CN1866716B - 电源装置及其运转方法和逆变器装置及其运转方法 - Google Patents

Abstract

本发明的目的是提供可用非常简单的手段抑制横流的并联连接多个逆变器装置而构成的电源装置和运转方法。本发明的电源装置，并联连接多个逆变器装置，所述多个逆变器装置以同一频率工作，其中，所述逆变器装置在将电压反馈增益设为α、将输出电流前馈增益设为β、将逆变器电流增益设为G时，将以(1-β·G)/(α·G)表示的电阻值作为等效内部阻抗，通过改变所述逆变器装置的所述输出电压反馈增益α和所述输出电流前馈增益β两者或者其中任意一个，使所述等效内部阻抗变化，从而调整各个所述逆变器装置的输出，从而将所述逆变器装置间的横流设为容许值以下。

Description

电源装置及其运转方法和逆变器装置及其运转方法

技术领域

本发明涉及可仅通过控制参数来调整等效内部阻抗而改变输出电流的逆变器装置的运转方法和逆变器装置。

背景技术

在通信用无停电电源装置的情况下具有多个被串联连接的蓄电池，但是这些蓄电池在停电或者诊断之后，有时它们的端子电压变为非常低的状态。由于存在在这样的状态下接通电源开关时流过浪涌电流，即大突入电流而破坏开关元件等的危险性，所以在电源装置中具有用于防止突入电流的突入电流防止电路，或者软起动逆变器装置等中的开关元件，即，进行最初减小脉冲宽度，并缓慢增大脉冲宽度的软起动控制。但是，在设置突入电流防止电路时，存在由此造成的功率损失的产生、发热、可靠性的降低、成本等的问题。而且，在处于软起动控制的情况下，存在需要软起动控制用的电路等问题。

而且，在需要大容量的输出功率的情况下，从过去开始进行将多个逆变器装置、或者整流装置那样的电源并联连接而进行冗长运转。于是，为了在利用了逆变器的电源系统，特别是无停电电源系统中提高可靠性，成为将多个逆变器装置并联连接，并对于负载容量具有足够的冗长度的结构的情况较多。于是，将多台这些逆变器装置并联连接而进行冗长运转的情况下，在各逆变器装置中设置用于进行逆变器装置的并联接通，或者解列(かいれつ)的中断器那样的电源开关(例如，专利文献1)。在这样的无停电电源系统中，在并联运转中，或者接通或切离逆变器装置时，必需使电源开关导通或截止，而且，在将并联连接的逆变器装置连接或解列到商用交流电力系统的情况下，必需通过电源开关的导通或截止来进行。

另一方面，关于本发明的实施方式应用的恒采样型的误差追踪式逆变器技术也已经完成了各种方案(例如，参照专利文献2～专利文献4)。如果对该恒采样型的误差追踪式电源的概略进行说明，则包括：检测逆变器和与其输出端连接的输出滤波电路构成的逆变器装置的输出电流的第一电流检测部件；检测流过所述逆变器和所述输出滤波电路间的交流电流的第二电流检测部件；以及检测所述输出滤波电路的电压的交流电压检测部件。于是，形成电流目标函数信号J(t)，通过将对来自所述第一电流检测器的电流检测信号乘以作为控制参数的输出电流前馈增益β得到的信号，以及对表示来自所述交流电压检测器的电压检测信号和指令电压的差的电压信号乘以输出电压反馈增益α得到的信号相加而得到该电流目标函数信号J(t)。接着，每一定采样周期判断用于表示电流目标函数信号J(t)和来自所述第二电流检测器的电流检测信号的差的误差信号Δt是否在目标追踪范围内。然后，对所述误差信号Δt采样，从而产生控制电流的瞬时值的高频PWM信号，而且，根据误差信号Δt选择所述逆变器的开关元件的开关模式。

在所述误差信号Δt为负的情况下，由于逆变器装置的输出电流比电流目标函数信号J(t)小，所以选择使逆变器装置的输出电流增加的开关模式，并且，在所述误差信号Δt为正的情况下，由于逆变器装置的输出电流比电流目标函数信号J(t)大，所以选择使逆变器装置的输出电流减少的开关模式，从而在规定的范围内控制第一电流检测部件的电流检测信号。

而且，在并联连接多台整流装置，从而并行运转的情况下，例如通过在各个整流装置的输出上连接防止逆流用的二极管，并在其后级侧并联连接，可以防止从某整流装置向其他整流装置流电流，即防止横流。此外，还提出了各种防止横流的结构，由于在整流装置的情况下可以用容易的手段防止横流，所以广泛地进行整流装置的并联运转。

但是，在逆变器装置的并联运转的情况下，为了控制交流输出功率，难以一边对各个逆变器装置进行脉冲宽度控制，一边将横流限制为小的值。在对逆变器装置的开关元件进行脉冲宽度控制而使输出电压接近目标值时，由于在逆变器装置间产生电压差、电流差，而且，有时根据情况极性变反，所以在技术上变得困难，已经提出了各种解决这些问题的技术。

例如有以下技术：在主-从逆变器装置的并联运转的开始之前，对来自主逆变器装置的控制电路中的零交叉检测电路的零交叉信号的相位发送使来自从逆变器装置的控制电路的零交叉检测信号的相位一致的相位校正信号，并通过用前述相位校正信号对为所述控制电路的控制的基本信号的基准脉冲的相位进行校正，实现主-从逆变器装置的并联运转的稳定化(例如，参照专利文献5)。此外，还提出了抑制横流的发明(例如，参照专利文献6、专利文献7、专利文献8、专利文献9、专利文献10)。

而且，还提出了以下方案：在多个逆变器装置的并联运转中，将各负载电流对应值和各逆变器装置的输出电流对应值输入各个横流检测电路，从而输出与流过逆变器装置之间的横流对应的横流电流对应值，并根据该横流电流对应值和逆变器装置的输出电压对应值输出有效功率偏差、无效功率偏差，通过该有效功率偏差输出电压控制值，通过根据所述无效功率偏差输出相位控制值，从而进行使各逆变器装置的内部阻抗等效地为零的瞬时值控制，即使对于输出电压的相位和振幅的过渡偏差，也可以稳定地控制从而抑制横流电流(例如参照专利文献11)。

〔专利文献1〕特开平09-331681号公报

〔专利文献2〕特开平07-7950号公报

〔专利文献3〕特开2000-125575号公报

〔专利文献4〕特开2000-341956号公报

〔专利文献5〕特开平08-205543号公报

〔专利文献6〕特开平08-223807号公报

〔专利文献7〕特开平09-140148号公报

〔专利文献8〕特开2001-177997号公报

〔专利文献9〕特开2002-262577号公报

〔专利文献10〕特开2004-236496号公报

〔专利文献11〕特开平08-223808号公报

但是，在具有突入电流防止电路的、或者进行软起动控制来进行防止突入电流的以往的逆变器装置中，在驱动蓄电池和电容器负载等的情况下，存在已经叙述的问题。

而且，在专利文献1的电源装置中，在接通、切离或解列某逆变器装置的情况下，由于电源开关的延迟时间不均匀，从而横流增大，或者在导通截止电源开关时由于逆变器装置的运转状态等而流过大的浪涌(surge)电流，有时产生恶劣的影响，而且，在通过远方监视等方法进行定期的试验、维修/检查等的情况下，在进行必需关闭电源开关的试验、维修/检查等时存在各种问题。

在前述专利文献2～4的发明中的恒采样型的误差追踪式电源技术具有各种技术的优越性，但是主要是公开与单一的逆变器装置有关的基本的技术，没有对与防止驱动蓄电池和电容器负载等时容易流过的突入电流、或者逆变器装置的并联运转有关的技术、与其相关的问题点的解决方法等进行公开。

本发明的目的提供不仅是恒采样型的误差追踪式逆变器技术，还提供可以仅通过控制参数来改变等效内部阻抗，将输出变为希望的值的逆变器装置；以及应用在并联连接了这些逆变器装置的逆变器装置的运转中，可以容易地达到防止突入电流的逆变器装置；或者在并联运转多台逆变器装置时，不产生浪涌电压、浪涌电流的不良影响，用非常方便的方法投入任意的逆变器装置，或者进行与通过使其实际上暂停而中断或者解列相同的工作的逆变器装置。

而且，在所述专利文献5～11的发明中公开的防止横流的对策存在需要各种复杂的功能或者电路，电源装置的成本提高，同时电源装置自身也不仅大型化，而且可靠性降低的大的缺点。而且，即使具有这样复杂的功能或者电路，也存在不能防止工作中产生噪声造成产生横流等问题。

本发明不仅是恒采样型的误差追踪式电源技术，而且，应用在可仅通过控制参数来改变等效内部阻抗的逆变器装置的并联运转中，目的是实现并联连接有多个可仅通过控制参数来改变等效内部阻抗的多个逆变器装置的电源装置中的横流抑制技术的大幅度简化。

发明内容

为了解决前述课题，第1发明提供一种逆变器装置的运转方法，在将输出电压反馈增益设为α、将输出电流前馈增益设为β、将逆变器电流增益设为G时，将以(1-β·G)/(α·G)表示的电阻值作为等效内部阻抗，通过改变所述输出电压反馈增益α和所述输出电流前馈增益β两者或者其中任意一个，使所述等效内部阻抗的值变化，从而调整所述逆变器装置的输出，其中，α＞0，β＞0。

为了解决前述课题，第2发明提供如第1发明所述的逆变器装置的运转方法，该方法在开始供电前，将所述等效内部阻抗的值设定为将输出电流限制为容许值以下的第一设定值，并且在开始供电后通过改变所述输出电压反馈增益α和所述输出电流前馈增益β两者或者其中任意一个，从而将所述等效内部阻抗变更为小于所述第一设定值的第二设定值。

为了解决前述课题，第3发明提供如第1发明所述的逆变器装置的运转方法，该方法将所述等效内部阻抗的值设定为将输出电流限制为容许值以下的第一设定值，在连接多个所述逆变器装置的情况下，不进行同步检验，将多个所述逆变器装置中的任意一个与其它的逆变器装置并联连接，或者连接到商用交流电力系统，使多个所述逆变器装置中的任意一个的输出电压与所述其它的逆变器装置的输出电压或者商用交流电力系统的电压同步，通过改变所述输出电压反馈增益α和所述输出电流前馈增益β两者或者其中任意一个，从而使所述逆变器装置的所述等效内部阻抗减小至小于所述第一设定值的第二设定值。

为了解决前述课题，第4发明提供如第1发明所述的逆变器装置的运转方法，该方法通过改变所述输出电压反馈增益α和所述输出电流前馈增益β两者或者其中任意一个，将所述等效内部阻抗的值设定为将输出电流限制为容许值以下的第一设定值，从而实际上暂停供电。

第5发明提供如前述第2发明前述至第4发明的任意一个中记载的逆变器装置的运转方法，所述等效内部阻抗在所述第一设定值的状态下断开所述逆变器装置的电源开关。

第6发明提供第4发明中记载的逆变器装置的运转方法，所述等效内部阻抗在所述第一设定值的状态下断开所述逆变器装置的电源开关。

为了解决前述课题，第7发明提供一种逆变器装置的运转方法，在将输出电压反馈增益设为α、将输出电流前馈增益设为β、将逆变器电流增益设为G时，将以(1-β·G)/(α·G)表示的电阻值作为等效内部阻抗，通过改变所述输出电压反馈增益α和所述输出电流前馈增益β两者或者其中任意一个，使所述等效内部阻抗的值变化，从而调整所述逆变器装置的输出，在将被连接到商用交流电力系统的所述逆变器装置解列时，通过将被解列的该逆变器装置的所述等效内部阻抗设为将输出电流限制为容许值以下的第一设定值，实质性地进行解列，其中，α＞0，β＞0。

第8发明提供前述第2发明所述的逆变器装置的运转方法，所述等效内部阻抗的至所述第一设定值的变更或者至所述任意的第二设定值的变更，在没有连接着商用交流电力系统时，花费所述逆变器装置的输出周期t的3倍以上的时间来进行，在连接着商用交流电力系统时，花费商用交流周期的50倍以上的时间来进行。

为了解决前述课题，第9发明提供一种逆变器装置，在将输出电压反馈增益设为α、将输出电流前馈增益设为β、将逆变器电流增益设为G时，将以(1-β·G)/(α·G)表示的电阻值作为等效内部阻抗，通过改变所述输出电压反馈增益α和所述输出电流前馈增益β两者或者其中任意一个，使所述等效内部阻抗变化，从而调整所述逆变器装置的输出，其中，α＞0，β＞0。

为了解决前述课题，第10发明提供第9发明中记载的逆变器装置，在所述逆变器装置中，在开始供电前使所述逆变器装置的所述等效内部阻抗为将输出电流限制为容许值以下的第一设定值，在开始供电后使所述逆变器装置的所述等效内部阻抗减少到小于所述第一设定值的第二设定值。

为了解决前述课题，第11发明提供第9发明中记载的逆变器装置，在所述逆变器装置中，使所述等效内部阻抗为将输出电流限制为容许值以下的第一设定值，在连接多个所述逆变器装置的情况下，不进行同步检验，将多个所述逆变器装置与其它的逆变器装置中的任意一个并联连接，或者连接到商用交流电力系统，使多个所述逆变器装置中的任意一个的输出电压与所述其它的逆变器装置的输出电压或者商用交流电力系统的电压同步，将所述逆变器装置的所述等效内部阻抗变更为小于所述第一设定值的第二设定值。

为了解决前述课题，第12发明提供第9发明中记载的逆变器装置，在所述逆变器装置中，在所述逆变器装置在实际上暂停供电时，使所述逆变器装置的所述等效内部阻抗为将输出电流限制为容许值以下的第一设定值。

第13发明提供如第10发明所述的逆变器装置，所述等效内部阻抗的至所述第一设定值的变更，或者至所述第二设定值的变更，在没有连接着商用交流电力系统时，花费所述逆变器装置的输出周期的3倍以上的时间来进行，在连接着商用交流电力系统时，花费商用交流周期的50倍以上的时间来进行。

为了解决前述课题，第14发明提供一种电源装置的运转方法，并联连接多个逆变器装置，所述多个逆变器装置以同一频率工作，其中，所述逆变器装置在将电压反馈增益设为α、将电流前馈增益设为β、将逆变器电流增益设为G时，将以(1-β·G)/(α·G)表示的电阻值作为等效内部阻抗，通过改变所述逆变器装置的所述电压反馈增益α和所述电流前馈增益β两者或者其中任意一个，使各个所述逆变器装置的所述等效内部阻抗的值变化，从而调整各个所述逆变器装置的负载分担，其中，α＞0，β＞0。

第15发明提供如第14发明所述的电源装置的运转方法，在多台并联连接的所述逆变器装置中，使能够满足总需要负载功率的台数的所述逆变器装置以外的其余的所述逆变器装置的所述等效内部阻抗的值为最大值的第一设定值，而不分担负载功率，从而实际上成为暂停状态，并且使能够满足总需要负载功率的台数的所述逆变器装置的所述等效内部阻抗的值为可提供负载功率的比所述第一设定值小的第二设定值，而对负载装置供电运转。

第16发明提供如第15发明所述的电源装置的运转方法，在负载需要增大的情况下，使所述等效内部阻抗处于所述第一设定值的所述逆变器装置的所述等效内部阻抗为所述第二设定值，从而对负载装置供电。

为了解决前述课题，第17发明提供一种电源装置，并联连接多个逆变器装置，所述多个逆变器装置以同一频率工作，其中，所述逆变器装置在将电压反馈增益设为α、将电流前馈增益设为β、将逆变器电流增益设为G时，将以(1-β·G)/(α·G)表示的电阻值作为等效内部阻抗，通过改变所述逆变器装置的所述电压反馈增益α和所述电流前馈增益β两者或者其中任意一个，使所述等效内部阻抗变化，从而调整所述逆变器装置的负载分担，其中，α＞0，β＞0。

第18发明提供如第17发明所述的电源装置，在多台并联连接的所述逆变器装置中，使能够满足总需要负载功率的台数的所述逆变器装置以外的其余的所述逆变器装置的所述等效内部阻抗的值为最大值的第一设定值，而实际上不分担负载功率，从而实际上成为暂停状态，并且使能够满足总需要负载功率的台数的所述逆变器装置的所述等效内部阻抗为可提供负载功率的比所述第一设定值小的第二设定值而对负载装置供电运转。

第19发明提供如第18发明所述的电源装置，在负载需要增大时，将所述等效内部阻抗处于所述第一设定值的所述逆变器装置的所述等效内部阻抗设定为所述第二设定值而对负载装置供电。

第20发明提供如第17发明所述的电源装置，所述逆变器装置包括：将直流输入变换为交流输出的逆变器；被安装在该逆变器的输出侧的输出滤波器；检测流过所述逆变器和所述输出滤波器之间的交流电流的第一电流检测部件；检测流过该逆变器装置的输出端子的交流电流的第二电流检测部件；检测所述输出滤波器的电压的交流电压检测部件；电流目标值形成部，产生电流目标函数信号值J(t)，通过将对来自所述第二电流检测部件的电流检测信号乘以作为一个控制参数的电流前馈增益β的信号、以及对表示来自所述交流电压检测部件的电压检测值和作为用于决定输出频率的基准正弦波电压的指令电压值的差的电压信号值乘以作为另一个参数的电压反馈增益α而得到的信号值进行相加而得到该电流目标函数信号值J(t)；以及选通指令/PWM控制部，为了降低用于表示所述电流目标函数信号值J(t)和来自所述第一电流检测部件的电流检测信号值的差的误差信号值Δ(t)，在每个一定采样周期对所述误差信号值Δ(t)进行采样，从而对所述逆变器提供用于控制逆变器电流的瞬时值的选通指令。

第21发明提供如第17发明所述的电源装置，在将所述逆变器装置的并联连接台数设为N，将总需要负载功率设为Wt，将所述逆变器装置的额定功率设为Pr，将与功率效率的容许限度值Xu对应的输出功率的下限值设为Pu，在总需要负载功率减少的情况下，将额定功率Pr和输出功率的下限值Pu之间的任意的功率设为Pd时，以满足Pd·m＞Wt＞Pd·(m-1)的算式的台数m的所述逆变器装置，进行并行运转，其中m≤N。

第22发明提供如第20发明所述的电源装置，所述选通指令/PWM控制部为了降低所述误差信号值Δ(t)，在每个一定的采样周期对所述误差信号值Δ(t)进行采样，从而产生用于控制电流的瞬时值的高频PWM信号，并将其提供给所述逆变器。

为了解决前述课题，第23发明提供一种电源装置的运转方法，并联连接多个逆变器装置，所述多个逆变器装置以同一频率工作，其中，所述逆变器装置在将电压反馈增益设为α、将电流前馈增益设为β、将逆变器电流增益设为G时，将以(1-β·G)/(α·G)表示的电阻值作为等效内部阻抗，通过改变所述逆变器装置的所述电压反馈增益α和所述电流前馈增益β两者或者其中任意一个，调整各个所述逆变器装置的所述等效内部阻抗，使所述逆变器装置间的横流为允许值以下。

为了解决前述课题，第24发明提供一种电源装置，并联连接多台在将输出电压反馈增益设为α、将输出电流前馈增益设为β、将逆变器电流增益设为G时，将以(1-β·G)/(α·G)表示的电阻值作为等效内部阻抗的逆变器装置，所述多个逆变器装置以同一频率工作，通过改变所述输出电压反馈增益α和所述输出电流前馈增益β两者或者其中任意一个，使所述等效内部阻抗变化，调整各个所述逆变器装置的输出，从而使所述逆变器装置间的横流为允许值以下。

第25发明提供如第20发明所述的电源装置，并联连接多台所述逆变器装置，所述多个逆变器装置以同一频率、并且以同一相位进行工作，各个所述逆变器装置的所述指令电压的任意一个都在同一时刻被产生，各个所述逆变器在将所述逆变器电流增益设为G时，将以(1-β·G)/(α·G)表示的电阻值作为等效内部阻抗，通过改变所述输出电压反馈增益α和所述输出电流前馈增益β两者或者其中任意一个，设定各个所述逆变器装置的所述等效内部阻抗的值，从而使流过所述逆变器装置间的横流为允许值以下。

第26发明提供如第24发明所述的电源装置，包括：同步信号产生部件，产生用于决定所述电源装置的输出频率的同步信号，该同步信号产生部件将所述同步信号提供给各个所述逆变器装置，各个所述逆变器装置包括：接受来自所述同步信号产生部件的同步信号，产生与该同步信号同步的指令电压的电压指令部件。

为了解决前述课题，第27发明提供如第14发明所述的电源装置的运转方法，通过改变所述逆变器装置的所述电压反馈增益α和所述电流前馈增益β两者或者其中任意一个，而调整各个所述逆变器装置的所述等效内部阻抗，使所述逆变器装置间的横流为允许值以下，产生用于决定所述电源装置的输出频率的同步信号，将所述同步信号提供给各个所述逆变器装置，各个所述逆变器装置接受所述同步信号，产生与该同步信号同步的指令电压。

按照第1发明，为了解决前述课题，可以仅通过控制参数的调整，使前述等效内部阻抗的值变化而将所述逆变器装置的输出、特别是输出电流调整为希望的值，由于用非常简单的手段得到希望的输出，而且，通过控制实现等效内部阻抗，所以提供不产生功率损失的逆变器装置的运转方法。

按照第2发明，为了解决前述课题，由于可以仅通过控制参数的调整来增大等效内部阻抗而开始供电，从而可以无冲击地投入逆变器装置，而且，可以抑制起动时的突入电流，所以提供适用于电容性负载的逆变器装置的运转方法。

按照第3发明，为了解决前述课题，可以将逆变器装置与其它逆变器装置并联连接或连接到商用交流电力系统而不进行定期检验。而且，可以仅通过控制参数的调整来增大等效内部阻抗而停止供电，即可将逆变器装置设为暂停状态，所以可以提供无冲击地投入逆变器装置，或者连接到商用交流电力系统而不产生浪涌造成的不良影响。

按照第4发明，为了解决前述课题，可以仅通过控制参数的调整来增大等效内部阻抗而停止供电，即，可使逆变器装置实际上为暂停状态。因此，可以使逆变器装置置于暂停状态、即待机状态而不关断电源开关，所以提供可在功率需要增大等时马上开始供电的运转方法。

按照第5发明，通过在逆变器装置的实际上的暂停状态中打开电源开关，可以不产生浪涌造成的不良影响地、即无冲击地打开电源开关。

按照第6发明，通过在逆变器装置的实际上的暂停状态中关断电源开关，可以不产生浪涌造成的不良影响地、即无冲击地关断电源开关。

按照第7发明，为了解决前述课题，可以仅通过控制参数的调整来增大等效内部阻抗而停止供电，即，可将逆变器装置实际上设为暂停状态，从而将逆变器装置从商用交流电力系统解列，因此，提供可以无冲击地解列逆变器装置而不产生浪涌造成的不良影响的运转方法。

按照第8发明，由于花费规定的时间来进行控制参数的调整，所以可以缓慢地进行等效内部阻抗的变化，确实地无冲击地进行逆变器装置的投入、分离、解列等。

按照第9发明，为了解决前述课题，可以仅通过控制参数的调整使前述等效内部阻抗的值变化来将前述逆变器装置的输出、特别是输出电流调整为希望的值，可以用非常简单的手段得到希望的输出，而且可以通过控制实现等效内部阻抗，所以可以提供功率损失小的逆变器装置。

按照第10发明，为了解决前述课题，可以仅通过控制参数的调整来增大等效内部阻抗而开始供电，所以可以无冲击地投入逆变器装置，而且可以抑制起动时的突入电流，所以可以提供适用于电容性负载的功率损失小的逆变器装置。

按照第11发明，为了解决前述课题，可以将逆变器装置与其它逆变器装置并联连接或者与商用交流电力系统连接而不进行同步检验。而且，可以仅通过控制参数的调整来增大等效内部阻抗而停止供电，即可以使逆变器装置为暂停状态，所以可以提供不产生浪涌造成的不良影响、即无冲击的投入逆变器装置或连接到商用交流电力系统的功率损失小的逆变器装置。

按照第12发明，为了解决前述课题，可以仅通过控制参数的调整来增大等效内部阻抗而停止供电，即可以使逆变器装置实际上为暂停状态。因此，由于将逆变器装置置于暂停状态、即待机状态而不关断电源开关，所以提供可在功率需要增大等时马上开始供电的功率损失小的逆变器装置。

按照第13发明，由于花费规定的时间来进行控制参数的调整，所以可以提供缓慢地进行等效内部阻抗的变化，确实地无冲击地进行逆变器装置的投入、分离、解列等的逆变器装置。

按照第14发明，通过根据负载功率需要的减少，选择性地设定恒采样型的误差追踪式电源装置具有的等效内部阻抗，自动地改变各逆变器装置的负载分担，即使负载功率需要大幅度并且急剧地减少，也可以在高功率效率的区域进行运转而不对负载产生浪涌电压等。

按照第17发明，在实际上不产生输出功率的状态下，接通电源开关而连接，所以可以继续高功率效率而不对负载等产生浪涌电压等的影响。

按照第18、第19的发明，由于可以用非常简单的手段自动地将各逆变器装置的等效内部阻抗设定为希望值，所以可以容易地将负载分担设定在功率效率高的区域。

按照第20发明，不仅可以进行高功率效率的运转而不对负载产生浪涌电压等的影响，而且，可以将逆变器装置间流过的横流电流限制为容许值以下。

按照第21发明，可以进一步进行高功率效率的运转而不对负载产生浪涌电压等的不良影响。

按照第22发明，可以提供可抑制电源装置起动时容易流过的突入电流的能够无冲击地起动的恒采样型的误差追踪式电源装置的具体的结构，而不进行突入电流防止电路或者软起动控制等。

按照第23发明，可以提供仅通过调整控制参数，将并联连接的多台逆变器装置间流过的横流确实地限制为小的电流值的电源装置的运转方法。

按照第24发明，可以提供通过改变输出电压反馈增益α和输出电流前馈增益β两者或者其中一个来使等效内部阻抗变化，通过调整并联连接的逆变器装置的输出，将逆变器装置间流过的横流确实地限制为小的电流值的电源装置。

特别是，按照第25至第27发明，提供可确实地将横流限制为容许值以下的电源装置中的具体的结构。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1中使用的恒采样型的误差追踪式单相逆变器装置80的图。

图2是表示本发明的恒采样型的误差追踪式单相逆变器装置的功率效率的一例的图。

图3是表示本发明的实施方式1中的并联连接多台恒采样型的误差追踪式单相逆变器装置80而构成的单相电源装置100的方框结构图。

图4是表示在本发明的实施方式2中使用的恒采样型的误差追踪式三相逆变器装置90的图。

图5是表示本发明的实施方式2中的并联连接多台恒采样型的误差追踪式三相逆变器装置90构成的三相电源装置200的方框结构图。

1直流电源  2逆变器  3逆变器电流检测器  4输出滤波器电路5滤波器电压检测器  6输出电流检测器  7输出端子  8电流目标值形成部  8A电压指令部件  8B电流增益部件  8C减法部件  8D电压增益部件  8E加法部件  8a滤波器电压指令部件  8b器电流指令部件8c  PWM电流误差补偿部件  8d减法部件  8e电压限制器  8f电压反馈部件  8g加法部件  8h电流增益部件  8i电流增益部件  8j信号限制器  8k加法部件  8l坐标变换部件  9选通指令/PWM控制部9A减法部件  9B选通指令/PWM电路  11同步信号产生电路  12坐标变换部件  13低通滤波器  14坐标变换部件  10输出监视/增益变更部  80恒采样型的误差追踪式单相逆变器装置  90恒采样型的误差追踪式三相逆变器装置  100单相电源装置  200三相电源装置

具体实施方式

〔实施方式1〕

通过图1到图3，对用于实施本发明的实施方式1进行说明。图1是用于说明本发明采用的可仅通过控制参数改变等效内部阻抗的逆变器装置的一个实施方式的恒采样型的误差追踪式单相逆变器装置80的图，图2是表示逆变器装置80的功率效率的一例的图。图3是用于说明并联连接N台逆变器装置80而构成的本发明的一个实施方式的单相电源装置100的图。首先，在通过图1对利用单相逆变器构成的恒采样型的误差追踪式单相逆变器装置80进行说明时，在直流电源1的两端连接有逆变器2。直流电源1是一般的直流电源，例如是整流商用交流电的电压而将交流变换为直流的整流装置或者太阳能电池板等。逆变器2是全桥接的4个IGBT那样的半导体元件S1～S4，以及与这些半导体元件的各个按反极性并联连接的二极管D1～D4构成的单相的逆变器。但是，逆变器2不限于全桥接构成的逆变器，例如，也可以是将IGBT或者MOSFET等那样的两个半导体元件和两个电容器连接为全桥接结构的半桥接型的单相逆变器，或者如专利文献8所示那样，串联连接两个直流电源1作为单相倍电压结构而形成的逆变器单相倍电压型的逆变器等。而且，在直流电源1和逆变器2之间设置电源开关SW。

在逆变器2的交流侧线L1上具有用于检测逆变器电流i1的变流器(CT)那样的第一电流检测器3，而且，在交流侧线L1上连接电流保持用电感器Lp，该电流保持用电感器Lp的负载侧和交流侧线L2之间连接由滤波用电阻Rf、滤波电容器Cf和滤波电感器Lf构成的输出滤波器电路4。在串联连接了该滤波电电阻Rf和滤波电容器Cf的端子之间具有滤波器电压检测器5。输出滤波器电路4不限于由滤波用电阻Rf、滤波电容器Cf和滤波电感器Lf构成的电路。而且，具有用于检测流过滤波电感器Lf的误差追踪式单相交流逆变器装置80的输出电流i2的变流器那样的第二电流检测器6。误差追踪式单相交流逆变器装置80的输出端子7A、7B上作为外部电路连接有负载50。如图3所示，在输出端子7A、7B上并联连接有同一结构的其它的误差追踪式逆变器装置的输出端子。负载50是接受供电的一般的交流负载、或者整流电路和接受供电的一般的直流负载、或者变压器和整流电路和接受供电的一般的直流负载等，逆变器装置80可对各种负载供电。

该恒采样型的误差追踪式单相逆变器装置80具有用于综合地进行控制的微型计算机MC。微型计算机MC具有对输出电流检测信号和输出电压检测信号进行后述的规定的处理而形成电流目标函数信号J(t)的电流目标值形成部8；根据电流目标函数信号J(t)和逆变器电流检测信号选择逆变器2的半导体元件S1～S4的开关模式的选通指令/PWM控制部9；以及监视该恒采样型的误差追踪式单相逆变器装置80的输出功率而进行规定的增益变更等的输出监视/增益变更部10等。在该图中，省略对各检测信号进行模拟-数字(A/D)变换的A/D变换电路。

电流目标值形成部8包括以下部件：提供以每180度正负极性变换的基准正弦波电压为代表的指令电压Va的电压指令部件8A；对通过第二交流检测器6检测出的输出电流i2的电流检测信号Δi2乘以作为一个控制参数的电流前馈增益β的电流增益部件8B；从指令电压Va减去由逆变器电压检测器5检测到的逆变器电压v1的电压检测值Δv1的第一减法部件8C；对这些相减电压乘以作为另一个控制参数的反馈增益α的电压增益部件8D；将对应于乘以了电压反馈增益α的电压值的电流信号、和乘以了电流前馈增益β的电流信号进行相加而产生电流目标函数信号J(t)的第二加法部件8E等。

电压指令部件8A提供作为与来自误差追踪式单相交流逆变器装置80的外部的同步信号同步，以180度进行正负变换的基准正弦波电压(Esinωt)的指令电压Va，或者产生以预先决定的频率的基准正弦波电压(Esinωt)为代表的指令电压Va。该基准正弦波电压(Esinωt)决定误差追踪式单相交流逆变器装置80的输出频率。例如，在误差追踪式单相交流逆变器装置80的输出频率为50Hz时，前述基准正弦波电压(Esinωt)被决定为50Hz。以该基准正弦波电压为代表的指令电压Va作为误差追踪式单相交流逆变器装置的并联运转很重要，是以决定前述基准正弦波电压的各1周期的周期产生同步信号的电压。指令电压Va作为相对于基准正弦波电压(Esinωt)的瞬时值的数字值被提供。该基准正弦波电压(Esinωt)在并联运转多个逆变器装置的情况下，可以通过与来自外部的共用的同步信号同步而相互同步，或者也可以各个逆变器装置的电压指令部件8A具有相互相等的频率，同时，一边互相追踪一边在同一时刻产生基准正弦波形的指令电压Va。而且，指令电压Va不一定需要是正弦波。

电流增益部件8B对通过第二交流检测器6检测出的误差追踪式单相交流逆变器装置80的输出电流i2的电流检测值Δi2乘以作为控制参数的电流前馈增益β，提供Δi2·β。该电流前馈增益β是用于使输出电压不由于输出电流而变化的电流增益，是后述的本发明的重要的要素。在本发明中，也可以通过时序(sequence)设定电流前馈增益β。而且，在本实施方式中，输出电流i2的电流检测值Δi2是相当于每隔短的一定时间被采样的瞬时值的数字值。这里，作为控制参数的电压反馈增益α是比零大的数值，电流前馈增益β小于等于1的数值的情况较多，比1还大时实现负的等效内部阻抗。

减法部件8C从指令电压Va减去与每隔短的一定时间对逆变器电压v1的电压检测值Δv1进行采样而得到的瞬时值相当的数字值而求差。该相减结果用(Va-Δv1)表示。因此，电压增益部件8D的输出侧的信号为对(Va-Δv1)乘以电压反馈增益α的(Va-Δv1)·α。该电压反馈增益α也和电流前馈增益β一样是按照时序被设定为最佳值而得到的电压增益值，虽然在后面叙述，但在本发明中，作为控制参数的电压反馈增益α和电流前馈增益β在决定逆变器装置的等效内部阻抗上是非常重要的要素。加法部件8E将来自电流增益部件8B的Δi2·β和来自电压增益部件8D的(Va-Δv1)·α相加，产生电流目标函数信号J(t)。然后，电流目标函数信号J(t)被提供给选通指令/PWM控制部9。

微型计算机MC中的选通指令/PWM控制部9具有从由第一电流检测器3检测出的逆变器电流i1的电流检测值Δi1减去电流目标函数信号J(t)的减法部件9A。该电流检测值Δi1也和前述一样，是相当于每隔短的一定时间被采样的瞬时值的数字值。因此，减法部件9A进行(Δi1-J(t))的运算而求误差信号Δt。该误差信号被输入选通指令/PWM电路9B，选通指令/PWM电路9B如下所述那样，对提供给逆变器2的半导体元件S1～S4的哪一个进行选通选择。

选通指令/PWM电路9B按照逆变器电流i1的电流检测信号Δi1和电流目标函数信号J(t)的差的极性进行选通指令。选通指令为以下那样。在Δt＝Δi1-J(t)为负的情况下，逆变器电流i1比目标值小，所以选择使电流增大的开关模式。然后，在Δt＝Δi1-J(t)为正的情况下，逆变器电流i1比目标值大，所以选择使电流减少的开关模式。即，在误差追踪式的PWM控制中，按照误差信号Δt的极性如下那样选择开关模式。

(1)作为开关模式1，在Δt＝Δi1-J(t)≤0时，半导体元件S3和S4为导通，半导体元件S1和S2为截止。

(2)作为开关模式2，在Δt＝Δi1-J(t)＞0时，半导体元件S1和S2为导通，半导体元件S3和S4为截止。

(3)作为开关模式3，有不进行来自直流电源1的供电的环流模式，这时，半导体元件S1、S4为导通，半导体元件S2、S3为截止，或者半导体元件S2、S3导通，半导体元件S1、S4截止。

逆变器2的半导体元件S1～S4根据来自基于误差信号Δt基准决定的选通指令/PWM电路9B的选通指令原样导通或者截止。例如，如果Δt＝Δi1-J(t)≤0的状态继续，则半导体元件S1和S2保持导通状态，半导体元件S3和S4保持截止状态，直到变为Δt＝Δi1-J(t)＞0。这一点是与通常使用的三角波(锯齿波)比较方式的PWM控制的开关动作的不同之处。

如公知的那样，一般来说，电源从输出端看的等效电路用电压源和等效内部阻抗表现。如果等效内部阻抗为0，则为无论流过多少电流，输出端电压也不变化的理想的电源。实际上，该等效内部阻抗不为0，是不能自由地控制的阻抗。求该等效内部阻抗的方法，首先在断开输出端时(无负载时)不流过电流，所以等效内部阻抗造成的压降为0。因此，将无负载时的电压Vo设为电压源的输出电压。接着，连接了阻抗x的某个负载时的输出电压Vc和无负载电压Vo的电压差为等效内部阻抗造成的压降，所以在将这时流过的电流设为I时，有Vo-Vc＝XI的关系。因此，等效内部阻抗Z为Z＝(Vo-Vc)/I＝(Vo-Vc)X/Vc。

在恒采样型的误差追踪式逆变器装置中，有作为逆变器的电流放大器的特性可用算式表现的特征，可以通过采样适合误差追踪式PWM的上位控制(利用电流目标形成部件的控制)计算等效内部阻抗。从输出滤波器4看的逆变器2的等效内部阻抗Z由电阻和电容器构成。于是，合计电阻值相对于控制参数的电流前馈增益β的增加直线地减少，与控制参数的电压反馈增益α成反比例。在大部分情况下，等效电路内的电容器与小的电阻并联，其时间常数与主电路电流的频率分量相比小至可忽视，所以逆变器2的等效内部阻抗Z可以认为是电阻分量。这样，在将逆变器2的电流增益设为G时，逆变器2的等效内部阻抗Z基本等于用(1-β·G)/(α·G)〔Ω〕的算式表示的电阻值。这里，逆变器2的电流增益G是由逆变器2的时隙时间(dead time)、直流电压、交流电压等决定的值，在大部分情况下，为0.99左右，可近似于1的值。而且，电流增益G是不能通过计算等求出，而通过实际测量求出的逆变器装置固有的值。但是，在同一电路结构中，在电特性基本相同的逆变器装置中，电流增益G为基本相同的值。

因此，作为呈现与用(1-β·G)/(α·G)〔Ω〕的算式表示的电阻值基本相同的等效内部阻抗Z的逆变器装置，即恒采样型的误差追踪式单相逆变器装置80，通过将输出电流前馈增益β和输出电压反馈增益α设为足够小，可以使与用(1-β·G)/(α·G)〔Ω〕的算式表示的电阻值基本相同的等效内部阻抗Z足够大。例如，设定输出电流前馈增益β和输出电压反馈增益α，使得电流增益G近似于1，β＝α＝10^-5时，等效内部阻抗Z大致为100kΩ，在设输出电压为200V时，输出电流最大为2mA，输出约为0.4W左右，所以输出可近似于零。而且，在设定电流前馈增益β和电压反馈增益α，使得β＝α＝10^-4时，等效内部阻抗Z大致为10kΩ，输出电流最大为20mA。进而，在设定输出电流前馈增益β和输出电压反馈增益α，使得β＝α＝10^-2时，等效内部阻抗Z大致为100Ω，输出电流最大为2A。再进一步，在设定电流前馈增益β和电压反馈增益α，使得β＝0.5，α＝0.1时，等效内部阻抗Z大致为5Ω，输出电流最大为40A。因此，可知在恒采样型误差追踪式逆变器装置中，通过使输出电流前馈增益β和电压反馈增益α变化，可以得到任意的等效内部阻抗Z、输出电流、输出功率。在实施方式1中，该逆变器装置80被用作具有滤波用电容器的通信装置用的无停电电源装置(UPS)。

通过这样的等效内部阻抗Z的设定，最初等效内部阻抗大到可确实地将突入电流限制为容许值以下的程度，所以即使进行通常的恒采样型的误差追踪式脉冲宽度调制，也仅流过容许值以下的初期电流，不流过以往那样大的突入电流。这里，前述预定的电流目标函数信号J(t)是例如与额定电流对应的值。因此，等效内部阻抗Z的变化当然也可以是其它的、例如可仅在一定的设定时间，将初期电流限制为容许值以下的值，如果经过该设定时间，则返回通常的运转时的值那样的时序。

而且，大容量的受激准分子激光装置中的电容器的通常的充放电重复动作的情况也一样。这时，电源开关SW维持导通。虽然未图示，但是在负载50为电容器和整流电路时，首先在开始充电前，将输出电流前馈增益β和输出电压反馈增益α设定为小的值，以便将逆变器2的等效内部阻抗Z设为将充电初期的电流限制为容许值以下的大的值，之后，开始单相电源装置100的动作，从而开始充电时，没有流过突入电流。然后，在预先决定的时间后，设定使输出电流前馈增益β和输出电压反馈增益α增大的时序，以便成为流过额定电流的等效内部阻抗Z的值时，也可以不加长充电时间，用容易的控制对应电容器的充电。而且，如前所述的等效内部阻抗Z那样的时序的设定也可以完全相同地应用于并联连接了逆变器装置的情况。如上所述的运转方法不仅抑制起动时的突入电流，而且，表示仅通过调整输出电流前馈增益β、输出电压反馈增益α那样的控制参数，使逆变器装置的等效内部阻抗变化，进行输出的调整的情况。而且，在本发明中，通过将输出电流前馈增益β设为负极性的大值，可以将等效内部阻抗Z设为足够大的值。

图1所示的误差追踪式单相交流逆变器装置80是在并联连接多台时成为主机的逆变器装置，所以微型计算机MC具有监视所有的误差追踪式单相交流逆变器装置的输出功率而进行规定的增益变更的输出监视/增益变更部10。该输出监视/增益变更部10在另外具有综合地监视/控制该电力系统整体的其它微型计算机的情况下，也可以内置在该微型计算机中。输出监视/增益变更部10接受由滤波器电压检测器5检测到的检测值Δv1、和由第二电流检测器6检测到的电流检测值Δi2作为数字值，从而计算输出功率。进而，输出监视/增益变更部10将表示图2所示的对于输出功率的功率效率的效率特性作为数据存储在未图示的存储部中。该效率特性是预先运转并测量误差追踪式单相交流逆变器装置80而计算的结果。但是，虽然未图示，但也可以对逆变器2的输入侧的电压和电流采样而计算输入功率，并一边根据该计算的输入功率和前述计算的输出功率求运转中的功率效率，一边进行如具体例中描述的那样的控制。

图3所示的单相交流电源装置100中的并联连接有N台的误差追踪式单相交流逆变器装置80(1)、…80(N)各自的指令电压Va也如前所述，必须相互同步。同步信号产生电路10通过信号线10A对逆变器装置80(1)、…80(N)的各电压指令部件8A提供同步信号。而且，在并联运转多个逆变器装置的情况下，通过作为信号线10A使用光纤，将光同步信号提供给各逆变器装置的各电压指令部件8A，从而不受噪声的影响，所以，即使在并联多台的情况下，也可以确实地抑制逆变器装置间流过的横流，进行正确的控制。而且，同步信号产生电路10在预定的基准正弦波电压的每半周期或者1周期，或者每隔规定周期产生同步信号。即，以决定作为指令电压Va的前述基准正弦波电压的各1周期的周期产生同步信号。各电压指令部件8A在各同步信号的上升沿动作而产生以基准正弦波电压(Esinωt)为代表的指令电压Va。因此，各逆变器装置的输出电压的频率与基准正弦波电压(Esinωt)的频率相同，相位也相同，所以在正常状态下，输出电压的振幅没有大的差异。而且，各个逆变器装置的电压指令部件8A具有相互相等的频率的同时产生同步的基准正弦波形信号，并且一边相互追从一边在同一时刻产生基准正弦波形信号的情况下，可以省略同步信号产生电路10。

在本发明中，误差追踪式单相交流逆变器装置80(1)、…80(N)同步地以恒采样型的误差追踪式进行PWM控制，但是误差追踪式单相交流逆变器装置80(1)、…80(N)的输出电压的大小、即振幅不同的情况很多。这时，假设从输出电压的振幅大的逆变器装置向振幅小的逆变器装置流出一部分输出电流，但是在本发明中，误差追踪式单相交流逆变器装置80(1)、…80(N)由于具有大于等于可将横流限制在容许值以下的值的等效内部阻抗Z，所以输出电流越增加，输出滤波器电路4的压降就越大，该逆变器的输出电压变为降低的方向，所以，结果是进行误差追踪式PWM控制，使在各个逆变器装置中输出电压变得相互相等。

实施方式1的发明中，特征是呈现与用前述(1-β·G)/(α·G)〔Ω〕的算式表示的电阻值基本相同的等效内部阻抗Z的逆变器装置，即以相同电路结构，如图3所示那样，并联连接N台电特性基本相同的恒采样型的误差追踪式单相逆变器装置80(1)、…80(N)，并设定作为控制参数的电压反馈增益α和电流前馈增益β，使得各个误差追踪式单相交流逆变器装置的等效内部阻抗以希望的比例分担负载功率、即成为希望的负载分担。由于等效内部阻抗Z为等效的阻抗，所以实际上不产生功率损失。因此，即使等效内部阻抗Z增大，功率损失也不增大。

现在，在单相交流电源装置100中的N台恒采样型的误差追踪式单相逆变器装置80(1)、…80(N)在图2所示的额定输出功率Pr的附近运转时，误差追踪式逆变器装置80(1)、…80(N)设定作为控制参数的电压反馈增益α和电流前馈增益β，以便呈现可以将横流电流限制为容许值以下，并且可充分流过额定电流的阻抗值Zs。在该状态下，N台恒采样型的误差追踪式逆变器装置80(1)、…80(N)进行大致相等的负载分担。在这样的运转中，负载功率需要减少。由于对输出监视/增益变更部10输入N台恒采样型的误差追踪式逆变器装置80(1)、…80(N)的输出数据，所以输出监视/增益变更部10首先由该输出数据计算总需要负载功率Wt。接着，在设N台误差追踪式逆变器装置80(1)、…80(N)的额定输出功率Pr时，计算可满足总需要负载功率Wt的台数m。即，计算满足Pr·m＞Wt＞Pr·(m-1)的台数m。这里，利用额定输出功率Pr是由于一般来说在额定输出功率的附近功率效率最高，即使将额定输出功率Pr置换为与图2所示的功率效率的容许限度值Xu对应的输出功率的下限值Pu，或者置换为额定输出功率Pr和输出功率的前述下限值Pu之间的任意的功率值Pd，可以在可容许的功率效率的范围内进行运转。

在算出台数m后，使m台误差追踪式逆变器装置原样运转。于是，一方面，由于对于m台以外的(N-m)台逆变器装置，即由时序决定的(N-m)台实质上使其暂停，所以使等效内部阻抗Z增大至设定最大值Zm。为了使等效内部阻抗Z增大至设定最大值Zm，输出监视/增益变更部10对(N-m)台该误差追踪式逆变器装置的未图示的微型计算机发出指令，并将作为对它们的电流增益部件8B、电压增益部件8D的控制参数的电流前馈增益β、电压反馈增益α大幅度地减小到预定的值。而且，与图2所示的功率效率的容许限度值Xu对应的输出功率的下限值Pu如果是额定功率Pr的一半以下的值，则即使运转台数少，只要以满足Pr·m＞Wt＞Pr·(m-1)的算式的台数运转，就可以进行高效率的并联运转。

如前所述，电压反馈增益α是比零大的数值，电流前馈增益β是小于等于1的数值，电流增益G是可近似于1的数值，所以，例如设定为α＝β＝10^-5，则如前所述那样，根据(1-β·G)/(α·G)〔Ω〕的算式等效内部阻抗Z等于电阻值，所以大致为10⁵Ω，即大致为100kΩ。这里，在将额定输出电压Vr设为200V，将额定输出电流Ir设为20A时，由于等效内部阻抗Z大致为100kΩ，所以，实际上流过的最大输出电流约为2mA，输出小于等于400mW。由于额定输出功率为4kW，所以该输出小至可忽略，因此，称为暂停。于是，在这时，通过花费大于等于某设定时间Ts使作为控制参数的电流前馈增益β、电压反馈增益α变化而不使其瞬间变化，可以实现负载等不受浪涌电压的影响的无冲击的暂停状态。该设定时间Ts在未被连接到商用交流电力系统的自立运转时，最好为输出电压的周期的约3倍以上，而且，在被连接到商用交流电力系统时，最好为商用交流电的周期的50倍左右的时间长度。

在运转中进一步负载功率的需求减少时，如前所述那样，计算运转的最佳台数m，通过使除此之外的台数的误差追踪式逆变器装置的等效内部阻抗Z增大至设定最大值Zm，使其实际上成为暂停状态。然后，在为暂停状态后，通过将处于暂停状态的逆变器装置的电源开关关断，可以不对负载产生浪涌等造成的影响地分离，由于这些逆变器装置的功率损失可为零，所以可以进一步提高功率效率。这样，在处于暂停状态的逆变器装置以某状态运转时，总需要负载功率Wt增大，不能满足Pr·m＞Wt＞Pr·(m-1)的算式，台数为n(N≥n＞m)时，在满足Pr·n＞Wt＞Pr·(n-1)的算式时，输出监视/增益变更部10对暂停中的逆变器装置中的(n-m)台逆变器装置的微型计算机(未图示)发出指令，首先，使它们的电源开关SW导通，接着，对其电流增益部件8B、电压增益部件8D，将电流前馈增益β、电压反馈增益α还原，从而将等效内部阻抗Z还原为值Zs。该阻抗值Zs最好为可将横流电流限制为容许值以下的值。

(n-m)台逆变器装置的接入以由时序决定的顺序进行，开始供电。因此，在该状态下N台逆变器装置在比图2所示的功率效率的容许限度值Xu高的功率效率的区域内大致平均地分担负载功率来进行运转。在这时，也最好花费某设定时间Ts以上来使作为控制参数的电流前馈增益β、电压反馈增益α变化。而且，分离逆变器装置的顺序也可以从功率效率低的逆变器装置开始使其暂停，而且，接入的顺序也可以从功率效率高的逆变器装置开始接入。而且，有时如果需要，则可以预先测量运转的台数为p(1≤p≤N)台时的恒采样型误差追踪式电源整体的功率效率而求校正值，将该校正值存储在未图示的微型计算机中，通过使该校正值反映在前述算式的功率效率中，更正确地求运转需要的台数。

而且，在总需要负载功率Wt非常急剧地对大幅度频繁变动的负载提供电力的情况下，如果实际上不使不进行供电的暂停状态的逆变器装置的电源开关SW截止，而仍使其为导通状态，则即使对于电力需要的急剧增大也可以充分应对。但是，如果将功率效率视为第一重要，则如前所述，应进行电源开关SW的导通、截止。而且，与上述的具体例不同，在要按照预定的时序，变更并联运转状态的逆变器装置的负载分担的情况下，可以通过按照该时序变更电流前馈增益β和电压反馈增益α，特别是电流前馈增益β来实现。因此，如前所述通过变更等效内部阻抗Z的值，可以容易地变更负载分担，实现规定的负载分担。

而且，对于逆变器2的结构，除了前述的全桥接结构，也可以是半桥接结构，或者将两个直流电源1串联连接而构成为单相倍电压结构的单相倍电压型的逆变器等，对于这些单体的动作在前述的专利文献中被说明而不再进行说明，但是即使是半桥接结构，或者单相倍电压型的逆变器等，在为以恒采样型采用了误差追踪式技术的单相逆变器装置时，呈现以(1-β·G)/(α·G)的算式表示的等效内部阻抗Z。因此，在这些逆变器装置中，也和前述一样，可以容易并且任意地变更负载分担。而且，在实施方式1中，对于减法部件8C或者加法部件8E等将输出信号限制为预定的范围的电压限制器或者电流限制器以及PWM控制误差校正部件等，由于与本发明没有直接关系而省略，但是，为了更好的动作和进行正确的控制，需要这些部件。在后面的实施方式中也一样，对于电压限制器或者电流限制器以及PWM控制误差校正部件，在后述的恒采样型的误差追踪式三相交流逆变器装置中进行说明。而且，在本发明中，通过将电流前馈增益β设为负极的大的值，可以容易地将等效内部阻抗Z设定为设定最大值Zm。

〔实施方式2〕

在以上的实施方式中，对单相结构的误差追踪式逆变器装置、并联连接它们的误差追踪式电源装置、它们的接入、中断(暂停)进行了说明，但是并联连接多个恒采样型的三相交流误差追踪式逆变器装置构成的恒采样型误差追踪式电源装置中的横流电流的限制也一样进行，所以，利用图4、图5对并联连接多台三相交流误差追踪式逆变器装置90而构成的三相交流电源装置200进行说明。在图4、图5中，与图1或图3中使用的标号相同的标号表示相同的名称。该实施方式2也使用微型计算机MC，特别是虽然没有表示A/D变换电路，但是各模拟检测信号被变换为数字检测信号，对于其后的各处理进行数字处理。

三相交流逆变器2是将以MOSFET或者IGBT那样的自消弧型的电压驱动元件为代表的半导体元件S和与其反向并联连接的二极管D构成的6个开关元件U、V、W、X、Y、Z连接为三相全桥接结构而构成的三相逆变器。将被连接到开关元件U和X的连接点a的线设为L1、将被连接到开关元件V和Y的连接点b的线设为L2、将被连接到开关元件W和Z的连接点c的线设为L3。具有用于检测流过各个线L1、L2、L3的逆变器电流i1a、i1b、i1c的电流检测器3A、3B、3C。在各个线L1、L2、L3上串联连接有电流保持用的电感器Lp1、Lp2、Lp3。而且，构成在线L1和L2之间，线L2和L3之间，线L1和L3之间分别连接了滤波电阻Rf和滤波电容器Cf和滤波电感器Lf而构成的输出滤波器电路的输出滤波器电路4。然后，具有分别检测各相间的滤波电阻Rf和滤波电容器Cf的端子间电压的滤波电压检测器5A、5B、5C。三相交流用的输出滤波器电路4当然也可以是不包含滤波电阻Rf的其它的电路结构。

进而，具有用于检测各相的输出电流i2a、i2b、i2c的输出电流检测器6A、6B、6C，在输出端子7A和7B之间连接负载50A，在输出端子7B和7C之间连接负载50B，在输出端子7A和7C之间连接负载50C。而且，可以省略1相的电流检测器和1相的滤波电压检测器，例如3B、6B和5B。由于图4所示的恒采样型的误差追踪式三相交流逆变器装置90，也在并联连接多台时表示成为主逆变器装置，所以微型计算机MC与单相的情况一样，具有对输出电流检测信号和输出电压检测信号进行后述的规定的处理而产生电流目标函数信号J(t)的电流目标值形成部8、以及根据电流目标函数信号J(t)和逆变器电流检测信号选择三相交流逆变器2的半导体元件S1～S6的开关模式从而进行脉冲宽度调制(PWM)的选通指令/PWM控制部9；以及监视被并联连接的所有三相交流误差追踪式逆变器装置90(1)、90(2)…90(N)的输出功率而进行规定的控制的输出监视/增益变更部10。而且，误差追踪式三相交流逆变器装置90包括：具有后述的dp变换矩阵U的dp变换部件12、低通滤波器13、以及具有dp变换矩阵U的dp变换部件14等。而且，该输出监视/增益变更部10在包括综合地监视/控制该电力系统的微型计算机的情况下，当然也可以被另外包括在该微型计算机中。

接着，一边对电流目标值形成部8进行说明，一边对该误差追踪式三相交流逆变器装置90的动作进行说明。电流目标值形成部8具有输出作为输出的目标电压的三相平衡交流电压的指令值、这里是将滤波电容器Cf的端子电压的目标电压值进行dq变换得到的指令电压值Vf输出的滤波电压指令部件8a。这里，对dq变换简单地进行说明，dq变换在使用三相交流逆变器上经常使用，将三相交流的电压和电流变换为与电源电压同步的dq轴(旋转坐标系)上的值，通过进行dq变换，可以与直流一样处理三相交流。电容器电流指令部件8b提供用于校正流过滤波电容器Cf的电流的直流的电流指令值If。假设滤波电容器Cf的电压为处于直流的指令电压值Vf的电压，这时，预先计算并求滤波电容器Cf中流过的电流，增加电流指令并校正，以成为该电流。总之，反馈负载中流过的电流这一点基本上相同。这里，d轴电流为有效电流，q轴电流为无效电流，所以在电容器的情况下，在dq坐标中指令电压值Vf仅为d轴分量，电流指令值If仅为q轴分量。而且，由于在误差追踪式PWM中，相对于电流指令值If输出电流中产生偏差，PWM电流误差补偿部件8c是用于将该偏差变为零而进行校正的部件。

由滤波电压检测器5A、5B、5C检测到的检测电压，在三相-二相变换后，通过具有用于进行dq变换的矩阵UM(矩阵U是回转矩阵，矩阵M是三相-二相变换矩阵。式(1))的坐标变换部件12进行了dq变换后，通过低通滤波器13除去了高频分量后，作为信号Δvf被输入减法部件8d，同时被输入到输出监视/增益变更部10。减法部件8d输出从滤波电压指令部件8a的电压指令值Vf减去Δvf的(Vf-Δvf)＝UΔv(t)。该值UΔv(t)通过电压限制器8e限制预定的范围，通过电压反馈部件8f乘以作为一个控制参数的电压反馈增益α后，被加法部件8g相加。另一方面，由第二电流检测器6A、6B、6C检测出的输出电流i2a、i2b、i2c的电流检测信号，通过具有用于进行dq变换的矩阵UM的坐标变换部件14如前所述那样进行dq变换后，通过电流增益部件8h乘以作为另一个控制参数的电流前馈增益β后，被加法部件8g相加。而且，前述输出电流i2a、i2b、i2c的电流检测信号也被输入输出监视/增益变更部10。

$U\≡\left(\begin{array}{cc}\sin \mathrm{\ωt},& -\cos \mathrm{\ωt}\\ \cos \mathrm{\ωt},& \sin \mathrm{\ωt}\end{array}\right),M\≡\sqrt{\frac{2}{3}}\left(\begin{array}{ccc}1,& -\frac{1}{2},& -\frac{1}{2}\\ 0,& \frac{\sqrt{3}}{2},& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)$

ω：滤波电压指令的角频率(rad/s)…(1)

来自电容器电流指令部件8b的电流指令值If通过电流增益部件8i乘以电流前馈增益γ后，被加法部件8g相加。这里，在电流前馈增益β小于等于1，或者等效内部阻抗Z为负的情况下为大于1的数值，电压反馈增益α和电流前馈增益γ为比零大的数值。然后，由加法部件8g将与电压值对应的电流信号和电流信号及电流指令信号相加得到的信号，通过信号限制器8j被限制为预定的范围内后，通过加法部件8k与来自PWM电流误差补偿部件8c的电流补偿值Ic相加，通过具有用于进行逆坐标变换的矩阵(UM)^-1的坐标变换部件81进行处理，作为电流目标函数信号J(t)被提供给选通指令/PWM控制部9的减法部件9A。

另一方面，流过各线L1、L2、L3的逆变器电流i1a、i1b、i1c通过各个电流检测器3A、3B、3C被检测，这些电流检测信号被输入选通指令/PWM控制部9。在选通指令/PWM控制部9中，求从电流目标函数信号J(t)减去这些电流检测信号的误差信号Δt，与单相的逆变器装置的情况一样，按照误差信号Δt的极性进行选通指令、即开关模式的选择。三相交流逆变器装置中的基本的开关模式，即选通指令如下述的6所述。

将线L1、L2、L3作为a相、b相、c相，将电流目标函数信号J(t)和流过各相的电流i1a、i1b、i1c的差设为Δa≥、Δb＜、Δc。

(1)开关模式1为Δa≥0、Δb＜0、Δc＜0的情况。这时，开关元件U、Y、Z导通，开关元件V、W、X截止，流过a相的电流保持用的电感器Lp1的电流增加。

(2)开关模式2为Δa≥0、Δb≥0、Δc＜0的情况。这时，开关元件U、V、Z导通，开关元件W、X、Y截止，流过a相的电流保持用的电感器Lp1和b相的电流保持用的电感器Lp2的电流增加。

(3)开关模式3为Δa＜0、Δb≥0、Δc＜0的情况。这时，开关元件V、X、Z导通，开关元件U、W、Y截止，流过b相的电流保持用的电感器Lp2的电流增加。

(4)开关模式4为Δa＜0、Δb≥0、Δc≥0的情况。这时，开关元件V、W、X导通，开关元件U、Y、Z截止，流过b相的电流保持用的电感器Lp2和c相的电流保持用的电感器Lp3的电流增加。

(5)开关模式5为Δa＜0、Δb＜0、Δc≥0的情况。这时，开关元件W、X、Y导通，开关元件U、V、Z截止，流过c相的电流保持用的电感器Lp3的电流增加。

(6)开关模式6为Δa≥0、Δb＜0、Δc≥0的情况。这时，开关元件U、W、Y导通，开关元件V、X、Z截止，流过a相的电流保持用的电感器Lp1和c相的电流保持用的电感器Lp3的电流增加。

于是，在按照前述误差信号Δa、Δb、Δc的极性进行的选通指令进行控制，使得前述误差信号Δa、Δb、Δc为零的恒采样型误差追踪式三相交流逆变器装置90中，与前述实施方式的逆变器装置一样，呈现与用(1-β·G)/(α·G)〔Ω〕的算式表示的电阻值大致相等的等效内部阻抗Z。因此，如图5所示，并联连接了两台以上这样的误差追踪式三相交流逆变器装置90的各恒采样型的误差追踪式三相交流逆变器装置的共用的同步信号被分别提供给坐标变换部件8d、8j、8p，使各逆变器装置同步。

因此，在实施方式2中，也和图3所示的实施方式1的情况一样，并联连接N台呈现与用(1-β·G)/(α·G)〔Ω〕的算式表示的电阻值大致相等的等效内部阻抗Z的三相交流逆变器装置，即电路结构相同，电特性大致相同的恒采样型的误差追踪式三相交流逆变器装置90，通过设定作为控制参数的电压反馈增益α和电流前馈增益β，以便成为可将横流抑制为容许值以下的电阻值，从而使全部的三相交流逆变器2同步运转。在这样的运转中，在负载功率需要减少时，由于对输出监视/增益变更部10输入N台恒采样型误差追踪式三相交流逆变器装置90(1)、90(2)…90(N)的被dq变换后的输出数据，所以输出监视/增益变更部10首先由该输出数据计算总需要负载功率Wt。接着，在N台恒采样型误差追踪式三相交流逆变器装置90(1)、90(2)…90(N)的额定输出功率为Pr时，计算可满足总需要负载功率Wt的台数m，即，满足Pr·m＞Wt＞Pr·(m-1)的台数m。这里，使用额定功率Pr，是因为一般来说，额定功率附近功率效率最高，即使将额定功率Pr置换为与图2所示的功率效率的容许限度值Xu对应的输出功率的下限值Pu，或者置换为额定功率Pr和输出功率的下限值Pu之间的任意的功率值Pd，也可以在可容许的功率效率的范围内运转。而且，对于负载功率需要增大时等的负载分担，由于与前述的实施方式1的恒采样型的误差追踪式单相交流逆变器装置80一样，所以省略说明。而且，即使在将三相逆变器的输出电压用作相位180°不同的正弦波、即单相3线电压的情况下，也可以完全相同地应用本发明。

进而，在实施方式2中，也如图5所示，并联连接两台以上呈现与用(1-β·G)/(α·G)〔Ω〕的算式表示的一例等效内部阻抗Z的三相交流逆变器装置90，并设定作为控制参数的输出电压反馈增益α和输出电流前馈增益β，以便成为可将横流抑制为容许值以下的等效内部阻抗Z，特别是调整并设定输出电流前馈增益β的同时，通过使全部的逆变器同步，可以抑制横流。和单相的情况一样，在恒采样型误差追踪式三相交流逆变器装置90的情况下，也因为被并联连接的所有逆变器装置具有可将横流抑制为容许值以下的程度以上的等效内部阻抗Z，所以，输出电流越增加，滤波电路4A、4B的压降越大，该逆变器的输出电压为降低的方向，所以，结果是进行误差追踪式PWM控制，使得各个逆变器装置中输出电压相互相等。

进而，即使在并联连接多台恒采样型误差追踪式三相交流逆变器装置90的电源装置200的情况下，按照本发明，也可以不特别进行用于横流抑制的控制，而将横流抑制为容许值以下。这里，等效内部阻抗Z为等效的阻抗，所以，虽然实际上不产生功率损失，但是如果增大等效内部阻抗Z，尽管可因此将横流抑制为小的值，但输出电压的降低变大。因此，期望各三相交流逆变器装置的等效内部阻抗Z是使各三相交流逆变器装置足以流过额定电流的值，并且是可将横流抑制为容许值以下的值。各三相交流逆变器装置的等效内部阻抗Z在使负载分担均匀的情况下，被设定为大致相同的值，在负载分担不均匀也可以的情况下，等效内部阻抗Z的值也可以不一样。而且，如前所述，不论逆变器装置的输出容量多么不同，通过适当地设定等效内部阻抗的值，都可以将横流限制为容许值以下。而且，运转中的各三相交流逆变器装置的等效内部阻抗Z希望为充分流过额定电流的值。而且，在将三相逆变器的输出电压用作相位180°不同的正弦波、即单相3线电压的情况下，也可以完全相同地应用本发明。

在试验或者维修/检查供电中的前述逆变器装置时，在使试验或者维修/检查该逆变器装置的等效内部阻抗Z增大为最大设定值Zm后进行试验或者维修/检查，或者使该逆变器装置的等效内部阻抗Z增大至最大设定值Zm后，关断电源开关，之后进行试验或者维修/检查时，在试验或者维修/检查的情况下，也可以成为浪涌的影响小的无冲击的供电暂停。而且，相反，在暂停供电的任意一个逆变器装置开始输出电力的供给时，如果花费设定时间，使被设定为最大设定值Zm的该逆变器装置的前述等效内部阻抗Z减少至比前述最大设定值Zm还小的等效内部阻抗Zs，则可以开始浪涌的影响小的无冲击的供电。

在试验或者维修/检查的情况下也一样，该逆变器装置的等效内部阻抗Z在最大设定值Zm时导通电源开关，之后，通过花费前述的设定时间以上而使作为控制参数的电压反馈增益α和电流前馈增益β变化，以便不使其急剧变化，将该逆变器装置的等效内部阻抗Z减少为运转时的小的值就可以。而且，在装置内包含滤波等的大容量的电容器，或者负载为电容性的情况下，在导通电源开关时流过大的突入电流，所以为了防止该情况，必须使用某些手段。在本发明中，在电源开关导通前，将各逆变器装置的等效内部阻抗设为不流过大的突入电流的值，在该状态下，通过将电源开关导通，可以在通常的状态下起动逆变器装置而不采用特别的对策。之后，按照时序将等效内部阻抗Z减少至通常的运转时的值Zs就可以。而且，在以上的实施方式中，作为控制装置使用微型计算机，但是当然也可以组合单独的模拟电路。

〔实施方式3〕

在实施方式3的发明中表示以下实施例：将呈现与用(1-β·G)/(α·G)〔Ω〕的算式表示的电阻值大致相等的等效内部阻抗Z的逆变器装置，例如图1所示，以及前述的恒采样型的误差追踪式逆变器装置(单层交流电源装置)80(1)、80(2)，如图3所示那样并联连接构成的逆变器装置100，在运转的状态下，中断或者接入一个逆变器装置，或者将逆变器装置100从使用商用交流电力系统解列。当然，也可以并联连接3台以上的恒采样型的误差追踪式逆变器装置。以下的说明也可以应用于并联连接了恒采样型的误差追踪式逆变器装置的情况。

在图3中，要求逆变器装置100中的各逆变器装置80(1)、80(2)的基准正弦波电压相互同步。同步信号发生电路10通过信号线10A对逆变器装置80(1)、80(2)的各电压指令部件8A提供同步信号。在图2中表示并联运转逆变器装置80(1)、80(2)的例子，但如从后述可知那样，本发明的一大特征是在并联运转多台逆变器装置的情况下也可以与两台的情况一样处理。在并联运转多台逆变器装置的情况下，作为信号线10A最好使用光纤，通过对各逆变器装置的各电压指令部件8A提供光同步信号，可以不受噪声的影响。

同步信号发生电路10每预定的基准正弦波电压的半周期或者1周期，或者每规定周期产生同步信号。即，以决定以前述基准正弦波电压为代表的指令电压Va的各1周期的周期产生同步信号。各电压指令部件8A在各同步信号的上升沿动作而产生以基准正弦波电压(Esinωt)为代表的指令电压Va。因此，各逆变器装置的输出电压的频率与基准正弦波电压(Esinωt)的频率相同，相位也相同，所以在正常的状态下，输出电压的振幅没有大幅度的不同。而且，各个逆变器装置的电压指令部件8A具有相互相同的频率，同时产生同步的基准正弦波形信号，并且一边相互追踪一边在同一时刻产生基准正弦波形信号的情况下，可以省略同步信号发生电路10。

逆变器装置80(1)、80(2)虽然同步而以恒采样型的误差追踪式进行PWM控制，但是逆变器装置80(1)、80(2)的输出电压的大小，即振幅不同的情况很多。这时，假设从输出电压的振幅大的逆变器装置向振幅小的逆变器装置流出一部分输出电流，但是在本发明中，流逆变器装置80(1)、80(2)由于具有大于等于可将横流限制在容许值以下的值的等效内部阻抗Z，所以输出电流越增加，输出滤波器电路4的压降越大，该逆变器的输出电压变为降低的方向，所以，结果是进行误差追踪式PWM控制，以使各个逆变器装置中输出电压变得相互相等。

因此，即使在并联连接多台逆变器装置构成的电源装置的情况下，按照实施方式1的电源装置100，也可以将横流限制为容许值以下，而不需要特别进行用于横流抑制的控制。这里，等效内部阻抗Z为等效的阻抗，所以实际上不产生功率损失。因此，即使加大等效内部阻抗Z，功率损失也不增加，因此可将横流抑制为小的值，但是由于输出电压的降低变大，所以期望各逆变器装置的等效内部阻抗Z是各逆变器装置足以流过额定电流的值，并且是可将横流限制为可允许的电流值的值。横流的允许值由于电源装置而有所不同，所以不能一概决定，例如在将逆变器装置80(1)、80(2)的额定电压设为Vr、将额定电流设为Ir，将Vr/Ir＝R时的R设为100(％)时，2～10％为较好的等效内部阻抗的值。作为具体的一例，Vr＝200V、Ir＝10A时，20Ω为100％的等效内部阻抗Z的值，2％为0.4Ω、10％为2Ω。因此，首先根据各逆变器装置的诸条件分别设定输出电压反馈增益α，也可以分别设定输出电流前馈增益β，以便成为规定的等效内部阻抗。各逆变器装置的等效内部阻抗在输出容量不相同的情况下，或者负载分担不平均也可以时，不需要为相同的值。

这些等效内部阻抗Z的值不过是一个目标，如有被允许的横流的电流值大，则可以进一步使等效内部阻抗Z的比例比以前更小，相反，如果横流的容许电流值更严格，则必须使等效内部阻抗Z的比例比前述更大。因此，在并联运转多台该恒采样型误差追踪式逆变器装置80的情况下，在设定作为控制参数的电压反馈增益α和电流前馈增益β，使得各逆变器装置的等效内部阻抗Z成为横流可限制为容许值以下的电阻值后，只要不产生故障等问题、或者电压反馈增益α、电流前馈增益β不被变更为不同的值，可以确实地将横流限制为容许值以下而不进行特别的控制。

(逆变器装置100的第1运转方法)

这样在并联运转逆变器装置80(1)、80(2)的状态下，在负载功率的需要降低，成为仅用逆变器装置80(1)就可以应对负载需要的状态时，从功率效率的方面考虑，有时想要分离逆变器装置80(2)。但是，在运转中断开电源开关SW时，变为开路，产生浪涌或者电压上升等现象，是不理想的情况。而且，在需要接入电源开关SW时，难以在短时间内自动地接入电源开关SW，产生对负载或者逆变器装置产生浪涌等恶劣影响的问题。因此，在本实施方式，首先按照时序，将作为控制参数的输出电流前馈增益β和输出电压反馈增益α设定为小的值，使得要分离的逆变器装置80(2)的等效内部阻抗Z的值足够大，并成为使该逆变器装置的输出缩小为可忽略的程度的第1设定值Zm(以下称为设定最大值)。这时的等效内部阻抗Z，例如将电流增益G近似于1，选定为β＝α＝10^-5那样的值时，等效内部阻抗Z的电阻部分约为100kΩ，在输出电压为200V时，输出电流最大为2mA，输出约为0.4W左右，所以输出功率可近似于零，实际上成为暂停状态。这时，逆变器装置80(2)的等效内部阻抗Z作为吸潮器(breather)电阻起作用，不使输出端子间的电压上升。因此，可以不断开电源开关SW，保持电连接，得到与实际上分离了逆变器装置80(2)相同的效果。在要进一步提高功率效率的情况下，只要以实际上暂停状态将电源开关SW设为截止状态就可以。于是，这时不使输出电流前馈增益β和输出电压反馈增益α的数值的变更瞬间进行，而花费规定的时间以上，例如，输出电压的1周期的3倍以上的时间进行，则得到实际上不对装置和系统产生不良影响的无冲击的分离效果。

(逆变器装置100的第2运转方法)

然后，在负载功率的需要增加，仅用逆变器装置80(1)不能应对负载功率需要时，或者产生功率效率降低时，必须再次接入逆变器装置80(2)。这是通过在未图示的微型计算机中预先存储与逆变器装置80(1)、80(2)的最大分担功率对应的值，或者存储其容许功率效率值，在功率需要超过与逆变器装置80(1)的前述被存储的最大分担功率对应的值时，或者超过前述被存储的容许功率效率值时，按照时序，与前述相反地，将控制参数，即输出电流前馈增益β、输出电压反馈增益α变更为大的原来的值或者其附近的值，以便将逆变器装置80(2)的等效内部阻抗Z从足够大的值的第一设定值Zm变为与运转中的逆变器装置80(1)的等效内部阻抗Z的值Zs大致相等。等效内部阻抗Z的值Zs是可将横流限制为容许值以下的程度的值，例如，由输出电压和输出电流计算的等效内部阻抗Z的值的数％至10％程度的范围。而且，在将并联运转的逆变器装置的负载分担平均的情况下，各逆变器装置的等效内部阻抗Z被设定为大致相等的运转中的值Zs。该变更也如前所述，在花费规定的时间以上，例如输出电压的1周期的3倍以上的时间进行时，可以得到不对装置和系统产生实质的不良影响的无冲击的接入效果。

(逆变器装置100的第3运转方法)

特别是，在并联连接了多台作为可仅通过多个控制参数改变等效内部阻抗的逆变器装置的恒采样型的误差追踪式逆变器装置的情况下，要使运转中的逆变器装置处于功率效率最高处，或者其附近运转时，随着负载功率需要的变化，频繁产生要中断或者接入与其相应的台数的逆变器装置的情况。例如，在并联连接20台恒采样型的误差追踪式逆变器装置构成的电源系统的情况下，在20台的恒采样型的误差追踪式逆变器装置在功率效率高的范围内运转的状态下，负载功率需要减少，以19台的恒采样型的误差追踪式逆变器装置进行运转时，在可继续在功率效率高的范围运转时，未图示的微型计算机从输入功率和输出功率来监视功率效率，对以多少台逆变器装置进行运转时可在功率效率高的范围内运转进行计算，使该台数的恒采样型的误差追踪式逆变器装置继续运转，将其余台数的恒采样型的误差追踪式逆变器装置的等效内部阻抗Z如前所述那样，设为第一设定值的设定最大值Zm，使其实际上暂停。

由此，可以使该暂停的台数的恒采样型的误差追踪式逆变器装置的输出功率实际上为零。进而，在功率需要已减少的情况下，同样将要使其暂停的逆变器装置的等效内部阻抗Z如前所述那样，设为设定最大值Zm。这时，将该逆变器装置的输出电流前馈增益β、输出电压反馈增益α变更为大的值。这种变更也如前所述，在花费规定的时间以上，例如输出电压的1周期的3倍以上的时间进行时，可以得到不对装置和系统实际上产生不良影响的无冲击的中断效果，同时，可以提高功率效率。在功率需要恢复，要接入暂停中的恒采样型的误差追踪式逆变器装置的情况下，将输出电流前馈增益β、输出电压反馈增益α变更为大的值，使得与运转中的其它的逆变器装置的等效内部阻抗Z大致相等，或者变为其附近。该变更如前所述，在花费规定的时间以上，例如输出电压的1周期的3倍以上的时间进行时，可以得到不对装置和系统实际上产生不良影响的无冲击的接入效果。

(逆变器装置100的第4运转方法)

接着，作为一例可仅通过控制参数改变等效内部阻抗的逆变器装置，对并联连接了多台图1所示的恒采样型的误差追踪式逆变器装置的电源系统中的试验或者维修/检查时的情况进行说明。虽然没有特别图示，但是设为并联连接N台(N为大于等于2的整数)逆变器装置80的逆变器装置。这样的电源装置的各个恒采样型的误差追踪式逆变器装置的试验或者维修/检查按照每次1台逆变器装置的顺序进行。将成为试验或者维修/检查的对象的逆变器装置的等效内部阻抗Z增大至第一设定值的设定最大值Zm，处于暂停状态。在输出电压的试验等可在保持暂停状态下进行的试验或者维修/检查项目中，可以将电源开关SW以保持导通的状态进行，而不需要将其关断。即，使成为试验或者维修/检查的对象的逆变器装置的等效内部阻抗Z增大至设定最大值Zm，处于暂停状态后进行试验或者维修/检查，在对于该逆变器装置的试验或者维修/检查结束后，将等效内部阻抗Z从设定最大值Zm减少至与其它运转中的逆变器装置的等效内部阻抗Z一样的值Zs，使其开始供电。接着，对应进行试验或者维修/检查的逆变器装置也进行同样的动作。通过重复这样的动作，在进行并联连接了多台恒采样型的误差追踪式逆变器装置的电源系统的各逆变器装置的试验或者维修/检查期间，也可以对负载电路供电，不仅可以迅速进行而不将电源开关SW关断，而且可以如前所述那样进行逆变器装置的无冲击的中断、接入。

对于在电源开关SW保持导通的状态下不能进行的试验或者维修/检查，也按照电源系统的各个恒采样型的误差追踪式逆变器装置的每一个的顺序进行。首先，在使成为试验或者维修/检查的对象的逆变器装置的等效内部阻抗Z增大至第一设定值的设定最大值Zm而处于暂停状态后，关断电源开关SW，将其从其它的逆变器装置分离。对被分离后的逆变器装置进行试验或者维修/检查。在该逆变器装置的试验或者维修/检查结束以后，将逆变器装置的等效内部阻抗Z保持为设定最大值Zm的状态下接通电源开关SW后，使设定为设定最大值Zm的等效内部阻抗Z减少至与其它运转中的逆变器装置的等效内部阻抗Z相同的值Zs，使其开始供电。接着，对进行试验或者维修/检查的逆变器装置也进行同样的动作。通过重复这样的动作，可以在进行并联连接了多台恒采样型的误差追踪式逆变器装置的电源系统的各逆变器装置的试验或者维修/检查期间对负载电路供电，同时可以进行如前所述的逆变器装置的无冲击的中断、接入。这里，将等效内部阻抗Z从最大设定值Zm减小至运转时的小的值Zs，或者从运转时的小的值Zs至最大设定值Zm变化的时间，如前所述那样，花费规定的时间以上，例如输出电压的1周期的3倍以上的时间来进行，在进行无冲击的中断、接入方面较好。

(逆变器装置100的第5运转方法)

在单数的恒采样型的误差追踪式逆变器装置，或者将它们并联连接了多台的电源系统连接到未图示的商用交流电力系统的情况下，该逆变器装置的解列、接入可按前述那样的操作进行。但是，在接入时，必须一边使逆变器装置100或者接入的逆变器装置80(1)或80(2)的等效内部阻抗Z为设定最大值Zm，在接入后使其从该设定最大值Zm减少至运转时的值Zs，一边与商用交流电力系统的周期同步。对于商用交流电力系统来说，为了进行浪涌的影响小的即无冲击的接入，最好大于等于商用交流电力系统的1周期的50倍。在解列时也一样，在花费商用交流电力系统的1周期的50倍以上的时间，将解列的恒采样型的误差追踪式逆变器装置的等效内部阻抗Z从运转时的值Zs最大至设定最大值Zm，在进行无冲击的解列上较好。

而且，对于逆变器2的结构，也可以是前述的半桥接结构、或者串联连接两个直流电源1而作为单相倍电压结构构成的单相倍电压型的逆变器装置等，对于这些的单体的动作在前述的专利文献中被说明而不进行说明，但是，即使是半桥接结构、或者单相倍电压型的逆变器装置等，在采用了恒采样型误差追踪式技术的逆变器装置中，呈现与用(1-β·G)/(α·G)〔Ω〕的算式表示的电阻值大致相等的等效内部阻抗Z。

因此，在并联连接多台这些逆变器装置而运转的情况下，通过将与用(1-β·G)/(α·G)〔Ω〕的算式表示的电阻值大致相等的等效内部阻抗Z设为相互相同的值，可以与前述一样，将逆变器装置之间的横流限制为容许值以下而不进行特别的控制。而且，在将被并联连接的恒采样型的误差追踪式逆变器装置的等效内部阻抗Z选定为不同的值时，可以使各逆变器装置负担的输出容量任意地变化。不管被并联连接的逆变器装置80(1)、80(2)、…80(N)的输出容量多么不同，也可以如前所述那样运转。

进而，在将这些逆变器装置并联连接多台而进行运转的情况下，也可以通过使以(1-β·G)/(α·G)〔Ω〕的算式表示的等效内部阻抗Z适合不能容许的横流的大小，检测横流电流而不进行特别的控制，可以如前所述那样将逆变器装置间的横流限制为容许值以下。而且，在以上的说明中，作为并联连接的各逆变器装置具有大致相同的输出容量的情况进行了说明，但是可以容易地理解，即使将输出容量不同的逆变器装置并联连接，也可以通过对输出分担进行调配，调整等效内部阻抗，将横流限制为容许值以下。

而且，与上述的实施方式2相同，在本实施方式中，，并联运转的全部恒采样型误差追踪式三相交流逆变器装置90(1)、90(2)、…90(N)的三相交流输出电压，它们的相位全部一致，即同步。如前述实施方式中叙述的那样，通过按照未图示的微型计算机的顺序调整误差追踪式三相交流逆变器装置90(1)、90(2)、…90(N)的输出电流前馈增益β、电压反馈增益α，可以容易地将等效内部阻抗Z设定至设定最大值Zm或其附近，或者设定为小的运转中的值Zs，所以可以可以进行无冲击的接入、中断等，而不对负载等产生浪涌造成的不良影响。

即，与本实施方式中说明的单相逆变器装置100的运转方法1～4一样，可以进行上述的实施方式2的三相交流逆变器装置的运转。而且，对于进行恒采样型的误差追踪式三相交流逆变器装置90的起动时的突入电流的抑制的运转方法，也可以与实施方式1中的恒采样型单相误差追踪式逆变器装置100的前述运转方法一样进行。

在以上的实施方式中，主要对将恒采样型的误差追踪式逆变器装置不论单独运转、并联运转，与商用交流电力系统独立地进行运转的情况进行了说明，但是，也有与商用交流电力系统连接运转的情况。在该情况下，有时需要将该恒采样型误差追踪式逆变器装置从商用交流电力系统分离、即解列，或者接入。在与商用交流电力系统连接时，与实施方式2的运转方法5中所述的相同，通过预先适当地设定输出电压反馈增益α和输出电流前馈增益β，可以将三相交流逆变器装置200，或者被连接的全部的逆变器装置90的等效内部阻抗Z设为设定最大值Zm而置为实际上的暂停状态，在该状态下，可以不进行同步检验地连接到商用交流电力系统，这时，不进行同步检验而连接到商用交流电力系统后，通过按照未图示的微型计算机的时序，增大输出电压反馈增益α和输出电流前馈增益β，一边将各逆变器装置的等效内部阻抗Z从设定最大值Zm缓慢减小至运转时的值Zs，一边使前述逆变器装置的相位与商用交流电力系统的相位匹配。即，进行同步检验。这时，为了不对商用交流电力系统产生浪涌电压，最好花费商用交流电力系统的周期T的50倍以上的时间来进行连接的所有逆变器装置的等效内部阻抗Z的变更。

在以上的说明中，作为实施方式对采样型误差追踪式逆变器装置进行了描述，但是，本发明不限于此，可以应用在所有可仅通过输出电压反馈增益α和输出电流前馈增益β那样的控制参数调整、即变更等效内部阻抗的逆变器装置中。

Claims (27)

1.一种逆变器装置的运转方法，在将输出电压反馈增益设为α、将输出电流前馈增益设为β、将逆变器电流增益设为G时，将以(1-β·G)/(α·G)表示的电阻值作为等效内部阻抗，其特征在于，

通过改变所述输出电压反馈增益α和所述输出电流前馈增益β两者或者其中任意一个，使所述等效内部阻抗的值变化，从而调整所述逆变器装置的输出，

其中，α＞0，β＞0。

2.如权利要求1所述的逆变器装置的运转方法，其特征在于，

该方法在开始供电前，将所述等效内部阻抗的值设定为将输出电流限制为容许值以下的第一设定值，

并且在开始供电后通过改变所述输出电压反馈增益α和所述输出电流前馈增益β两者或者其中任意一个，从而将所述等效内部阻抗变更为小于所述第一设定值的第二设定值。

3.如权利要求1所述的逆变器装置的运转方法，其特征在于，

该方法将所述等效内部阻抗的值设定为将输出电流限制为容许值以下的第一设定值，

在连接多个所述逆变器装置的情况下，

不进行同步检验，将多个所述逆变器装置中的任意一个与其它的逆变器装置并联连接，或者连接到商用交流电力系统，

使多个所述逆变器装置中的任意一个的输出电压与所述其它的逆变器装置的输出电压或者商用交流电力系统的电压同步，

通过改变所述输出电压反馈增益α和所述输出电流前馈增益β两者或者其中任意一个，从而使所述逆变器装置的所述等效内部阻抗减小至小于所述第一设定值的第二设定值。

4.如权利要求1所述的逆变器装置的运转方法，其特征在于，

该方法通过改变所述输出电压反馈增益α和所述输出电流前馈增益β两者或者其中任意一个，使所述等效内部阻抗的值为将输出电流限制为容许值以下的第一设定值，从而实际上暂停供电。

5.如权利要求2所述的逆变器装置的运转方法，其特征在于，

所述等效内部阻抗在所述第一设定值的状态下接通所述逆变器装置的电源开关。

6.如权利要求4所述的逆变器装置的运转方法，其特征在于，

所述等效内部阻抗在所述第一设定值的状态下断开所述逆变器装置的电源开关。

7.如权利要求1所述的逆变器装置的运转方法，其特征在于，

在将被连接到商用交流电力系统的所述逆变器装置解列时，通过使被解列的该逆变器装置的所述等效内部阻抗为将输出电流限制为容许值以下的第一设定值，实质性地进行解列。

8.如权利要求2所述的逆变器装置的运转方法，其特征在于，

所述等效内部阻抗的至所述第一设定值的变更或者至所述第二设定值的变更，在没有连接着商用交流电力系统时，花费所述逆变器装置的输出周期的3倍以上的时间来进行，在连接着商用交流电力系统时，花费商用交流周期的50倍以上的时间来进行。

9.一种逆变器装置，在将输出电压反馈增益设为α、将输出电流前馈增益设为β、将逆变器电流增益设为G时，将以(1-β·G)/(α·G)表示的电阻值作为等效内部阻抗，其特征在于，

通过改变所述输出电压反馈增益α和所述输出电流前馈增益β两者或者其中任意一个，使所述等效内部阻抗变化，从而调整所述逆变器装置的输出，

其中，α＞0，β＞0。

10.如权利要求9所述的逆变器装置，其特征在于，

在所述逆变器装置中，

在开始供电前使所述逆变器装置的所述等效内部阻抗为将输出电流限制为容许值以下的第一设定值，

在开始供电后使所述逆变器装置的所述等效内部阻抗减少到小于所述第一设定值的第二设定值。

11.如权利要求9所述的逆变器装置，其特征在于，

在所述逆变器装置中，

使所述等效内部阻抗为将输出电流限制为容许值以下的第一设定值，

在连接多个所述逆变器装置的情况下，

不进行同步检验，将多个所述逆变器装置中的任意一个与其它的逆变器装置并联连接，或者连接到商用交流电力系统，

使多个所述逆变器装置中的任意一个的输出电压与所述其它的逆变器装置的输出电压或者商用交流电力系统的电压同步，

将所述逆变器装置的所述等效内部阻抗变更为小于所述第一设定值的第二设定值。

12.如权利要求9所述的逆变器装置，其特征在于，

在所述逆变器装置中，

在所述逆变器装置在实际上暂停供电时，使所述逆变器装置的所述等效内部阻抗为将输出电流限制为容许值以下的第一设定值。

13.如权利要求10所述的逆变器装置，其特征在于，

所述等效内部阻抗的至所述第一设定值的变更，或者至所述第二设定值的变更，在没有连接着商用交流电力系统时，花费所述逆变器装置的输出周期的3倍以上的时间来进行，在连接着商用交流电力系统时，花费商用交流周期的50倍以上的时间来进行。

14.一种电源装置的运转方法，并联连接多个逆变器装置，所述多个逆变器装置以同一频率工作，其中，所述逆变器装置在将电压反馈增益设为α、将电流前馈增益设为β、将逆变器电流增益设为G时，将以(1-β·G)/(α·G)表示的电阻值作为等效内部阻抗，其特征在于，

通过改变所述逆变器装置的所述电压反馈增益α和所述电流前馈增益β两者或者其中任意一个，使各个所述逆变器装置的所述等效内部阻抗变化，从而调整各个所述逆变器装置的负载分担，

其中，α＞0，β＞0。

15.如权利要求14所述的电源装置的运转方法，其特征在于，

在多台并联连接的所述逆变器装置中，使能够满足总需要负载功率的台数的所述逆变器装置以外的其余的所述逆变器装置的所述等效内部阻抗的值为最大值的第一设定值，而实际上不分担负载功率，从而实际上成为暂停状态，并且使能够满足总需要负载功率的台数的所述逆变器装置的所述等效内部阻抗的值为可提供负载功率的比所述第一设定值小的第二设定值，而对负载装置供电运转。

16.如权利要求15所述的电源装置的运转方法，其特征在于，

在负载需要增大的情况下，使所述等效内部阻抗处于所述第一设定值的所述逆变器装置的所述等效内部阻抗为所述第二设定值，从而对负载装置供电。

17.如权利要求14所述的电源装置的运转方法，其特征在于，

通过改变所述逆变器装置的所述电压反馈增益α和所述电流前馈增益β两者或者其中任意一个，而调整各个所述逆变器装置的所述等效内部阻抗，使所述逆变器装置间的横流为允许值以下，

产生用于决定所述电源装置的输出频率的同步信号，

将所述同步信号提供给各个所述逆变器装置，

各个所述逆变器装置接受所述同步信号，产生与该同步信号同步的指令电压。

18.一种电源装置，并联连接多个逆变器装置，所述多个逆变器装置以同一频率工作，其中，所述逆变器装置在将电压反馈增益设为α、将电流前馈增益设为β、将逆变器电流增益设为G时，将以(1-β·G)/(α·G)表示的电阻值作为等效内部阻抗，其特征在于，

通过改变所述逆变器装置的所述电压反馈增益α和所述电流前馈增益β两者或者其中任意一个，使所述等效内部阻抗变化，从而调整所述逆变器装置的负载分担，

其中，α＞0，β＞0。

19.如权利要求18所述的电源装置，其特征在于，

在多台并联连接的所述逆变器装置中，使能够满足总需要负载功率的台数的所述逆变器装置以外的其余的所述逆变器装置的所述等效内部阻抗的值为最大值的第一设定值，而实际上不分担负载功率，从而实际上成为暂停状态，并且使能够满足总需要负载功率的台数的所述逆变器装置的所述等效内部阻抗的值为可提供负载功率的比所述第一设定值小的第二设定值而对负载装置供电运转。

20.如权利要求19所述的电源装置，其特征在于，

在负载需要增大时，将所述等效内部阻抗处于所述第一设定值的所述逆变器装置的所述等效内部阻抗设定为所述第二设定值而对负载装置供电。

21.如权利要求18所述的电源装置，其特征在于，

所述逆变器装置包括：

将直流输入变换为交流输出的逆变器；

被安装在该逆变器的输出侧的输出滤波器；

检测流过所述逆变器和所述输出滤波器之间的交流电流的第一电流检测部件；

检测流过该逆变器装置的输出端子的交流电流的第二电流检测部件；

检测所述输出滤波器的电压的交流电压检测部件；

电流目标值形成部，产生电流目标函数信号值J(t)，通过将对来自所述第二电流检测部件的电流检测信号乘以作为一个控制参数的电流前馈增益β的信号、以及对表示来自所述交流电压检测部件的电压检测值和作为用于决定输出频率的基准正弦波电压的指令电压值的差的电压信号值乘以作为另一个参数的电压反馈增益α而得到的信号值进行相加而得到该电流目标函数信号值J(t)；以及

选通指令/PWM控制部，为了降低用于表示所述电流目标函数信号值J(t)和来自所述第一电流检测部件的电流检测信号值的差的误差信号值Δ(t)，在每个一定采样周期对所述误差信号值Δ(t)进行采样，从而对所述逆变器提供用于控制逆变器电流的瞬时值的选通指令。

22.如权利要求18所述的电源装置，其特征在于，

在将所述逆变器装置的并联连接台数设为N，将总需要负载功率设为Wt，将所述逆变器装置的额定功率设为Pr，将与功率效率的容许限度值Xu对应的输出功率的下限值设为Pu，将额定功率Pr和输出功率的下限值Pu之间的任意的功率设为Pd时，在总需要负载功率减少的情况下，以满足Pd·m＞Wt＞Pd·(m-1)的算式的台数m的所述逆变器装置，进行并行运转，

其中，m≤N。

23.如权利要求21所述的电源装置，

所述选通指令/PWM控制部为了降低所述误差信号值Δ(t)，在每个一定的采样周期对所述误差信号值Δ(t)进行采样，从而产生用于控制电流的瞬时值的高频PWM信号，并将其提供给所述逆变器。

24.如权利要求21所述的电源装置，并联连接多台所述逆变器装置，所述多个逆变器装置以同一频率、并且以同一相位进行工作，其特征在于，

各个所述逆变器装置的所述指令电压的任意一个都在同一时刻被产生，

设定各个所述逆变器装置的所述等效内部阻抗的值，从而使流过所述逆变器装置间的横流为允许值以下。

25.一种电源装置的运转方法，并联连接多个逆变器装置，所述多个逆变器装置以同一频率工作，其中，所述逆变器装置在将电压反馈增益设为α、将电流前馈增益设为β、将逆变器电流增益设为G时，将以(1-β·G)/(α·G)表示的电阻值作为等效内部阻抗，其特征在于，

通过改变所述逆变器装置的所述电压反馈增益α和所述电流前馈增益β两者或者其中任意一个，调整各个所述逆变器装置的所述等效内部阻抗，使所述逆变器装置间的横流为允许值以下，

其中，α＞0，β＞0。

26.一种电源装置，并联连接多台权利要求9所述的逆变器装置，所述多个逆变器装置以同一频率工作，其特征在于，

通过调整各个所述逆变器装置的输出，使所述逆变器装置间的横流为允许值以下。

27.如权利要求26所述的电源装置，其特征在于，包括：

同步信号产生部件，产生用于决定所述电源装置的输出频率的同步信号，

该同步信号产生部件将所述同步信号提供给各个所述逆变器装置，

各个所述逆变器装置包括：接受来自所述同步信号产生部件的同步信号，产生与该同步信号同步的指令电压的电压指令部件。

Images