具体例で述べるような制御を行っても良い。

図３に示す単相交流電源装置１００におけるＮ台並列接続されている誤差追従式単相交流インバータ装置８０（１）、……８０（Ｎ）のそれぞれの指令電圧Ｖａは、前述したように互いに同期していなければならない。同期信号発生回路１１は、信号線１１Ａを通してインバータ装置８０（１）、……８０（Ｎ）の各電圧指令手段８Ａに同期信号を与える。なお、多数のインバータ装置を並列運転する場合には、信号線１１Ａとして光ファイバを用い、光同期信号を各インバータ装置の各電圧指令手段８Ａに与えることにより、ノイズの影響を受けることがないので、正確な制御が可能となる。また、同期信号発生回路１１は、予め決められた基準正弦波電圧の半周期又は１周期毎に、あるいは所定周期毎に同期信号を発生する。つまり、指令電圧Ｖａとしての前記基準正弦波電圧の各１周期を決定する周期で同期信号が発生されるものとする。各電圧指令手段８Ａは各同期信号の立ち上がりで動作して基準正弦波電圧（Ｅｓｉｎωｔ）で代表される指令電圧Ｖａを発生する。したがって、各インバータ装置の出力電圧の周波数は基準正弦波電圧（Ｅｓｉｎωｔ）の周波数と同じであり、位相も同じであるから、正常な状態では出力電圧の振幅が大幅に異なることは無い。なお、それぞれのインバータ装置の電圧指令手段８Ａが互いに等しい周波数を有すると共に同期する基準正弦波形信号を発生し、かつ互いに追従しあいながら基準正弦波形信号を同一時刻に発生するものである場合には、同期信号発生回路１１を省略することができる。

本発明では、誤差追従式単相交流インバータ装置８０（１）、……８０（Ｎ）は、同期して定サンプリング型の誤差追従式でＰＷＭ制御しているが、誤差追従式単相交流インバータ装置８０（１）、……８０（Ｎ）の出力電圧の大きさ、つまり振幅は異なることが多い。この場合、出力電圧の振幅の大きなインバータ装置から振幅の小さなインバータ装置に出力電流の一部分が流れようとするが、本発明では誤差追従式単相交流インバータ装置８０（１）、……８０（Ｎ）が横流を許容値以下に抑制できる値以上の等価内部インピーダンスＺを有するので、出力電流が増えるほど出力フィルタ回路４の電圧降下が大きくなり、そのインバータの出力電圧が下がる方向になるので、結局はそれぞれのインバータ装置に出力電圧が互いに等しくなるように誤差追従式ＰＷＭ制御が行われることになる。

実施形態１の発明では、前述した（１−β・Ｇ）／（α・Ｇ）［Ω］の式で表される直流抵抗値にほぼ等しくなる等価内部インピーダンスＺを呈するインバータ装置、つまり同一回路構成で、電気的特性がほぼ同じである定サンプリング型の誤差追従式単相交流インバータ装置８０（１）、……８０（Ｎ）を、図３に示すようにＮ台並列接続し、それぞれの誤差追従式単相交流インバータ装置の等価内部インピーダンスＺを、負荷電力を所望の割合で分担、つまり所望の負荷分担となるように制御パラメータである電圧フィードバックゲインαと電流フィードフォワードゲインβとを設定することを特徴としている。等価内部インピーダンスＺは等価的なインピーダンスであるので、実際には電力損失を生じない。したがって、等価内部インピーダンスＺを大きくしても電力損失は増大しない。

今、単相交流電源装置１００におけるＮ台の誤差追従式単相交流インバータ装置８０（１）、……８０（Ｎ）が図２に示す定格出力電力Ｐｒの近辺で運転しているときには、誤差追従式インバータ装置８０（１）、……８０（Ｎ）は横流電流を許容値以下に制限でき、かつ定格電流を十分に流すことのできるインピーダンス値Ｚｓを呈するように、制御パラメータである電圧フィードバックゲインαと電流フィードフォワードゲインβとが設定されている。この状態では、Ｎ台の定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置８０（１）、……８０（Ｎ）はほぼ等しい負荷分担を行っている。このような運転中に、負荷電力需要が減少したとする。出力監視・利得変更部１０には、Ｎ台の定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置８０（１）、……８０（Ｎ）の出力データが入力されるので、出力監視・利得変更部１０は、先ずその出力データから総需要負荷電力Ｗｔを算出する。次に、Ｎ台の誤差追従式インバータ装置８０（１）、……８０（Ｎ）の定格出力電力Ｐｒとすると、総需要負荷電力Ｗｔを満足できる台数ｍを算出する。つまり、Ｐｒ・ｍ＞Ｗｔ＞Ｐｒ・（ｍ−１）を満足する台数ｍを算出する。ここで、定格出力電力Ｐｒを用いたのは、一般的に定格出力電力の近辺が最も電力効率が高いからであり、定格出力電力Ｐｒを図２に示す電力効率の許容限度値Ｘｕに対応する出力電力の下限値Ｐｕに置き換える、あるいは定格出力電力Ｐｒと出力電力の前記下限値Ｐｕとの間の任意の電力値Ｐｄに置き換えても、許容できる電力効率の範囲内で運転することができる。

台数ｍを算出したら、ｍ台の誤差追従式インバータ装置をそのまま運転する。そして、一方では、ｍ台以外の（Ｎ−ｍ）台のインバータ装置、つまりシーケンスで決められている（Ｎ−ｍ）台については実質的に休止させるために、等価内部インピーダンスＺを設定最大値Ｚｍまで増大させる。出力監視・利得変更部１０は、等価内部インピーダンスＺを設定最大値Ｚｍまで増大させるために、（Ｎ−ｍ）台の当該誤差追従式インバータ装置の図示しないマイクロコンピュータに指令し、それらの電流利得手段８Ｂ、電圧利得手段８Ｄに対して制御パラメータである電流フィードフォワードゲインβ、電圧フィードバックゲインαを予め決めた値まで大幅に小さくする。なお、図２に示す電力効率の許容限度値Ｘｕに対応する出力電力の下限値Ｐｕが定格電力Ｐｒの半分以下の値であるならば、運転台数が少なくても、Ｐｒ・ｍ＞Ｗｔ＞Ｐｒ・（ｍ−１）の式を満足する台数で運転すれば、効率の高い並列運転が可能である。

前述したように、電圧フィードバックゲインαはゼロよりも小さな数値であり、電流フィードフォワードゲインβは１以下の数値であり、電流利得Ｇは１に近似できる数値であるので、例えば、α＝β＝１０^−５に設定すれば、前述したように（１−β・Ｇ）／（α・Ｇ）［Ω］の式から等価内部インピーダンスＺは直流抵抗値に等しいので、ほぼ１０^５Ω、つまり、ほぼ１００ｋΩとなる。ここで、定格出力電圧Ｖｒを２００Ｖ、定格出力電流Ｉｒを２０Ａとすると、等価内部インピーダンスＺがほぼ１００ｋΩであることから、実際に流れる最大出力電流は約２ｍＡであり、出力は４００ｍＷ以下となる。定格出力電力は４ｋＷであるので、この出力は無視できるほど小さく、したがって、休止状態といえる。そしてこのとき、制御パラメータである電流フィードフォワードゲインβ、電圧フィードバックゲインαを一瞬に変化させずに、ある設定時間Ｔｓ以上をかけて変化させることによって、負荷などがサージ電圧の影響を受けないショックレスの休止状態が実現できる。その設定時間Ｔｓは、商用交流電系統に連系されていない自立運転の時には、出力電圧の周期の３倍程度以上、また、商用交流電系統に連系されているときには、商用交流電源の周期の５０倍程度の時間長であることが好ましい。

運転中に更に負荷電力の需要が低減したら、前述のようにして、運転する最適の台数ｍを算出し、それ以外の台数の誤差追従式インバータ装置の等価内部インピーダンスＺを設定最大値Ｚｍまで増大させることによって、実質的に休止状態にする。そして、休止状態にした後に、休止状態にあるインバータ装置の電源スイッチをオフにすることによって、負荷にサージなどの影響を与えることなく切り離しができ、それらインバータ装置の電力損失をゼロにできるので、より一層電力効率を向上させることができる。このように、休止状態にあるインバータ装置がある状態で運転しているときに、総需要負荷電力Ｗｔが増大し、Ｐｒ・ｍ＞Ｗｔ＞Ｐｒ・（ｍ−１）の式を満足できなくなり、台数がｎ（Ｎ≧ｎ＞ｍ）であれば、Ｐｒ・ｎ＞Ｗｔ＞Ｐｒ・（ｎ−１）の式を満足するときには、出力監視・利得変更部１０は、休止中のインバータ装置のうちの（ｎ−ｍ）台のインバータ装置のマイクロコンピュータ（不図示）に指令を発し、先ず、それらの電源スイッチＳＷをオンさせ、次にその電流利得手段８Ｂ、電圧利得手段８Ｄに対して電流フィードフォワードゲインβ、電圧フィードバックゲインαを元に戻して、等価内部インピーダンスＺを値Ｚｓに戻す。このインピーダンス値Ｚｓは、横流電流を許容値以下に制限できる値であることが好ましい。

（ｎ−ｍ）台のインバータ装置の投入は、シーケンスによって決められた順序で行われ、給電が開始される。したがって、この状態ではＮ台のインバータ装置が図２に示す電力効率の許容限度値Ｘｕよりも高い電力効率の領域でほぼ負荷電力を均等に分担して運転を行う。この際にも、制御パラメータである電流フィードフォワードゲインβ、電圧フィードバックゲインαをある設定時間Ｔｓ以上をかけて変化させるのが好ましい。なお、インバータ装置を切り離すシーケンスは電力効率の低いものから休止させ、また、投入のシーケンスは電力効率の高いインバータ装置から投入させるものであっても良い。また必要ならば、運転する台数がｐ（１≦ｐ≦Ｎ）台のときの定サンプリング型の誤差追従式電源全体の電力効率を予め測定して補正値を求め、その補正値を不図示のマイクロコンピュータに格納しておいて、前記式の電力効率にその補正値を反映させることによって、より正確に運転必要台数を求めることができる場合がある。

また、総需要負荷電力Ｗｔがかなり急激で大きく頻繁に変動するような負荷に電力を供給する場合には、実質的に給電を行っていない休止状態のインバータ装置の電源スイッチＳＷをオフにせずに、オンさせたままの状態にしておけば、電力需要の急激な増大に対しても十分に対応することができる。しかし、電力効率を第一に重要視するならば、前述のように、電源スイッチＳＷのオン、オフを行うべきである。また、以上述べた具体例とは違って、予め決めたシーケンスに従って、並列運転状態のインバータ装置の負荷分担を変更したい場合には、そのシーケンスに従って電流フィードフォワードゲインβと電圧フィードバックゲインαとを、特に電流フィードフォワードゲインβを変更することによって実現できる。したがって、前述のようにして等価内部インピーダンスＺの値を変更することによって、容易に負荷分担を変更したり、所定の負荷分担を実現できる。

なお、インバータ２の構成については、前述したフルブリッジ構成の他にハーフブリッジ構成、又は直流電源１を２個直列に接続して単相倍電圧構成としてなる単相倍電圧型のインバータなどでもよく、これらの単体の動作については前掲の特許文献で説明されているから説明しないが、ハーフブリッジ構成、又は単相倍電圧型のインバータなどであっても、定サンプリング型で誤差追従式技術を採用した単相インバータ装置にあっては、（１−β・Ｇ）／（α・Ｇ）の式で表される等価内部インピーダンスＺを呈する。したがって、これらインバータ装置においても、前述と同様に、負荷分担を容易かつ任意に変更することができる。なお、実施形態１では、減算手段８Ｃ又は加算手段８Ｅなどの出力信号を予め決められた範囲に制限する電圧リミッタ、あるいは電流リミッタ、さらにはＰＷＭ制御誤差補正手段などについては、直接本発明に関係しないので省略してあるが、より好ましい動作や正確な制御を行うためにはこれら手段が必要とされる。後の実施形態でも同様であり、電圧リミッタ、あるいは電流リミッタ、又はＰＷＭ制御誤差補正手段については、後述する定サンプリング型の誤差追従式三相交流インバータ装置において説明する。なお、本発明においては、電流フィードフォワードゲインβを負極の大きな値にすることによって、等価内部インピーダンスＺを容易に設定最大値Ｚｍに設定することができる。

[実施形態２]
以上の実施形態では単相構成の誤差追従式インバータ装置、それらの並列接続した誤差追従式電源装置、それらの投入、遮断（休止）について説明したが、定サンプリング型の三相交流誤差追従式インバータ装置を複数並列接続してなる定サンプリング型の誤差追従式電源装置における横流電流の制限も同様に行えるので、図４、図５を利用して三相交流誤差追従式インバータ装置９０を複数台並列接続してなる三相交流電源装置２００について説明する。図４、図５において、図1又は図３で用いた記号と同一の記号は同一の名称を示すものとする。この実施形態２もマイクロコンピュータＭＣを使用しており、特にＡ／Ｄ変換回路を示さないが、各アナログ検出信号はディジタル検出信号に変換され、その後の各処理についてはディジタル処理が行われるものとする。

三相交流インバータ２は、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴのような自己消弧型の電圧駆動素子で代表される半導体素子Ｓとこれに逆向きに並列接続されたダイオードＤとからなる６個のスイッチ素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚを三相フルブリッジ構成に接続してなる三相用のインバータである。スイッチ素子ＵとＸとの接続点ａに接続されたラインをＬ１、スイッチ素子ＶとＹとの接続点ｂに接続されたラインをＬ２、スイッチ素子ＷとＺとの接続点ｃに接続されたラインをＬ３とする。それぞれのラインＬ１、Ｌ２、Ｌ３を流れるインバータ電流ｉ１ａ、ｉ１ｂ、ｉ１ｃを検出する電流検出器３Ａ、３Ｂ、３Ｃを備える。それぞれのラインＬ１、Ｌ２、Ｌ３には電流保持用のインダクタＬｐ１、Ｌｐ２、Ｌｐ３が直列に接続されている。また、ラインＬ１とＬ２間、ラインＬ２とＬ３間、ラインＬ１とＬ３間には、フィルタ抵抗ＲｆとフィルタコンデンサＣｆとフィルタインダクタＬｆとからなる出力フィルタ回路がそれぞれ接続された出力フィルタ回路４が構成される。そして、各相間のフィルタ抵抗ＲｆとフィルタコンデンサＣｆとの端子間電圧をそれぞれ検出するフィルタ電圧検出器５Ａ、５Ｂ、５Ｃを備えている。三相交流用の出力フィルタ回路４はフィルタ抵抗Ｒｆを含まない別の回路構成であっても勿論よい。

更に、各相の出力電流ｉ２ａ、ｉ２ｂ、ｉ２ｃを検出する出力電流検出器６Ａ、６Ｂ、６Ｃが備えられ、出力端子７Ａと７Ｂとの間には負荷５０Ａが接続され、出力端子７Ｂと７Ｃとの間には負荷５０Ｂが、また、出力端子７Ａと７Ｃとの間には負荷５０Ｃがそれぞれ接続されている。なお、１相分の電流検出器及び１相分のフィルタ電圧検出器、例えば、３Ｂ、６Ｂ及び５Ｂを省略することができる。図４に示す定サンプリング型の誤差追従式三相交流インバータ装置９０も、複数台並列接続されるときにマスターのインバータ装置となるものを示しているので、マイクロコンピュータＭＣは、単相の場合と同様に、出力電流検出信号と出力電圧検出信号とを後述する所定の処理を行って電流目標関数信号Ｊ（ｔ）を生じる電流目標値形成部８、及び電流目標関数信号Ｊ（ｔ）とインバータ電流検出信号とから三相交流インバータ２の半導体素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチングモードを選択してパルス幅変調（ＰＷＭ）を行うゲート指令・ＰＷＭ制御部９、並列接続されるすべての三相交流誤差追従式インバータ装置９０（１）、９０（２）……９０（Ｎ）の出力電力を監視して所定の制御を行う出力監視・利得変更部１０を有する。更に、誤差追従式三相交流インバータ装置９０は、後述するｄｑ変換行列Ｕを有するｄｑ変換手段１２、ローパスフィルタ１３、及びｄｑ変換行列Ｕを有するｄｑ変換手段１４などを備える。なお、この出力監視・利得変更部１０はこの電力システムを総合的に監視・制御するマイクロコンピュータを備える場合にはそのマイクロコンピュータに別途備えられても勿論よい。

次に、電流目標値形成部８などについて説明しながらこの誤差追従式三相交流インバータ装置９０の動作について説明を行う。電流目標値形成部８は出力する目標電圧となる三相平衡交流電圧の指令値、ここではフィルタコンデンサＣｆの端子電圧の目標電圧値をｄｑ変換してなる指令電圧値Ｖｆを出力するフィルタ電圧指令手段８ａを有する。ここで、ｄｑ変換について簡単に説明すると、ｄｑ変換は、三相交流インバータを取り扱う上で良く使われており、三相交流の電圧と電流とを電源電圧に同期したｄｑ軸（回転座標系）上の値に変換するものであって、ｄｑ変換を行うことによって、三相交流を直流と同様に扱うことができる。コンデンサ電流指令手段８ｂは、フィルタコンデンサＣｆに流れる電流を補正するための直流の電流指令値Ｉｆを与える。フィルタコンデンサＣｆの電圧が直流の指令電圧値Ｖｆにあるものと想定して、そのときにフィルタコンデンサＣｆに流れる電流を予め計算して求め、その電流になるように電流指令を加えて補正している。要するに、負荷に流れる電流をフィードフォワードしているのと基本的には同じである。ここで、ｄ軸電流は有効電流であって、ｑ軸電流は無効電流であるので、コンデンサの場合には、ｄｑ座標では指令電圧値Ｖｆはｄ軸成分だけであり、電流指令値Ｉｆはｑ軸成分だけである。また、ＰＷＭ電流誤差補償手段８ｃは、誤差追従式ＰＷＭでは電流指令値Ｉｆに対して出力電流にずれが生じるので、このずれをゼロにするために補正するものである。

フィルタ電圧検出器５Ａ、５Ｂ、５Ｃによって検出された検出電圧は、三相−二相変換後にｄｑ変換を行う行列ＵＭ（行列Ｕは回転行列、行列Ｍは三相−二相変換行列である。）を有する座標変換手段１２によってｄｑ変換された後に、ローパスフィルタ１３を通して高周波成分が除去された後に、減算手段８ｄに信号Δｖｆとして入力されると共に、出力監視・利得変更部１０に入力される。減算手段８ｄはフィルタ電圧指令手段８ａの電圧指令値ＶｆからΔｖｆを減算した（Ｖｆ−Δｖｆ）＝ＵΔｖ（ｔ）出力する。この値ＵΔｖ（ｔ）は電圧リミッタ８ｅによって予め決められた範囲を制限され、電圧帰還手段８ｆによって一方の制御パラメータである電圧フィードバックゲインαが乗ぜられた上で、加算手段８ｇに加えられる。他方、第２の電流検出器６Ａ、６Ｂ、６Ｃによって検出された出力電流ｉ２ａ、ｉ２ｂ、ｉ２ｃの電流検出信号は、ｄｑ変換を行う行列ＵＭを有する座標変換手段１４によって前述のようにｄｑ変換された後に、電流利得手段８ｈによって他方の制御パラメータである電流フィードフォワードゲインβが乗ぜられた上で、加算手段８ｇに加えられる。また、前記出力電流ｉ２ａ、ｉ２ｂ、ｉ２ｃの電流検出信号は出力監視・利得変更部１０にも入力される。

コンデンサ電流指令手段８ｂからの電流指令値Ｉｆは電流利得手段８ｉによって電流フィードフォワードゲインγが乗ぜられた上で、加算手段８ｇに加えられる。ここで、電流フィードフォワードゲインβは１以下、又は等価内部インピーダンスＺが負の場合には１よりも大きな数値であり、電圧フィードバックゲインαと電流フィードフォワードゲインγはゼロよりも大きい数値である。そして、加算手段８ｇによって電圧値に対応する電流信号と電流信号と電流指令信号とが加算されてなる信号は、信号リミッタ８ｊによって予め決められた範囲に制限された上で、ＰＷＭ電流誤差補償手段８ｃからの電流補償値Ｉｃとが加算手段８ｋで加算され、逆座標変換を行う行列（ＵＭ）^−１を有する座標変換手段８ｌによって処理され、電流目標関数信号Ｊ（ｔ）としてゲート指令・ＰＷＭ制御部９の減算手段９Ａに与えられる。

他方、各ラインＬ１、Ｌ２、Ｌ３を流れるインバータ電流ｉ１ａ、ｉ１ｂ、ｉ１ｃはそれぞれの電流検出器３Ａ、３Ｂ、３Ｃによって検出され、それら電流検出信号はゲート指令・ＰＷＭ制御部９に入力される。ゲート指令・ＰＷＭ制御部９では、電流目標関数信号Ｊ（ｔ）からそれら電流検出信号を差し引いた誤差信号Δｔが求められ、単相のインバータ装置の場合と同様に、誤差信号Δｔの極性に従ってゲート指令、つまりスイッチングモードの選択を行う。三相交流インバータ装置における基本的なスイッチングモード、つまりゲート指令は下記の６通りである。

ラインＬ１、Ｌ２、Ｌ３をａ相、ｂ相、ｃ相とし、電流目標関数信号Ｊ（ｔ）と各相を流れる電流ｉ１ａ、ｉ１ｂ、ｉ１ｃとの差をΔａ≧、Δｂ＜、Δｃとする。
（１）スイッチングモード1は、Δａ≧０、Δｂ＜０、Δｃ＜０の場合である。このとき、スイッチ素子Ｕ、Ｙ、Ｚがオンで、スイッチ素子Ｖ、Ｗ、Ｘがオフであり、ａ相の電流保持用のインダクタＬｐ１を流れる電流は増加する。
（２）スイッチングモード２は、Δａ≧０、Δｂ≧０、Δｃ＜０の場合である。このとき、スイッチ素子Ｕ、Ｖ、Ｚがオンで、スイッチ素子Ｗ、Ｘ、Ｙがオフであり、ａ相の電流保持用のインダクタＬｐ１とｂ相の電流保持用のインダクタＬｐ２とを流れる電流は増加する。
（３）スイッチングモード３は、Δａ＜０、Δｂ≧０、Δｃ＜０の場合である。このとき、スイッチ素子Ｖ、Ｘ、Ｚがオンで、スイッチ素子Ｕ、Ｗ、Ｙがオフであり、ｂ相の電流保持用のインダクタＬｐ２を流れる電流は増加する。
（４）スイッチングモード４は、Δａ＜０、Δｂ≧０、Δｃ≧０の場合である。このとき、スイッチ素子Ｖ、Ｗ、Ｘがオンで、スイッチ素子Ｕ、Ｙ、Ｚがオフであり、ｂ相の電流保持用のインダクタＬｐ２とｃ相の電流保持用のインダクタＬｐ３とを流れる電流は増加する。
（５）スイッチングモード５は、Δａ＜０、Δｂ＜０、Δｃ≧０の場合である。このとき、スイッチ素子Ｗ、Ｘ、Ｙがオンで、スイッチ素子Ｕ、Ｖ、Ｚがオフであり、ｃ相の電流保持用のインダクタＬｐ３を流れる電流は増加する。
（６）スイッチングモード６は、Δａ≧０、Δｂ＜０、Δｃ≧０の場合である。このとき、スイッチ素子Ｕ、Ｗ、Ｙがオンで、スイッチ素子Ｖ、Ｘ、Ｚがオフであり、ａ相の電流保持用のインダクタＬｐ１とｃ相の電流保持用のインダクタＬｐ３とを流れる電流は増加する。

そして、前記誤差信号Δａ、Δｂ、Δｃの極性に従って行われるゲート指令によって、前記誤差信号Δａ、Δｂ、Δｃをゼロにするように制御される定サンプリング型の誤差追従式三相交流インバータ装置９０にあっては、前記実施形態のインバータ装置と同様に（１−β・Ｇ）／（α・Ｇ）［Ω］の式で表される直流抵抗値にほぼ等しくなる等価内部インピーダンスＺを呈する。したがって、このような誤差追従式三相交流インバータ装置９０を、図５に示すように、２台以上並列接続した各定サンプリング型の誤差追従式三相交流インバータ装置の共通の同期信号は座標変換手段８ｄ、８ｊ、８ｐにそれぞれ与えられ、各インバータ装置を同期させる。

したがって、実施形態２でも、（１−β・Ｇ）／（α・Ｇ）［Ω］の式で表される直流抵抗値にほぼ等しい等価内部インピーダンスＺを呈する三相交流インバータ装置、つまり回路構成が同一で電気的特性がほぼ同一である定サンプリング型の誤差追従式三相交流インバータ装置９０を、図３に示した実施形態１の場合と同様に、Ｎ台並列接続し、横流を許容値以下に制限できる抵抗値になるように、制御パラメータである電圧フィードバックゲインαと電流フィードフォワードゲインβとを設定することによって、すべての三相交流インバータ２を同期させて運転することができる。このような運転中に、負荷電力需要が減少したとすると、出力監視・利得変更部１０には、Ｎ台の定サンプリング型の誤差追従式三相交流インバータ装置９０（１）、９０（２）……９０（Ｎ）のｄｑ変換された出力データが入力されるので、出力監視・利得変更部１０は、先ずその出力データから総需要負荷電力Ｗｔを算出する。次に、Ｎ台の定サンプリング型の誤差追従式三相交流インバータ装置９０（１）、９０（２）……９０（Ｎ）の定格出力電力Ｐｒとすると、総需要負荷電力Ｗｔを満足できる台数ｍを算出、つまり、Ｐｒ・ｍ＞Ｗｔ＞Ｐｒ・（ｍ−１）を満足する台数ｍを算出する。ここで、定格電力Ｐｒを用いたのは、一般的に定格電力近辺が最も電力効率が高いからであり、定格電力Ｐｒを図２に示す電力効率の許容限度値Ｘｕに対応する出力電力の下限値Ｐｕに置き換える、あるいは定格電力Ｐｒと出力電力の下限値Ｐｕとの間の任意の電力値Ｐｄに置き換えても、許容できる電力効率の範囲内で運転することができる。なお、負荷電力需要の増大時などの負荷分担についても、前述した実施形態１の定サンプリング型の誤差追従式単相交流インバータ装置８０と同様であるので、説明を省略する。また、三相インバータの出力電圧を１８０°位相の異なる正弦波、つまり単相３線電圧として用いた場合も、全く同様にこの発明を適用することができる。

以上の実施形態では、定サンプリング型の誤差追従式インバータ装置を単独運転、並列運転にかかわらず独立に運転する場合について主に述べたが、商用交流電源系統に連系して運転する場合がある。この場合には、この誤差追従式インバータ装置を商用交流電源系統から切り離し、つまり解列したり、あるいは投入することが必要になる場合がある。商用交流電源系統に連系するときには、予め制御パラメータである電圧フィードバックゲインαと電流フィードフォワードゲインβとを適切に設定することによって、全てのインバータ装置の等価内部インピーダンスＺを設定最大値Ｚｍにして休止状態にしておき、この状態で商用交流電源系統に連系させるのが好ましい。このようにすることによって、連系時に負荷にサージ電圧などの悪影響を与えないショックレスの連系が可能となる。そして、連系した後に、シーケンスに従って電圧フィードバックゲインαと電流フィードフォワードゲインβとを大きくすることによって、各インバータ装置の等価内部インピーダンスＺを設定最大値Ｚｍから運転時の値Ｚｓまで徐々に小さくしながら、前記インバータ装置の位相を商用交流電源系統の位相に合わせる。このとき、連系時に商用交流電源系統にサージ電圧などの悪影響を与えないショックレスの連系とするために、インバータ装置の等価内部インピーダンスＺを、設定時間をかけて行うのが好ましい。また、各インバータ装置の等価内部インピーダンスＺは、前述のように横流を許容値に制限できる程度の値にすることが好ましい。なお、同期検定なしで商用交流電源系統に連係することができる。

給電中の前記インバータ装置を試験又は保守・点検するときには、試験又は保守・点検する当該インバータ装置の等価内部インピーダンスＺを最大設定値Ｚｍまで増大させた後に試験又は保守・点検を行うか、あるいは当該インバータ装置の等価内部インピーダンスＺを最大設定値Ｚｍまで増大させた後に、電源スイッチをオフにし、その後に試験又は保守・点検を行えば、試験又は保守・点検の場合にもサージの影響が小さいショックレスの給電休止が可能となる。また、逆に給電を休止していたいずれかのインバータ装置が出力電力の供給を開始するときには、最大設定値Ｚｍに設定されている当該インバータ装置の前記等価内部インピーダンスＺを、設定時間をかけて前記最大設定値Ｚｍよりも小さい等価内部インピーダンスＺｓまで減少させれば、サージの影響が小さいショックレスの給電開始が可能となる。

試験又は保守・点検の場合にも同様であり、当該インバータ装置の等価内部インピーダンスＺが最大設定値Ｚｍのときに電源スイッチをオンにし、その後、制御パラメータである電圧フィードバックゲインαと電流フィードフォワードゲインβとを急峻に変化させずに、前述の設定時間以上かけて変化させることによって、当該インバータ装置の等価内部インピーダンスＺを運転時の小さな値まで減少させればよい。また、装置内にはフィルタ用などの容量の大きなコンデンサが含まれたり、負荷が容量性の場合には、電源スイッチをオンにしたときに大きな突入電流が流れるので、それを防止するために何らかの手段を講じなければならない。この発明では、電源スイッチのオン前に各インバータ装置の等価内部インピーダンスを大きな突入電流が流れることのない値にしておき、この状態で電源スイッチをオンにすることによって、特別な対策を講じることなくインバータ装置を通常の状態で起動することができる。その後、シーケンスに従って等価内部インピーダンスＺを通常の運転時の値Ｚｓまで減少させればよい。なお、以上の実施形態では制御装置としてマイクロコンピュータを用いたが、個別のアナログ回路を組み合わせても勿論よい。

本発明に係る実施形態１に用いる定サンプリング型の誤差追従式単相インバータ装置８０を示す図である。 本発明に係る定サンプリング型の誤差追従式単相インバータ装置の電力効率の一例を示す図である。 本発明に係る実施形態１における誤差追従式単相インバータ装置８０を複数台並列に接続してなる単相電源装置１００のブロック構成を示す図である。 本発明に係る実施形態２に用いる定サンプリング型の誤差追従式三相インバータ装置９０を示す図である。 本発明に係る実施形態２における誤差追従式単相インバータ装置９０を複数台並列に接続してなる三相電源装置２００のブロック構成を示す図である。

符号の説明

１・・・直流電源
２・・・インバータ
３・・・インバータ電流検出器
４・・・出力フィルタ回路
５・・・フィルタ電圧検出器
６・・・出力電流検出器
７・・・出力端子
８・・・電流目標値形成部
８Ａ・・・電圧指令手段
８Ｂ・・・電流利得手段
８Ｃ・・・減算手段
８Ｄ・・・電圧利得手段
８Ｅ・・・加算手段
８ａ・・・フィルタ電圧指令手段
８ｂ・・・コンデンサ電流指令手段
８ｃ・・・ＰＷＭ電流誤差補償手段
８ｄ・・・減算手段
８ｅ・・・電圧リミッタ
８ｆ・・・電圧帰還手段
８ｇ・・・加算手段
８ｈ・・・電流利得手段
８ｉ・・・電流利得手段
８ｊ・・・信号リミッタ
８ｋ・・・加算手段
８ｌ・・・座標変換手段
９・・・ゲート指令・ＰＷＭ制御部
９Ａ・・・減算手段
９Ｂ・・・ゲート指令・ＰＷＭ回路
１０・・・出力監視・利得変更部
１１・・・同期信号発生回路
１２・・・座標変換手段
１３・・・ローパスフィルタ
１４・・・座標変換手段
８０・・・定サンプリング型の誤差追従式単相インバータ装置
９０・・・定サンプリング型の誤差追従式三相インバータ装置
１００・・・単相電源装置
２００・・・三相電源装置

Claims (8)

1. 制御パラメータのみを調整することで等価内部インピーダンスの値を変えることができるインバータ装置を複数台並列接続して構成した電源装置の運転方法において、
   前記制御パラメータの値を変えることによって前記インバータ装置それぞれの前記等価内部インピーダンスを変化させて、前記インバータ装置の負荷分担を調整することを特徴とする電源装置の運転方法。
2. 一部の前記インバータ装置が負荷電力を実質的に分担しないように前記等価内部インピーダンスを個々のインバータ装置ごとに定める大きな値である第１の設定値にして事実上の休止状態にし、残りの前記インバータ装置の前記等価内部インピーダンスは負荷電力を供給することができる前記第１の設定値よりも小さい個々のインバータ装置ごとに定める第２の設定値にして負荷装置へ給電運転しているときに、又は全ての前記インバータ装置の前記等価内部インピーダンスを前記第２の設定値にして負荷装置へ給電運転しているときに、
   負荷需要が減少する場合は、前記第２の設定値にある前記等価内部インピーダンスを前記第１の設定値にして前記インバータ装置の一部又は全部を事実上の休止状態にすることを特徴とする請求項１に記載の電源装置の運転方法。
3. 一部の前記インバータ装置が負荷電力を実質的に分担しないように前記等価内部インピーダンスを個々のインバータ装置ごとに定める大きな値である第１の設定値にして事実上の休止状態にし、残りの前記インバータ装置の前記等価内部インピーダンスを前記第１の設定値よりも小さい個々のインバータ装置ごとに定める第２の設定値にして負荷装置へ給電運転しているときに、
   負荷需要が増大する場合は、前記等価内部インピーダンスが前記第１の設定値にある一部又は全部の前記インバータ装置の前記等価内部インピーダンスを前記第２の設定値にして負荷装置へ給電することを特徴とする請求項１に記載の電源装置の運転方法。
4. 電圧フィードバックゲインをα、電流フィードフォワードゲインをβ、インバータ電流ゲインをＧとするとき、（１−β・Ｇ）／（α・Ｇ）で表される直流抵抗値を等価内部インピーダンスとするインバータ装置を複数台並列接続してなり、前記複数のインバータ装置が同一の周波数で動作する電源装置であって、
   前記インバータ装置の前記電圧フィードバックゲインαと前記電流フィードフォワードゲインβの双方又はいずれか一方を変えることによって前記等価内部インピーダンスを変化させて前記インバータ装置の負荷分担を調整することを特徴とする電源装置。
5. 一部の前記インバータ装置が負荷電力を実質的に分担しないように前記等価内部インピーダンスを大きな第１の設定値にして事実上の休止状態にし、残りの前記インバータ装置の前記等価内部インピーダンスは負荷電力を供給することができる前記第１の設定値よりも小さい任意の第２の設定値にして負荷装置へ給電運転しているときに、又は全ての前記インバータ装置の前記等価内部インピーダンスを前記任意の第２の設定値にして負荷装置へ給電しているときに、
   負荷需要が減少するときは、給電運転している一部、又は全部のインバータの前記等価内部インピーダンスを前記第１の設定値にして前記インバータ装置を事実上の休止状態にすることを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 一部の前記インバータ装置が負荷電力を実質的に分担しないように前記等価内部インピーダンスを前記第１の設定値にして事実上の休止状態にし、残りの前記インバータ装置の前記等価内部インピーダンスは前記任意の第２の設定値にして負荷装置へ給電運転しているときに、
   負荷需要が増大するときは、前記等価内部インピーダンスが前記第１の設定値にある一部又は全部の前記インバータ装置の前記等価内部インピーダンスを前記任意の第２の設定値にして負荷装置へ給電運転することを特徴とする請求項４記載の電源装置。
7. 前記インバータ装置は、
   直流入力を交流出力に変換するインバータと、
   該インバータの出力側に備えられている出力フィルタと、
   前記インバータと前記出力フィルタ間を流れる交流電流を検出する第１の電流検出手段と、
   出力端子に流れる交流電流を検出する第２の電流検出手段と、
   前記出力フィルタの電圧を検出する交流電圧検出手段と、
   前記第２の電流検出手段からの電流検出信号に一方の制御パラメータである電流フィードフォワードゲインβを乗じた信号と、前記交流電圧検出手段からの電圧検出値と指令電圧値との差を示す電圧信号値に他方の制御パラメータである電圧フィードバックゲインαを乗じて得られる信号値とを加算して得られる電流目標関数信号値Ｊ（ｔ）を生じる電流目標値形成部と、
   前記電流目標関数信号値Ｊ（ｔ）と前記第１の電流検出手段からの電流検出信号値との差を示す誤差信号値Δ（ｔ）を低減するように、一定のサンプリング周期毎に前記誤差信号Δ（ｔ）をサンプリングしてインバータ電流の瞬時値を制御するゲート指令を前記インバータに与えるゲート指令・ＰＷＭ制御部とを備えることを特徴とする請求項４から請求項６のいずれかに記載の電源装置。
8. 前記インバータ装置の並列接続台数をＮ、総需要負荷電力をＷｔ、前記インバータ装置の定格電力をＰｒ、電力効率の許容限度値Ｘｕに対応する出力電力の下限値をＰｕ、定格電力Ｐｒと出力電力の下限値Ｐｕとの間の任意の電力をＰｄとするとき、Ｐｄ・ｍ＞Ｗｔ＞Ｐｄ・（ｍ−１）となる式を満足する台数ｍ（ｍ≦Ｎ）で運転を行うことを特徴とする請求項４から請求項７のいずれかに記載の電源装置。
   

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