CN105940597A - 电力变换装置的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明是能够抑制由于增益与电压控制率之比增加而导致VL控制系统变得不稳定的电力变换装置的控制方法。检测以电容器(C1)侧的电位为基准的电抗器(L1)的电压(VL)。计算校正系数，电力变换部2输出的交流电压的振幅相对于直流电压(Vdc)的平均值的比即第1电压控制率指令(ks**)越小，该校正系数越小。通过进行从第1电压控制率指令(ks**)中减去由电抗器(L1)的电压(VL)与校正系数之积求出的校正量(H)的校正，来生成第2电压控制率指令(ks*)。将根据第2电压控制率指令(ks*)生成的开关信号(S)传送给电力变换部2。

Description

电力变换装置的控制方法

技术领域

本发明涉及电力变换装置的控制方法，例如涉及无电容器逆变器(Capacitor-lessinverter)的控制装置。

背景技术

在专利文献1中记载了电动机控制装置。该电动机控制装置具有变流器和逆变器。变流器和逆变器经由直流链路相互进行连接。变流器输入交流电压，将其进行全波整流而变换为直流电压，输出至直流链路。逆变器输入该直流电压，将其变换为交流电压而输出至电动机。

另外，在直流链路上设置具有电抗器和电容器的LC滤波器。更详细地说，电容器和电抗器彼此串联地连接在变流器的一对输出端之间，将电容器的两端电压作为直流电压输入至逆变器。电容器的静电容量小于所谓的平滑电容器的静电容量，电容器的两端电压具有基于全波整流的脉动成分。

在专利文献1中，为了降低由LC滤波器的共振引起的直流电压的谐波成分，根据电抗器的两端电压来控制逆变器。例如对于关于逆变器的电压控制率的初始值，通过进行减去电抗器的电压与增益相乘所得的值的校正来计算电压控制率指令的目标值。然后，根据该电压控制率的目标值与利用公知的方法计算出的电压指令值生成对逆变器发送的开关信号。由此降低电容器的两端电压的谐波成分，进而降低输入电动机控制装置的电流的失真。在本申请中，将这样的基于电抗器电压的控制也称为VL控制系统。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特许第4067021号公报

发明内容

发明要解决的课题

当电压控制率的初始值较小时，增益相对变大。即，增益与电压控制率的初始值之比增加。当该比例过大时，有可能导致VL控制系统不稳定。

因此，本申请的目的在于，提供一种电力变换装置的控制方法，能够抑制由于增益与电压控制率之比增加而导致VL控制系统变得不稳定。

用于解决问题的手段

本发明的电力变换装置的控制方法的第1方式是用于控制电力变换装置的控制方法，所述电力变换装置具备：第1电源线(LH)和第2电源线(LL)；整流部(1)，其将所输入的第1交流电压整流为直流电压而在所述第1电源线和所述第2电源线之间输出所述直流电压；电容器(C1)，其设置于所述第1电源线和所述第2电源线之间；电抗器(L1)，其与所述电容器一起形成LC滤波器；以及电力变换部(2)，其根据输入的开关信号(S)，将所述电容器所维持的直流电压(Vdc)变换为第2交流电压，并向负载施加所述第2交流电压而使交流电流流通，其中，检测以所述电容器侧的电位为基准的所述电抗器的电压(VL)，至少当所述第2交流电压的振幅与所述直流电压的平均值之比即第1电压控制率指令(ks**)小于规定值时，计算校正系数，所述第1电压控制率指令越小，该校正系数越小，通过对所述第1电压控制率指令进行减去利用所述电抗器的电压与所述校正系数之积求出的校正量(H)的校正，来生成第2电压控制率指令(ks*)，将根据所述第2电压控制率指令生成的所述开关信号施加给所述电力变换部。

本发明的电力变换装置的控制方法的第2方式在第1方式的电力变换装置的控制方法的基础上，当所述第1电压控制率指令大于所述规定值时，所述交流电流的振幅越小则计算出的所述校正系数越大。

本发明的电力变换装置的控制方法的第3方式在第2方式的电力变换装置的控制方法的基础上，当所述第1电压控制率指令大于所述规定值时，所述校正系数与所述交流电流的振幅成反比。

本发明的电力变换装置的控制方法的第4方式在第1至第3方式中的任意一个方式的电力变换装置的控制方法的基础上，当所述校正量超过正的上限限制值时，将所述校正量限制为所述上限限制值，当所述校正量低于负的下限限制值时，将所述校正量限制为所述下限限制值，所述第1电压控制率指令越大，则所述上限限制值和所述下限限制值的绝对值越大。

本发明的电力变换装置的控制方法的第5方式在第4方式的电力变换装置的控制方法的基础上，所述上限限制值或所述下限限制值与所述第1电压控制率指令成比例。

发明的效果

根据本发明的电力变换装置的控制方法的第1方式，因为从第1电压控制率指令中减去利用校正系数与电抗器的电压之积求出的校正量，所以该校正系数作为反馈电抗器电压时的增益发挥作用。

另外，与随着交流电流的振幅越小而变得越小的第1电压控制率指令相对地，交流电流的振幅越小，校正系数也越小。

由此，能够抑制校正系数(增益)相对于第1电压控制率指令的比例增加，进而能够抑制控制的不稳定。

根据本发明的电力变换装置的控制方法的第2方式，当交流电流的振幅较大时，第1电压控制率指令也被设定得较大，所以当交流电流的振幅大于规定值时，与交流电流小于规定值时相比，增益与第1电压控制率指令之比不会变得那么大。因此，不易产生由于增益相对于第1电压控制率指令变得过大而引起的控制的不稳定。

另一方面，当交流电流的振幅大于规定值时，由于交流电流的振幅增大而导致VL控制系统的传递增益增大(在实施方式中详细叙述)，由此，增益裕度降低，会发生控制的不稳定。

根据第2方式，当交流电流的振幅大于规定值时，交流电流的振幅越小则计算出的所述校正系数越大。由此，能够抑制由于交流电流的振幅的变动而引起的VL控制系统的增益变动，能够抑制负载的不稳定性(在实施方式中详细叙述)。

根据本发明的电力变换装置的控制方法的第3方式，从理论上说能够消除由交流电流的振幅的变动而引起的增益变动。

根据本发明的电力变换装置的控制方法的第4方式，能够避免校正量与第1电压控制指令之比变得过大(超过上限值)的情况。

根据本发明的电力变换装置的控制方法的第5方式，能够简单地生成上限限制值或下限限制值。

根据以下的详细说明和附图，本发明的目的、特征、方式以及优点变得更加清楚。

附图说明

图1是示出电力变换装置的概念性结构的一例的图。

图2是示出控制部的概念性结构的一例的图。

图3是示出等效电路的一例的图。

图4是示出框线图的一例的图。

图5是示出框线图的一例的图。

图6是示出框线图的一例的图。

图7是示出等效电路的一例的图。

图8是示出框线图的一例的图。

图9是示出框线图的一例的图。

图10是示出开环传递函数的增益与相位的一例的图。

图11是示出框线图的一例的图。

图12是示出框线图的一例的图。

图13是示出框线图的一例的图。

图14是示出校正系数与交流电流的振幅的关系的一例的图。

图15是示出输入电流与直流电压的一例的图。

图16是示出输入电流与直流电压的一例的图。

图17是示出控制部的概念性结构的一例的图。

图18是示出关于校正量的限制值与电压控制指令之间的关系的一例的图。

具体实施方式

第1实施方式.

＜1.电力变换装置的结构＞

如图1所示，本电力变换装置具备整流部1、电容器C1、电抗器L1和电力变换部2。

整流部1将从交流电源E1输入的N(N是自然数)相交流电压变换为直流电压，将该直流电压输出在直流线(电源线)LH、LL之间。在图1的例示中整流部1是二极管整流电路。并且，整流部1不限于二极管整流电路，也可以是他励式整流电路，或者也可以是自激式整流电路。作为他励式整流电路，例如可采用晶闸管桥式整流电路，作为自激式整流电路，例如可采用PWM(Pulse-Width-Modulation：脉冲宽度调制)方式的AC-DC变流器。

另外，在图1的例示中，整流部1是输入有三相交流电压的三相整流电路。不过输入整流部1的交流电压的相数，即整流部1的相数不限于三相，只要适当进行设定即可。

在直流线LH、LL之间设置有电容器C1。电容器C1例如是薄膜电容器。这样的电容器C1比电解电容器的价格便宜。另一方面，这样的电容器C1的静电容量小于电解电容器的静电容量，并且电容器C1未充分平滑直流线LH、LL之间的直流电压Vdc。换言之，电容器C1容许整流部1整流后的整流电压的脉动。由此，直流电压Vdc具有基于N相交流电压的整流产生的脉动成分(例如如果采用全波整流，则具有N相交流电压的频率的2N倍频率的脉动成分)。在图1的例示中，因为对三相交流电压进行全波整流，所以直流电压Vdc以三相交流电压的频率的6倍频率产生脉动。

电抗器L1与电容器C1一起形成LC滤波器。在图1的例示中，电抗器L1以比电容器C1更靠整流部1侧的方式设置在直流线LH或直流线LL(图1的例示中为直流线LH)。但不限于此，电抗器L1也可设置在整流部1的输入侧。

因为这样的电抗器L1与电容器C1相互串联地连接在交流电源E1的输出端之间，所以形成所谓的LC滤波器。如上所述地，如果电容器C1的静电容量小，则该LC滤波器的共振频率存在变高的倾向。同样随着电抗器L1的电感变小，则共振频率存在变高的倾向。例如在图1中，当电容器C1的静电容量是40μF、电抗器L1的电感是0.5mH时，共振频率约为1.125kHz左右。

电力变换部2例如是电压型逆变器，输入直流线LH、LL之间的直流电压(电容器C1所维持的直流电压)Vdc。并且电力变换部2根据来自控制部3的开关信号S，将直流电压Vdc变换为交流电压，并向负载M1输出该交流电压。以下，将电力变换部2输出的交流电压也称为输出电压。

在图1中，例如电力变换部2具有三相的在直流线LH、LL之间相互串联连接的一对开关部。在图1的例示中，一对开关部Sup、Sun相互串联连接，一对开关部Svp、Svn相互串联连接，一对开关部Swp、Swn相互串联连接。并且各相的一对开关部Sxp、Sxn(x代表u、v、w，以下相同)之间的连接点经由输出线Px与负载M1连接。这些开关部Sxp、Sxn根据适当的开关信号进行导通/非导通，由此电力变换部2将直流电压Vdc变换为三相交流电压而向负载M1输出该三相交流电压。由此，使负载M1流过交流电流。

负载M1例如可以是旋转机(例如感应机或同步机)。另外虽然在图1的例示中例示了三相的负载M1，但其相数不限于此。换言之，电力变换部2不限于三相的电力变换部。

＜2.控制＞

这里导入电压控制率ks进行电力变换部2的控制。这里所说的电压控制率ks是指电力变换部2的输出电压的振幅Vm与直流电压Vdc之比(＝Vm/Vdc)。即，电压控制率ks为表示相对于直流电压Vdc以哪种程度的比例输出交流电压的值。

因为电力变换部2进行开关动作，所以伴随着开关动作直流电压Vdc发生变动。即，在直流电压Vdc中产生谐波成分。此外，因为开关频率高于由整流产生的直流电压Vdc的脉动的频率(以下，也称为脉动频率)，所以这里所说的谐波成分的频率高于脉动频率。另外，如上所述，本电力变换装置具有由电容器C1和电抗器L1形成的LC滤波器。由此，开关的频率越接近于LC滤波器的共振频率，则电容器C1的直流电压Vdc的谐波成分的变动幅度越增大。

这样的直流电压Vdc的谐波成分会导致例如向整流部1输入的交流电流的谐波成分，所以不是优选。

因此，为了降低这样的直流电压Vdc的谐波成分，对电压控制率ks进行校正。更详细地说，在直流电压Vdc的谐波成分增大时进行增大电压控制率ks的校正。由此，在直流电压Vdc的谐波成分高时，输出电压的振幅Vm增大。此时因为电力变换部2的输出电力提高，所以直流电压Vdc降低。因此，能够降低直流电压Vdc的谐波成分。

这样的校正基于电抗器L1所支持的电压VL来进行。这是因为，可以认为：当将向整流部1输入的N相交流电压视为理想的电压源时，作为电压VL出现直流电压Vdc的谐波成分。其中，在电压VL内出现的谐波成分根据电压VL的基准电位的采用方式成为与直流电压Vdc的谐波成分同相或反相。例如图1那样，当采用电抗器L1的电容器C1侧的电位作为基准时，在电压VL中出现与直流电压Vdc的谐波成分反相的谐波成分。另外，当采用与电抗器L1的电容器C1相反侧的(即整流部1侧的)电位作为基准时，在电压VL中出现与直流电压Vdc的谐波成分同相的谐波成分。

由此，在例如将电容器C1侧的电位作为基准的情况下，电压VL越增大，则越进行降低电压控制率ks的校正，在将相反侧的电位作为基准的情况下，电压VL越增大，则越进行增大电压控制率ks的校正。由此，在直流电压Vdc的谐波成分增大时，可进行增大电压控制率ks的校正。

关于采用以电容器C1侧的电位作为基准的电压VL的情况，更具体地对以往的电压控制率ks的校正来说明。通过从校正前的电压控制率指令ks**中减去电压VL与规定的增益K之积即校正量H(＝K·VL)，来计算校正后的电压控制率指令ks*。将其式子化，则可导出下式。

ks*＝ks**-K·VL···(1)

由此，电压VL越增大，越能够降低电压控制率指令ks*。进而，在直流电压Vdc的谐波成分增大时可进行增大电压控制率指令ks*的校正。

增益K是下述这样的参数：用于确定相对于电压VL的值、即直流电压Vdc的谐波成分以哪种程度降低电压控制率指令ks*。增益K越大，则校正量(电压控制率指令ks*的降低量)越大。

另外，在采用以整流部1侧的电位作为基准的电压VL的情况下，通过将校正前的电压控制率指令ks**加上校正量H，来计算校正后的电压控制率指令ks*。将其式子化，可导出下式。

ks*＝ks**+K·VL···(2)

电压控制率指令ks**越小，则增益K与电压控制率指令ks**之比(K/ks**)越增大。并且，在增益K相对于电压控制率指令ks**变得过大的情况下，有时会破坏VL控制系统的稳定性。

因此，在本实施方式中，导入校正系数α，电压控制率指令ks**越小，该校正系数α越小。更详细地说，采用电压VL、增益K、校正系数α之积作为校正量H，并从电压控制率指令ks**中减去该校正量H。将其式子化，可导出下式。并且，以下作为一例，对采用电容器C1侧的电位作为电抗器的电压VL的基准的情况进行了叙述，但也可以采用式子(2)。

ks*＝ks**-α·K·VL···(3)

另外，也可以将作为电压VL的系数发挥功能的、校正系数α与增益K之积理解成校正系数(α·K)。另外，该校正系数(α·K)作为对电压VL的增益发挥功能。此时，电压控制率指令ks**越小，校正系数(α·K)也越小。

根据式子(3)，电压控制率指令ks**越小，则校正系数(α·K)也越小。由此，与以往相比，能够抑制校正系数相对于电压控制率指令ks**的比例(＝α·K/ks**)增加。换而言之，能够抑制校正系数相对于电压控制率指令ks**变得过大。由此，能够抑制控制的不稳定。

并且，作为校正系数α，例如也可以采用与电压控制率指令ks**成比例的值。由此，能够简单地计算出校正系数α。

＜3.控制结构＞

对具体的控制结构进行说明。如图1所示，在本电力变换装置中设置有电抗器电压检测部4。电抗器电压检测部4检测电抗器L1的电压VL，例如对该电压实施模拟/数字变换，然后将变换后的电压VL输出至控制部3。这里作为一例，电压VL是以电抗器L1两端的电位中的电容器C1侧的电位为基准的电压。由电抗器电压检测部4检测的电压VL如上所述在电压控制率ks的校正中采用。

另外在本电力变换装置中设置有电流检测部5。电流检测部5检测电力变换部2输出的交流电流(流过负载M1的交流电流)，例如对该交流电流实施模拟/数字变换，然后将变换后的交流电流输出至控制部3。在图1的例示中，电力变换部2输出三相(u相、v相、w相)的交流电流，对其中二相(u相、v相)的交流电流iu、iv进行检测。因为三相的交流电流的和在理想情况下为零，所以控制部3可以根据二相的交流电流iu、iv计算剩余一相的交流电流iw。通过公知的方法适当采用这些电流，以生成开关信号S。

如图1所例示的那样，控制部3具备谐波抑制控制部31、电压控制率校正部32和开关信号生成部33。

控制部3构成为例如包含微型计算机和存储装置。微型计算机执行程序中记述的各处理步骤(换言之，操作)。上述存储装置例如能够由ROM(Read Only Memory：只读存储器)、RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、可改写非易失性存储器(EPROM(Erasable Programmable ROM)等)、硬盘装置等各种存储装置中的1个或多个构成。该存储装置存储各种信息或数据等，存储微型计算机执行的程序，并且提供用于执行程序的作业区域。此外，微型计算机也能够理解成作为与在程序中记述的各处理步骤对应的各种单元发挥功能，或者也能够理解成实现与各处理步骤对应的各种功能。另外，控制部3不限于此，还可以利用硬件来实现由控制部3执行的各种工序或者要实现的各种单元或各种功能的一部分或全部。

谐波抑制控制部31是用于抑制直流电压Vdc的谐波成分的功能部。谐波抑制控制部31输入电压控制率指令ks**和电压VL，并根据上述电压控制率指令ks**和电压VL计算用于谐波抑制的上述校正量H。

图2是示出谐波抑制控制部31的具体的内部结构的一例的功能框图。谐波抑制控制部31具备校正系数运算部311、增益部312和乘法运算部313。

校正系数运算部311被输入电压控制率指令ks**。校正系数运算部311计算校正系数α，电压控制率指令ks**越小，该校正系数α越小。例如对电压控制率指令ks**乘以规定的比例系数(＞0)来计算校正系数α。将该校正系数α输出至乘法运算部313。

增益部312输入电压VL。然后，将电压VL和增益K相乘，并将其结果输出至乘法运算部313。

乘法运算部313输入增益部312的结果(K·VL)和校正系数α。然后，将它们相乘，计算出校正量H(＝α·K·VL)，并将该校正量H输出至电压控制率校正部32。

再次参照图1，电压控制率校正部32输入校正量H和电压控制率指令ks**，并输出电压控制率指令ks*。电压控制率校正部32从电压控制率指令ks**中减去校正量H而计算出电压控制率指令ks*。电压控制率指令ks*被输出至开关信号生成部33。

开关信号生成部33根据公知的方法(例如专利文献1)生成关于电力变换部2输出的交流电压的电压指令(例如d-q轴旋转坐标系中的d轴电压指令和q轴电压指令)。然后，通过例如将该电压指令乘以电压控制率指令ks*来进行校正。然后，根据校正后的电压指令，利用公知的方法(例如将校正后的电压指令坐标变换为三相的电压指令并对三相的电压指令与载波进行比较的方法)来生成开关信号S。将该开关信号S输出至电力变换部2。

由此，输出基于电压控制率指令ks*的交流电压。由此，能够抑制直流电压Vdc的谐波成分。而且，因为电压控制率指令ks**越小，校正系数α(或α·K)越小，所以能够抑制校正系数α(或α·K)与电压控制率指令ks**之比增加。由此能够抑制由该增加引起的控制的不稳定。

第2实施方式.

第2实施方式在校正系数α的计算方法这一点上与第1实施方式不同。在第2实施方式中，当电压控制率指令ks**小于规定值时，如第1实施方式那样，以电压控制率指令ks**越小则使校正系数α越小的方式来计算校正系数α，另一方面，当电压控制率指令ks**大于规定值时，以交流电流的振幅越小则使校正系数α越大的方式来计算校正系数α。该规定值例如通过实验或模拟而被预先确定。

在电压控制率指令ks**大于规定值的区域(以下，也称作高负载区域)中，即使采用以往的式子(1)，校正系数(增益K)与电压控制率指令ks**之比也较小。由此，在高负载区域内，该比例的增加难以破坏VL控制系统的稳定性。

另一方面，高负载区域内的VL控制系统的稳定性较大地受到VL控制系统的增益伴随着交流电流的振幅的变动(这里所说的增益是传递函数的大小，以下，称作传递增益)而变动的影响。关于该传递增益，在下面详细进行叙述。

在以下内容中，为了按顺序进行说明，首先，对设定为α＝1的情况进行说明，进而，然后，对设定为α＝α2(交流电流的振幅越小，α2越大)的情况进行说明。

图3表示图1的电力变换装置的简单的等效电路。这里，首先，采用图3的简单的等效电路，在考虑传递函数的基础上，推导出图7的等效电路中的传递函数。在图3的例示中，负载M1是感应性负载，并且，将电力变换部2之后的后段理解成电流源。另外，交流电源E1与整流部1之间的电源阻抗也影响到LC滤波器的共振频率，所以在图3的等效电路中还示出电源阻抗。

这里，分别利用r、l、L、C表示电源阻抗的电阻值以及电感、电抗器L1的电感以及电容器C1的静电容量，另外，分别利用IL、Ic、Io表示流向电抗器L1的电流、流向电容器C1的电流以及流向电流源的电流。在图3中与对应的结构相邻地表示这些量。

图4表示关于VL控制系统的框线图。在本控制方法中，通过针对基于电压VL的电压控制率指令的校正来降低直流电压Vdc的谐波成分(电压VL的反相)。由此，存在进行使电压VL接近于目标值的控制的反馈概念。这里，因为考虑VL控制系统的稳定性，所以在图4中示出电压VL的反馈控制系统的框线图。

在图4的例示中，示出作为无效时间要素(無駄時間要素)的“K·e^-st”。该无效时间元素表示起因于无效时间t的要素，所述无效时间t是从电压VL的检测时刻起至反映了基于电压VL的控制为止的时间。换而言之，无效时间t是从电压VL的检测时刻起、至电力变换部2根据采用电压控制率指令ks*(＝ks**-K·VL)生成的开关信号S输出交流电压为止的时间。

当对图4的框线图进行公知的变换时，可推导出图5的框线图。由此，使用图6的框线图来表示开环传递函数(一巡伝達関数)G0。开环传递函数G0是由图6的2个要素表示的式子的乘积。

接下来，如图7所示，理解为将电力变换部2分成电流源和电压源。负载M1是感应性负载，可理解为电流源。

在该等效电路中，输入至电力变换部2的直流电压Vdc和电力变换部2的输出电压的振幅Vm满足下式。

Vm＝(ks-K·VL)·Vdc···(4)

另外，在理想状态下，电力变换部2的输入侧的电力与输出侧的电力彼此相等。这里，当为了简单而将电力变换部2的输出侧的功率因数(所谓的负载功率因数)假定为1时，以下的式子成立。

Vrms是电力变换部2的输出电压的有效值，Irms是电力变换部2的输出电流(流过负载M1的交流电流)的有效值，Idc是输入至电力变换部2的直流电流。这里，作为一例假定电力变换部2输出三相交流电压的情况。由此，在式(5)的左边存在作为因数。另外，等效电路的电流Io1可理解为有效值，可认为与有效值Irms相等。在后面说明的框线图中，采用等效电路的电流Io1来代替有效值Ims。

另外，输出电压的振幅Vm与有效值Vrms满足下式。

采用式(4)～式(6)，当消去有效值Vrms和振幅Vm时，可推导出下式。

当对于两边分别乘以直流电压Vdc的倒数时可推导出以下的式子。

式子(8)左边的第1项是直流电流Idc的规定成分，是没有对电压控制率指令进行校正时的直流电流Idc。因此，为了与其进行区分，设对电压控制率指令进行了校正时的直流电流Idc为直流电流Idc’，可推导出下式。

式(9)左边的第2项含有针对电压控制率ks的校正量(K·VL)作为因数，因此是基于电压VL的校正的变动成分。另外，因为在电压VL中出现直流电压Vdc的谐波成分，所以第2项可理解为基于直流电压Vdc的谐波成分的变动成分。该第2项还包含输出电流的有效值Irms作为因数。

这样，根据电压VL来校正电压控制率ks成为针对直流电流Idc进行校正。并且，由此，直流电流Idc必然受到有效值Irms的影响。具体而言，通过对基于电压VL的校正值(K·VL)乘以基于有效值Irms的系数的结果(积)进行减法运算，来对直流电流Idc进行校正。

因为值(K·VL)乘以所得的值为针对直流电流Idc的校正量，所以VL控制系统的框线图如图8所示地成为对图5的框线图追加了(这里为Io1＝Irms)的要素。当为了求出开环传递函数G0’而变换图8的框线图时，可推导出图9的框线图。图9的框线图具有对图6的框线图追加的要素的结构。在以下内容中，将由“K·e^-st”、“(L·s/C)/{(L+l)s2+r·s+1/C}”表示的要素的传递函数分别称作G1～G3。

由图9的框线图可理解的是，该开环传递函数G0’的传递增益(dB)是传递函数G1～G3的传递增益(dB)之和。因为传递函数G2与有效值Irms(＝Io1)成比例，所以开环传递函数G0’的传递增益根据有效值Irms而变动。图10表示有效值Irms是5A、10A、20A时的开环传递函数G0’的传递增益和相位。在图10中分别用单点划线、虚线、实线表示有效值Irms是5A、10A、20A时的传递增益。因为有效值Irms是正，所以如图10所示，有效值Irms越大，传递增益越大。

另一方面，因为传递函数G2是实数，所以其相位是0度。由此，即使有效值Irms发生变动，也不对开环传递函数G0’的相位造成影响。由此，在图10中，有效值Irms是5A、10A、20A时的开环传递函数G0’的相位共同而用实线表示。因此，开环传递函数G0’的相位取-180度时的频率f1不依赖于有效值Irms。

如上所述，虽然频率f1不随有效值Irms而变动，但有效值Irms越增大则传递增益越增大。由此，随着有效值Irms变大，增益裕度(相位为-180度时的传递增益的绝对值)变小，从而导致控制的不稳定。

因此，在第2实施方式中，在高负载区域内，如以下这样地校正电压控制率ks。即，交流电流的有效值Irms越小，采用越大的校正系数α2(＜1)。当利用式子表示时，导出下式。

ks*＝ks**-α2·K·VL···(10)

只要采用这样的校正，就能够将式子(9)变更为下式。换而言之，式(9)与在式(3)中采用α＝1的情况对应，式子(11)与在式子(3)中采用α＝α2的情况对应。

因为式子(12)左边的第2项为校正量，所以采用该校正时的VL控制系统的框线图如图11所示地对图8的框线图追加“α2”要素。当为了求出开环传递函数G0”而变换图11的框线图时，可推导出图12的框线图。图12的框线图具有对图9的框线图追加了“α2”的要素的结构。另外，在以下内容中，将该要素的传递函数称作传递函数G4。

因此，开环传递函数G0”的传递增益为传递函数G1～G4的传递增益之和。因为校正系数α2小于1，所以当传递函数G4的传递增益采用单位dB时具有负值。另外，因为有效值Irms越高，则校正系数α2取越小的值，所以有效值Irms越高，传递函数G4的传递增益越小。因此，即使由于有效值Irms的增大而传递函数G2的传递增益增大，传递函数G4的传递增益也降低，所以能够抑制开环传递函数G0”的传递增益的增大。由此，能够抑制由于有效值Irms的增大而引起的增益裕度的降低，能够有助于控制的稳定。

另外，期望采用有效值Irms的倒数(1/Irms)作为校正系数α2。换而言之，期望进行从电压控制率指令ks**中减去电压VL、增益K和有效值Irms的倒数之积(校正量H)的校正。由此，从图12的框线图可理解的是，能够通过校正系数α2与有效值Irms的乘法运算来删去有效值Irms。由此，在此情况下，能够避免开环传递函数G0”的传递增益由于有效值Irms的变动而发生变动。因此，即使有效值Irms增大，增益裕度也不会降低，能够有助于控制的稳定。

此外，作为校正系数α2即使在图12的框线图中删去有效值Irms，还残留系数如果其采用单位dB，可将其视为传递增益的偏移(offset)。在将这残留系数也删去的情况下，可以采用作为校正系数α2。由此，传递函数G3、G4的传递增益(dB)之和为零(传递增益的值为1)。

此外，式子(12)的是基于式子(5)的推导出的。由此，在电力变换部2输出单相交流电压的情况下，可以采用作为校正系数α2。

如上所述，在电压控制率指令ks**大于规定值的高负载区域内，采用交流电流的振幅越小则值越大的校正系数α2。即，在校正系数(α·K)与电压控制率指令ks**之比较小、不易产生由该比例引起的控制的不稳定的高负载区域内，为了抑制由于交流电流的振幅的增大引起的控制的不稳定而非由该比例引起的控制的不稳定，采用校正系数α2。

另一方面，在电压控制率指令ks**小于规定值的低负载区域内，采用在第1实施方式叙述的校正系数α来抑制由该比例引起的控制的不稳定。

由此，在第2实施方式中，在低负载区域和高负载区域内，能够有效地使控制稳定。

＜结构＞

第2实施方式的电力变换装置在谐波抑制控制部的内部结构这一点上与图1的电力变换装置不同。图13是概念性地示出第2实施方式的谐波抑制控制部31的内部结构的一例的功能框图。谐波抑制控制部31与图2的谐波抑制控制部31相比较，还具备校正系数运算部314和判定部315。

校正系数运算部314输入流过负载M1的交流电流的有效值Irms。校正系数运算部314计算校正系数α2，有效值Irms越小，该校正系数α2越大。例如计算与有效值Irms成反比例的校正系数α2。

另外，在以下内容中，将校正系数运算部311计算出的校正系数α称作校正系数α1，将总括了校正系数α1、α2的校正系数称作校正系数α。校正系数α1如第1实施方式中说明的那样，电压控制率指令ks**越小，则计算出校正系数α1越小。例如校正系数α1与电压控制率指令ks**成比例。

校正系数α1、α2被输入判定部315。另外，电压控制率指令ks**也被输入判定部315。然后，判定部315根据电压控制率指令ks**来选择校正系数α1、α2中的一方。更详细地说，当电压控制率指令ks**小于规定值时，选择校正系数α1，并将其作为校正系数α输出至乘法运算部313。另一方面，当电压控制率指令ks**大于规定值时，选择校正系数α2，并将其作为校正系数α输出至乘法运算部313。该规定值通过实验或仿真预先确定，存储于例如判定部315内。

与第1实施方式同样，乘法运算部313对来自增益部312的输出(K·VL)乘以校正系数α，并将其作为校正量H输出至电压控制率校正部32。

由此，在电压控制率指令ks**大于规定值的高负载区域内，采用校正系数α2作为校正系数α，在电压控制率指令ks**小于规定值的低负载区域内，采用校正系数α1作为校正系数α。

＜效果说明＞

如果与低负载区域和高负载区域无关地都采用与交流电流的振幅成反比例的校正系数α2，则在低负载区域内，校正系数α2变得非常高(参照图14)。另外，这里为了简单，认为低负载区域内电流较小。该情况下，校正系数与电压控制率指令ks**之比增加，VL控制系统变得不稳定。因此，考虑与本实施方式不同地在低负载区域内将校正系数α设定为零的情况。该情况下，在低负载区域内，不对电压控制率进行校正。由此，在低负载区域内能够降低直流电压Vdc的谐波成分。图15示意性地示出了在低负载区域内不对电压控制率进行校正的情况下的、低负载区域内的整流部1的输入电流和直流电压Vdc的一例。

另一方面，在本实施方式中，在低负载区域内，也对电压控制率ks进行校正。由此，在低负载区域内也能够降低直流电压Vdc的谐波成分。图16示意性地示出了如本实施方式那样地在低负载区域内对电压控制率进行了校正的情况下的、低负载区域内的整流部1的输入电流和直流电压Vdc的一例。

从对图15和图16进行比较可理解的是，在本实施方式中，能够降低直流电压Vdc的谐波成分，进而还能够降低输入电流的谐波成分。

另外，如果在低负载区域内将校正系数α设定为零，则在低负载区域与高负载区域的边界，输入电流和直流电压Vdc会较大地发生变化。这是因为，在低负载区域内谐波成分较大，而与此相对于，在高负载区域内谐波成分降低。这样的变化成为振动的原因。

另一方面，在本实施方式中，在低负载区域和高负载区域的两个区域内，能够降低谐波成分。由此，在低负载区域和高负载区域的边界前后，输入电流和直流电流的波形不会较大地发生变化。因此，能够抑制上述的振动。

第3实施方式.

从式子(3)可理解到，当电压VL较大时，校正量H与电压控制率指令ks**的比例变大。当该比例变得过大时，会破坏控制的稳定性。

因此，在第3实施方式中，考虑对校正量H(＝α·K·VL)设置限制。另外，鉴于在电压VL中出现直流电压Vdc的谐波成分，电压VL取正负值。因此，当校正量H超过正的上限限制值HPlimit时，将校正量H限制在上限限制值HPlimit，当校正量H低于负的下限限制值HMlimit时，将校正量H限制在下限限制值HMlimit。例如，可以使上限限制值HPlimit和下限限制值HMlimit的绝对值互相相等。此时，通过上述限制将校正量H的绝对值限制在限制值Hlimit(＝HPlimit＝|HMlimit|)。

然而，即使将校正量H限制在规定值，只要电压控制率指令ks**变小，该比例就增加。因此，在第3实施方式中，将限制值Hlimit设定成，电压控制率指令ks**越小，限制值Hlimit越小。例如，如图18所示，以与电压控制率指令ks**成比例的方式来设定限制值Hlimit。将其此公式化时，可导出下式。

Hlimit＝B·ks**···(12)

适当地设定比例系数B，例如可采用0.2～0.25左右的值。由此，能够将该比例(H/ks**)限制在比例系数B以下。由此，能够抑制控制的不稳定。

＜结构＞

第3实施方式的电力变换装置在谐波抑制控制部31这一点上与图1的电力变换装置不同。图17是示出谐波抑制控制部31的概念性结构的一例的图。谐波抑制控制部31与图13的谐波抑制控制部31相比，还具备可变限制器(可変リミッタ)316。可变限制器316从外部输入电压控制率指令ks**。可变限制器316计算限制值Hlimit，电压控制率指令ks**越大，该限制值Hlimit越大。例如对电压控制率指令ks**乘以比例系数B来计算出限制值Hlimit。

另外，可变限制器316从乘法运算部313输入乘法运算结果(α·K·VL)。当该乘法运算结果大于上限值(限制值Hlimit)时，可变限制器316输出该上限值(限制值Hlimit)作为校正量H，当该乘法运算结果小于下限值(对限制值Hlimit乘以-1所得的值)时，输出该下限值作为校正量H。另外，当该运算结果小于上限值且大于下限值时，输出该运算结果作为校正量H。将该校正量H输出至电压控制率校正部32。由此，能够将校正量H的绝对值限制在限制值Hlimit。

上述各种实施方式只要不损害彼此的功能，能够适当组合。

虽然对本发明详细地进行了说明，但上述说明在所有方面都是例示，本发明并不限于此。可理解为，能够在不脱离本发明的范围的情况下想到未例示的无数的变形例。

Claims (5)

1.一种电力变换装置的控制方法，其是用于控制电力变换装置的控制方法，所述电力变换装置具备：

第1电源线(LH)和第2电源线(LL)；

整流部(1)，其将所输入的第1交流电压整流为直流电压而在所述第1电源线和所述第2电源线之间输出所述直流电压；

电容器(C1)，其设置于所述第1电源线和所述第2电源线之间；

电抗器(L1)，其与所述电容器一起形成LC滤波器；以及

电力变换部(2)，其根据输入的开关信号(S)，将所述电容器所维持的直流电压(Vdc)变换为第2交流电压，并向负载施加所述第2交流电压而使交流电流流通，其中，

检测以所述电容器侧的电位为基准的所述电抗器的电压(VL)，

至少当所述第2交流电压的振幅与所述直流电压的平均值之比即第1电压控制率指令(ks**)小于规定值时，计算校正系数，所述第1电压控制率指令越小，该校正系数越小，

通过对所述第1电压控制率指令进行减去利用所述电抗器的电压与所述校正系数之积求出的校正量(H)的校正，来生成第2电压控制率指令(ks*)，

将根据所述第2电压控制率指令生成的所述开关信号施加给所述电力变换部。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置的控制方法，其中，

当所述第1电压控制率指令大于所述规定值时，所述交流电流的振幅越小则计算出的所述校正系数越大。

3.根据权利要求2所述的电力变换装置的控制方法，其中，

当所述第1电压控制率指令大于所述规定值时，所述校正系数与所述交流电流的振幅成反比。

4.根据权利要求1～3中的任意一项所述的电力变换装置的控制方法，其中，

当所述校正量超过正的上限限制值时，将所述校正量限制为所述上限限制值，当所述校正量低于负的下限限制值时，将所述校正量限制为所述下限限制值，

所述第1电压控制率指令越大，则所述上限限制值和所述下限限制值的绝对值越大。

5.根据权利要求4所述的电力变换装置的控制方法，其中，

所述上限限制值或所述下限限制值与所述第1电压控制率指令成比例。