WO2022249913A1 - 充電装置、及びプログラム - Google Patents

充電装置、及びプログラム Download PDF

Info

Publication number
WO2022249913A1
WO2022249913A1 PCT/JP2022/020367 JP2022020367W WO2022249913A1 WO 2022249913 A1 WO2022249913 A1 WO 2022249913A1 JP 2022020367 W JP2022020367 W JP 2022020367W WO 2022249913 A1 WO2022249913 A1 WO 2022249913A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
current
conversion unit
charging
input voltage
power
Prior art date
Application number
PCT/JP2022/020367
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
和博 白川
敬弥 谷
俊一 久保
Original Assignee
株式会社デンソー
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社デンソー filed Critical 株式会社デンソー
Priority to EP22811186.0A priority Critical patent/EP4350940A1/en
Priority to CN202280037265.1A priority patent/CN117378119A/zh
Publication of WO2022249913A1 publication Critical patent/WO2022249913A1/ja
Priority to US18/517,149 priority patent/US20240088694A1/en
Priority to US18/517,157 priority patent/US20240088702A1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01M—PROCESSES OR MEANS, e.g. BATTERIES, FOR THE DIRECT CONVERSION OF CHEMICAL ENERGY INTO ELECTRICAL ENERGY
    • H01M10/00—Secondary cells; Manufacture thereof
    • H01M10/42—Methods or arrangements for servicing or maintenance of secondary cells or secondary half-cells
    • H01M10/48—Accumulators combined with arrangements for measuring, testing or indicating the condition of cells, e.g. the level or density of the electrolyte
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01M—PROCESSES OR MEANS, e.g. BATTERIES, FOR THE DIRECT CONVERSION OF CHEMICAL ENERGY INTO ELECTRICAL ENERGY
    • H01M10/00—Secondary cells; Manufacture thereof
    • H01M10/42—Methods or arrangements for servicing or maintenance of secondary cells or secondary half-cells
    • H01M10/44—Methods for charging or discharging
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/007—Regulation of charging or discharging current or voltage
    • H02J7/00711—Regulation of charging or discharging current or voltage with introduction of pulses during the charging process
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/007—Regulation of charging or discharging current or voltage
    • H02J7/00712—Regulation of charging or discharging current or voltage the cycle being controlled or terminated in response to electric parameters
    • H02J7/00714—Regulation of charging or discharging current or voltage the cycle being controlled or terminated in response to electric parameters in response to battery charging or discharging current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/02—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from ac mains by converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/02—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from ac mains by converters
    • H02J7/04—Regulation of charging current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J7/02—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from ac mains by converters
    • H02J7/04—Regulation of charging current or voltage
    • H02J7/06—Regulation of charging current or voltage using discharge tubes or semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2207/00—Indexing scheme relating to details of circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J2207/20—Charging or discharging characterised by the power electronics converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/327—Means for protecting converters other than automatic disconnection against abnormal temperatures
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
    • Y02E60/10—Energy storage using batteries

Definitions

  • the present disclosure relates to charging devices and programs.
  • a charging device for charging a power storage device includes a power conversion unit that converts AC power supplied from the outside into DC power and outputs the DC power to the power storage device, and a power converter that superimposes an AC current waveform on the DC charging current from the power conversion unit to the power storage device. and a control unit that controls the conversion unit.
  • the charging current flowing through the power storage device can be pulsated, and the temperature of the power storage device can be rapidly increased, for example, in a low-temperature environment.
  • harmonic components corresponding to the pulsation frequency are included in the input current of the power converter, which can increase the distortion of the input current.
  • harmonic component of a predetermined order contained in the input current will exceed the allowable value defined by a predetermined standard (eg, IEC61000-3-2).
  • the pulsation frequency of the charging current is set to a frequency range suitable for temperature rise, it is necessary to reduce the pulsation of the charging current in order to suppress the distortion of the input current.
  • the temperature rising capability of the power storage device may decrease.
  • a main object of the present disclosure is to provide a charging device and a program capable of appropriately raising the temperature of the power storage device while suppressing distortion of the input current of the power conversion unit.
  • the present disclosure provides a charging device that charges a power storage device, a power conversion unit that converts an AC input voltage into a DC voltage and outputs the DC voltage to the power storage device; a control unit that controls the power conversion unit to pulsate the charging current output from the power conversion unit to the power storage device, The control unit sets the pulsation frequency of the charging current to an integral multiple of the frequency of the input voltage, and adjusts the phase difference between the zero-crossing timing of the input voltage and the timing at which the charging current is minimized for one cycle of the input voltage.
  • the power converter is controlled so as to be 1/8 or less.
  • the pulsation frequency of the charging current of the power storage device is set to an integral multiple of the input voltage frequency of the power conversion unit, and the phase difference between the input voltage of the power conversion unit and the charging current of the power storage device is reduced.
  • the pulsation of the input current caused by the pulsation of the charging current can be matched with the pulsation of the fundamental wave component of the input current as much as possible.
  • control unit of the present disclosure sets the pulsation frequency of the charging current to an integral multiple of the frequency of the input voltage, and sets the phase difference between the zero-crossing timing of the input voltage and the timing at which the charging current is minimum to the input voltage.
  • the power converter is controlled so as to be 1 ⁇ 8 or less of one cycle. As a result, the temperature of the power storage device can be raised appropriately while suppressing distortion of the input current.
  • FIG. 1 is an overall configuration diagram of the system according to the first embodiment
  • FIG. 2 is a functional block diagram showing charging processing of a power storage device
  • FIG. 3 is a time chart showing changes in charge command current, etc.
  • FIG. 4 is a flowchart showing the procedure of the charging process
  • FIG. 5 is a time chart showing an example of calculation results of the charging process
  • FIG. 6 is a time chart showing changes in charge command current and the like according to the second embodiment.
  • FIG. 7 is a time chart showing an example of calculation results of the charging process
  • FIG. 8 is a time chart showing an example of calculation results of the charging process according to the comparative example
  • FIG. 9 is a diagram showing a configuration for transmitting a charge command current from a host microcomputer to a DCDC microcomputer.
  • a charging device according to the present embodiment is mounted in a vehicle equipped with a rotating electrical machine that uses the rotating electrical machine as a driving power source.
  • the charging device 10 includes a first filter 11 for noise removal, a first capacitor 12, and an input side rectifier circuit 13.
  • An external AC power supply 100 is connected to the first high potential side terminal TH1 and the first low potential side terminal TL1 of the charging device 10 .
  • An input side rectifier circuit 13 is connected to each of the terminals TH1 and TL1 via a first filter 11 and a first capacitor 12 .
  • the input side rectifier circuit 13 includes first to fourth input side diodes 13a to 13d.
  • the input-side rectifier circuit 13 performs full-wave rectification on the input alternating current and outputs the same.
  • the charging device 10 includes a boost chopper circuit 20 and a DCDC converter 30 .
  • the boost chopper circuit 20 functions as a power factor correction circuit and includes a reactor 21 , conversion switch 22 , diode 23 and DC link capacitor 24 .
  • an N-channel MOSFET is used as the conversion switch 22 and an electrolytic capacitor is used as the DC link capacitor 24 .
  • the input side rectifier circuit 13 and the boost chopper circuit 20 correspond to the "first converter".
  • the DCDC converter 30 includes a full bridge circuit 31, a transformer 32, an output side rectifier circuit 33, a reactor 34 and a second capacitor 35.
  • the full bridge circuit 31 has first to fourth switches 31a to 31d.
  • N-channel MOSFETs are used as the switches 31a to 31d.
  • the second coil 32b is magnetically coupled to the first coil 32a via a core that constitutes the transformer 32, for example. Note that, in the present embodiment, the DCDC converter 30 corresponds to the "second conversion unit".
  • a first end of the DC link capacitor 24 is connected to the drains of the first switch 31a and the third switch 31c.
  • a second end of the DC link capacitor 24 is connected to each source of the second switch 31b and the fourth switch 31d.
  • a first end of a first coil 32a constituting a transformer 32 is connected to the source of the first switch 31a and the drain of the second switch 31b.
  • the source of the third switch 31c and the drain of the fourth switch 31d are connected to the second end of the first coil 32a.
  • the output side rectifier circuit 33 includes first to fourth output side diodes 33a to 33d.
  • the output-side rectifier circuit 33 performs full-wave rectification on the alternating current output from the second coil 32b and outputs it.
  • a second high potential side terminal TH2 of the charging device 10 is connected via a reactor 34 to the cathodes of the first output diode 33a and the third output diode 33c.
  • a second low potential side terminal TL2 of the charging device 10 is connected to the respective anodes of the second output diode 33b and the fourth output diode 33d.
  • a second filter 36 for removing noise is provided between the reactor 34 and the second capacitor 35 and the terminals TH2 and TL2.
  • a positive terminal of the power storage device 110 is connected to the second high potential side terminal TH2, and a negative terminal of the power storage device 110 is connected to the second low potential side terminal TL2.
  • the power storage device 110 is a storage battery such as a nickel-metal hydride storage battery or a lithium-ion storage battery.
  • the charging device 10 includes an input voltage sensor 40 , a first current sensor 41 , a second current sensor 42 and an output voltage sensor 43 .
  • the input voltage sensor 40 detects the voltage across the terminals of the first capacitor 12 .
  • the first current sensor 41 detects current flowing through the boost chopper circuit 20 .
  • a second current sensor 42 detects the input current of the DCDC converter 30 .
  • the output voltage sensor 43 detects the voltage across the terminals of the second capacitor 35 .
  • the charging device 10 includes a PFC microcomputer 50, a communication microcomputer 60, and a DCDC microcomputer 70 as a "controller".
  • Each microcomputer 50, 60, 70 has a CPU.
  • the functions provided by each microcomputer 50, 60, 70 can be provided by software recorded in a physical memory device, a computer executing the software, only software, only hardware, or a combination thereof.
  • each microcomputer 50, 60, 70 is provided by an electronic circuit, which is hardware, it can be provided by a digital circuit including many logic circuits, or an analog circuit.
  • each microcomputer 50, 60, 70 executes a program stored in a non-transitory tangible storage medium as its own storage unit.
  • the program includes, for example, a charging process program described later. A method corresponding to the program is executed by executing the program.
  • the storage unit is, for example, a non-volatile memory. Note that the program stored in the storage unit can be updated via a network such as the Internet, for example.
  • the input current Iind which is the current detected by the first current sensor 41
  • the input voltage Vind which is the voltage detected by the input voltage sensor 40
  • the PFC microcomputer 50 performs switching control of the conversion switch 22 .
  • the PFC microcomputer 50 performs switching control of the conversion switch 22 based on the input current Iind and the input voltage Vind so that the power factor of the output of the AC power supply 100 is equal to or higher than a predetermined power factor.
  • the predetermined power factor is, for example, 0.95.
  • the DCDC input current IHd which is the current detected by the second current sensor 42
  • the output voltage Voutd which is the voltage detected by the output voltage sensor 43
  • the DCDC microcomputer 70 alternately turns on the set of the first switch 31a and the fourth switch 31d and the set of the second switch 31b and the third switch 31c. As a result, positive and negative voltages are alternately applied to the first coil 32a.
  • the communication microcomputer 60 exchanges information with a host microcomputer 200 (corresponding to a "superior control device") provided outside the charging device 10 . Further, the communication microcomputer 60 exchanges information with the PFC microcomputer 50 and the communication microcomputer 60 via a bus 61 provided inside the charging device 10 . The PFC microcomputer 50 and the communication microcomputer 60 each exchange information via the bus 61 .
  • FIG. 2 shows a block diagram of charging processing executed by the DCDC microcomputer 70.
  • Constant power control unit 71 calculates first command current I1* based on charge command power Po* of power storage device 110 and output voltage Voutd.
  • First command current I1* is a command value for charging power storage device 110 under constant power control (CP).
  • the charge command power Po* is input from the host microcomputer 200 to the DCDC microcomputer 70 via the communication microcomputer 60 and the bus 61 .
  • Constant voltage control unit 72 calculates third command current I3* based on charge command voltage Vo* of power storage device 110 and reference command current Iref, which will be described later.
  • Third command current I3* is a command value for charging power storage device 110 under constant voltage control (CV).
  • the charge command voltage Vo* is input from the host microcomputer 200 to the DCDC microcomputer 70 via the communication microcomputer 60 and the bus 61 .
  • the selection unit 73 receives the first command current I1*, the second command current I2* calculated by the pulsation command unit 74, which will be described later, and the third command current I3*.
  • the selector 73 calculates the smallest value among the first to third command currents I1* to I3* as the command current Iref.
  • the DA conversion section 75 converts the command current Iref of the digital signal output from the selection section 73 into the command current Iref of the analog signal and outputs it.
  • the comparator 76 outputs a signal according to the comparison result between the command current Iref output from the DA converter 75 and the DCDC input current IHd.
  • the signal generator 77 Based on the output signal of the comparator 76, the signal generator 77 alternately turns on the set of the first switch 31a and the third switch 31c and the set of the second switch 31b and the fourth switch 31d. ⁇ 31d drive signals. Each generated drive signal is input to the gate of each switch 31a to 31d. Thus, the charging current of power storage device 110 is controlled to command current Iref by peak current mode control.
  • the pulsation command unit 74 calculates the second command current I2* based on the charge command current Io* input from the host microcomputer 200 via the communication microcomputer 60 and the bus 61.
  • Charge command current Io* is a command value for charging power storage device 110 under constant current control (CC).
  • the pulsation command unit 74 calculates the second command current I2* based on the charge command current Io* and the input voltage Vind.
  • the input voltage Vind is input from the PFC microcomputer 50 to the DCDC microcomputer 70 via the bus 61 .
  • the pulsation command section 74, the selection section 73, the constant voltage control section 72 and the constant power control section 71 correspond to the "command value calculation section".
  • FIG. 3(a) shows changes in the actual input voltage Vinr input from the AC power supply 100 to the charging device 10, and FIG. Show transition.
  • FIG. 3(d) shows changes in the second command current I2*.
  • FIG. 3( e ) shows transition of actual charging current Ioutr flowing from charging device 10 to power storage device 110 .
  • FIG. 3(f) shows changes in the actual output voltage Voutr output from the charging device 10 to the power storage device 110, and
  • FIG. 3(g) shows the actual output power output from the charging device 10 to the power storage device 110. It shows the transition of Pout.
  • the input voltage Vinr is positive when the potential of the first high potential side terminal TH1 is higher than that of the first low potential side terminal TL1, and the output voltage Voutr is positive with respect to the second low potential side terminal TL2. It is positive when the potential of the high potential side terminal TH2 is high.
  • Input current Iinr is positive when power is supplied from AC power supply 100 to input-side rectifier circuit 13, and charging current Ioutr is positive when power storage device 110 is charged.
  • the second command current I2* has a full-wave rectified waveform, has a minimum value of 0, and has a maximum value of the charging command current Io*.
  • the pulsation command unit 74 advances the timing at which the second command current I2* is minimized by a predetermined phase ⁇ from the zero-cross timing of the input voltage Vind.
  • the predetermined phase ⁇ is, for example, a value greater than 0° and equal to or less than 10° (specifically, 5°, for example). The reason for advancing the phase is based on the fact that there is a delay before the actual charging current Ioutr follows the second command current I2*.
  • the phase difference between the zero-cross timing (for example, zero-up-cross timing) of the actual input voltage Vinr and the actual zero-cross timing (for example, zero-up-cross timing) of the charging current Ioutr can be made 0 or close to 0. can.
  • the timing of the zero crossing of the input voltage Vinr and the timing at which the charging current Ioutr is minimized are synchronized, and the pulsation of the input current Iinr is achieved.
  • the charging current Ioutr pulsates accordingly.
  • the input current Iinr contains a high-frequency component caused by the pulsation of the charging current Ioutr, the pulsation can be matched with the pulsation of the input current Iinr as much as possible. As a result, distortion of the input current Iinr can be suppressed.
  • FIG. 4 shows a flowchart of the charging process executed by the DCDC microcomputer 70. This processing is performed, for example, by executing a program stored in the storage unit.
  • step S10 the first command current I1* is calculated based on the charge command power Po* and the output voltage Voutd.
  • step S11 a second command current I2* that periodically fluctuates at the above-described pulsation frequency is calculated based on the charge command current Io* and the input voltage Vind.
  • step S12 a third command current I3* is calculated based on the charge command voltage Vo* and the command current Iref.
  • step S13 the smallest value among the first to third command currents I1* to I3* is calculated as the command current Iref.
  • step S14 drive signals for the switches 31a to 31d are generated based on the command current Iref and the output signal of the comparator 76 according to the comparison result of the DCDC input current IHd.
  • FIG. 5 shows calculation results of the input voltage Vinr, the input current Iinr, and the charging current Ioutr when the charging process according to the present embodiment is executed.
  • the pulsation frequency fi of the charging current Ioutr is set to twice the frequency of the input voltage Vinr, and the phase difference between the actual charging current Ioutr and the actual input voltage Vinr is set to 0.
  • the DCDC converter 30 is controlled so as to approach 0. Accordingly, the temperature of power storage device 110 can be raised appropriately while suppressing distortion of input current Iinr.
  • a predetermined standard for example, IEC61000-3-2
  • the pulsation frequency fi of the charging current Ioutr is set to the harmonic component defined by the standard. Can be set to the frequency range of the component. That is, it is possible to prevent the use of pulsation frequency fi suitable for increasing the temperature of power storage device 110 from being restricted.
  • the minimum value of the second command current I2* is set to 0. As a result, the amount of heat generated by power storage device 110 can be increased, and the temperature of power storage device 110 can be quickly raised.
  • the timing at which the second command current I2* is minimized is advanced by a predetermined phase ⁇ from the timing at which the input voltage Vind is 0. As a result, it is possible to avoid a situation in which the effect of reducing the distortion of the input current Iinr is reduced.
  • FIG. 6(d) shows the transition of the second command current I2* before phase correction
  • FIG. 6(e) shows the phase of the second command current I2* in FIG. 6(d) advanced by a predetermined phase ⁇ . Shows the transition of the signal.
  • the pulsation command unit 74 first calculates the second command current I2*, which is a binary rectangular wave signal, as shown in FIG. 6(d).
  • Ti of the second command current I2* a period during which the second command current I2* is set to the charge command current Io* (corresponding to the “first current value”) and 0 (“the second (equivalent to "current value”).
  • the middle timing of the period during which the second command current I2* is set to the charging command current Io* is the timing at which the absolute value of the input voltage Vind is maximized, and the timing during which the second command current I2* is set to 0.
  • the center timing is the zero cross timing of the input voltage Vind.
  • the pulsation command unit 74 calculates the second command current I2* shown in FIG. 6(e) by correcting the phase of the second command current I2* shown in FIG. 6(d) to advance by a predetermined phase ⁇ . .
  • FIG. 7 shows calculation results of the input voltage Vinr, the input current Iinr, and the charging current Ioutr when the second command current I2* calculated in this way is used.
  • t1 is the timing at which the actual charging current Ioutr starts decreasing as the corrected second command current I2* shown in FIG. 6(e) switches to 0.
  • t3 is the timing at which the actual charging current Ioutr begins to rise as the corrected second command current I2* is switched to Io*.
  • t2 is the zero cross timing (specifically, the zero up cross timing) of the actual input voltage Vinr.
  • the phase difference of the reference timing with respect to the zero-cross timing of the input voltage Vinr can be brought close to zero.
  • the host microcomputer 200 may calculate the charge command current Io* accompanied by pulsation. That is, the charge command current Io* has the waveforms shown in, for example, FIG. 3(d) and FIG. 6(e). This charge command current Io* is directly input to the selection unit 73, as shown in FIG. The smallest value is calculated as the command current Iref. According to this configuration, the waveform of the charge command current Io* can be changed without changing the processing of the DCDC microcomputer 70, for example.
  • the second command current I2* is not limited to a half-wave rectified waveform, and may be, for example, a sinusoidal waveform.
  • the minimum value of the pulsating second command current I2* may be set to 1/3 of the charge command current Io* or 1/2 of the charge command current Io* instead of 0. good. The same applies to the minimum value of the second command current I2* in the second embodiment.
  • the phase difference between the timing at which the charging current Ioutr becomes the minimum value or the reference timing is set to 0 with respect to the zero-up crossing timing of the input voltage Vinr, but the present invention is not limited to this.
  • this phase difference is set to 1 ⁇ 8 (that is, 45°) or less of one cycle of the input voltage Vinr, it may be set to a value other than 0.
  • the phase difference may be 30° or less, 20° or less, or 10° or less.
  • the pulsation frequency of the second command current I2* is set to twice the frequency of the input voltage Vind, but the invention is not limited to this.
  • the pulsation frequency may be N times the frequency of the input voltage Vind (N is an integer of 3 or more).
  • N is an integer of 3 or more.
  • the pulsation frequency of the second command current I2* is set to N times the frequency of the input voltage Vind, the phase difference gradually increases, and the distortion reduction effect of the input current Iinr may decrease. For example, even if the target initial phase difference is 20°, the actual phase difference may gradually increase to 30°.
  • the second command current I2* is reset to match the actual phase difference with the target phase difference.
  • the predetermined amount may be set, for example, so that the power factor of the output of the AC power supply 100 does not fall below a predetermined power factor (for example, 0.95).
  • the charging device may include, for example, a bridgeless PFC circuit or a semi-bridgeless PFC circuit instead of the input-side rectifier circuit 13 and the boost chopper circuit 20 .
  • the power storage device is not limited to a storage battery, and may be, for example, an electric double layer capacitor.
  • the mobile object on which the charging device is mounted is not limited to a vehicle, and may be, for example, an aircraft or a ship.
  • the rotating electric machine provided in the aircraft serves as the flight power source for the aircraft
  • the rotating electric machine provided in the ship serves as the navigation power source for the ship.
  • the mounting destination of the charging device is not limited to the mobile object.
  • the controller and techniques described in this disclosure can be performed by a dedicated computer provided by configuring a processor and memory programmed to perform one or more functions embodied by a computer program; may be implemented.
  • the controls and techniques described in this disclosure may be implemented by a dedicated computer provided by configuring the processor with one or more dedicated hardware logic circuits.
  • the control units and techniques described in this disclosure can be implemented by a combination of a processor and memory programmed to perform one or more functions and a processor configured by one or more hardware logic circuits. It may also be implemented by one or more dedicated computers configured.
  • the computer program may also be stored as computer-executable instructions on a computer-readable non-transitional tangible recording medium.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Manufacturing & Machinery (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Chemical Kinetics & Catalysis (AREA)
  • Electrochemistry (AREA)
  • General Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Secondary Cells (AREA)

Abstract

蓄電装置（１１０）を充電する充電装置（１０）は、交流の入力電圧を直流電圧に変換して蓄電装置に出力する電力変換部（１３、２０、３０）と、電力変換部から蓄電装置に出力される充電電流を脈動させるように電力変換部を制御する制御部（７０）と、を備えている。制御部は、充電電流の脈動周波数を入力電圧の周波数の整数倍にして、かつ、入力電圧のゼロクロスタイミングに対する充電電流が最小となるタイミングの位相差を入力電圧の１周期の１／８以下とするように電力変換部を制御する。

Description

充電装置、及びプログラム 関連出願の相互参照
　本出願は、２０２１年５月２６日に出願された日本出願番号２０２１－０８８６０２号に基づくもので、ここにその記載内容を援用する。
　本開示は、充電装置、及びプログラムに関する。
　従来、特許文献１に見られるように、蓄電装置を充電する充電装置が知られている。この充電装置は、外部から供給される交流電力を直流電力に変換して蓄電装置に出力する電力変換部と、電力変換部から蓄電装置への直流充電電流に交流電流波形を重畳させるように電力変換部を制御する制御部とを備えている。この充電装置によれば、蓄電装置に流れる充電電流を脈動させることができ、例えば低温環境下において、蓄電装置を迅速に昇温させることができる。
特開２０１３－３０３５１号公報
　充電電流が脈動すると、この脈動周波数に応じた高調波成分が電力変換部の入力電流に含まれることとなり、入力電流の歪が大きくなり得る。この場合、入力電流に含まれる所定次数の高調波成分が所定の規格（例えば、ＩＥＣ６１０００－３－２）で定められた許容値を超えてしまうといった不都合が発生する懸念がある。
　上述した不都合の発生を回避するために、規格で定められた高調波成分の周波数範囲外の周波数で充電電流を脈動させることも考えられる。ただし、この周波数が、蓄電装置の昇温に適した低インピーダンスとなる周波数範囲から外れている場合、蓄電装置を適正に昇温させることができなくなり得る。
　一方、充電電流の脈動周波数を昇温に適した周波数範囲にする場合、入力電流の歪を抑制するために、充電電流の脈動を小さくする必要がある。しかしながら、この場合、蓄電装置の昇温能力が低下し得る。
　このように、充電電流を脈動させて蓄電装置を昇温させる技術については、未だ改善の余地がある。
　本開示は、電力変換部の入力電流の歪を抑制しつつ、蓄電装置を適正に昇温させることができる充電装置及びプログラムを提供することを主たる目的とする。
　本開示は、蓄電装置を充電する充電装置において、
　交流の入力電圧を直流電圧に変換して前記蓄電装置に出力する電力変換部と、
　前記電力変換部から前記蓄電装置に出力される充電電流を脈動させるように前記電力変換部を制御する制御部と、を備え、
　前記制御部は、前記充電電流の脈動周波数を前記入力電圧の周波数の整数倍にして、かつ、前記入力電圧のゼロクロスタイミングに対する前記充電電流が最小となるタイミングの位相差を前記入力電圧の１周期の１／８以下とするように前記電力変換部を制御する。
　蓄電装置の充電電流の脈動周波数を、電力変換部の入力電圧周波数の整数倍にし、かつ、電力変換部の入力電圧に対する蓄電装置の充電電流の位相差を小さくする。これにより、充電電流の脈動に起因した入力電流の脈動を、入力電流の基本波成分の脈動に極力合わせるようにすることができる。その結果、電力変換部の入力電流の高調波成分を減らすことができ、入力電流の歪を抑制できる。
　この点に鑑み、本開示の制御部は、充電電流の脈動周波数を入力電圧の周波数の整数倍にして、かつ、入力電圧のゼロクロスタイミングに対する充電電流が最小となるタイミングの位相差を入力電圧の１周期の１／８以下とするように電力変換部を制御する。これにより、入力電流の歪を抑制しつつ、蓄電装置を適正に昇温させることができる。
　本開示についての上記目的およびその他の目的、特徴や利点は、添付の図面を参照しながら下記の詳細な記述により、より明確になる。その図面は、
図１は、第１実施形態に係るシステムの全体構成図であり、 図２は、蓄電装置の充電処理を示す機能ブロック図であり、 図３は、充電指令電流等の推移を示すタイムチャートであり、 図４は、充電処理の手順を示すフローチャートであり、 図５は、充電処理の計算結果の一例を示すタイムチャートであり、 図６は、第２実施形態に係る充電指令電流等の推移を示すタイムチャートであり、 図７は、充電処理の計算結果の一例を示すタイムチャートであり、 図８は、比較例に係る充電処理の計算結果の一例を示すタイムチャートであり、 図９は、上位マイコンからＤＣＤＣマイコンへと充電指令電流を送信する構成を示す図である。
　＜第１実施形態＞
　以下、本開示に係る充電装置を具体化した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態に係る充電装置は、回転電機を走行動力源とする回転電機を備える車両に搭載される。
　図１に示すように、充電装置１０は、ノイズ除去用の第１フィルタ１１と、第１コンデンサ１２と、入力側整流回路１３とを備えている。充電装置１０の第１高電位側端子ＴＨ１及び第１低電位側端子ＴＬ１には、外部の交流電源１００が接続されている。各端子ＴＨ１，ＴＬ１には、第１フィルタ１１及び第１コンデンサ１２を介して、入力側整流回路１３が接続されている。
　入力側整流回路１３は、第１～第４入力側ダイオード１３ａ～１３ｄを備えている。入力側整流回路１３は、入力された交流電流を全波整流して出力する。
　充電装置１０は、昇圧チョッパ回路２０と、ＤＣＤＣコンバータ３０とを備えている。昇圧チョッパ回路２０は、力率改善回路として機能し、リアクトル２１、変換スイッチ２２、ダイオード２３及びＤＣリンクコンデンサ２４を備えている。本実施形態では、変換スイッチ２２としてＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられ、ＤＣリンクコンデンサ２４として電解コンデンサが用いられている。なお、本実施形態において、入力側整流回路１３及び昇圧チョッパ回路２０が「第１変換部」に相当する。
　ＤＣＤＣコンバータ３０は、フルブリッジ回路３１、トランス３２、出力側整流回路３３、リアクトル３４及び第２コンデンサ３５を備えている。フルブリッジ回路３１は、第１～第４スイッチ３１ａ～３１ｄを備えている。本実施形態では、各スイッチ３１ａ～３１ｄとして、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴが用いられている。第２コイル３２ｂは、例えばトランス３２を構成するコアを介して、第１コイル３２ａと磁気結合する。なお、本実施形態において、ＤＣＤＣコンバータ３０が「第２変換部」に相当する。
　第１スイッチ３１ａ及び第３スイッチ３１ｃそれぞれのドレインには、ＤＣリンクコンデンサ２４の第１端が接続されている。第２スイッチ３１ｂ及び第４スイッチ３１ｄそれぞれのソースには、ＤＣリンクコンデンサ２４の第２端が接続されている。第１スイッチ３１ａのソース及び第２スイッチ３１ｂのドレインには、トランス３２を構成する第１コイル３２ａの第１端が接続されている。第１コイル３２ａの第２端には、第３スイッチ３１ｃのソース及び第４スイッチ３１ｄのドレインが接続されている。
　出力側整流回路３３は、第１～第４出力側ダイオード３３ａ～３３ｄを備えている。出力側整流回路３３は、第２コイル３２ｂから出力された交流電流を全波整流して出力する。第１出力側ダイオード３３ａ及び第３出力側ダイオード３３ｃそれぞれのカソードには、リアクトル３４を介して、充電装置１０の第２高電位側端子ＴＨ２が接続されている。第２出力側ダイオード３３ｂ及び第４出力側ダイオード３３ｄそれぞれのアノードには、充電装置１０の第２低電位側端子ＴＬ２が接続されている。なお、リアクトル３４及び第２コンデンサ３５と、各端子ＴＨ２，ＴＬ２との間には、ノイズ除去用の第２フィルタ３６が設けられている。
　第２高電位側端子ＴＨ２には、蓄電装置１１０の正極端子が接続され、第２低電位側端子ＴＬ２には、蓄電装置１１０の負極端子が接続されている。本実施形態において、蓄電装置１１０は、ニッケル水素蓄電池又はリチウムイオン蓄電池等の蓄電池である。
　充電装置１０は、入力電圧センサ４０、第１電流センサ４１、第２電流センサ４２及び出力電圧センサ４３を備えている。入力電圧センサ４０は、第１コンデンサ１２の端子間電圧を検出する。第１電流センサ４１は、昇圧チョッパ回路２０に流れる電流を検出する。第２電流センサ４２は、ＤＣＤＣコンバータ３０の入力電流を検出する。出力電圧センサ４３は、第２コンデンサ３５の端子間電圧を検出する。
　充電装置１０は、ＰＦＣマイコン５０、通信マイコン６０、及び「制御部」としてのＤＣＤＣマイコン７０を備えている。各マイコン５０，６０，７０は、ＣＰＵを備えている。各マイコン５０，６０，７０が提供する機能は、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェアおよびそれを実行するコンピュータ、ソフトウェアのみ、ハードウェアのみ、あるいはそれらの組合せによって提供することができる。例えば、各マイコン５０，６０，７０がハードウェアである電子回路によって提供される場合、それは多数の論理回路を含むデジタル回路、又はアナログ回路によって提供することができる。例えば、各マイコン５０，６０，７０は、自身が備える記憶部としての非遷移的実体的記録媒体（non-transitory tangible storage medium）に格納されたプログラムを実行する。プログラムには、例えば、後述する充電処理のプログラムが含まれる。プログラムが実行されることにより、プログラムに対応する方法が実行される。記憶部は、例えば不揮発性メモリである。なお、記憶部に記憶されたプログラムは、例えば、インターネット等のネットワークを介して更新可能である。
　ＰＦＣマイコン５０には、第１電流センサ４１により検出された電流である入力電流Ｉｉｎｄと、入力電圧センサ４０により検出された電圧である入力電圧Ｖｉｎｄとが入力される。ＰＦＣマイコン５０は、変換スイッチ２２のスイッチング制御を行う。詳しくは、ＰＦＣマイコン５０は、入力電流Ｉｉｎｄ及び入力電圧Ｖｉｎｄに基づいて、交流電源１００の出力の力率が所定力率以上となるように変換スイッチ２２のスイッチング制御を行う。所定力率は、例えば０．９５である。
　ＤＣＤＣマイコン７０には、第２電流センサ４２により検出された電流であるＤＣＤＣ入力電流ＩＨｄと、出力電圧センサ４３により検出された電圧である出力電圧Ｖｏｕｔｄとが入力される。ＤＣＤＣマイコン７０は、第１スイッチ３１ａ及び第４スイッチ３１ｄの組と、第２スイッチ３１ｂ及び第３スイッチ３１ｃの組とを交互にオンする。これにより、第１コイル３２ａには、正極性及び負極性の電圧が交互に印加される。
　通信マイコン６０は、充電装置１０の外部に設けられた上位マイコン２００（「上位の制御装置」に相当）と情報のやり取りを行う。また、通信マイコン６０は、充電装置１０の内部に設けられたバス６１を介して、ＰＦＣマイコン５０及び通信マイコン６０と情報のやり取りを行う。ＰＦＣマイコン５０及び通信マイコン６０のそれぞれは、バス６１を介して情報のやり取りを行う。
　続いて、図２に、ＤＣＤＣマイコン７０が実行する充電処理のブロック図を示す。
　定電力制御部７１は、蓄電装置１１０の充電指令電力Ｐｏ＊と、出力電圧Ｖｏｕｔｄとに基づいて、第１指令電流Ｉ１＊を算出する。第１指令電流Ｉ１＊は、定電力制御（ＣＰ）で蓄電装置１１０を充電する場合の指令値である。なお、充電指令電力Ｐｏ＊は、上位マイコン２００から通信マイコン６０及びバス６１を介してＤＣＤＣマイコン７０に入力される。
　定電圧制御部７２は、蓄電装置１１０の充電指令電圧Ｖｏ＊と、後述する基準指令電流Ｉｒｅｆとに基づいて、第３指令電流Ｉ３＊を算出する。第３指令電流Ｉ３＊は、定電圧制御（ＣＶ）で蓄電装置１１０を充電する場合の指令値である。なお、充電指令電圧Ｖｏ＊は、上位マイコン２００から通信マイコン６０及びバス６１を介してＤＣＤＣマイコン７０に入力される。
　選択部７３には、第１指令電流Ｉ１＊、後述する脈動指令部７４により算出された第２指令電流Ｉ２＊、及び第３指令電流Ｉ３＊が入力される。選択部７３は、第１～第３指令電流Ｉ１＊～Ｉ３＊のうち、最も小さい値を指令電流Ｉｒｅｆとして算出する。
　ＤＡ変換部７５は、選択部７３から出力されたデジタル信号の指令電流Ｉｒｅｆを、アナログ信号の指令電流Ｉｒｅｆに変換して出力する。
　コンパレータ７６は、ＤＡ変換部７５から出力された指令電流Ｉｒｅｆと、ＤＣＤＣ入力電流ＩＨｄとの大小比較結果に応じた信号を出力する。
　信号生成部７７は、コンパレータ７６の出力信号に基づいて、第１スイッチ３１ａ及び第３スイッチ３１ｃの組と、第２スイッチ３１ｂ及び第４スイッチ３１ｄの組とを交互にオンするための各スイッチ３１ａ～３１ｄの駆動信号を生成する。生成された各駆動信号は、各スイッチ３１ａ～３１ｄのゲートに入力される。これにより、ピーク電流モード制御によって蓄電装置１１０の充電電流が指令電流Ｉｒｅｆに制御される。
　脈動指令部７４は、上位マイコン２００から通信マイコン６０及びバス６１を介して入力された充電指令電流Ｉｏ＊に基づいて、第２指令電流Ｉ２＊を算出する。充電指令電流Ｉｏ＊は、定電流制御（ＣＣ）で蓄電装置１１０を充電する場合の指令値である。
　詳しくは、脈動指令部７４は、充電指令電流Ｉｏ＊及び入力電圧Ｖｉｎｄに基づいて、第２指令電流Ｉ２＊を算出する。なお、入力電圧Ｖｉｎｄは、ＰＦＣマイコン５０からバス６１を介してＤＣＤＣマイコン７０に入力される。また、本実施形態において、脈動指令部７４、選択部７３、定電圧制御部７２及び定電力制御部７１が「指令値算出部」に相当する。
　続いて、図３を用いて、脈動指令部７４における第２指令電流Ｉ２＊の算出方法について説明する。図３に示す例では、選択部７３から第２指令電流Ｉ２＊が指令電流Ｉｒｅｆとして出力される。図３（ａ）は交流電源１００から充電装置１０に入力される実際の入力電圧Ｖｉｎｒの推移を示し、図３（ｂ）は交流電源１００から充電装置１０に入力される実際の入力電流Ｉｉｎｒの推移を示す。図３（ｃ）は交流電源１００から充電装置１０に入力される実際の入力電力Ｐｉｎ（＝Ｖｉｎｒ×Ｉｉｎｒ）の推移を示し、図３（ｄ）は第２指令電流Ｉ２＊の推移を示し、図３（ｅ）は充電装置１０から蓄電装置１１０へと流れる実際の充電電流Ｉｏｕｔｒの推移を示す。図３（ｆ）は充電装置１０から蓄電装置１１０へと出力される実際の出力電圧Ｖｏｕｔｒの推移を示し、図３（ｇ）は充電装置１０から蓄電装置１１０へと出力される実際の出力電力Ｐｏｕｔの推移を示す。
　なお、入力電圧Ｖｉｎｒは、第１低電位側端子ＴＬ１に対して第１高電位側端子ＴＨ１の電位が高い場合を正とし、出力電圧Ｖｏｕｔｒは、第２低電位側端子ＴＬ２に対して第２高電位側端子ＴＨ２の電位が高い場合を正とする。また、入力電流Ｉｉｎｒは、交流電源１００から入力側整流回路１３に給電される場合を正とし、充電電流Ｉｏｕｔｒは、蓄電装置１１０が充電される場合を正とする。
　脈動指令部７４は、第２指令電流Ｉ２＊の脈動周波数ｆｉを、検出された入力電圧Ｖｉｎｄの周波数の２倍にする。つまり、脈動指令部７４は、脈動周波数ｆｉの逆数である脈動周期Ｔｉ（＝１／ｆｉ）を、入力電圧Ｖｉｎｄの１周期Ｔｖの１／２にする。本実施形態において、第２指令電流Ｉ２＊は、全波整流波形となり、最小値が０であり、最大値が充電指令電流Ｉｏ＊となる。
　脈動指令部７４は、第２指令電流Ｉ２＊が最小となるタイミングを、入力電圧Ｖｉｎｄのゼロクロスタイミングよりも所定位相φだけ早める。入力電圧Ｖｉｎｒの１周期を３６０°とする場合、所定位相φは、例えば、０°よりも大きくてかつ１０°以下の値（具体的には例えば５°）である。位相を進めるのは、実際の充電電流Ｉｏｕｔｒが第２指令電流Ｉ２＊に追従するまでに遅れを伴うことを踏まえたものである。位相を進めることにより、実際の入力電圧Ｖｉｎｒのゼロクロスタイミング（例えばゼロアップクロスタイミング）に対する実際の充電電流Ｉｏｕｔｒのゼロクロスタイミング（例えばゼロアップクロスタイミング）の位相差を０にする又は０に近づけることができる。
　このように算出された第２指令電流Ｉ２＊に実際の充電電流Ｉｏｕｔｒを制御することにより、入力電圧Ｖｉｎｒのゼロクロスタイミングと、充電電流Ｉｏｕｔｒが最小となるタイミングとが同期され、入力電流Ｉｉｎｒの脈動に合わせて充電電流Ｉｏｕｔｒが脈動する。その結果、充電電流Ｉｏｕｔｒの脈動に起因した高周波成分が入力電流Ｉｉｎｒに含まれることになるものの、その脈動を入力電流Ｉｉｎｒの脈動に極力合わせることができる。その結果、入力電流Ｉｉｎｒの歪を抑制できる。
　図４に、ＤＣＤＣマイコン７０が実行する充電処理のフローチャートを示す。この処理は、例えば、記憶部に記憶されたプログラムが実行されることにより行われる。
　ステップＳ１０では、充電指令電力Ｐｏ＊と、出力電圧Ｖｏｕｔｄとに基づいて、第１指令電流Ｉ１＊を算出する。
　ステップＳ１１では、充電指令電流Ｉｏ＊と、入力電圧Ｖｉｎｄとに基づいて、上述した脈動周波数で周期的に変動する第２指令電流Ｉ２＊を算出する。
　ステップＳ１２では、充電指令電圧Ｖｏ＊と、指令電流Ｉｒｅｆとに基づいて、第３指令電流Ｉ３＊を算出する。
　ステップＳ１３では、第１～第３指令電流Ｉ１＊～Ｉ３＊のうち、最も小さい値を指令電流Ｉｒｅｆとして算出する。
　ステップＳ１４では、指令電流Ｉｒｅｆと、ＤＣＤＣ入力電流ＩＨｄとの大小比較結果に応じたコンパレータ７６の出力信号とに基づいて、各スイッチ３１ａ～３１ｄの駆動信号を生成する。
　なお、図５に、本実施形態に係る充電処理が実行される場合における入力電圧Ｖｉｎｒ、入力電流Ｉｉｎｒ及び充電電流Ｉｏｕｔｒの計算結果を示す。
　以上説明したように、本実施形態では、充電電流Ｉｏｕｔｒの脈動周波数ｆｉを入力電圧Ｖｉｎｒの周波数の２倍にして、かつ、実際の入力電圧Ｖｉｎｒに対する実際の充電電流Ｉｏｕｔｒの位相差を０にする又は０に近づけるように、ＤＣＤＣコンバータ３０が制御される。これにより、入力電流Ｉｉｎｒの歪を抑制しつつ、蓄電装置１１０を適正に昇温させることができる。その結果、所定の規格（例えば、ＩＥＣ６１０００－３－２）で入力電流Ｉｉｎｒの高調波成分の許容値が定められている場合において、充電電流Ｉｏｕｔｒの脈動周波数ｆｉを、規格で定められた高調波成分の周波数範囲に設定することができる。つまり、蓄電装置１１０の昇温に適した脈動周波数ｆｉの使用が制約されることを防止できる。
　第２指令電流Ｉ２＊の最小値が０にされている。これにより、蓄電装置１１０の発熱量を大きくでき、蓄電装置１１０を迅速に昇温させることができる。
　第２指令電流Ｉ２＊が最小となるタイミングを、入力電圧Ｖｉｎｄが０となるタイミングよりも所定位相φだけ早める。これにより、入力電流Ｉｉｎｒの歪の低減効果が低下してしまう事態の発生を回避できる。
　＜第２実施形態＞
　以下、第２実施形態について、第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、第２指令電流Ｉ２＊の算出方法を変更する。
　図６を用いて、脈動指令部７４における第２指令電流Ｉ２＊の算出方法について説明する。図６（ａ）～図６（ｃ）は、先の図３（ａ）～図３（ｃ）に対応している。図６（ｄ）は、位相補正前の第２指令電流Ｉ２＊の推移を示し、図６（ｅ）は、図６（ｄ）の第２指令電流Ｉ２＊の位相を所定位相φだけ進めた信号の推移を示す。
　脈動指令部７４は、まず、図６（ｄ）に示すように、２値の矩形波信号である第２指令電流Ｉ２＊を算出する。図６（ｄ）において、第２指令電流Ｉ２＊の脈動周波数ｆｉ（＝１／Ｔｉ）は、入力電圧Ｖｉｎｄの周波数の２倍である。本実施形態では、第２指令電流Ｉ２＊の１周期Ｔｉにおいて、第２指令電流Ｉ２＊が充電指令電流Ｉｏ＊（「第１電流値」に相当）にされる期間と、０（「第２電流値」に相当）にされる期間とが等しい。また、第２指令電流Ｉ２＊が充電指令電流Ｉｏ＊にされる期間の中央タイミングが、入力電圧Ｖｉｎｄの絶対値が最大になるタイミングであり、第２指令電流Ｉ２＊が０にされる期間の中央タイミングが、入力電圧Ｖｉｎｄのゼロクロスタイミングである。
　そして、脈動指令部７４は、図６（ｄ）の第２指令電流Ｉ２＊の位相を所定位相φだけ進める補正を行うことにより、図６（ｅ）に示す第２指令電流Ｉ２＊を算出する。このように算出された第２指令電流Ｉ２＊が用いられる場合における入力電圧Ｖｉｎｒ、入力電流Ｉｉｎｒ及び充電電流Ｉｏｕｔｒの計算結果を図７に示す。図７において、ｔ１は、図６（ｅ）に示す補正後の第２指令電流Ｉ２＊が０に切り替わることに伴い、実際の充電電流Ｉｏｕｔｒが低下し始めるタイミングである。ｔ３は、補正後の第２指令電流Ｉ２＊がＩｏ＊に切り替わることに伴い、実際の充電電流Ｉｏｕｔｒが上昇し始めるタイミングである。ｔ２は、実際の入力電圧Ｖｉｎｒのゼロクロスタイミング（具体的にはゼロアップクロスタイミング）である。ｔ１とｔ３との中央タイミングを基準タイミング（＝（ｔ１＋ｔ３）／２）とする場合、本実施形態によれば、入力電圧Ｖｉｎｒのゼロクロスタイミングに対する基準タイミングの位相差を０に近づけることができる。
　これに対し、実際の入力電圧Ｖｉｎｒのゼロクロスタイミングに対する上記基準タイミングの位相差が０から大きくずれた比較例では、図８に示すように、入力電流Ｉｉｎｒの歪が図７に示すものよりも大きくなっている。
　以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を得ることができる。
　＜その他の実施形態＞
　なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
　・第２実施形態において、ＤＣＤＣマイコン７０に代えて、上位マイコン２００が、脈動を伴う充電指令電流Ｉｏ＊を算出してもよい。つまり、この充電指令電流Ｉｏ＊は、例えば図３（ｄ）や図６（ｅ）に示した波形となる。この充電指令電流Ｉｏ＊は、図９に示すように、選択部７３に直接入力され、選択部７３は、第１指令電流Ｉ１＊、充電指令電流Ｉｏ＊及び第３指令電流Ｉ３＊のうち、最も小さい値を指令電流Ｉｒｅｆとして算出する。この構成によれば、例えば、ＤＣＤＣマイコン７０の処理変更を伴うことなく、充電指令電流Ｉｏ＊の波形を変更できる。
　・第１実施形態において、第２指令電流Ｉ２＊としては、半波整流波形に限らず、例えば正弦波波形であってもよい。
　・第１実施形態において、脈動する第２指令電流Ｉ２＊の最小値を、０に代えて、例えば、充電指令電流Ｉｏ＊の１／３、又は充電指令電流Ｉｏ＊の１／２にしてもよい。なお、第２実施形態における第２指令電流Ｉ２＊の最小値も同様である。
　・上記各実施形態では、入力電圧Ｖｉｎｒのゼロアップクロスタイミングに対して、充電電流Ｉｏｕｔｒが最小値になるタイミング又は上記基準タイミングの位相差を０にするようにしたがこれに限らない。例えば、この位相差を、入力電圧Ｖｉｎｒの１周期の１／８（つまり４５°）以下にするなら、０以外の値にしてもよい。例えば、位相差を、３０°以下、２０°以下、又は１０°以下にしてもよい。
　・上記各実施形態では、第２指令電流Ｉ２＊の脈動周波数を入力電圧Ｖｉｎｄの周波数の２倍にしたがこれに限らない。例えば、この脈動周波数を、入力電圧Ｖｉｎｄの周波数のＮ倍（Ｎは３以上の整数）にしてもよい。なお、第２指令電流Ｉ２＊の脈動周波数を入力電圧Ｖｉｎｄの周波数のＮ倍にする場合、上記位相差が徐々に大きくなり、入力電流Ｉｉｎｒの歪低減効果が小さくなり得る。例えば、目標とする当初の位相差を２０°にする場合であっても、実際の位相差が徐々に大きくなって３０°になり得る。このため、例えば、実際の位相差と、目標の位相差とのずれ量が所定量に到達するたびに、実際の位相差を目標の位相差に合わせるために第２指令電流Ｉ２＊を再設定してもよい。上記所定量は、例えば、交流電源１００の出力の力率が所定力率（例えば、０．９５）を下回らないように設定されていればよい。
　・充電装置は、入力側整流回路１３及び昇圧チョッパ回路２０に代えて、例えば、ブリッジレスＰＦＣ回路又はセミブリッジレスＰＦＣ回路を備えていてもよい。
　・蓄電装置としては蓄電池に限らず、例えば電気二重層キャパシタであってもよい。
　・充電装置が搭載される移動体としては、車両に限らず、例えば、航空機又は船舶であってもよい。例えば、移動体が航空機の場合、航空機が備える回転電機は航空機の飛行動力源となり、移動体が船舶の場合、船舶が備える回転電機は船舶の航行動力源となる。また、充電装置の搭載先は、移動体に限らない。
　・本開示に記載の制御部及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。
　本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。

Claims (9)

  1. 　蓄電装置（１１０）を充電する充電装置（１０）において、
    　交流の入力電圧を直流電圧に変換して前記蓄電装置に出力する電力変換部（１３、２０、３０）と、
    　前記電力変換部から前記蓄電装置に出力される充電電流を脈動させるように前記電力変換部を制御する制御部（７０）と、を備え、
    　前記制御部は、前記充電電流の脈動周波数を前記入力電圧の周波数の整数倍にして、かつ、前記入力電圧のゼロクロスタイミングに対する前記充電電流が最小となるタイミングの位相差を前記入力電圧の１周期の１／８以下とするように前記電力変換部を制御する、充電装置。
  2. 　前記制御部は、前記充電電流の脈動周波数を前記入力電圧の周波数の２倍にして、かつ、前記位相差を０とするように前記電力変換部を制御する、請求項１に記載の充電装置。
  3. 　前記充電電流は、半波整流波形又は正弦波波形であり、
    　前記制御部は、前記入力電圧のゼロクロスタイミングと、前記充電電流が最小になるタイミングとを同期させるように前記電力変換部を制御する、請求項２に記載の充電装置。
  4. 　前記制御部は、前記脈動周波数で脈動する前記充電電流の指令値（Ｉ２＊）を算出する指令値算出部を有し、
    　前記指令値算出部は、前記指令値が最小となるタイミングを、前記入力電圧のゼロクロスタイミングに対して進ませ、
    　前記制御部は、前記蓄電装置の充電電流が前記指令値になるように前記電力変換部を制御する、請求項１～３のいずれか１項に記載の充電装置。
  5. 　前記電力変換部は、
    　外部の交流電源（１００）から供給される交流電流を全波整流しつつ、前記交流電源の出力の力率改善を行う第１変換部（１３、２０）と、
    　前記第１変換部から出力された直流電圧を変換して前記蓄電装置に供給する第２変換部（３０）と、を有する、請求項１～４のいずれか１項に記載の充電装置。
  6. 　前記電力変換部は、
    　外部の交流電源（１００）から供給される交流電流を全波整流しつつ、前記交流電源の出力の力率改善を行う第１変換部（１３、２０）と、
    　前記第１変換部から出力された直流電圧を変換して前記蓄電装置に供給する第２変換部（３０）と、を有し、
    　前記制御部は、前記蓄電装置の充電電流が、前記脈動周波数で脈動する指令値（Ｉ２＊，Ｉｏ＊）になるように前記電力変換部を制御し、
    　前記指令値は、前記入力電圧の１周期のうち、該入力電圧が極値となるタイミングを中間に含む所定期間にわたって第１電流値（Ｉｏ＊）にされ、残りの期間にわたって前記第１電流値よりも小さい第２電流値にされる、請求項２に記載の充電装置。
  7. 　前記制御部よりも上位の制御装置（２００）を備えるシステムに適用される充電装置において、
    　前記上位の制御装置が前記指令値（Ｉｏ＊）を算出し、前記上位の制御装置から前記制御部へと前記指令値が送信される、請求項６に記載の充電装置。
  8. 　前記制御部は、脈動する前記充電電流の最小値が０近傍となるように、前記電力変換部を制御する、請求項１～７のいずれか１項に記載の充電装置。
  9. 　コンピュータ（７０）により実行可能なプログラムであって、交流の入力電圧を直流電圧に変換して蓄電装置（１１０）に出力する電力変換部（１３、２０、３０）を用いて前記蓄電装置を充電するために、前記コンピュータを、
    　前記電力変換部から前記蓄電装置に出力される充電電流を脈動させて、かつ、前記充電電流の脈動周波数を前記電力変換部の入力電圧の周波数の整数倍にして、かつ、前記入力電圧のゼロクロスタイミングに対する前記充電電流が最小となるタイミングの位相差を前記入力電圧の１周期の１／８以下とするように前記電力変換部を制御する制御部として機能させる、プログラム。
PCT/JP2022/020367 2021-05-26 2022-05-16 充電装置、及びプログラム WO2022249913A1 (ja)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP22811186.0A EP4350940A1 (en) 2021-05-26 2022-05-16 Charging device and program
CN202280037265.1A CN117378119A (zh) 2021-05-26 2022-05-16 充电装置和程序
US18/517,149 US20240088694A1 (en) 2021-05-26 2023-11-22 Electrical charging apparatus and program
US18/517,157 US20240088702A1 (en) 2021-05-26 2023-11-22 Electrical charging apparatus and program

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2021088602A JP2022181576A (ja) 2021-05-26 2021-05-26 充電装置、及びプログラム
JP2021-088602 2021-05-26

Related Child Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US18/517,149 Continuation US20240088694A1 (en) 2021-05-26 2023-11-22 Electrical charging apparatus and program
US18/517,157 Continuation US20240088702A1 (en) 2021-05-26 2023-11-22 Electrical charging apparatus and program

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2022249913A1 true WO2022249913A1 (ja) 2022-12-01

Family

ID=84230010

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2022/020367 WO2022249913A1 (ja) 2021-05-26 2022-05-16 充電装置、及びプログラム

Country Status (5)

Country Link
US (2) US20240088694A1 (ja)
EP (1) EP4350940A1 (ja)
JP (1) JP2022181576A (ja)
CN (1) CN117378119A (ja)
WO (1) WO2022249913A1 (ja)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011018533A (ja) * 2009-07-08 2011-01-27 Toyota Motor Corp 二次電池の昇温制御装置およびそれを備える車両、ならびに二次電池の昇温制御方法
JP2013030351A (ja) 2011-07-28 2013-02-07 Toyota Motor Corp 充電装置および車両、ならびに充電装置の制御方法
JP2014050144A (ja) * 2012-08-29 2014-03-17 Toyota Motor Corp 蓄電システム
JP2015213390A (ja) * 2014-05-01 2015-11-26 トヨタ自動車株式会社 電動車両
JP2020178509A (ja) * 2019-04-22 2020-10-29 株式会社デンソー 電池温調装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011018533A (ja) * 2009-07-08 2011-01-27 Toyota Motor Corp 二次電池の昇温制御装置およびそれを備える車両、ならびに二次電池の昇温制御方法
JP2013030351A (ja) 2011-07-28 2013-02-07 Toyota Motor Corp 充電装置および車両、ならびに充電装置の制御方法
JP2014050144A (ja) * 2012-08-29 2014-03-17 Toyota Motor Corp 蓄電システム
JP2015213390A (ja) * 2014-05-01 2015-11-26 トヨタ自動車株式会社 電動車両
JP2020178509A (ja) * 2019-04-22 2020-10-29 株式会社デンソー 電池温調装置

Also Published As

Publication number Publication date
US20240088694A1 (en) 2024-03-14
US20240088702A1 (en) 2024-03-14
EP4350940A1 (en) 2024-04-10
JP2022181576A (ja) 2022-12-08
CN117378119A (zh) 2024-01-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10097076B2 (en) Control circuit, control method and flyback converter
US9882466B2 (en) Power conversion device including an AC/DC converter and a DC/DC converter
JP5530401B2 (ja) 電源装置
JP5279797B2 (ja) 電力変換装置
US10944283B2 (en) Distributed single-stage on-board charging device and method thereof
JP6569839B1 (ja) 電力変換装置
JP5803945B2 (ja) 電力変換装置
AU2017337434B2 (en) Control device for direct power converter
US10044278B2 (en) Power conversion device
CN111542999A (zh) 电力变换装置
JP6260295B2 (ja) 力率改善回路
US9590512B2 (en) Power supply apparatus
JP6196949B2 (ja) 電力変換装置
US9966864B2 (en) Electronic apparatus and control method of electronic apparatus
US9979306B1 (en) Phase feed-forward control for output voltage AC line ripple suppression in digital power supply
US11183944B2 (en) Control apparatus for power converter
JP2013038876A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びバッテリ充電器
JP5063731B2 (ja) 電源装置
JP4857812B2 (ja) 電源システム
JP6656341B1 (ja) 電力変換装置
WO2022249913A1 (ja) 充電装置、及びプログラム
CN110622405B (zh) 电力变换装置
Beyer et al. Design of a universal charger for a light electric vehicle with effect of an RCD snubber on peak current control
JP7251436B2 (ja) 電源装置及び電源制御プログラム
US20240088794A1 (en) Dc-dc converter and vehicle

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 22811186

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 202280037265.1

Country of ref document: CN

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2022811186

Country of ref document: EP

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2022811186

Country of ref document: EP

Effective date: 20240102