JPS58218878A - 電源装置の内部インピ−ダンス調整方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電圧形インバータとフィルタを組み合わせて
電源装置として利用する際、その内部インピーダンスを
調整する方法に関するものである。

ＣＶＣＦ　（定電圧・定周波数）電源等に用いるインバ
ータは、（１）負荷１ｗ流による電圧変動が小さいこと
、（ｉｏ複数台並列運転を行う場合には、電圧差または
位相差があっても、横流を少なくするため出力インピー
ダンスが大きいこと、が舅１れる。

ところで、インバータを用いた電源装置は、第１図に示
すように等制約には起電力■と出力インピーダンス（そ
の殆どが正の抵抗分子である）の直列回路となるインバ
ータｌと、このインバータ１の出力側に設けた波形改善
用のフィルタ２との組み合わせであり、フィルタ２はＬ
分、っまりｊｘである。従って、等価出力インピーダン
スはｒ＋ｊｘ　（ｒ、　Ｘ＞Ｏ＞となっている。ここで
、調整可能なのはフィルタ２のインピーダンスｊｘだけ
である。

そこで、フィルタ２のインピーダンスｊｘを小さくする
と、電源全体としてのインピーダンスが小さくなり、電
圧変動は小さくなるが、インピーダンスが小さいために
並列運転を行う場合、インバータ間に電圧差、位相差が
あるときの横流が大きくなる。逆に、横流を小さくする
ためフィルタ２のインピーダンスｊｘを大きくすると、
電圧変動が大きくなる。即ち、両方の条件を同時に満足
させることはできない。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、電圧形イン
バータと一フィルタを組み合わせて電源装置を構成し、
インバータを少なくとも負性抵抗を含む一出力インピー
ダンスとなるようにＰＷＭ制御することによシ、電圧変
動が小さく、シかも並列運転時の横流を少なくすること
ができる電源装置の内部インピーダンス調整方法を提供
することを以下、本発明方法の実施の態様を図面を参照
しなから説明する。

第２図に示すように、電圧形インバータ１１は逆並列接
続のサイリスタペアＩＩＡを４組用いたブリッジ回路で
構成しておシ、これに波形改善用のフィルタ１２を組み
合わせて電源装置とし、入力側に電圧Ｖｄの直流電源１
３を、また出力側に負荷１４を接続している。なお、図
示例はインバータに整流機能を兼備させているため、負
荷１４の代わりに交流電源を接続することもある。

上記電源装置の内部インピーダンスの調整は、インバー
タ１１の構成素子であるサイリスタを高周波でスイッチ
ングすることによって、インノく一タ　　　、ヒ１１を
等何曲に第３図に示す回路、即ち起電力■と負性抵抗を
含むインピーダンスＺの直列回路とするようにＰＷＭ　
制御して行うものである。このためには第４図に示す点
弧制御回路を用い、変位量として直流′電圧Ｖｄと交流
出力電流工ａを検出している。点弧制御回路については
後述し、まず高周波スイッチングの時間関係を説明する
。

第５図は高周波スイッチングの時間関係を示すもので、
縦軸が交流側の電圧を表わし、横軸は時間ｔを表わす。

第３図に示す等価回路の要素の値は、第５図に示すスイ
ッチング間隔λ（１）によって決定される。

以下、基本原理について詳述する。

今、第２図のインバータ１１の入力直流電圧を■ｄＩ関
数ｆ（ｔ）を重み関数とし、出力の交流電圧をＶａとす
ると、交流電圧Ｖａは Ｖｈ　＝　ｆ　（ｔ　）・■α　　　　　　　　・・・
・・・・・・（１）と表わせる。時刻ｎ・△Ｔで第５図
矢印の向きに、時刻（ｎ＋λ）△Ｔで反対の向きへ転流
させるものとする。

ｎ△Ｔから（ｎ＋１）ΔＴｔでの間の交流側電圧の平均
値は ■（ｎΔＴ）＝（２λ−１）Ｖｄ　　　・・・・・・・
・・（２）となる。ｔ＝ｎ△Ｔと表わせるから結局（す
、（２）式％式％ り、変形して ｆ（ｎ△Ｔ）＝２λ（ｎΔＴ　）　−１−・−・＝＝　
（３）の関係があることになる。′ （１）式に戻って、無限回スイッチングを考えて（△Ｔ
→０）とＶａ　（ｔ　）　＝　ｆ　（ｔ　）　−Ｖｄを
ラプラス変換して Ｖａ　（ｓ　）　＝　Ｆ　（ｓ　）　−Ｍ　　　　　　
　　　　”−−・・・・−＜４）となるｃＶａ（ｓ）、
Ｆ（８）等大文字は周波数領域での電圧及び重み関数を
表わしている。

次に、インバータを第３図に示す等価回路のインピーダ
ンス２にするためのタイミング（λ（ｔ））を知ること
を説明する。

設定したインピーダンスをＺａ　（ｓ　）とするとＶａ
（ｓ）＝Ｚａ＜５）−Ｉａ（ｓ）　　　　・・・・・−
・・（５）とおけるから、（４）式に代入して、スイッ
チング周現され机１ａ（ｔ）は時間関数で°与えら、れ
るからＺａ　（８）／Ｖσの演算要素を用いてｆ（ｔ）
を後述のようにして算出することができる。＜　ｆ＜ｔ
＞はＦ（Ｓ）の時間領域の表現） 即ち、点弧制御回路は、上述の演算を行ない、ｆ（ｔ）
を決めて、前記（３）式からλ（１）を算出して、この
λ（１）でサイリスタをスイッチングするゲート点弧信
号を作り出すことになる。

第４図はλ（１）を選択する点弧制御回路の詳細ブロッ
ク図で以下これについて説明する。

このブロック図は、第３図の等価回路を作シ出すための
λ（１）を決定している。

インバータ１１に入力される直流電圧Ｖｄが雷、圧検出
ブロック２■により検出される。また、インバータ１１
の交流出力電流工ａ（ｔ）　　は電流検出ブロック２２
によシ検出される。両横出値Ｍ、工ａ（ｔ）は　　　　
、′頂層波数領域演算ブロック２３に入力される。ここ
で、所定の計算を行い、且つ時間領域に変換した出力は
時間領域演算ブロック２４に入力される。この時間領域
演算ブロック２４にてλ（ｔ）　＝　（１＋ｆ（ｔ））
／２の計算を行い、スイッチング間隔λ（１）を出力す
る。

この出力されたλ（１）を比較器２５を介して点弧回路
２６に入力し、逆方向サイリスタのゲートを制債１する
。比較器２５の入力側には鋸歯状波発生器２７が接続さ
れてい゛る。この鋸歯状波発生器２７入力端には発振器
２８が接−統され、この発振器２８は直接点弧回路２９
を駆動し、正方向サイリスタのゲートを制御する。

以上のように構成された点弧制御回路によりインバータ
１１のサイリスタが第５図で示された時間関係λ（１）
でスイッチングされると第３図で示した等価回路となり
、設定するインピーダンスＺａをＺａ＝−ｒ’＋３ｘ’
　　のように負性抵抗を含むインピーダンスとすると、
電源装置は第６図に示す等価回路となシ、その内部イン
ピーダン、スは−ビ＋ｊ（ｘ−１ｘ’）となる。

この種の電源装置の負荷は、通常抵抗負荷または誘導性
負荷である。従って、出力電流を工ａ。

力率角をψとすると、電圧降下△Ｖは、△Ｖ＝　（−ｒ
ｃｏｓψ＋　（ｘ＋ｘ’）ｓｉｎｇ＋）Ｉとなる。ここ
で、ψ＞０であるから、ｓｉｎψ≧Ｏである。

従って、 ｒ’＃　（Ｘ＋ｘ’　）　ｊａｎ　９）に選べば △■＃Ｏ となる。即ち、負荷電流による電圧変動は殆どないこと
になる。

一方、−内部インピーダンスは Ｚｏ　　＝　　（ｒ’）”＋（ｘ＋ｘ’戸であるから、
（ｘ十ｘ’）を大きくすれば大きくなシ、並列運転が容
易になる。この場合、（Ｘ＋ｘ’）が大きくても、これ
に対応してゼを選定できるので、電圧変＃Ｉｈ率は小さ
い値を維持し得る。

即ち、電圧変動が小さいこと、出力インピーダンスが大
きいことめ両条件を満足させることかできる。

なお、フィルター２のインピーダンスｊｘは任意に選べ
るから、ガは必ずしも付加する必要は訛い。

Ｘが大き過ぎるときはガを負にして本よい。また、′＼ 必快に応じてガに非線形特性を持たせることも可能であ
る。

以上のように本発明によれば、電圧形インバータとフィ
ルタの組合せで電源装置を構成し、インバータを少なく
とも負性抵抗を含む出力インピーダンスとなるようにＰ
ＷＭ制御するので、抵抗分を負の値で自在に調整するこ
とができ、フィルタのインピーダンスを含むリアクタン
ス分との兼合いによシ負荷電流による電圧変動を小さく
することが可能で、しかも並列運転時には電圧差または
位相差があっても横流を少なくできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のインバータを用いた電源装置の等価回路
図、第２図は本発明に係る電源装置の内部インピーダン
ス調整方法の実施の態様を示すプ　　　１・、。 ロック図、第３図は同等価回路図、第４図は点弧制御回
路の構成を示すブロック図、第５図は高周波スイッチン
グの時間関係の説明図、第６図は負性抵抗を含む形で示
す等価回路図である。 １１−−−インバータ、１１Ａ・・・サイリスタペア、
１２−・フィルタ、２１・・・電圧検出ブロック、２２
・・・・電流検出ブロック、２３・・嗜周波数領域演算
ブロック、２４・１時間領域演算ブロック、２５・・・
比較器、２７及び２９−・・点弧回路、２８・・・鋸歯
状波発生器、２９０・発振器、２・・・インバータの出
力インピーダンス、−？・・・負性抵抗、Ｘ及びガ−・
・リアクタンス。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）　　＠正形インバータと、このインバータの出力
   端に接続された波形改善用のフィルタとで電源装置を構
   成し、前記電圧形インバータを少なくとも負性抵抗を含
   む出力インピーダンスとなるようにＰＷＭ制御すること
   を特徴とする電源装置の内部インピーダンス調整方法。