CN112166549A - 电力转换装置的控制装置 - Google Patents

Abstract

一种应用于电力转换装置(100)的控制装置(30)，该电力转换装置具有电抗器(13)和驱动开关(SW～SW42)，将交流电压和直流电压中的输入的一方电压转换为另一方电压并输出。控制装置(30)基于交流电压设定对流过电抗器(13)的电抗器电流的电流检测值进行修正的电流修正值。控制装置(30)通过从获取到的电流检测值减去修正值来计算电流检测值。控制装置(30)通过峰值电流模式控制来操作驱动开关，以将计算出的电流检测值控制为指令值。

Description

电力转换装置的控制装置

相关申请的援引

本申请以2018年5月29日申请的日本专利申请号2018-102642号为基础，在此援引其记载内容。

技术领域

本发明涉及一种应用于电力转换装置的控制装置。

背景技术

例如专利文献1公开了一种电力转换装置，具有电抗器和驱动开关，将交流电压转换为直流电压并输出。应用于上述电力转换装置的控制装置通过公知的峰值电流模式控制操作驱动开关，以将流过电抗器的电抗器电流控制为指令值。此外，控制装置通过使指令值和修正值相加来对表示接通操作期间相对于驱动开关的一个切换周期的比的占空比进行调节，从而减小交流电流的失真。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2015－198460号公报

发明内容

当通过使指令值和修正值相加来抑制交流电流的失真时，考虑到修正后的指令值，需要将输入有该指令值的控制装置的满量程预先设定为较大的值。因此，可能会由于控制装置的满量程的增加而导致电流指令值的分辨率降低。

本发明是鉴于上述技术问题作出的，其目的在于提供一种电力转换装置的控制装置，该控制装置应用于电力转换装置，能抑制交流电流的失真并且抑制控制装置的满量程相对于输入信号的增加。

为了解决上述技术问题，在本发明中，涉及一种电力转换装置的控制装置，应用于电力转换装置，该电力转换装置具有电抗器和驱动开关，将交流电压和直流电压中的输入的一方电压转换为另一方电压并输出。控制装置包括：检测值获取部，该检测值获取部获取流过上述电抗器的电抗器电流的检测值即电流检测值；交流电压获取部，该交流电压获取部获取上述交流电压；修正部，该修正部通过从获取到的电流检测值减去修正值来计算修正后检测值；以及电流控制部，该电流控制部通过峰值电流模式控制来操作上述驱动开关，以将上述修正后检测值控制为上述指令值。

在峰值电流模式控制中，驱动开关的占空比由在一个切换周期中电抗器电流达到指令值为止的时间设定。因此，通过调节指令值或者电流检测值，能调节驱动开关的占空比，进而抑制交流电流的失真。此处，本发明人着眼于通过从电流检测值减去修正值而不是将电流指令值和修正值相加，能调节驱动开关的占空比并且抑制控制装置的满量程相对于输入信号增加。

因此，根据上述结构，通过从电流检测值减去修正值来计算修正后检测值。然后，通过峰值电流模式控制来操作驱动开关，以将计算出的修正后检测值控制为指令值。在这种情况下，能抑制交流电流的失真并且抑制控制装置的满量程相对于输入信号的增加。

附图说明

参照附图和以下详细的记述，可以更明确本发明的上述目的、其他目的、特征和优点。附图如下所述。

图1是第一实施方式的电力转换装置的结构图。

图2是控制装置的功能框图。

图3是表示交流电压、指令电流以及电抗器电流的平均值的推移的图。

图4是电流修正部的结构图。

图5是对高阶谐波修正值进行说明的图。

图6是对偏离幅度进行说明的图。

图7是表示使用了峰值电流模式控制的第五开关SW5的操作顺序的流程图。

图8是电力转换装置的时序图。

图9是对本实施方式的效果进行说明的图。

图10是对本实施方式的效果进行说明的图。

图11是第二实施方式的控制装置的功能框图。

图12是第三实施方式的电力转换装置的结构图。

图13是控制装置的功能框图。

图14是电力转换装置的时序图。

图15是第三实施方式的变形例1的电力转换装置的结构图。

图16是第四实施方式的电力转换装置的结构图。

图17是控制装置的功能框图。

图18是电力转换装置的时序图。

图19是第五实施方式的电力转换装置的结构图。

图20是控制装置的功能框图。

图21是对高阶谐波修正值进行说明的图。

图22是电力转换装置的时序图。

图23是第六实施方式的电力转换装置的结构图。

图24是控制装置的功能框图。

具体实施方式

<第一实施方式>

使用附图对本实施方式的电力转换装置以及应用于电力转换装置的控制装置的一方式进行说明。

本实施方式的电力转换装置100将直流电压转换为交流电压。如图1所示，电力转换装置100包括DC/AC转换器10。DC/AC转换器10经由第一交流端子TA1和第二交流端子TA2连接到交流电源200，并且经由第一直流端子TD1和第二直流端子TD2连接到未图示的设备。交流电源200例如是商用电源。设备包括例如电池等直流电源和DC/DC转换器中的至少一方。

DC/AC转换器10包括全桥电路12、电抗器13、半桥电路15、电容器16以及第一配线LP1至第六配线LP6。

半桥电路15包括第五开关SW5和第六开关SW6。第五开关SW5和第六开关SW6是电压驱动型的开关，在本实施方式中，是n通道MOSFET。第五开关SW5的源极与第六开关SW6的漏极连接。第五开关SW5的漏极连接到第一配线LP1，第六开关SW6的源极连接到第二配线LP2。第五开关SW5和第六开关SW6分别包括反向并联连接的寄生二极管。在本实施方式中，第五开关SW5相当于驱动开关。

第五开关SW5和第六开关SW6的第一连接点K1连接到第三配线LP3的第一端。在第三配线LP3的一部分设有电抗器13。此外，第六开关SW6的源极连接到第四配线LP4的第一端。第三配线LP3和第四配线LP4各自的第二端连接到全桥电路12。

全桥电路12包括第一开关SW1至第四开关SW4。第一开关SW1至第四开关SW4是电压驱动型的开关，在本实施方式中是n通道MOSFET。第三开关SW3的源极与第四开关SW4的漏极连接。第一开关SW1的源极和第二开关SW2的漏极连接。第一开关SW1和第三开关SW3各自的漏极连接到第三配线LP3，第二开关SW2和第四开关SW4各自的源极连接到第四配线LP4。

第一开关SW1与第二开关SW2的第二连接点K2连接到第五配线LP5的第一端，第五配线LP5的第二端连接到第一交流端子TA1。第三开关SW3与第四开关SW4的第三连接点K3连接到第六配线LP6的第一端，第六配线LP6的第二端连接到第二交流端子TA2。电容器16连接于第一配线LP1与第二配线LP2之间。

电力转换装置100包括直流电压传感器31、电流传感器32和交流电压传感器33。直流电压传感器31连接于第一配线LP1与第二配线LP2之间，将电容器16的端子间电压检测为直流电压Vdc。电流传感器32设于第四配线LP4，将流过电抗器13的电抗器电流检测为电流检测值ILr。交流电压传感器33连接于第五配线LP5与第六配线LP6之间，将交流电源200的电压检测为交流电压Vac。

在本实施方式中，交流电流Iac在从第一交流端子TA1向全桥电路12的方向流动时为正极性，在从第二交流端子TA2向全桥电路12的方向流动时为负极性。为了区别实际上流过电抗器13的电流和电流检测值ILr，将流过电抗器13的电流记载为电抗器电流IL。

电力转换装置100包括控制装置30。控制装置30提供的各种功能可以由例如存储在实体存储器装置中的软件和执行该软件的计算机、硬件或它们的组合来提供。

图2是说明本实施方式的控制装置30的功能的功能框图。控制装置30通过峰值电流模式控制将第五开关SW5操作为断开状态或者接通状态。在本实施方式中，控制装置30包括波形生成部34、乘法器35、绝对值计算部36、修正值设定部40、电流控制部50以及修正部20。在本实施方式中，波形生成部34、乘法器35、绝对值计算部36相当于指令值计算部。

波形生成部34计算出表示交流电源200的半周期(T/2)的电压变化的基准波形sinωt。例如，波形生成部34将由交流电压传感器33检测到的交流电压Vac为0的点检测为过零时刻，并将交流电压Vac从过零时刻变化到下一个过零时刻的期间设定为交流电源200的半周期(T/2)。然后，波形生成部34根据周期T计算交流电源200的角速度ω(＝2π×(1/T))。波形生成部34通过将振幅为1的正弦信号的角速度设定为计算出的角速度ω来计算与交流电压Vac相位相同的基准波形sinωt。

乘法器35将振幅指令值Ia*与基准波形sinωt相乘。振幅指令值Ia*是确定流过电抗器13的电抗器电流的振幅的指令值，例如基于输出电压即交流电压Vac的指令值来确定。绝对值计算部36将来自乘法器35的输出值的绝对值|Ia*×sinωt|设定为指令电流IL*。在本实施方式中，指令电流IL*相当于电抗器电流的指令值。

修正值设定部40设定对电流检测值Ilr进行修正的电流修正值Ic。电流修正值Ic是用于抑制交流电流Iac的失真的修正值。修正部20利用电流修正值Ic修正电流检测值ILr，并将修正后的值向电流控制部50输出。以下，将由修正部20修正后的检测值称为修正后检测值ILar。

电流控制部50基于修正后检测值ILar和指令电流IL*输出操作第五开关SW5的第五栅极信号GS5。在本实施方式中，电流控制部50通过众所周知的峰值电流模式控制输出第五栅极信号GS5。

电流控制部50包括DA转换器351、比较器352、加法器353、RS触发器357和斜坡量设定部51。通过DA转换器351将指令电流IL*从数字值转换为模拟值。转换为模拟值的指令电流IL*向比较器352的反相输入端子输入。加法器353将修正后检测值ILar和由斜坡量设定部51设定的斜坡补偿信号Slope相加。来自加法器353的输出向比较器352的非反相输入端子输入。另外，斜坡补偿信号Slope对在电抗器13中流动的电流的变动引起的振荡进行抑制。

比较器352将指令电流IL*与斜坡补偿后的修正后检测值ILar进行比较，在斜坡补偿后的修正后检测值ILar小于指令电流IL*的期间，将低电平的信号向RS触发器357的R端子输入。此外，在斜坡补偿后的修正后检测值ILar比指令电流IL*大的期间，比较器352将高电平的信号向RS触发器357的R端子输入。此外，时钟信号向RS触发器357的S端子输入。从时钟信号被切换到高电平开始直到下一次时钟信号被切换到高电平为止的期间是开关SW的一个切换周期Tsw。

电流控制部50的输出端子连接到第五开关SW5的栅极，输出第五栅极信号GS5。此外，电流控制部50的输出端子经由反相器52连接到第六开关SW6的栅极。因此，经由反相器52输出到第六开关SW6的栅极的信号成为操作第六开关SW6的第六栅极信号GS6。

切换部55在判断出交流电压Vac为正极性时将输出信号设为高电平，在判断出交流电压Vac为负极性时将输出信号设为低电平。切换部55连接到第一开关SW1和第四开关SW4的各栅极，输出操作第一开关SW1和第四开关SW4的第一栅极信号GS1和第四栅极信号GS4。此外，切换部55经由反相器53连接到第二开关SW2和第三开关SW3的各栅极，并且经由反相器53输出操作第二开关SW2和第三开关SW3的第二栅极信号GS2和第三栅极信号GS3。第一栅极信号GS1和第四栅极信号GS4是使第二栅极信号GS2和第三栅极信号GS3反相而得到的值。

图3的(a)表示交流电压Vac的推移，图3的(b)表示指令电流IL*的推移。图3的(c)表示电抗器电流的平均值Iave的推移。图3中示出了当功率因数为1时各值的推移。

如图3的(a)、(b)所示，指令电流IL*以正弦波的正半波与交流电压Vac的变化同步地重复的方式推移。此外，如图3的(c)所示，在没有失真的电抗器电流中，平均值Iave与指令电流IL*同样地，以正弦波的正半波与交流电压Vac的变化同步地重复的方式推移。

另一方面，实际上，电抗器电流可能会失真，在这种情况下，平均值Iave可能不会成为图3的(c)所示的波形。在峰值电流模式控制中，由于电抗器电流没有变为合适的值，所以会使交流电流Iac失真。具体地，当DC/AC转换器10将直流电压转换为交流电压时，表示发生失真的电抗器电流的平均值Iave与指令电流IL*之间的差的偏离幅度在过零时刻(t1、t3、t5)附近变为最小。此外，偏离幅度在交流电压Vac的峰值时刻(t2、t4)附近变为最大。因此，控制装置30通过根据偏离幅度的变化趋势来设定表示接通操作期间相对于第五开关SW5的一个切换周期的比的占空比(Ton/Tsw)，从而抑制电抗器电流的失真。

具体地，在峰值电流模式控制中，第五开关SW5的占空比由在一个切换周期Tsw中斜坡补偿后的电流检测值ILr达到指令电流IL*为止的时间设定。因此，能通过调节指令电流IL*或电流检测值ILr来调节第五开关SW5的占空比，并且抑制电抗器电流的失真。此处，当通过将修正值和指令电流IL*相加来调节第五开关SW5的占空比时，可以想到输入了修正后的指令电流IL*的比较器352的全频范围增大了由修正值产生的增加量。由于比较器352的全频范围变大，可能例如使比较器352的分辨率降低，从而使指令电流IL*的S/N比也降低。

另一方面，也能通过从电流检测值ILr减去修正值而不是将修正值和指令电流IL*相加来调节占空比。在这种情况下，由于指令电流IL*没有增加并且电流检测值ILr也没有增加，因此能抑制比较器352的满量程的增加。因此，在本实施方式中，修正部20将从电流检测值ILr减去电流修正值Ic而得到的值向比较器352输出，以抑制比较器352的满量程的增加。

接着，对本实施方式的修正值设定部40的结构进行说明。图4所示的修正值设定部40包括高阶谐波分量生成部41、系数设定部42和积算部43。

高阶谐波分量生成部41基于交流电压Vac和直流电压Vdc设定高阶谐波修正值Ih。图5的(a)表示交流电压Vac的推移，图5的(b)表示高阶谐波修正值Ih的推移。在本实施方式中，高阶谐波修正值Ih设定成，在交流电压Vac为正极性的第一期间P1和交流电压Vac为负极性的第二期间P2分别取一个极大值，在第一期间P1中的成为极大值的时刻与第二期间P2中的成为极大值的时刻之间取一个极小值。具体地，高阶谐波分量生成部41将高阶谐波修正值Ih设定成，在交流电压Vac的过零时刻处，从电流检测值ILr减去的高阶谐波修正值Ih成为最小值，在交流电压Vac的峰值时刻处，高阶谐波修正值Ih成为最大值。

在本实施方式中，高阶谐波分量生成部41将高阶谐波修正值Ih设定为0以上的值。此外，当从电流检测值ILr减去电流修正值Ic而得到的值变为负值时，有必要将比较器352的满量程设定到负范围。因此，高阶谐波分量生成部41将高阶谐波修正值Ih的值设定成，使高阶谐波修正值Ih成为比根据交流电压Vac而假定的电流检测值Ilr小的值。

在本实施方式中，控制装置30的存储部存储有修正值映射，该修正值映射是与交流电压Vac和直流电压Vdc相关联地规定有高阶谐波修正值Ih的信息。因此，高阶谐波分量生成部41可以通过参照修正值映射来设定与交流电压Vac和直流电压Vdc相对应的高阶谐波修正值Ih。另外，也可以在存储部中针对各个国家的商用电源的实际有效值存储修正值映射。在这种情况下，高阶谐波分量生成部41可以根据交流电压Vac的最大值来判断实际有效值，从而参照与判断出的实际有效值相对应的修正值映射。

回溯图4，系数设定部42基于振幅指令值Ia*和交流电压Vac，设定要与高阶谐波修正值Ih相乘的系数β。在本实施方式中，系数β确定为大于0且1以下的值。当振幅指令值Ia*较小时，成为电流间歇地流过电抗器13的不连续模式，因此应由电流修正值Ic进行修正的电流检测值ILr变小。因此，当振幅指令值Ia*小于阈值TH1时，系数设定部42将系数β设定为振幅指令值Ia*越小而越小的值，当振幅指令值Ia*为阈值TH1以上时，系数设定部42将系数β设定为1。根据上述结构，在不连续模式时能通过使电流检测值ILr被过度地减去来抑制电抗器13流过过量的电流。

控制装置30包括存储器等存储部，在存储部存储有限制值映射，该限制值映射是与交流电压Vac和各振幅指令值Ia*相关联地规定有系数β的信息。例如，针对各个国家的商用电源的实际有效值，将限制值映射存储于存储部。例如，系数设定部42能根据交流电压Vac的最大值来判断实际有效值Vrms，从而设定与判断出的实际有效值Vrms和振幅指令值Ia*相对应的系数β。

积算部43输出将高阶谐波修正值Ih和系数β相乘而得到的值作为电流修正值Ic。因此，在振幅指令值Ia*小于阈值TH1的范围中，振幅指令值Ia*越小，电流修正值Ic设定得越小。当振幅指令值Ia*在阈值TH1以上时，电流修正值Ic变为与高阶谐波修正值Ih相同的值。

接着，使用图6对表示振幅指令值Ia*与高阶谐波修正值Ih之间的对应关系的修正值映射的制作方法进行说明。

图6是说明偏离幅度Δi的图。在本实施方式中，将偏离幅度Δi定义为电抗器电流的平均值Iave和指令电流IL*的差。因此，当将一个切换周期Tsw中的电抗器电流的最大增加量设为ΔIL时，偏离幅度Δi为使平均值Iave与最大增加量ΔIL的差(＝ΔIL/2)和斜坡补偿信号Slope的最大增加量ΔSlope相加而得到的值。此外，在本实施方式中，将偏离幅度Δi设定为高阶谐波修正值Ih，高阶谐波修正值Ih由使用了电抗器电流增加时的斜率mb和表示斜坡补偿信号Slope的斜率的斜坡量ms的下式(1)计算。在下式(1)中，D是第五开关SW5的占空比。

Δi＝Ih＝mb×D×Tsw/2+ms×D×Tsw…(1)

电抗器电流增加时的斜率mb存在“mb＝(Vdc-|Vac|)/L”的关系，通过将该关系代入上式(1)，高阶谐波修正值Ih由下式(2)计算。

[数学式1]

当电力转换装置100将直流电压转换为交流电压时，占空比D由下式(3)计算。

在本实施方式中，通过使用上式(2)、(3)来计算与各种交流电压Vac和直流电压Vdc相对应的高阶谐波修正值Ih。然后，通过使计算出的高阶谐波修正值Ih与交流电压Vac和直流电压Vdc的每个组合相关联来制作修正值映射。

接着，使用图7对使用了峰值电流模式控制的第五开关SW5的操作顺序进行说明。通过控制装置30以规定周期反复实施图7所示的处理。

在步骤S11中，获取由电流传感器32检测到的电流检测值ILr。步骤S11相当于检测值获取部。在步骤S12中，获取由交流电压传感器33检测到的交流电压Vac。步骤S12相当于交流电压获取部。

在步骤S13中，使振幅指令值Ia*与交流电压Vac的基准波形sinωt相乘，并将该乘积值的绝对值计算为指令电流IL*。步骤S13相当于指令值计算部。

在步骤S14中，基于交流电压Vac和直流电压Vdc，如先前的图4和图5所示设定电流修正值Ic。具体地，基于交流电压Vac和直流电压Vdc设定高阶谐波修正值Ih，并且通过将系数β与设定好的高阶谐波修正值Ih相乘来计算电流修正值Ic。

在步骤S15中，通过从电流检测值ILr中减去在步骤S14中设定的电流修正值Ic来计算修正后检测值ILar。

在步骤S16中，像使用图2说明的那样，输出基于修正后检测值ILar实施峰值电流模式控制时的第五栅极信号GS5和第六栅极信号GS6。由此，将电抗器电流控制为在步骤S13中设定的指令电流IL*。其结果是，使抑制了交流电流Iac的失真的电抗器电流流过电抗器13。当结束步骤S16的处理后，暂时结束图7的处理。

接着，使用图8和图9，对本实施方式的作用效果进行说明。

图8的(a)表示交流电压Vac和直流电压Vdc的推移，图8的(b)表示第一栅极信号GS1、第四栅极信号GS4的推移。图8的(c)表示第二栅极信号GS2、第三栅极信号GS3的推移。图8的(d)表示第五栅极信号GS5的推移，图8的(e)表示第六栅极信号GS6的推移。图8的(f)表示电流修正值Ic的推移，图8的(g)表示指令电流IL*的推移。图8的(h)表示电抗器电流IL的推移，图8的(i)表示交流电流Iac的推移。另外，在图8的(a)中，t11、t13和t15表示交流电压Vac的过零时刻，t12、t14表示交流电压Vac变为正峰值、负峰值的峰值时刻。

在交流电压Vac变为正极性的第一期间P1中，第一栅极信号GS1和第四栅极信号GS4变为高电平，从而使第一开关SW1和第四开关SW4变为接通状态。第二栅极信号GS2和第三栅极信号GS3变为低电平，从而使第二开关SW2和第三开关SW3变为断开状态。因此，在第一期间P1中，通过由电流控制部50实施的峰值电流模式控制，流过与第五栅极信号GS5的占空比相对应的电抗器电流IL。此外，在第一期间P1中，正极性的交流电流Iac流过电力转换装置100。

在交流电压Vac变为负极性的第二期间P2中，第一栅极信号GS1和第四栅极信号GS4变为低电平，从而使第一开关SW1和第四开关SW4变为断开状态。此外，第二栅极信号GS2和第三栅极信号GS3变为高电平，从而使第二开关SW2和第三开关SW3变为接通状态。因此，在第二期间P2中，通过由电流控制部50实施的峰值电流模式控制，流过与第五栅极信号GS5的占空比相对应的电抗器电流IL。此外，在第二期间P2中，负极性的交流电流Iac流过电力转换装置100。

在第一期间P1和第二期间P2中，电流修正值Ic变化成，在过零时刻(t11、t13、t15)取极小值，在峰值时刻(t12、t14)取极大值。即，在偏离幅度Δi最小的过零时刻，电流修正值Ic小于其他时刻处的电流修正值Ic。此外，在偏离幅度Δi最大的峰值时刻附近，电流修正值Ic大于其他时刻处的电流修正值Ic。因此，第五开关SW5的占空比随着偏离幅度的变化趋势而变化，从而理想地抑制了交流电流Iac的失真。

图9的(a)表示输入到本实施方式的比较器352的指令电流IL*的推移，图9的(b)表示输入到比较例的比较器的指令电流IL*的推移。

在比较例中，向比较器输入将修正值和指令电流IL*相加而得到的值。因此，如图9的(b)所示，比较器的满量程被设定在考虑了由修正值产生的增加量的范围。

与此相对，在本实施方式中，向比较器352输入从电流检测值ILr减去电流修正值Ic而得到的值。因此，如图9的(a)所示，比较器352的满量程设定为与比较例相比更小的值。

通过抑制了比较器352的满量程相对于输入信号的增加，使与输出电压的范围(例如，0V～5V)对应的指令电流IL*的范围变小，因此与比较例相比，比较器352的分辨率成为更高的值。

图10的(a)是表示在本实施方式中使用叠加有随机噪声的电流检测值ILr实施峰值电流模式时的交流电流Iac的推移的图。图10的(b)是表示在比较例中使用叠加有随机噪声的电流检测值ILr实施峰值电流模式控制时的交流电流Iac的推移的图。在图10的(a)、(b)中，交流电流Iac均与交流电压Vac的变化同步地以正弦波形变化。

在比较例中，交流电流Iac的电流失真率THD为2.3％。与此相对，在本实施方式中，交流电流Iac的电流失真率THD为1.4％。即，在本实施方式中，由于比较器352的分辨率高于比较例的分辨率，因此与比较例相比，交流电流Iac的电流失真率THD更低。

根据以上说明的本实施方式，起到了以下效果。

·控制装置30通过从电流检测值ILr减去电流修正值Ic来计算修正后检测值ILar。然后，控制装置30利用峰值电流模式控制来操作第五开关SW5，以将修正后检测值ILar控制为指令电流IL*。在这种情况下，能抑制交流电流Iac的失真并且抑制比较器352的满量程相对于指令电流IL*的增加。

·当电力转换装置100将直流电压转换为交流电压时，成为交流电流失真的主要原因的偏离幅度存在在交流电压的过零时刻处最小，在峰值时刻处最大的倾向。因此，控制装置30将电流修正值Ic设定成，在交流电压的一个周期中，在变为正极性、负极性的第一期间P1、第二期间P2分别取一个极大值，并且在第一期间P1中的成为极大值的时刻和第二期间P2中的成为极大值的时刻之间取一个极小值。在这种情况下，从电流检测值ILr减去的电流修正值Ic在过零时刻处成为最小值，在峰值时刻处成为最大值。其结果是，第五开关SW5的占空比根据偏离幅度的变化趋势而设定，从而理想地抑制了交流电流Iac的失真。

＜第一实施方式的变形例1＞

也可以将电流传感器32设于第五开关SW5的源极与第六开关SW6的漏极之间的、比第一连接点K1靠近第五开关SW5侧的位置。在这种情况下，获取流过第五开关SW5的电流作为电抗器电流的电流检测值ILr。

＜第一实施方式的变形例2＞

控制装置30也可以将第六栅极信号GS6维持在低电平，以使第六开关SW6始终处于断开状态。

＜第二实施方式＞

在第二实施方式中，主要对与第一实施方式不同的结构进行说明。另外，标注了与第一实施方式相同符号的结构表示相同的结构，不重复其说明。

在斜坡量ms恒定的状态下，仅通过从电流检测值ILr中减去电流修正值Ic，高阶谐波修正值Ih可能不会成为能理想地减小交流电流Iac的失真的值。例如，由于过零时刻的电流检测值ILr为小于其他时刻的电流检测值ILr的值，因此当将电流修正值Ic设定为小于电流检测值ILr的值时，交流电压Vac的过零时刻处的电流修正值Ic小于其他时刻处的电流修正值Ic。在这种情况下，在过零时刻处，可能无法设定能理想地减小交流电流Ic的失真的占空比。因此，在本实施方式中，斜坡量设定部51可变地设定对修正后检测值ILar进行补偿的斜坡补偿信号Slope的斜率即斜坡量ms。此外，修正值设定部40基于设定好的斜坡量ms和交流电压Vac来设定高阶谐波修正值Ih。

图11是第二实施方式的控制装置30的功能框图。在本实施方式中，斜坡量设定部51基于交流电压Vac和直流电压Vdc来设定斜坡量ms。

除了交流电压Vac和直流电压Vdc之外，由斜坡量设定部51设定的斜坡量ms也被输入到修正值设定部40。修正值设定部40基于交流电压Vac、直流电压Vdc以及斜坡量ms设定高阶谐波修正值Ih。然后，输出将高阶谐波修正值Ih和系数β相乘而得到的值作为电流修正值Ic。在本实施方式中，控制装置30将表示交流电压Vac、斜坡量ms、高阶谐波修正值Ih之间的关系的修正值映射存储在存储部。例如，通过使用上式(2)、(3)来计算与各种交流电压Vac、直流电压Vdc以及斜坡量ms相对应的高阶谐波修正值Ih。然后，通过使计算出的高阶谐波修正值Ih与交流电压Vac和斜坡量ms的每个组合相关联来制作修正值映射。

在以上说明的本实施方式中，控制装置30基于交流电压Vac和直流电压Vdc来设定斜坡量ms。然后，控制装置30基于设定好的斜坡量ms来设定电流修正值Ic。在这种情况下，由于能根据交流电压Vac来调节斜坡量ms和电流修正值Ic，因此能理想地同时实现控制装置30的满量程的减小和交流电流Iac的失真的减小。

＜第三实施方式＞

在第三实施方式中，主要对与第一实施方式不同的结构进行说明。另外，标注了与第一实施方式相同符号的结构表示相同的结构，不重复其说明。

在本实施方式中，与第一实施方式示出的DC/AC转换器10相比，电路拓扑不同。具体地，本实施方式的DC/AC转换器10与第一实施方式不同，不包括半桥电路。

图12是表示第三实施方式的电力转换装置100的图。第一直流端子TD1和全桥电路12a经由第一配线LP1连接。第二直流端子TD2和全桥电路12a经由第二配线LP2连接。

全桥电路12a包括第一开关SW11至第四开关SW14。由于第一开关SW11至第四开关SW14相当于第一实施方式中示出的第一开关SW1至第四开关SW4，因此将省略其说明。

第三开关SW13与第四开关SW14的第四连接点K4连接到第六配线LP6的第一端，第六配线LP6的第二端连接到第二交流端子TA2。第一开关SW11与第二开关SW12的第五连接点K5连接到第五配线LP5的第一端，第五配线LP5的第二端连接到第一交流端子TA1。在第六配线LP6的一部分设有电抗器13。

在本实施方式中，全桥电路12a设有：第一电流传感器61，该第一电流传感器61将第一期间P1中的电抗器电流的电流检测值检测为第一检测值IL1r；以及第二电流传感器62，该第二电流传感器62将第二期间P2中的电抗器电流IL的电流检测值检测为第二检测值IL2r。在连接第三开关SW13的源极和第四开关SW14的漏极的配线中，第一电流传感器61设于比第四连接点K4靠近第四开关SW14的漏极侧的位置。第一电流传感器61将流过第四开关SW14的电流检测为第一检测值IL1r。在连接第一开关SW11的源极和第二开关SW12的漏极的配线中，第二电流传感器62设于比第五连接点K5靠近第二开关SW12的漏极侧的位置。第二电流传感器62将流过第二开关SW12的电流检测为第二检测值IL2r。

图13是表示第三实施方式的控制装置30的功能的功能框图。在本实施方式中，控制装置30也利用峰值电流模式控制来控制DC/AC转换器10。

控制装置30包括第一修正部20a、第二修正部20b、第一电流控制部50a和第二电流控制部50b。第一修正部20a通过从第一检测值IL1r中减去电流修正值Ic来计算第一修正后检测值IL1ar。第二修正部20b通过从第二检测值IL2r中减去电流修正值Ic来计算第二修正后检测值IL2ar。

第一电流控制部50a利用峰值电流模式控制来操作第三开关SW13和第四开关SW14，以在第一期间P1将第一修正后检测值IL1ar控制为指令电流IL*。第二电流控制部50b利用峰值电流模式控制来操作第一开关SW11和第二开关SW12，以在第二期间P2将第二修正后检测值IL2ar控制为指令电流IL*。在本实施方式中，第一电流控制部50a和第二电流控制部50b包括对从第一修正部20a和第二修正部20b输出的第一修正后检测值IL1ar和第二修正后检测值IL2ar的下限值进行限制的限制器354。除了限制器354之外，第一电流控制部50a和第二电流控制部50b与第一实施方式的电流控制部50相同，因此省略其说明。

第一电流控制部50a的输出连接到第一AND电路382的一方的输入端子，第二电流控制部50b的输出连接到第二AND电路383的一方的输入端子。切换部55的输出端子连接到第二AND电路383的另一方的输入端子和反相器360的输入端子。反相器360的输出端子连接到第一AND电路382的另一方的输入端子

在本实施方式中，切换部55在判断出交流电压Vac为正极性时输出低电平的输出信号，在判断出交流电压Vac为负极性时输出高电平的信号。

来自第一电流控制部50a的输出信号和来自切换部55的输出信号输入第一AND电路382。第一AND电路382连接到第四开关SW14的栅极，输出第四栅极信号GS14。此外，第一AND电路382的输出端子经由反相器361连接到第三开关SW13的栅极。从第一AND电路382经由反相器361输出到第三开关SW13的栅极的信号成为操作第三开关SW13的打开、关闭的第三栅极信号GS13。第三栅极信号GS13是使第四栅极信号GS14反相的信号。

来自第二电流控制部50b的输出信号和来自切换部55的输出信号输入第二AND电路383。第二AND电路383连接到第二开关SW12的栅极，输出第二栅极信号GS12。此外，第二AND电路383的输出端子经由反相器362连接到第一开关SW11的栅极。从第二AND电路383经由反相器362输出到第一开关SW11的栅极的信号成为操作第一开关SW11的打开、关闭的第一栅极信号GS11。第一栅极信号GS11是使第二栅极信号GS12反相的信号。

通过使来自切换部55的高电平的输出信号和来自第一电流控制部50a的高电平的输出信号输入第一AND电路382，使第四栅极信号GS14成为高电平，使第三栅极信号GS13成为低电平。此外，通过使来自切换部55的高电平的输出信号和来自第二电流控制部50b的高电平的输出信号输入第二AND电路383，使第二栅极信号GS12成为高电平，使第一栅极信号GS11成为低电平。

图14是第三实施方式的DC/AC转换器10的时序图。图14的(a)表示直流电压Vdc和交流电压Vac的推移。图14的(b)表示第一栅极信号GS11的推移，图14的(c)表示第二栅极信号GS12的推移。图14的(d)表示第三栅极信号GS13的推移，图14的(e)表示第四栅极信号GS14的推移。图14的(f)表示电流修正值Ic的推移，图14的(g)表示指令电流IL*的推移。图14的(h)表示电抗器电流IL的推移，图14的(i)表示交流电流Iac的推移。

在交流电压Vac为正的第一期间P1中，通过使第一栅极信号GS11为高电平而使第一开关SW11处于接通状态，通过使第二栅极信号GS12为低电平而使第二开关SW12处于断开状态。在第一期间P1中，将电抗器电流IL检测为第一修正后检测值IL1ar，从第一检测值IL1r中减去电流修正值Ic而得到的值成为第一修正后检测值IL1ar。第一电流控制部50a使第四栅极信号GS14在高电平和低电平之间变化，以将第一修正后检测值IL1ar控制为指令电流IL*。另外，第三栅极信号GS13被控制成使第四栅极信号GS14反相而得到的值。

在第一期间P1中，电流修正值Ic在过零时刻(t21、t23)处取极小值，在峰值时刻(t22)处取极大值。因此，由电流修正值Ic产生的第一检测值IL1r的减少量在峰值时刻处变为最小值，在过零时刻处变为最大值。其结果是，由第一电流控制部50a设定的第四开关SW14的占空比根据偏离幅度的变化趋势来设定。

在交流电压Vac为负的第二期间P2中，在全桥电路12中，通过使第三栅极信号GS13为高电平而使第三开关SW13处于接通状态，通过使第四栅极信号GS14为低电平而使第四开关SW14处于断开状态。在第二期间P2中，将电抗器电流IL检测为第二修正后检测值IL2ar，从第二检测值IL2r中减去电流修正值Ic而得到的值成为第二修正后检测值IL2ar。第二电流控制部50b使第二栅极信号GS12在高电平和低电平之间变化，以将第二修正后检测值IL2ar控制为指令电流IL*。另外，第一栅极信号GS11被控制成使第二栅极信号GS12反相而得到的值。

在第二期间P2中，电流修正值Ic在过零时刻(t25)处取极小值，在峰值时刻(t24)处取极大值。因此，从第二检测值IL2r减去的电流修正值Ic在峰值时刻处变为最大值，在过零时刻处变为最小值。其结果是，由第二电流控制部50b设定的第二开关SW12的占空比根据偏离幅度的变化趋势来设定。

根据以上说明的本实施方式，可以得到与第一实施方式相同的效果。

＜第三实施方式的变形例1＞

图15是第三实施方式的变形例1的电力转换装置100的结构图。在本实施方式中，第一电流传感器61设于第一开关SW11的漏极侧，将流过第一开关SW11的电流检测为第一检测值IL1r。此外，在连接第一开关SW11的源极和第二开关SW12的漏极的配线中，第二电流传感器62设于比第五连接点K5靠近第二开关SW12侧的位置。第二电流传感器62将流过第二开关SW12的电流检测为第二检测值IL2r。

在本实施方式中，在交流电压Vac为正极性的第一期间P1中，通过从由第一电流传感器61检测到的第一检测值IL1r中减去电流修正值Ic来计算第一修正后检测值IL1ar。然后，在第一期间P1中，利用使用了第一修正后检测值IL1ar的峰值电流模式控制来设定第一开关SW11的占空比。在交流电压Vac为负极性的第二期间P2中，通过从由第二电流传感器62检测到的第二检测值IL2r中减去电流修正值Ic来计算第二修正后检测值IL2ar。然后，在第二期间P2中，利用使用了第二修正后检测值IL2ar的峰值电流模式控制来设定第二开关SW12的占空比。

在以上说明的本实施方式中，也可以得到与第三实施方式相同的效果。

＜第三实施方式的变形例2＞

也可以是，第一电流传感器61设于第一开关SW11的漏极侧，第二电流传感器62设于第三开关SW13的漏极侧。在这种情况下，第一电流传感器61将流过第一开关SW11的电流检测为第一检测值IL1r。此外，第二电流传感器62将流过第三开关SW13的电流检测为第二检测值IL2r。

在以上说明的本实施方式中，也可以得到与第一实施方式相同的效果。

＜第三实施方式的变形例3＞

也可以是，在第三实施方式中，在第一期间P1，第三开关SW13始终处于断开状态，在第二期间P2，第一开关SW11始终维持在断开状态。在这种情况下，在图14所示的时序图中，控制装置30只要将第一期间P1中的第三栅极信号GS13维持在低电平，并将第二期间P2中的第一栅极信号GS11维持在低电平即可。

＜第四实施方式＞

在第四实施方式中，以与第三实施方式不同的结构为中心进行说明。另外，标注相同符号的地方表示相同的部位，不重复其说明。

图16是第四实施方式的电力转换装置100的结构图。在本实施方式的DC/AC转换器10中，在第一交流端子TA1、第二交流端子TA2与全桥电路12b之间连接有第五开关SW25和第六开关SW26。具体地，第五开关SW25的源极与第六开关SW26的漏极连接。此外，第五开关SW25的漏极连接在第五配线LP5中的、电抗器13与全桥电路12b之间，第六开关SW26的漏极连接到第六配线LP6。第五开关SW25和第六开关SW26分别包括反向并联连接的寄生二极管。另外，由于第一开关SW21～第四开关SW24相当于第三实施方式的第一开关SW11～SW14，因此省略说明。

图17是表示第四实施方式的控制装置30的功能的功能框图。在本实施方式中，控制装置30也利用峰值电流模式控制来控制DC/AC转换器10。

在由第一修正部20a减去电流修正值Ic之后，将第一修正后检测值IL1ar输入第一电流控制部50a。在由第二修正部20b减去电流修正值Ic之后，将第二修正后检测值IL2ar输入第二电流控制部50b。

切换部55的输出端子连接到第二AND电路383的输入端子、第六开关SW26的栅极以及反相器360的输入端子。反相器360的输出端子侧连接到第一AND电路382的输入端子和第五开关SW25的栅极。

第一AND电路382的输出端子连接到第一开关SW21、第四开关SW24的栅极。第二AND电路383的输出侧连接到第二开关SW22、第三开关SW23的栅极。

图18是第四实施方式的DC/AC转换器10的时序图。图18的(a)表示直流电压Vdc和交流电压Vac的推移。图18的(b)表示第一栅极信号GS21、第四栅极信号GS24的推移，图18的(c)表示第二栅极信号GS22、第三栅极信号GS23的推移。图18的(d)表示第五栅极信号GS25的推移，图18的(e)表示第六栅极信号GS26的推移。图18的(f)表示电流修正值Ic的推移，图18的(g)表示指令电流IL*的推移。图18的(h)表示电流检测值ILr的推移，图18的(i)表示交流电流Iac的推移。

在交流电压Vac为正的第一期间P1中，通过使第六栅极信号GS26为高电平而使第六开关SW26处于接通状态，通过使第五栅极信号GS25为低电平而使第五开关SW25处于断开状态。在第一期间P1，第一电流控制部50a将第一栅极信号GS21和第四栅极信号GS24改变为高电平或低电平，以将第一修正后检测值IL1ar控制为指令电流IL*。

在本实施方式中，在第一期间P1，电流修正值Ic在过零时刻(t31、t33)处取极小值，电流修正值Ic在峰值时刻(t32)处取极大值。因此，由第一电流控制部50a设定的第一开关SW21、第四开关SW24的占空比设定为与偏离幅度的变化趋势相对应的值。

在交流电压Vac为负的第二期间P2中，通过使第六栅极信号GS26为低电平而使第六开关SW26处于断开状态，通过使第五栅极信号GS25为高电平而使第五开关SW25处于接通状态。在第二期间P2，第二电流控制部50b将第二栅极信号GS21和第三栅极信号GS23改变为高电平或低电平，以将第二修正后检测值IL2ar控制为指令电流IL*。

在本实施方式中，在第二期间P2中，电流修正值Ic在过零时刻(t35)处取极小值，电流修正值Ic在峰值时刻(t34)处取极大值。因此，由第二电流控制部50b设定的第二开关SW22、第三开关SW23的占空比设定为与偏离幅度的变化趋势相对应的值。

根据以上说明的本实施方式，可以得到与第一实施方式相同的效果。

＜第五实施方式＞

在第五实施方式中，以与第二实施方式不同的结构为中心进行说明。另外，标注相同符号的地方表示相同的部位，不重复其说明。

在本实施方式中，图19所示的电力转换装置100包括将交流电压转换成直流电压的AC/DC转换器80。AC/DC转换器80包括全桥电路12c和半桥电路15a。

全桥电路12c由第一二极管D1至第四二极管D4构成。第一二极管D1的阳极和第二二极管D2的阴极连接，第三二极管D3的阳极和第四二极管D4的阴极连接。第一二极管D1和第三二极管D3的各阴极连接到第三配线LP3的第一端，第二二极管D2和第四二极管D4的各阳极连接到第四配线LP4的第一端。

在全桥电路12c中，第一二极管D1与第二二极管D2之间的第一连接点K11连接到第五配线LP5的第一端，第五配线LP5的第二端连接到第一交流端子TA1。第三二极管D3和第四二极管D4的第二连接点K12连接到第六配线LP6的第一端，第六配线LP6的第二端连接到第二交流端子TA2。

半桥电路15a包括第五二极管D5和开关SW31。开关SW31是电压驱动型的开关，在本实施方式中为n通道MOSFET。第五二极管D5的阳极与开关SW31的漏极连接。第五二极管D5的阴极连接到第一配线LP1的第一端，第一配线LP1的第二端连接到第一直流端子TD1。开关SW31的源极连接到第二配线LP2的第一端，第二配线LP2的第二端连接到第二直流端子TD2。开关SW31包括反向并联连接的寄生二极管。

第五二极管D5和开关SW31的第三连接点K13连接到第三配线LP3的第二端。在第三配线LP3上设有电抗器13。此外，开关SW的源极连接到第四配线LP4的第二端。

图20是说明控制装置30的功能的功能框图。在本实施方式中，控制装置30也包括从电流检测值ILr减去电流修正值Ic来计算修正后检测值ILar的修正部20。

电流控制部50利用使用了修正后检测值ILar和指令电流IL*的峰值电流模式控制来输出操作开关SW31的栅极信号GS31。

电流控制部50的输出端子连接到开关SW31的栅极。因此，从电流控制部50输出到开关SW31的栅极的信号为栅极信号GS31。

接着，对电力转换装置100的动作进行说明。在交流电压Vac为正极性的第一期间P1中，第一二极管D1和第四二极管D4导通。此外，在第二期间P2中，第二二极管D2和第三二极管D3导通。在第一期间P1和第二期间P2中，通过电流控制部50实施的峰值电流模式控制使栅极信号GS31在高电平与低电平之间变化，从而控制占空比。在开关SW31处于接通状态的期间，电流流过电抗器13并且磁能被储存于电抗器13。此外，在开关SW31处于断开状态的期间，由于储存于电抗器13的磁能，使电流通过第五二极管D5流向第一直流端子TD1。

图21的(a)表示交流电压Vac的推移，图21的(b)表示高阶谐波修正值Ih的推移。当电力转换装置100将交流电压转换成直流电压时，表示发生失真的电抗器电流的平均值Iave与指令电流IL*之差的偏离幅度Δi在交流电压Vac为零的过零时刻(t41、t43、t45)附近为最大值。此外，偏离幅度Δi在交流电压Vac的峰值时刻(t42、t44)附近变为最小值。

在本实施方式中，修正值设定部40将高阶谐波修正值Ih设定成，在交流电压的一个周期中分别在正极性的第一期间P1和负极性的第二期间P2取一个极小值，并且在第一期间P1中的成为极小值的时刻与第二期间P2中的成为极小值的时刻之间取一个极大值。修正值设定部40将系数β和设定好的高阶谐波修正值Ih相乘来计算电流修正值Ic。因此，从电流检测值ILr减去的电流修正值Ic在过零时刻处变为最大值，在峰值时刻处变为最小值。

在本实施方式中，控制装置30的存储部也存储有修正值映射，该修正值映射是与交流电压Vac和直流电压Vdc相关联地规定有高阶谐波修正值Ih的信息。因此，修正值设定部40通过参照修正值映射来设定与交流电压Vac和直流电压Vdc相对应的高阶谐波修正值Ih。

接着，对本实施方式的修正值映射的制作方法进行说明。

当AC/DC转换器80将交流电压转换成直流电压时，通过下式(4)计算占空比D。

[数学式3]

电抗器电流增加时的斜率mb(即电抗器电流的增加速度)存在“mb＝|Vac|/L”的关系，将上述关系代入上式(1)，从而利用下式(5)计算偏离幅度Δi。

[数学式4]

在本实施方式中，使用上式(4)、(5)计算使交流电压Vac和直流电压Vdc改变为各种值时的高阶谐波修正值Ih。此外，可以通过将计算出的高阶谐波修正值Ih与交流电压Vac相关联来制作修正值映射。

接着，使用图22对本实施方式的作用效果进行说明。

图22的(a)表示交流电压Vac和直流电压Vdc的推移，图22的(b)表示栅极信号GS31的推移。图22的(c)表示电流修正值Ic的推移，图22的(d)表示指令电流IL*的推移。图22的(e)表示电抗器电流IL的推移，图22的(f)表示交流电流Iac的推移。另外，在图22的(a)中，t51、t53和t55表示交流电压Vac的过零时刻，t52、t54表示交流电压Vac变为正峰值、负峰值的峰值时刻。

在第一期间P1和第二期间P2中，电流修正值Ic变化成，分别在过零时刻(t51、t53、t55)取极大值，在峰值时刻(t52、t54)附近取极小值。即，在偏离幅度Δi变大的过零时刻，从电流检测值ILr减去的电流修正值Ic为最大值。此外，在偏离幅度Δi变大的交流电压Vac的峰值时刻附近，从电流检测值ILr减去的电流修正值Ic为最小值。其结果是，开关SW31的占空比设定为与偏离幅度的变化趋势相对应的值。

在以上说明的本实施方式中，控制装置30通过从电流检测值ILr减去电流修正值Ic而得到的值来实施峰值电流模式控制。此外，控制装置30将电流修正值Ic设定成，在交流电压的一个周期中为正极性和负极性的期间各取一个极小值，并且在正极性中的极小值与负极性中的极小值之间取一个极大值。在这种情况下，开关SW31的占空比设定为与偏离幅度Δi的变化趋势相对应的值。其结果是，能抑制交流电流Iac的失真并且抑制比较器352的满量程相对于指令电流IL*的增加。

＜第五实施方式的变形例＞

在第五实施方式中，控制装置30也可以像第二实施方式那样，基于交流电压Vac可变地设定斜坡量ms。在这种情况下，除了交流电压Vac和直流电压Vdc之外，控制装置30还可以根据斜坡量ms来设定电流修正值Ic。

＜第六实施方式＞

在第六实施方式中，主要对与第五实施方式不同的结构进行说明。另外，标注了与第五实施方式相同符号的结构表示相同的结构，不重复其说明。

在本实施方式中，与第五实施方式示出的电力转换装置100相比，电路拓扑不同。具体地，本实施方式的电力转换装置100与第五实施方式不同，不包括半桥电路。

图23是表示第二实施方式的电力转换装置100的图。第一直流端子TD1和全桥电路12d经由第一配线LP1连接。第二直流端子TD2和全桥电路12d经由第二配线LP2连接。

全桥电路12d包括第一开关SW41和第二开关SW42、以及第一二极管D11和第二二极管D12。第一开关SW41和第二开关SW42是电压驱动型的开关，在本实施方式中，是n通道MOSFET。第一二极管D11的阳极与第一开关SW41的漏极连接。第二二极管D12的阳极与第二开关SW42的漏极连接。第一二极管D11、第二二极管D12各自的阴极连接到第一配线LP1，第一开关SW41、第二开关SW42各自的源极连接到第二配线LP2。第一开关SW41和第二开关SW42分别包括反向并联连接的寄生二极管。

第一二极管D11和第一开关SW41的第一连接点K11连接到第五配线LP5的第一端，第五配线LP5的第二端连接到第一交流端子TA1。第二二极管D12和第二开关SW42的第二连接点K12连接到第六配线LP6的第一端，第六配线LP6的第二端连接到第二交流端子TA2。

在第一二极管D11的阳极与第一开关SW41的漏极之间设有检测第一期间P1中的电抗器电流的第一电流传感器65。第一电流传感器65将流过第一开关SW41的电流检测为第一检测值IL1r。此外，在第二二极管D12的阳极与第二开关SW42的漏极之间设有检测第二期间P2中的电抗器电流的第二电流传感器66。第二电流传感器66将流过第二开关SW42的电流检测为第二检测值IL2r。

图24是表示第六实施方式的控制装置30的功能的功能框图。控制装置30包括第一电流控制部50c、第二电流控制部50d和切换部155。

第一电流控制部50c实施峰值电流模式控制，以将斜坡补偿后的第一检测值ILr控制为指令电流IL*。第二电流控制部50d实施峰值电流模式控制，以将斜坡补偿后的第二检测值IL2r控制为指令电流IL*。由于第一电流控制部50c和第二电流控制部50d的结构与电流控制部50的结构相同，因此省略其说明。

切换部155根据交流电压Vac的极性来切换第一栅极信号GS41或第二栅极信号GS42的输出。切换部155的输出端子连接到第一AND电路386和第二AND电路387各自的输入端子。第一AND电路386的另一方的输入端子连接到第一电流控制部50c的输出端子。第二AND电路387的另一方的输入端子连接到第二电流控制部50d的输出端子。

当判断出交流电压Vac为正极性时，切换部155将向第一AND电路386输出的第一切换信号设为高电平，将向第二AND电路387输出的第二切换信号设为低电平。另一方面，当判断出交流电压Vac为负极性时，切换部155将向第一AND电路386输出的第一选择信号设为低电平，并将向第二AND电路387输出的第二切换信号设为高电平。

第一AND电路386连接到第一开关SW1的栅极，并输出操作第一开关SW41的第一栅极信号GS41。第二AND电路387连接到第二开关SW42的栅极，并输出操作第二开关SW42的第二栅极信号GS42。

在交流电压Vac为正极性的第一期间P1中，来自切换部155的第一切换信号AQ1变为高电平，第二切换信号AQ2变为低电平。此外，在第一期间P1中，通过第一电流控制部50c使向第一开关SW41的栅极输出的第一栅极信号GS41在高电平与低电平之间变化。此时，通过第一修正部20a从第一检测值IL1r减去电流修正值Ic而得到的值输入第一电流控制部50c。

在交流电压Vac为负极性的第二期间P2中，第一切换信号AQ1变为低电平，第二切换信号AQ2变为高电平。此外，在第二期间P2中，通过第二电流控制部50d实施的峰值电流模式控制来操作第二开关SW42。此时，通过第二修正部20b从第二检测值IL2r减去电流修正值Ic而得到的值输入第二电流控制部50d。

在第一期间P1和第二期间P2中，电流修正值Ic以在过零时刻处取极大值，在峰值时刻处取极小值的方式变化。其结果是，在第一期间P1和第二期间P2中，开关SW31的占空比被设定为与偏离幅度的变化趋势相对应的值。

根据以上说明的本实施方式，可以得到与第五实施方式相同的效果。

＜其它实施方式＞

·通过电力转换装置100将直流电压Vdc转换为交流电压Vac时的高阶谐波修正值Ih不限于由上式(2)、(3)计算的高阶谐波修正值。例如也可以是，当将直流电压Vdc设定为固定值时，仅基于交流电压Vac来设定高阶谐波修正值Ih。

·通过电力转换装置100将交流电压Vac转换为直流电压Vdc时的高阶谐波修正值Ih不限于由上式(4)、(5)计算的高阶谐波修正值。例如也可以是，当将直流电压Vdc设定为固定值时，仅基于交流电压Vac来设定高阶谐波修正值Ih。

·在各实施方式中，以功率因数为1的情况为例进行了说明。代替于此，即使在功率因数小于1的情况下，也可以应用本实施方式。在这种情况下，波形生成部34根据功率因数生成相位从交流电压Vac偏离规定量α的基准波形(＝sin(ωt+α))。然后，只要基于生成的基准波形来计算指令电流IL*即可。在这种情况下，只要计算根据功率因数设定的指令电流IL*与电抗器电流的平均值Iave之间的偏离幅度，并设定与该偏离幅度对应的高阶谐波修正值Ih即可。

·电力转换装置100也可以是在交流电压Vac与直流电压Vdc之间进行双向的电力转换的装置。

虽然基于实施例对本发明进行了记述，但是应当理解为本发明并不限定于上述实施例、结构。本发明也包含各种各样的变形例、等同范围内的变形。除此之外，各种各样的组合、方式、进一步包含有仅一个要素、一个以上或一个以下的其它组合、方式也属于本发明的范畴、思想范围。

Claims (4)

1.一种电力转换装置的控制装置(30)，

应用于电力转换装置(100)，该电力转换装置具有电抗器(13)和驱动开关(SW～SW42)，将交流电压和直流电压中的输入的一方电压转换为另一方电压并输出，所述电力转换装置的控制装置包括：

检测值获取部，该检测值获取部获取流过所述电抗器的电抗器电流的检测值即电流检测值；

交流电压获取部，该交流电压获取部获取所述交流电压；

指令值计算部(34、35、36)，该指令值计算部基于获取到的所述交流电压计算正弦波形的电抗器电流的指令值；

修正值设定部(40)，该修正值设定部基于所述交流电压设定获取到的所述电流检测值的修正值；

修正部(20、20a、20b)，该修正部通过从获取到的所述电流检测值减去所述修正值来计算修正后检测值；以及

电流控制部(50、50a～50d)，该电流控制部通过峰值电流模式控制来操作所述驱动开关，以将所述修正后检测值控制为所述指令值。

2.如权利要求1所述的电力转换装置的控制装置，其特征在于，

包括斜坡量设定部(51)，该斜坡量设定部可变地设定与所述电流检测值相加的斜坡补偿信号的斜率，

所述修正值设定部基于所述交流电压和设定好的所述斜坡补偿信号的斜率设定所述修正值，

所述电流控制部通过峰值电流模式控制操作所述驱动开关，以将所述修正后检测值与所述斜坡补偿信号相加而得到的值控制为所述指令值。

3.如权利要求1或2所述的电力转换装置的控制装置，其特征在于，

所述电力转换装置将所述直流电压转换为所述交流电压，

所述修正值设定部将所述修正值设定为，在所述交流电压的一个周期中为正极性和负极性的期间分别取一个极大值，并且在所述正极性中的成为极大值的时刻与所述负极性中的成为极大值的时刻之间取一个极小值。

4.如权利要求1或2所述的电力转换装置的控制装置，其特征在于，

所述电力转换装置将所述交流电压转换为所述直流电压，

所述修正值设定部将所述修正值设定为，在所述交流电压的一个周期中为正极性和负极性的期间分别取一个极小值，并且在所述正极性中的成为极小值的时刻与所述负极性中的成为极小值的时刻之间取一个极大值。

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