KR20180104842A - 불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 npc 인버터 시스템 및 그 제어 방법 - Google Patents

불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 npc 인버터 시스템 및 그 제어 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명에 따르면 상하단 커패시터의 전압 차이를 이용한 용량분 PWM 전압을 기준 지령에 추가하여 PWM 전압 변조를 수행하는 불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 NPC 인버터 시스템을 제공한다.
본 발명에 따른 불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 NPC 인버터 시스템은, 상단 및 하단 커패시터가 직렬연결된 DC Link 커패시터; 상기 DC Link 커패시터와 병렬연결되고, 하기 PWM 신호에 스위칭 되어 입력받은 직류전력을 교류전력으로 변환하여 출력하는 3 레벨 인버터; 상기 3 레벨 인버터로부터 출력되는 PWM 파형의 전압과 전류를 정현파의 부하전압과 부하전류로 필터링하는 필터; 상기 필터로부터 출력되는 3상 부하전압을 비례 적분하여 출력분 PWM 전압을 출력하는 제1 비례 적분 제어기; 상기 상단 및 하단 커패시터에 인가되는 전압의 편차를 이용하여 용량분 PWM 전압을 출력하는 제2 비례 적분 제어기; 상기 상단 및 하단 커패시터에 흐르는 전류의 편차를 이용하여 동작 중지 제어 신호를 출력하는 불평형 전류 제어기; 상기 출력분 PWM 전압과 상기 용량분 PWM 전압을 가산하여 PWM 지령 전압을 출력하는 가산기; 및 상기 PWM 지령 신호와 반송파 발생기로부터 출력되는 반송파 신호를 비교하여 PWM 신호를 생성하는 3 레벨 PWM 발생기를 포함한다.

Description

불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 NPC 인버터 시스템 및 그 제어 방법{THREE LEVEL NEUTRAL POINT CLAMPED INVERTER SYSTEM HAVING IMBALANCE CAPACITOR VOLTAGES AND ITS CONTROL METHOD}
본 발명은 불평형 커패시터 전압을 가지는 3레벨 NPC(Neutral Point Clamped) 인버터 시스템 및 그 제어 방법에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 상, 하단 커패시터 전압편차와 부하 전압 편차를 이용하여 PWM 제어하는 불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 NPC 인버터 시스템 및 그 제어 방법에 관한 것이다.
출력 효율의 향상과 고조파를 저감하기 위하여 최근의 전력변환 시스템은 2 레벨 인버터에서 멀티 레벨 인버터로 그 토폴로지가 변화하고 있다. 이러한 멀티 레벨 인버터 중에서도 3 레벨 NPC 인버터가 많이 연구 개발되고 있다. 3 레벨 NPC 인버터의 출력전압은 5 단계의 전압레벨을 가지고 있어 보다 적은 고조파를 함유하고 출력 필터의 수동 소자 값이 저감되어 필터 용량 및 부피를 작게 만들 수 있는 장점을 가진다.
또한 3 레벨 NPC 인버터의 스위칭 소자에 인가되는 전압은 2 레벨 인버터에 비해 절반의 낮은 용량을 가진 소자들이 사용 가능하고 이에 따른 전압 스트레스가 작아 스위칭 동작 중 발생되는 손실이 적다.
3 레벨 NPC 인버터는 직류단이 보통 2개의 직렬연결된 커패시터로 구성되어 있는데 캐패시턴스 값이 동일하지 않은 제품을 사용하거나 중성점으로 전류가 흘러 상, 하단의 커패시터 전압이 완전하게 동일하지는 않다. 3 레벨 인버터의 중성점 전압은 Vdc/2, 0, (-)Vdc/2 크기의 상전압 출력 레벨을 가지고 있으며, 이 중성점 전압에 변동이 발생하면, 출력전압의 레벨을 보장할 수 없고 고조파가 포함되며 부하에 손상을 줄 가능성이 있다.
3 레벨 NPC 인버터의 변조 기법으로는 CPWM (Continuous PWM) 기법과 스위칭 손실을 적게 하는 DPWM (Discontinuous PWM) 기법이 있다.
일반적으로 불평형 전압을 개선시키는 방법은 삼각파 반송파 대비 지령전압을 변조시켜 PWM 파형을 조절하는 방법을 사용한다. 기존에 제시된 기술들은 지령전압을 어떠한 형태로 만드는지에 대한 것들이 대부분이며 그 중에서도 DPWM에 대한 내용이 주를 이루고 있다.
그러나 이러한 방법들은 제어가 복잡하고 중성점 전류를 검출하여 수행하므로 입력에 대한 오차가 존재하여 부정확한 면이 있으며 스위칭이 적게 되어 손실이 작게 되는 장점은 있으나 출력파형 왜곡으로 인해 고조파가 크게 발생하는 단점을 가지고 있다.
또한, 출력전압 제어 시 dq 변환을 통해 벡터제어를 수행하는 방법이 있으나 이 경우 초월함수의 계산 등이 이루어져야 하므로 간단하게 구현하기가 쉽지 않다.
등록특허 제10-1309290호(발명의명칭: 불연속 펄스폭 변조 방식을 이용한 3-레벨 NPC 인버터의 중성점 전압 제어 장치 및 그 방법)에 개시된 기술은 중성점 불평형 전압을 제어하기 위해 불연속 펄스 폭 변조(DPWM) 방식을 사용한다. 계산된 불평형 전압에 따라 P-타입 불연속 스위칭 구간을 증가시키거나 감소시킨 만큼 N-타입 불연속 스위칭 구간을 감소 또는 증가시키도록 불연속 스위칭 구간을 조절하여 중성점 불평형 전압을 제어한다. 이 때문에 계산이 복잡해지고 출력의 비선형성이 대두되고 전류에 포함된 고조파 양이 증가되는 문제가 발생된다.
공개특허 제10-2016-0053336호(발명의명칭:3레벨 인버터 중성점 전압의 불균형을 제어하는 장치 및 방법)에 개시된 기술은 불연속 전압 변조 방식(DPWM)을 사용하는 3 레벨 인버터의 중성점 전압에 불평형이 발생하여 전압 옵셋을 인가할 경우 제1 커패시터 전압과 제2 커패시터 전압의 차이를 출력 전류값과 곱하여 중성점 보상이득 계수를 산출한 후 스위칭 크기를 구하는 방법에 관한 것으로, 이 방법은 출력전류를 검출함에 있어서 3상의 전류 값을 DC로 변환해야 하고 이때 발생하는 노이즈로 인하여 정확한 값을 얻는데 어려움이 있다.
등록특허 제10-1688649호(발명의명칭: 중성점 전압의 불평형 제어에 의한 고효율 3레벨 태양광 인버터)에 개시된 기술은 DPWM 방식을 사용하여 커패시터 사이의 중성점 불평형 전압을 계산하고, 계산된 전압 불평형 전압에 따라 P-타입 불연속 스위칭 구간을 증가시키거나 감소시킨 만큼 N-타입 불연속 스위칭 구간을 감소 또는 증가시키도록 불연속 스위칭구간을 조절하여 중성점 불평형 전압을 제어하는 방식으로 제1, 제2 옵셋전압을 생성하여 지령전압으로 사용한다. 이 방법 또한 변조의 비선형성과 전류의 고조파 양이 증가하는 문제점이 있다.
등록특허 10-1309290호 공개특허 10-2016-0053336호 등록특허 10-1688649호
상기 문제점들을 해결하기 위하여 안출된 것으로, 본 발명에 따르면 불연속 용량분 PWM 전압이 아닌 연속 용량분 PWM 전압을 사용하고 출력전압 제어 시에도 전압실효치(Vrms)를 계산함으로써 수학적 모델링이 간단하고 구현이 쉬운 불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 NPC 인버터 시스템 및 그 제어 방법을 제공함에 목적이 있다.
또한, 본 발명에 따르면, 상하단 커패시터의 전압평형을 이룬 후에 흐르는 전류값을 비교함으로써 캐패시턴스 불평형을 쉽게 추정할 수 있는 불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 NPC 인버터 시스템 및 그 제어 방법을 제공함에 다른 목적이 있다.
또한, 본 발명에 따르면, 상, 하단 커패시터의 전압 차이를 이용한 용량분 PWM 전압을 기준 지령에 추가하여 PWM 전압 변조를 수행함으로써 커패시터 전압의 불평형을 빠르게 개선할 수 있는 불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 NPC 인버터 시스템 및 그 제어 방법을 제공함에 또 다른 목적이 있다.
본 발명에 따른 불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 NPC 인버터 시스템은, 상단 및 하단 커패시터가 직렬연결된 DC Link 커패시터; 상기 DC Link 커패시터와 병렬연결되고, 하기 PWM 신호에 스위칭 되어 입력받은 직류전력을 교류전력으로 변환하여 출력하는 3 레벨 인버터; 상기 3 레벨 인버터로부터 출력되는 PWM 파형의 전압과 전류를 정현파의 부하전압과 부하전류로 필터링하는 필터; 상기 필터로부터 출력되는 3상 부하전압을 비례 적분하여 출력분 PWM 전압을 출력하는 제1 비례 적분 제어기; 상기 상단 및 하단 커패시터에 인가되는 전압의 편차를 이용하여 용량분 PWM 전압을 출력하는 제2 비례 적분 제어기; 상기 상단 및 하단 커패시터에 흐르는 전류의 편차를 이용하여 동작 중지 제어 신호를 출력하는 불평형 전류 제어기; 상기 출력분 PWM 전압과 상기 용량분 PWM 전압을 가산하여 PWM 지령 전압을 출력하는 가산기; 및 상기 PWM 지령 신호와 반송파 발생기로부터 출력되는 반송파 신호를 비교하여 PWM 신호를 생성하는 3 레벨 PWM 발생기를 포함한다.
본 발명의 일 태양에 따르면, 상기 출력분 전압 제어기는, 상기 3상 부하전압을 이용하여 실효치 검출 전압을 출력하는 실효치 전압 계산기; 외부에서 인가되는 실효치 지령 전압과 상기 실효치 검출 전압의 차이인 실효치 편차 전압을 출력하는 제1 감산기; 및 상기 실효치 편차 전압을 비례 적분하여 출력분 PWM 전압을 출력하는 제1 비례 적분 제어기를 포함한다.
본 발명의 일 태양에 따르면, 상기 실효치 전압 계산기는 소정 주기의 샘플링마다 실효치 검출 전압을 계산하여 출력한다.
본 발명의 일 태양에 따르면, 상기 용량분 전압 제어기는, 상기 상단 및 하단 커패시터에 인가되는 전압을 입력받아 상단 커패시터 전압과 하단 커패시터 전압의 차이인 상하단 커패시터 편차 전압을 출력하는 제2 감산기; 및 상기 상하단 커패시터 편차 전압을 비례 적분하여 용량분 PWM 전압을 출력하는 제2 비례 적분 제어기를 포함한다.
본 발명의 일 태양에 따르면, 상기 불평형 전류 제어기는, 상기 상단 및 하단 커패시터에 흐르는 상단 커패시터 전류와 하단 커패시터 전류를 입력받아 상기 상단 커패시터 전류와 상기 하단 커패시터 전류의 차이인 상하단 커패시터 편차 전류를 출력하는 제3 감산기; 상기 상하단 커패시터 편차 전류가 상한 기준치 또는 하한 기준치에 도달하면 동작 중지 제어 신호를 출력하는 리미터; 및 상기 동작 중지 제어 신호를 이용하여 상하단 커패시터의 불평형을 판정하여 불평형 판정신호를 출력하는 불평형 판정부를 포함한다.
본 발명의 일 태양에 따르면, 3 레벨 PWM 발생기는 상기 동작 중지 제어 신호에 응답하여 상기 PWM 신호의 출력을 차단한다.
또한, 본 발명에 따른 불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 NPC 인버터 시스템의 제어 방법은 상단 및 하단 커패시터가 직렬연결된 DC Link 커패시터와, 상기 DC Link 커패시터와 병렬연결되고, 하기 PWM 신호에 스위칭 되어 입력받은 직류전력을 교류전력으로 변환하여 출력하는 3 레벨 인버터를 포함하는 시스템을 제어하는 방법에 있어서, 상기 3 레벨 인버터로부터 출력되는 3상 부하 전압을 비례 적분하여 출력분 PWM 전압을 출력하는 출력분 전압 제어 단계; 상기 상단 및 하단 커패시터에 인가되는 전압의 편차를 이용하여 용량분 PWM 전압을 출력하는 용량분 전압 제어 단계; 상기 상단 및 하단 커패시터에 흐르는 전류의 편차를 이용하여 동작 중지 제어 신호를 출력하는 직류 전류 제어 단계; 상기 출력분 PWM 전압과 상기 용량분 PWM 전압을 가산하여 PWM 지령 전압을 출력하는 단계; 및 상기 PWM 지령 신호와 반송파 발생기로부터 출력되는 반송파 신호를 비교하여 PWM 신호를 생성하여 상기 3 레벨 인버터에 제공하는 3 레벨 PWM 발생 단계를 포함한다.
본 발명의 불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 NPC 인버터 시스템에 따르면, 불연속 옵셋 전압이 아닌 연속 옵셋전압을 사용하고 출력전압 제어 시에도 전압실효치(Vrms)를 계산함으로써 수학적 모델링이 간단하고 구현이 쉬우며, 상하단 커패시터의 전압평형을 이룬 후에 흐르는 전류값을 비교함으로써 캐패시턴스 불평형을 쉽게 추정할 수 있고, 상, 하단 커패시터의 전압 차이를 이용한 옵셋전압을 기준 지령에 추가하여 PWM 전압 변조를 수행함으로써 커패시터 전압의 불평형을 빠르게 개선할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 3 레벨 인버터 제어 블록도,
도 2a는 본 발명의 일실시예에 따른 삼각파 반송파와 지령전압 파형도,
도 2b는 본 발명의 일실시예에 따른 커패시터 중성점 전압 제어를 통해 발생되는 옵셋전압 파형도,
도 2c는 본 발명의 일실시예에 따른 PWM 신호용 합성 파형도,
도 3a는 커패시터 중성점 전압 비제어 시 삼각파 반송파와 지령전압 파형도,
도 3b는 커패시터 중성점 전압 비제어 시 용량분 PWM 전압 파형도,
도 3c는 커패시터 중성점 전압 비제어 시 상하단 커패시터 전압 파형도,
도 4a는 커패시터 중성점 전압 제어 시 삼각파 반송파와 지령전압 파형도,
도 4b는 커패시터 중성점 전압 제어 시 용량분 PWM 전압 파형도,
도 4c는 커패시터 중성점 전압 제어 시 상하단 커패시터 전압 파형도,
도 5a는 상하단 커패시터의 용량이 동일한 경우의 전류 파형도, 및
도 5b는 상하단 커패시터의 용량이 상이한 경우의 전류 파형도이다.
본 발명에 관한 설명은 구조적 내지 기능적 설명을 위한 실시예에 불과하므로, 본 발명의 권리범위는 본문에 설명된 실시예에 의하여 제한되는 것으로 해석되어서는 아니 된다. 즉, 실시예는 다양한 변경이 가능하고 여러 가지 형태를 가질 수 있으므로 본 발명의 권리범위는 기술적 사상을 실현할 수 있는 균등물들을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 또한, 본 발명에서 제시된 목적 또는 효과는 특정 실시예가 이를 전부 포함하여야 한다거나 그러한 효과만을 포함하여야 한다는 의미는 아니므로, 본 발명의 권리범위는 이에 의하여 제한되는 것으로 이해되어서는 아니 될 것이다.
한편, 본 출원에서 서술되는 용어의 의미는 다음과 같이 이해되어야 할 것이다.
"제1", "제2" 등의 용어는 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하기 위한 것으로, 이들 용어들에 의해 권리범위가 한정되어서는 아니 된다. 예를 들어, 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다.
단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한 복수의 표현을 포함하는 것으로 이해되어야 하고, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 실시된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이며, 하나 또는 그 이상의 다른 특징이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
각 단계들에 있어 식별부호(예를 들어, a, b, c 등)는 설명의 편의를 위하여 사용되는 것으로 식별부호는 각 단계들의 순서를 설명하는 것이 아니며, 각 단계들은 문맥상 명백하게 특정 순서를 기재하지 않는 이상 명기된 순서와 다르게 일어날 수 있다. 즉, 각 단계들은 명기된 순서와 동일하게 일어날 수도 있고 실질적으로 동시에 수행될 수도 있으며 반대의 순서대로 수행될 수도 있다.
여기서 사용되는 모든 용어들은 다르게 정의되지 않는 한, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가진다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 용어들은 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 일치하는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미를 지니는 것으로 해석될수 없다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 3 레벨 인버터 제어 블록도이다.
본 발명의 일실시예에 따른 3레벨 인버터 제어 블록도는, DC Link 커패시터(110), 3 레벨 인터버(120), 필터(130), 3상 부하(135), 출력분 전압 제어기(140), 용량분 전압 제어기(150), 불평형 전류 제어기(160), 가산기(170), 반송파 발생기(175), 및 3 레벨 PWM 발생기(180)를 포함한다.
3레벨 NPC (Neutral Point Clamped) 인버터의 경우 상, 하단으로 분리된 DC 링크 커패시터를 가지고 있어 DC 전압의 안정화된 전력전달에 관여하고 있다. 이 커패시터의 값이 초기부터 다른 값을 가지고 있거나 여러 원인으로 인해 달라지면 커패시터의 전압 변동이 발생하게 된다. 과도한 중성점 전압 변동은 전력용 소자에 과전압으로 유기하고 소자의 정격전류의 증가를 가져오게 되어 소자의 파괴까지 이를 수 있다.
이에 본 발명의 일실시예에 따른 3 레벨 인버터 시스템은 스위치의 직렬연결로 인해 dv/dt를 감소시켜 EMI 노이즈를 저감시킬 수 있다. 도 1을 참조하면, 스위치 Sa1 및 Sa2가 온(on)되고 Sa3 및 Sa4가 오프(off)되면, a 상에는 +Vdc/2(= Vdc1)의 전압이 인가된다. Sa2 및 Sa3이 온될 때 Sa2 및 Sa3가 오프되면 중성점 N에 영(zero) 전위가 걸리게 된다. Sa4 및 Sa3가 온될 때 Sa1 및 Sa2가 오프되면 중성점 N에 대하여 a 상에는 -Vdc/2(= -Vdc2) 전압이 인가되게 된다. 이와 같은 순서에 의해서, 상기 a 상의 전압레벨은 +Vdc/2, 0, -Vdc/2로 가변되면서 직류 전압이 교류 전압으로 변환된다.
이 과정에서 b상의 전압은 전기각으로 2π/3만큼 쉬프트되며, 스위치의 온 오프 동작은 a상의 동작과 동일하게 이루어진다. 마찬가지로 c상에 연결된 스위치도 동일하게 동작되어 c상에 전압이 인가된 후에는 다시 a상의 스위치를 동작하여 연속적인 교류 전압을 출력하게 된다.
그러나 일반적으로 3 레벨 인버터는 구조적으로 DC Link 커패시터(110)가 두 개로 분리되어 구성되기 때문에 두 커패시터 간의 전압 불균형 문제가 발생한다. 이러한 전압 불균형의 문제는 DC Link 커패시터(110)의 중성점이 변동되어 스위치 소자에 전압 스트레스를 가중시키고 출력 전압의 왜곡을 발생시킨다.
3 레벨 인터버(120)의 각 상에는 4개의 스위치로 구성되고, 2번째, 3번째 스위치는 일정 수준 이상으로 전압이 증가하지 않도록 해주는 클램핑 다이오드가 연결되어 있다. 이에, 3 레벨 NPC 인버터는 3개의 스위칭 상태 즉, P상태, N상태 및 O상태를 가지게 된다. 이상적인 경우, P 상태는 Vdc/2의 출력 전압을 가지고, O 상태는 0V의 출력 전압을 가지며, N 상태는 -Vdc/2의 출력 전압을 갖게 된다.
본 발명에서는 3 레벨 인터버(120)의 중성점 전압 제어를 위하여 연속 전압 변조 방식을 사용한다.
필터(130)는 3 레벨 인터버(120)로부터 출력되는 PWM 파형의 전압과 전류를 정현파의 부하전압과 부하전류로 필터링하여 부하(135)에 공급한다.
실효치 제어기(140)는 검출된 3상 부하 전압을 이용하여 실효치 검출 전압(Vrms)을 출력하는 실효치 전압 계산기(141)와, 실효치 지령 전압(Vrms_ins)과 실효치 검출 전압(Vrms)의 차이인 실효치 편차 전압(Vrms_err)을 출력하는 제1 감산기(143), 그리고 실효치 편차 전압(Vrms_err)을 비례 적분하여 출력분 PWM 전압(Vvpwm)을 출력하는 제1 비례 적분 제어기(145)를 포함한다.
예컨대, 필터(130)로부터 출력되는 부하전압이 60Hz의 주파수를 가지는 경우 한 주기는 16.667ms로 결정되지만 한 주기마다 실효치 검출 전압을 구하지 않고 매 샘플링마다 실효치 검출 전압을 구하면 빠른 제어를 수행할 수 있다. 이와 같이 매 샘플링마다 실효치 검출 전압을 구하는 방식을 이하에서는 'moving RMS 계산'이라 칭하기로 한다.
Figure pat00001
Vn : 출력 순시전압, N: 윈도우 크기
본 발명의 'moving RMS 계산'에 따른 실효치 검출 전압(Vrms)은 윈도우의 크기가 정해지면 각 지점에서의 샘플링 전압의 제곱의 합을 윈도우 크기로 나눈 값에 제곱근을 취하여 구할 수 있다. 다음 샘플링 순간에서는 첫 번째 샘플링 값을 버리고 새로 취득한 값을 윈도우 크기로 설정하여 구함으로써 매 샘플링 마다 실효치 전압을 구할 수 있다.
즉, 첫 번째 검출 실효치(Vrms(1))와 두 번째 검출 실효치(Vrms(2))는 각각 수학식 2와 수학식 3과 같다.
Figure pat00002
Figure pat00003
그리고, 제1 비례 적분 제어기(145)는 실효치 편차 전압(Vrms_err)을 비례 적분하여 수학식 4의 출력분 PWM 전압(Vvpwm)를 출력한다.
Figure pat00004
직류전압 제어기(150)는 DC Link 커패시터(110) 내 상단 커패시터 전압(Vdc1)과 하단 커패시터 전압(Vdc2)을 입력받아 상단 커패시터 전압(Vdc1)과 하단 커패시터 전압(Vdc2)의 차이인 상하단 커패시터 편차 전압(Vdce)을 출력하는 제2 감산기(151)와, 상하단 커패시터 편차 전압(Vdce)을 비례 적분하여 용량분 PWM 전압(Vcpwm)를 출력하는 제2 비례 적분 제어기(153)를 포함한다.
만일, 상하단 커패시터 편차 전압(Vdce)이 양이면, 용량분 PWM 전압(Vcpwm)을 출력하는 제2 비례 적분 제어기(153)는 양의 용량분 PWM 전압(Vcpwm)을 발생시켜 하단 커패시터 전압(Vdc2)을 증가시키고 상단 커패시터 전압(Vdc1)을 감소시키는 방향으로 PWM 지령 전압(Vpwm)을 발생시킨다. 이는 상단 스위칭 소자 Sa1, Sb1, Sc1의 도통시간을 증가시키는 효과를 가져오며 이로써 상, 하단 커패시터 양단의 전압차가 빠르게 감소하게 된다.
반대로, 상하단 커패시터 편차 전압(Vdce)이 음이면, 용량분 PWM 전압(Vcpwm)을 출력하는 제2 비례 적분 제어기(153)는 음의 용량분 PWM 전압(Vcpwm)을 발생시켜 상단 커패시터 전압(Vdc1)을 증가시키고 하단 커패시터 전압(Vdc2)을 감소시키는 방향으로 PWM 지령 전압(Vpwm)을 발생시킨다.
제2 비례 적분 제어기(153)는 상하단 커패시터 편차 전압(Vdce)을 비례 적분하여 수학식 5의 용량분 PWM 전압(Vcpwm)을 출력한다.
Figure pat00005
직류전류 제어기(160)는 DC Link 커패시터(110) 내 상단 커패시터 전류(Idc1)와 하단 커패시터 전류(Idc2)를 입력받아 DC Link 커패시터(110) 내 상단 커패시터를 통해 흐르는 상단 커패시터 전류(Idc1)와 하단 커패시터 전류(Idc2)의 차이인 상하단 커패시터 편차 전류(Idce)를 출력하는 제3 감산기(161)와, 상하단 커패시터 편차 전류(Idce)가 상한 기준치(Iref) 또는 하한 기준치(- Iref)에 도달하면 동작 중지 제어 신호(Sstop)를 출력하는 리미터(163), 그리고 동작 중지 제어 신호(Sstop)를 이용하여 상하단 커패시터의 불평형을 판정하고 불평형 판정신호를 출력하는 불평형 판정부(165)를 포함한다.
가산기(170)는 용량분 PWM 전압(Vcpwm)과 출력분 PWM 전압(Vvpwm)을 가산하여 PWM 지령 전압(Vpwm)을 출력한다.
3 레벨 PWM 발생기(180)는 반송파 발생기(175)로부터 출력되는 반송파 신호(Scarrier)와 PWM 지령 전압(Vpwm)을 비교함으로써 PWM 신호를 생성하여 3 레벨 인버터의 스위칭 소자에 제공하고, 직류전류 제어기(160)로부터 출력되는 동작 중지 제어 신호(Sstop)에 응답하여 PWM 신호의 출력을 차단함으로써 3 레벨 인버터의 동작을 중지시킨다.
3상 인버터의 경우 한 사이클을 기준으로 60도씩 6영역의 스위칭 구간이 생기는데 이는 3 고조파가 전원측에 발생하는 원인이 된다. 이는 DC link 전압에 나타나게 되므로 옵셋 전압에 해당하는 용량분 PWM 전압(Vcpwm)에 3 고조파를 가산함으로써 중성점 전압이 제어 가능하게 된다.
본 발명에 따르면, 불평형 판정부(165)로부터 출력되는 불평형 판정신호를 이용하여 경보부(미도시)를 통해 경보할 수 있고, 이때에 관리자는 상하단 커패시터를 교체할 수 있다.
도 2a는 본 발명의 일실시예에 따른 삼각파 반송파와 지령전압 파형도이고, 도 2b는 본 발명의 일실시예에 따른 커패시터 중성점 전압 제어를 통해 발생되는 용량분 PWM 전압 파형도이고, 도 2c는 본 발명의 일실시예에 따른 PWM 신호용 합성 파형도이다.
도 2a에서, 도면 부호 V1은 기본파 전압을 의미하고, 본 발명은 3레벨 인버터에 적용되는 기술이므로, 도면부호 Vcarr1과 Vcarr2의 2개의 반송파를 출력한다. 도 2b에서, 직류전압 제어기(150)로부터 출력되는 용량분 PWM 전압(Vcpwm)은 3 고조파 전압 파형을 출력하고, 도 2c에서, 가산기(170)는 직류전압 제어기(150)로부터 출력되는 용량분 PWM 전압(Vcpwm)과 전압분 PWM 전압(Vvpwm)을 가산한 PWM 지령 전압(Vpwm)을 출력한다.
도 3a는 커패시터 중성점 전압 비제어 시 삼각파 반송파와 지령전압 파형도이고, 도 3b는 커패시터 중성점 전압 비제어 시 용량분 PWM 전압 파형도이고, 도 3c는 커패시터 중성점 전압 비제어 시 상하단 커패시터 전압 파형도이다.
커패시터 중성점 전압을 제어하지 않으면, 도 3b에 도시된 바와 같이, 용량분 PWM 전압(Vcpwm)이 존재하지 않고, 이때에는 상하단 커패시터 전압이 평형을 이루기까지의 안정화 시간은 약 200ms 정도 소요되는 것을 알 수 있다.
도 4a는 커패시터 중성점 전압 제어 시 삼각파 반송파와 지령전압 파형도이고, 도 4b는 커패시터 중성점 전압 제어 시 용량분 PWM 전압 파형도이고, 도 4c는 커패시터 중성점 전압 제어 시 상하단 커패시터 전압 파형도이다.
커패시터 중성점 전압을 제어하면, 도 4b에 도시된 바와 같이, 용량분 PWM 전압(Vcpwm)이 존재하고, 중성점 전압제어가 시작된 후부터 전압 차가 서서히 줄어들고 30ms 후에 직류단의 전압 각 250V로 평형을 이루고, 두 전압차이가 0에 근접하게 제어되어 각 상의 전압이 왜곡 없이 출력된다.
본 발명에 따르면, 3 레벨 인버터의 중성점 전위 변동 시 중성점에 직류 전류가 흐르게 된다. 본 발명에서는 중성점 전류에 대한 복잡한 수학적 모델링 없이 쉽고 간단한 중성점 전압 제어 방법으로 옵셋 전압을 인가하는 방법을 사용하여 중성점의 불균형 전압을 감소시킨다. 중성점의 불균형 전압을 판단하기 위해 상, 하단 커패시터의 전압(Vdc1, Vdc2)을 측정한다.
도 5a는 상하단 커패시터의 용량이 동일한 경우의 전류 파형도이고, 도 5b는 상하단 커패시터의 용량이 상이한 경우의 전류 파형도이다.
만일, 상하단 커패시터의 값이 동일한 경우에는 도 5a에서와 같이 전류값이 동일하게 되어 차이는 0에 가까운 값이 된다. 하지만, 도 5b에서 보듯이 상하단 커패시터의 용량이 다르면, 전류값이 차이가 벌어지게 된다.
본 발명의 일실시예에 따르면, 상단 커패시터(C1)와 하단 커패시터(C2)의 정전용량은 각각 2000uF, 1000uF이며 DC link 전압은 500V이다. 커패시터에 걸리는 교류전압이 0.25V, 주파수가 10kHz일 경우, 상단 커패시터(C1)에는 약 5A가 흐르고, 하단 커패시터(C2)에는 2.5A가 흐른다. 이 두 값의 차이인 상하단 커패시터 편차 전류(Idce)는 2.5A로, 전압과 주파수가 같을 때 두 커패시터에 흐르는 전류가 다르다는 것은 커패시턴스가 다르다는 것을 의미한다.
이 상하단 커패시터 편차 전류(Idce)는 캐리어 주파수가 커지거나 커패시턴스가 차이가 클수록 커지게 된다.
이와 같이, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예(들)에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범주에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예(들)에 국한되어 정해져서는 안 되며, 후술하는 특허청구범위 뿐만 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
110: DC Link 커패시터
120: 3 레벨 인터버
130: 필터
135: 3상 부하
140: 출력분 전압 제어기
150: 용량분 전압 제어기
160: 불평형 전류 제어기
170: 가산기
175: 반송파 발생기
180: 3 레벨 PWM 발생기

Claims (7)

  1. 상단 및 하단 커패시터가 직렬연결된 DC Link 커패시터;
    상기 DC Link 커패시터와 병렬연결되고, 하기 PWM 신호에 스위칭 되어 입력받은 직류전력을 교류전력으로 변환하여 출력하는 3 레벨 인버터;
    상기 3 레벨 인버터로부터 출력되는 PWM 파형의 전압과 전류를 정현파의 부하전압과 부하전류로 필터링하는 필터;
    상기 필터로부터 출력되는 3상 부하전압을 비례 적분하여 출력분 PWM 전압을 출력하는 제1 비례 적분 제어기;
    상기 상단 및 하단 커패시터에 인가되는 전압의 편차를 이용하여 용량분 PWM 전압을 출력하는 제2 비례 적분 제어기;
    상기 상단 및 하단 커패시터에 흐르는 전류의 편차를 이용하여 동작 중지 제어 신호를 출력하는 불평형 전류 제어기;
    상기 출력분 PWM 전압과 상기 용량분 PWM 전압을 가산하여 PWM 지령 전압을 출력하는 가산기; 및
    상기 PWM 지령 신호와 반송파 발생기로부터 출력되는 반송파 신호를 비교하여 PWM 신호를 생성하는 3 레벨 PWM 발생기
    를 포함하는 불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 NPC 인버터 시스템.
  2. 제1항에 있어서, 상기 출력분 전압 제어기는,
    상기 3상 부하전압을 이용하여 실효치 검출 전압을 출력하는 실효치 전압 계산기;
    외부에서 인가되는 실효치 지령 전압과 상기 실효치 검출 전압의 차이인 실효치 편차 전압을 출력하는 제1 감산기; 및
    상기 실효치 편차 전압을 비례 적분하여 출력분 PWM 전압을 출력하는 제1 비례 적분 제어기
    를 포함하는 불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 NPC 인버터 시스템.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 실효치 전압 계산기는 소정 주기의 샘플링마다 실효치 검출 전압을 계산하여 출력하는 불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 NPC 인버터 시스템.
  4. 제2항에 있어서, 상기 용량분 전압 제어기는,
    상기 상단 및 하단 커패시터에 인가되는 전압을 입력받아 상단 커패시터 전압과 하단 커패시터 전압의 차이인 상하단 커패시터 편차 전압을 출력하는 제2 감산기; 및
    상기 상하단 커패시터 편차 전압을 비례 적분하여 용량분 PWM 전압을 출력하는 제2 비례 적분 제어기
    를 포함하는 불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 NPC 인버터 시스템.
  5. 제4항에 있어서, 상기 불평형 전류 제어기는,
    상기 상단 및 하단 커패시터에 흐르는 상단 커패시터 전류와 하단 커패시터 전류를 입력받아 상기 상단 커패시터 전류와 상기 하단 커패시터 전류의 차이인 상하단 커패시터 편차 전류를 출력하는 제3 감산기;
    상기 상하단 커패시터 편차 전류가 상한 기준치 또는 하한 기준치에 도달하면 동작 중지 제어 신호를 출력하는 리미터; 및
    상기 동작 중지 제어 신호를 이용하여 상하단 커패시터의 불평형을 판정하여 불평형 판정신호를 출력하는 불평형 판정부
    를 포함하는 불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 NPC 인버터 시스템.
  6. 제5항에 있어서,
    3 레벨 PWM 발생기는 상기 동작 중지 제어 신호에 응답하여 상기 PWM 신호의 출력을 차단하는 것을 특징으로 하는 불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 NPC 인버터 시스템.
  7. 상단 및 하단 커패시터가 직렬연결된 DC Link 커패시터와, 상기 DC Link 커패시터와 병렬연결되고, 하기 PWM 신호에 스위칭 되어 입력받은 직류전력을 교류전력으로 변환하여 출력하는 3 레벨 인버터를 포함하는 시스템을 제어하는 방법에 있어서,
    상기 3 레벨 인버터로부터 출력되는 3상 부하 전압을 비례 적분하여 출력분 PWM 전압을 출력하는 출력분 전압 제어 단계;
    상기 상단 및 하단 커패시터에 인가되는 전압의 편차를 이용하여 용량분 PWM 전압을 출력하는 용량분 전압 제어 단계;
    상기 상단 및 하단 커패시터에 흐르는 전류의 편차를 이용하여 동작 중지 제어 신호를 출력하는 직류 전류 제어 단계;
    상기 출력분 PWM 전압과 상기 용량분 PWM 전압을 가산하여 PWM 지령 전압을 출력하는 단계; 및
    상기 PWM 지령 신호와 반송파 발생기로부터 출력되는 반송파 신호를 비교하여 PWM 신호를 생성하여 상기 3 레벨 인버터에 제공하는 3 레벨 PWM 발생 단계
    를 포함하는 불평형 커패시터 전압을 가지는 3 레벨 NPC 인버터 시스템의 제어 방법.
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