JP6656341B1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】回路損傷を抑制するとともに、電力変換効率を向上させる。【解決手段】電力変換装置１０００の制御部４は、交流電圧に重畳した高調波の有無を検出し、「高調波あり」の場合にのみ、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００の直流電圧Ｖｄｃが高調波電圧の振幅２９の分以上増加するように、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００およびＤＣ／ＤＣコンバータ部２００を制御する。これにより、直流電圧Ｖｄｃを、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００の交流電圧Ｖｉｎ以上に保つことができ、過電流の発生を防止できる。【選択図】図４

Description

本発明は、交流電力を直流電力に変換した後、直流出力を得る電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部、平滑コンデンサ、ＤＣ／ＤＣコンバータ部、および制御装置を備えて構成されている。ＡＣ／ＤＣコンバータ部は、交流電源を入力とし、交流電圧を直流電圧に変換する。平滑コンデンサは、ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流側に接続されている。ＤＣ／ＤＣコンバータ部は、半導体スイッチング素子を備えており、平滑コンデンサの直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に供給する。

制御装置は、交流の力率を制御しつつ、ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧が目標値に追従するように、ＡＣ／ＤＣコンバータ部を制御する。さらに、制御装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部から負荷への直流出力が指令値に追従するように、半導体スイッチング素子のデューティ制御を行うことによりＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御する。

そして、制御装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部から負荷への直流出力に応じて、ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧目標値を調整する。これにより、従来の電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ部内の半導体スイッチング素子のデューティ比を適切に制御することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ部での電力損失の低減を図ることができる。この結果、電力変換効率の向上を実現している（例えば、特許文献１参照）。

また、この種の電力変換装置は、交流電圧の瞬時値の絶対値が平滑コンデンサの両端電圧以上であると、交流電源から平滑コンデンサへ充電電流が流れ、力率制御不可能となる。そのため、ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧目標値を調整する際の下限値は、交流電圧によって決定されることが、特許文献１には示されている。より具体的には、ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧目標値の下限値は、交流電圧の波高値以上に設定する必要がある。

このため、従来の電力変換装置は、交流電圧の１周期毎に交流電圧の振幅を検出し、直前の交流電圧周期で検出した振幅から、ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧目標値の下限値を設定する必要がある。

ここで、直前の交流電圧周期で検出した振幅からＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧目標値の下限値が設定された後に、交流電源の変動等により、交流電圧に高調波成分が重畳した場合を考える。この場合、直前の交流電圧周期で検出した振幅よりも交流電圧の瞬時値が高くなる瞬間が発生することとなる。

そのため、交流電圧の瞬時値がＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧目標値よりも高くなる状態が発生してしまう。この結果、交流電源から平滑コンデンサへ力率制御不可能な充電電流が流れ、過大な充電電流によりＡＣ／ＤＣコンバータ部が損傷する現象となる。

本現象は、直前の交流電圧周期で検出した振幅に対して、あらかじめ想定される高調波成分の振幅を加えた値を、常にＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧目標値の下限値として設定することにより、回避可能である。

ＷＯ２０１１／１５１９４０号

しかしながら、このような回避方法では、想定される高調波成分が交流電圧に重畳しているか否かに関わらず、想定される高調波成分の振幅分だけＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧目標値の下限値を常に増加させることになる。そのため、ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧目標値に関する調整可能な設定幅が減少する。この結果、電力損失の増加、および電力変換効率の低下を招く。また、負荷がバッテリ等の場合には、充電時間が長くなってしまうといった課題がある。

本発明は、このような課題を解決するためのものであり、回路損傷を抑制するとともに、電力変換効率を向上させることのできる電力変換装置を得ることを目的とする。

本発明は、交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ部と、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流側に接続された平滑コンデンサと、半導体スイッチング素子を備えて前記平滑コンデンサの直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に接続するＤＣ／ＤＣコンバータ部と、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧が直流電圧目標値に追従するように前記交流電圧から前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部への入力電流の振幅指令値を生成し、前記入力電流の振幅が前記振幅指令値に追従するよう前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部を制御し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部から前記負荷への直流出力が出力指令値に追従するように前記半導体スイッチング素子のデューティ制御により前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御すると共に、前記交流電圧の基本波の周期である交流電圧周期毎に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部から前記負荷への出力電圧に応じて前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の前記直流電圧目標値を調整する制御部とを備え、前記制御部は、前記交流電圧の高調波電圧の振幅を検出し、前記高調波電圧の振幅が判定閾値以上である場合、前記直流電圧が前記高調波電圧の振幅分以上増加するように前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部および前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御する、電力変換装置である。

本発明の電力変換装置によれば、回路損傷を抑制するとともに、電力変換効率を向上させることのできる電力変換装置を得ることができる。

本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成を示す図である。 本発明の実施の形態１に係る制御部において、交流電圧に重畳する高調波電圧の検出処理、および高調波重畳の判定処理を行うための機能ブロック図である。 本実施の形態１に係る制御部において、ＡＣ／ＤＣコンバータ部の半導体スイッチング素子をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御するための機能ブロック図である。 本発明の実施の形態１による、交流電圧に高調波が重畳する際の各部の波形を示した図である。 本発明の実施の形態１に係る制御部において、ＤＣ／ＤＣコンバータ部の半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御するための機能ブロック図である。 本発明の実施の形態１に係る制御部のハードウェア構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１に係る制御部のハードウェア構成を示すブロック図である。

以下、本発明の電力変換装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の構成を示す図である。本実施の形態１に係る電力変換装置１０００は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００、平滑コンデンサ２、および制御部４を備えて構成されている。

より具体的には、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００は、交流電源１からの交流電圧を直流電圧に変換する。平滑コンデンサ２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００から出力される直流電圧を平滑化するために、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００の出力側に設けられている。ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００は、平滑コンデンサ２の直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して、負荷である高圧バッテリ３を充電する。そして、制御部４は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００およびＤＣ／ＤＣコンバータ部２００を制御することで、交流電源１からの交流電圧を受け、出力段に接続されている負荷である高圧バッテリ３を充電する。

ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００およびＤＣ／ＤＣコンバータ部２００のそれぞれは、半導体スイッチング素子を備えており、半導体スイッチング素子のスイッチングにより電力変換を行う回路である。また、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００およびＤＣ／ＤＣコンバータ部２００のそれぞれには、検出回路が取り付けられており、検出された電流値および電圧値が制御部４へ伝えられる。

制御部４は、電流目標値として、入力電流の振幅指令値ならびに出力指令値を生成する。さらに、制御部４は、検出された電流値が電流目標値に追従するように、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００ならびにＤＣ／ＤＣコンバータ部２００のそれぞれの半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御する。

半導体スイッチング素子は、例えばソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｅｒ）が使用される。

ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００は、交流入力電源としての交流電源１と平滑コンデンサ２との間に接続されている。すなわち、平滑コンデンサ２は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００の直流側に接続されている。交流電源１は、整流回路としてのダイオードブリッジ５に接続されている。ダイオードブリッジ５の出力は、限流回路としてのリアクトル６に接続される。リアクトル６の後段には、半導体スイッチング素子７の一端と整流ダイオード８のアノード側とが接続されている。

整流ダイオード８のカソード側が出力段の平滑コンデンサ２の正極に接続される。また、リアクトル６の後段に接続された半導体スイッチング素子７の他端は、平滑コンデンサ２の負極に接続される。

ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００には、３つの検出回路として、交流電圧検出回路２０、入力電流検出回路２１、および直流電圧検出回路２２が設けられている。交流電圧検出回路２０は、交流電源１に並列に接続され、交流電圧Ｖｉｎを検出する。入力電流検出回路２１は、ダイオードブリッジ５の入力側において、交流電源１に直列に接続されており、交流電源１からの交流入力電流Ｉｉｎを検出する。また、直流電圧検出回路２２は、平滑コンデンサ２に並列に接続され、平滑コンデンサ２の直流電圧Ｖｄｃを検出する。

一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００は、平滑コンデンサ２と高圧バッテリ３との間に接続されている。平滑コンデンサ２の後段には、４つの半導体スイッチング素子９〜１２が接続されている。具体的には、半導体スイッチング素子９，１１のドレインが、平滑コンデンサ２の正極側に接続され、半導体スイッチング素子１０，１２のソースが、平滑コンデンサ２の負極側に接続されている。

また、トランス１３の一次巻線の一端が、半導体スイッチング素子９のソースと半導体スイッチング素子１０のドレインとの接続点に接続され、他端が、半導体スイッチング素子１１のソースと半導体スイッチング素子１２のドレインとの接続点に接続されている。トランス１３の二次巻線には、フルブリッジ構成の整流用ダイオード１４〜１７が接続されている。

整流用ダイオード１４〜１７の後段には、平滑用リアクトル１８と、出力電流Ｉｏｕｔを検出する出力電流検出回路２３と、平滑用コンデンサ１９とが接続されている。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の出力端となる平滑用コンデンサ１９の両端には、負荷である高圧バッテリ３が接続されている。ここで、平滑用コンデンサ１９に並列して、出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出回路２４が接続されている。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００には、２つの検出回路として、出力電流検出回路２３、および出力電圧検出回路２４が設けられている。

次に、制御部４が交流電圧の高調波電圧の振幅を検出し、高調波電圧の振幅を判定閾値と比較することにより高調波電圧の有無を判定する方法について、詳細に説明する。

図２は、本発明の実施の形態１に係る制御部４において、交流電圧に重畳する高調波電圧の検出処理、および高調波重畳の判定処理を行うための機能ブロック図である。制御部４は、高調波電圧の検出処理、および高調波重畳の判定処理を実行するために、実効値演算部４０１、同期正弦波生成部４０２、乗算器４０３、差分器４０４、絶対値処理部４０５、および判定部４０６を備えている。

交流電圧検出回路２０の検出値である交流電圧Ｖｉｎは、実効値演算部４０１、同期正弦波生成部４０２、および差分器４０４のそれぞれに入力される。

実効値演算部４０１は、交流電圧Ｖｉｎの基本波の周期Ｔ１毎に、交流電圧Ｖｉｎの検出値から交流電圧の実効値２５を演算する。

同期正弦波生成部４０２は、交流電圧Ｖｉｎの基本波に同期し、振幅が√２である同期正弦波２６を生成する。

乗算器４０３は、交流電圧の実効値２５と同期正弦波２６とを乗算し、交流電圧の基本波電圧２７（Ｖｉｎ＿ｆ）を生成する。

差分器４０４は、基本波電圧２７と交流電圧Ｖｉｎの検出値との差分２８を生成する。この差分２８は、交流電圧Ｖｉｎから基本波電圧２７を除くことにより、交流電圧Ｖｉｎに重畳する高調波電圧Ｖｉｎ＿ｈを演算したものに相当する。

絶対値処理部４０５は、差分２８を絶対値処理することにより、高調波電圧の振幅２９（Ｖｉｎ＿ｈ＿ＡＭＰ）を検出するとともに、直前までに検出した振幅のうちの、最大値を出力する。

判定部４０６は、高調波電圧の振幅２９（Ｖｉｎ＿ｈ＿ＡＭＰ）と判定閾値（Ｖｉｎ＿ｈ＿ｔｈ）とを比較することにより、高調波重畳の判定結果３０を出力する。ここで、高調波重畳の判定閾値（Ｖｉｎ＿ｈ＿ｔｈ）は、高調波電圧の重畳許容値として設定されている。そして、判定部４０６は、高調波電圧の振幅２９が判定閾値（Ｖｉｎ＿ｈ＿ｔｈ）以上である場合には、「高調波あり」と判定し、高調波電圧の振幅２９が判定閾値（Ｖｉｎ＿ｈ＿ｔｈ）未満である場合には、「高調波なし」と判定する。

このようにして、制御部４は、高調波電圧の振幅２９の検出処理と高調波重畳の判定処理とを、高調波電圧の振幅２９を交流電圧の基本波電圧の周期Ｔ１毎に０とした後に、繰り返し実行する。従って、絶対値処理部４０５は、周期Ｔ１毎に、高調波電圧の振幅２９の最大値を出力することとなる。

次に、高調波重畳の判定処理結果が、「高調波なし」である状態から、「高調波あり」の状態に変化した場合における制御部４による制御方法について説明する。「高調波あり」となった場合、制御部４は、直流電圧が高調波電圧の振幅２９の分以上増加するように、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００およびＤＣ／ＤＣコンバータ部２００を制御する。

まず、制御部４により、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００を制御する方法について説明する。図３は、本実施の形態１に係る制御部４において、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１００の半導体スイッチング素子７をＰＷＭ制御するための機能ブロック図である。また、図４は、本発明の実施の形態１による、交流電圧に高調波が重畳する際の各部の波形を示した説明図である。

図４における、時刻Ｔａ、時刻Ｔｂ、時刻Ｔｃ、時刻Ｔｄ、および時刻Ｔｅは、それぞれ、以下の時刻を意味している。
時刻Ｔａ：制御部４が交流電圧Ｖｉｎの検出値から交流電圧の実効値２５を演算するタイミングと一致する時刻であるとともに、交流電圧に高調波が重畳する時刻
時刻Ｔｂ：高調波重畳の判定結果が「高調波あり」となる時刻
時刻Ｔｃ：時刻Ｔａから、交流電圧の基本波の周期Ｔ１分が経過した時刻
時刻Ｔｄ：時刻Ｔｃから、交流電圧の基本波の周期Ｔ１分が経過するとともに、高調波の重畳が終了するタイミング
時刻Ｔｅ：時刻Ｔｄから、交流電圧の基本波の周期Ｔ１分が経過した時刻

高調波が重畳しておらず、高調波重畳の判定結果が「高調波なし」である場合、すなわち、時刻ｔが０＜時刻ｔ＜時刻Ｔｂの場合を考える。この場合、制御部４は、出力電圧Ｖｏｕｔに応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００が高効率で動作するよう、平滑コンデンサ２の直流電圧目標値Ｖｄｃ^＊を調整する。制御部４は、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧の振幅以上にし、入力電流の過電流が発生しないように、直流電圧目標値Ｖｄｃ^＊を設定する必要がある。

すなわち、制御部４内の下限制限処理部４１０は、判定部４０６による高調波重畳の判定結果が高調波ありかなしかを、交流電圧の基本波の周期Ｔ１毎に確認する。そして、下限制限処理部４１０は、「高調波なし」であることを確認した場合には、交流電圧の基本波の振幅以上の値に設定した第一の下限値を下回らないように、直流電圧目標値Ｖｄｃ^＊を下限制限処理し、制限処理後の直流電圧目標値３１として出力する。

そして、差分器４１１は、直流電圧検出回路２２が検出した直流電圧Ｖｄｃと、平滑コンデンサ２に関する制限処理後の直流電圧目標値３１との差分３２を算出する。ＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ）制御部４１２は、差分３２に対して、比例積分制御した出力を振幅指令値３３として指令値生成部４１５へ出力する。

指令値生成部４１５は、判定部４０６の高調波重畳の判定結果３０が高調波ありかなしかを、交流電圧の基本波の周期より小さい周期Ｔ２で確認し、「高調波なし」であると確認した場合には、振幅指令値３３と同じ値を、振幅指令値３４として出力する。

乗算器４１６は、振幅指令値３４に基づいて、同期正弦波２６から、交流電圧検出回路２０が検出した入力電圧Ｖｉｎに同期した目標電流値（Ｉｉｎ^＊）３５を生成する。差分器４１７は、目標電流値３５と、入力電流検出回路２１により検出された入力電流Ｉｉｎとの差分３６を算出する。ＰＩ制御部４１８は、差分３６をフィードバック量として、比例積分制御した出力を、リアクトル６の印加電圧としての目標値である目標電圧（ＶＬｉｎ）３７として生成する。

ここで、半導体スイッチング素子７が任意のデューティ比Ｄ１で動作するとき、半導体スイッチング素子７のスイッチング周期の１周期分について、交流電圧Ｖｉｎ、直流電圧Ｖｄｃ、および目標電圧（ＶＬｉｎ）３７の関係は、下式（１）であらわされる。
Ｖｉｎ＝ＶＬｉｎ＋Ｖｄｃ（１−Ｄ１） （１）

上式（１）の関係に基づいて、ゲート信号生成部４１９は、下式（２）に従ってデューティ比Ｄ１を算出する。
Ｄ１＝１−（Ｖｉｎ−ＶＬｉｎ）／Ｖｄｃ （２）

さらに、ゲート信号生成部４１９は、算出したデューティ比Ｄ１に従って、ＰＷＭ制御するためのゲート信号３８を生成し、半導体スイッチング素子７へゲート信号３８を出力する。

一方、図４において、時刻ｔが時刻Ｔｂ＜時刻ｔ＜時刻Ｔｃの間は、高調波重畳の判定結果が「高調波あり」の状態に変化した後、直流電圧目標値Ｖｄｃ^＊が第一の下限値を下回らないように下限制限処理され、制限処理後の直流電圧目標値３１（Ｖｄｃ２^＊）が出力された後、周期Ｔ１分の時間が経過していない場合に相当する。すなわち、時刻Ｔｂ＜時刻ｔ＜時刻Ｔｃの間は、直流電圧目標値Ｖｄｃ^＊が第一の下限値を下回らないように下限制限処理され、この制限処理後の直流電圧目標値３１（Ｖｄｃ２^＊）が出力される状態が継続していることとなる。

平滑コンデンサ２の直流電圧目標値３１と直流電圧検出回路２２が検出した直流電圧Ｖｄｃとの差分３２を比例積分制御した出力に相当する振幅指令値３３は、高調波重畳の判定結果が「高調波なし」の場合と同様に、ＰＩ制御部４１２から出力される。

乗算器４１３は、高調波電圧の振幅２９に対して定数Ｋ１を乗算して得られる第１の補正量としての補正量３９（ΔＩｉｎ^＊）を出力する。加算器４１４は、振幅指令値３３と補正量３９とを加算した第二の振幅指令値４０を出力する。そして、指令値生成部４１５は、交流電圧の基本波の周期より小さい周期Ｔ２で、高調波重畳の判定結果が「高調波あり」であると確認された場合、第二の振幅指令値４０を振幅指令値３４として出力する。

以降の処理は、高調波重畳の判定結果が「高調波なし」の場合と同様であり、ゲート信号生成部４１９は、この振幅指令値３４に基づいて、ゲート信号３８を生成し、半導体スイッチング素子７へゲート信号３８を出力する。

また、図４において、時刻ｔが時刻Ｔｃ＜時刻ｔ＜時刻Ｔｄの間は、高調波重畳の判定結果が「高調波あり」となり、直流電圧目標値Ｖｄｃ^＊が第一の下限値を下回らないよう下限制限処理され、制限処理後の直流電圧目標値３１（Ｖｄｃ２^＊）が出力された後、周期Ｔ１分の時間が経過した場合に相当する。この場合、高調波重畳の判定結果が「高調波あり」であるため、下限制限処理部４１０は、高調波電圧の振幅２９を電圧補正量とし、第一の下限値に電圧補正量を加えた第二の下限値を用いて直流電圧目標値Ｖｄｃ^＊を下限制限処理し、制限処理後の直流電圧目標値３１（Ｖｄｃ２^＊）を出力する。

すなわち、高調波重畳の判定結果が「高調波あり」である場合には、第一の下限値よりも高調波成分の振幅（Ｖｉｎ＿ｈ＿ＡＭＰ）分増加した第二の下限値によって、直流電圧目標値３１（Ｖｄｃ２^＊）が制限処理される。このため、高調波重畳の判定結果が「高調波なし」の場合よりも、直流電圧目標値３１（Ｖｄｃ２^＊）は増加する。この結果、平滑コンデンサ２の直流電圧目標値３１（Ｖｄｃ２^＊）と、直流電圧検出回路（ＳＶ２）２２が検出した直流電圧Ｖｄｃとの差分３２も増加する。これにより、差分３２を比例積分（ＰＩ）制御した出力である振幅指令値３３も増加する。

高調波重畳の判定結果が「高調波あり」であるため、指令値生成部４１５は、補正量３９を振幅指令値３３に加えた補正後の第二の振幅指令値４０を、振幅指令値３４として出力するが、上記の通り振幅指令値３３は増加させているため、第二の下限値を生成するとともに、補正量３９を０にする。

このように、本実施の形態においては、時刻Ｔｂにて「高調波あり」として判定後、補正量３９を増加させ、補正量として振幅指令値３３に加算したのち、時刻Ｔｃにて電圧補正量を加えた第二の下限値で直流電圧目標値Ｖｄｃ＊を下限制限処理し、その後は補正量３９の値を０に更新するという、時系列的な処理を行う。

すなわち、「高調波あり」の場合は、
振幅指令値３３＋補正量３９＝振幅指令値３４
により振幅指令値を生成するが、
補正量３９＝高調波電圧の振幅２９×定数Ｋ１ （Ｔｂ＜Ｔ＜Ｔｃのとき）
補正量３９＝０ （Ｔ≧Ｔｃのとき）
として処理を行う。

以降の処理は、高調波重畳の判定結果が「高調波なし」の場合と同様であり、ゲート信号生成部４１９は、この振幅指令値３４に基づいて、ゲート信号３８を生成し、半導体スイッチング素子７へゲート信号３８を出力する。

また、図４において、交流電圧の高調波の重畳が終了し、周期Ｔ１分の時間が経過時点で、高調波重畳の判定結果が「高調波なし」である場合、すなわち時刻ｔが時刻ｔ＞Ｔｅの場合には、高調波重畳の判定結果が「高調波なし」であった、時刻ｔが０＜時刻ｔ＜時刻Ｔｂの場合と同様の動作となる。

次に、制御部４によりＤＣ／ＤＣコンバータ部２００を制御する方法について説明する。図５は、本発明の実施の形態１に係る制御部４において、ＤＣ／ＤＣコンバータ部２００の半導体スイッチング素子をＰＷＭ制御するための機能ブロック図である。

図４において、高調波が重畳しておらず、高調波重畳の判定結果が「高調波なし」である場合、すなわち時刻ｔが０＜時刻ｔ＜時刻Ｔｂの場合、制御部４内の指令値生成部４２５は、高調波重畳の判定結果が高調波ありかなしかを、判定部４０６の判定結果３０に基づいて、交流電圧の基本波の周期Ｔ１よりも小さい周期Ｔ２で確認する。そして、指令値生成部４２５は、「高調波なし」であることを確認した場合には、入力される出力指令値Ｉｏｕｔ^＊と同じ値を、出力指令値４１として出力する。

差分器４２７は、出力指令値４１と、出力電流検出回路２３により検出した出力電流Ｉｏｕｔとの差分４２を算出する。ＰＩ制御部４２８は、差分４２をフィードバック量として、比例積分制御した出力を、平滑用リアクトル１８の印加電圧としての目標値である目標電圧ＶＬｏｕｔ４３として生成する。

ここで、半導体スイッチング素子９〜１２がデューティ比Ｄ２となるよう動作する場合を考える。この場合、トランス１３の一次側の巻き数をＮ１、二次側の巻き数をＮ２とすると、半導体スイッチング素子９〜１２のスイッチング周期の１周期分について、出力電圧検出回路２４で検出した出力電圧Ｖｏｕｔと、直流電圧Ｖｄｃと、目標電圧ＶＬｏｕｔ４３との関係は、下式（３）であらわされる。
Ｖｏｕｔ＝Ｎ２／Ｎ１・Ｖｄｃ・Ｄ２―ＶＬｏｕｔ （３）

上式（２）の関係に基づいて、ゲート信号生成部４２９は、下式（４）に従ってデューティ比Ｄ２を算出する。
Ｄ２＝Ｎ１／Ｎ２（Ｖｏｕｔ＋ＶＬｏｕｔ）／Ｖｄｃ （４）

さらに、ゲート信号生成部４２９は、算出したデューティ比Ｄ２に従って、ＰＷＭ制御するためのゲート信号４４〜４７を生成し、半導体スイッチング素子９〜１２のそれぞれに対応したゲート信号４４〜４７を出力する。

また、図４において、時刻ｔが時刻Ｔｂ＜時刻ｔ＜時刻Ｔｃの間は、高調波重畳の判定結果が「高調波あり」の状態に変化した後、直流電圧目標値Ｖｄｃ^＊が第一の下限値を下回らないように下限制限処理され、制限処理後の直流電圧目標値３１（Ｖｄｃ２^＊）が出力された後、周期Ｔ１分の時間が経過していない場合に相当する。

乗算器４２３は、高調波電圧の振幅２９と定数Ｋ２とを乗算して得られる第２の補正量としての補正量４８（ΔＩｏｕｔ^＊）を出力する。減算器４２４は、出力指令値Ｉｏｕｔ^＊から補正量４８を減算した第二の出力指令値４９を出力する。そして、指令値生成部４２５は、交流電圧の基本波の周期より小さい周期Ｔ２で、高調波重畳の判定結果が「高調波あり」であると確認された場合、第二の出力指令値４９を出力指令値４１として出力する。

以降の処理は、高調波重畳の判定結果が「高調波なし」の場合と同様であり、ゲート信号生成部４１９は、この出力指令値４１に基づいて、ゲート信号４４〜４７を生成し、半導体スイッチング素子９〜１２のそれぞれに対応したゲート信号４４〜４７を出力する。

図４において、時刻ｔが時刻Ｔｃ＜時刻ｔ＜時刻Ｔｄの間は、高調波重畳の判定結果が「高調波あり」となり、直流電圧目標値Ｖｄｃ^＊が第一の下限値を下回らないよう下限制限処理され、制限処理後の直流電圧目標値３１（Ｖｄｃ２^＊）が出力された後、周期Ｔ１分の時間が経過した場合に相当する。この場合、高調波重畳の判定結果が「高調波あり」であるため、指令値生成部４２５は、出力指令値の補正量４８を出力指令値Ｉｏｕｔ^＊から減算した補正後の第二の出力指令値４９を出力指令値４１として出力するが、第二の下限値を生成するとともに、補正量４８を０にする。

このように、本実施の形態においては、時刻Ｔｂにて「高調波あり」として判定後、補正量４８を増加させ、補正量として出力指令値４１から減算したのち、時刻Ｔｃにて電圧補正量を加えた第二の下限値で直流電圧目標値Ｖｄｃ＊を下限制限処理し、その後は補正量４８の値を０に更新するという、時系列的な処理を行う。

すなわち、「高調波あり」の場合は、
出力指令値４１−補正量４８＝第二の出力指令値４９
により出力指令値４１を生成するが、
補正量４８＝高調波電圧の振幅２９×定数Ｋ２ （Ｔｂ＜Ｔ＜Ｔｃのとき）
補正量４８＝０ （Ｔ≧Ｔｃのとき）
として処理を行う。

以降の処理は、高調波重畳の判定結果が「高調波なし」の場合と同様であり、ゲート信号生成部４２９は、この出力指令値４１に基づいて、ゲート信号４４〜４７を生成し、半導体スイッチング素子９〜１２のそれぞれに対応したゲート信号４４〜４７を出力する。

交流電圧の高調波の重畳が終了し、周期Ｔ１分の時間が経過時点で高調波重畳の判定結果が「高調波なし」である場合、すなわち時刻ｔが時刻ｔ＞Ｔｅの場合には、高調波重畳の判定結果が「高調波なし」であった、時刻ｔが０＜時刻ｔ＜時刻Ｔｂの場合と同様の動作となる。

以上により、交流電圧に高調波電圧が重畳した場合には、本実施の形態１に係る電力変換装置は、振幅目標値３４を増加させ、出力指令値４１を減少させるように動作する。すなわち、本実施の形態１に係る電力変換装置は、平滑コンデンサ２の入力電力を増加させ、出力電力を減少させることにより、交流電圧に高調波電圧が重畳した際に速やかに直流電圧Ｖｄｃを増加させることができる。このため、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧Ｖｉｎ以上に保つことが可能である。この結果、直流電圧Ｖｄｃが交流電圧Ｖｉｎの絶対値よりも小さいときに発生する過電流の発生を防止することができる。

また、交流電圧に高調波電圧が重畳した場合のみ直流電圧Ｖｄｃを増加させることができる。このため、高調波が重畳しない場合には、直流電圧目標値を調整可能とする設定幅が減少しない。この結果、電力損失を低下させ、電力変換効率を向上させることができる。

以上により、本実施の形態１に係る電力変換装置によれば、電源変動等によって交流電圧に高調波が重畳する場合に発生しうる回路損傷を回避しつつ、電力変換効率を向上させ、充電時間短縮させることができる。

なお、本実施の形態１では、補正量３９および補正量４８は、高調波電圧の振幅２９に定数を乗算することにより生成したが、このような生成方法には限定されない。高調波電圧の振幅２９を入力として、高調波電圧の振幅２９の増加に伴い、補正量３９および補正量４８が増加するような関数に従って、これらの補正量を生成してもよく、同様の効果が得られる。

また、想定しうる高調波電圧の振幅の分だけ直流電圧Ｖｄｃが増加するように定めた一定の値を、補正量３９および補正量４８として設定しても良い。

また、本実施の形態１では、第二の下限値は、高調波重畳判定部が出力する高調波電圧の振幅２９を電圧補正量とし、交流電圧の基本波の振幅以上の値に設定した第一の下限値に電圧補正量を加えた値としたが、このような値には限定されない。高調波電圧の振幅２９の増加に伴い、電圧補正量が増加するような関数に従って電圧補正量を生成してもよく、同様の効果が得られる。

また、想定しうる高調波電圧の振幅の分だけ直流電圧Ｖｄｃが増加するように定めた一定値を、電圧補正量として設定しても良い。

また、本実施の形態１では、高調波重畳の判定閾値は、高調波電圧の重畳許容値に設定した。ここで、高調波重畳の判定閾値は、交流電圧検出回路２０の出力する検出値に重畳する観測ノイズ等を高調波電圧として判定しないよう、観測ノイズ以上の値に設定する必要がある。一般的に、交流電圧の振幅が増加し、入力電力が増加するほど、観測ノイズの振幅も増加する。このため、重畳許容値を交流電圧の基本波電圧の振幅に従って増加するように設定しても良い。このように、判定閾値は、交流電圧の基本波電圧の振幅に基づいた可変の値に設定してもよい。

ここで、本発明の実施の形態１に係る制御部４のハードウェア構成について図６および図７に基づいて説明する。

上述した実施の形態１に係る制御部４における各機能は、処理回路によって実現される。各機能を実現する処理回路は、専用のハードウェアであってもよく、メモリに格納されるプログラムを実行するプロセッサであってもよい。図６は、本発明の実施の形態１に係る制御部４の各機能を専用のハードウェアである処理回路２０００で実現する場合を示した構成図である。また、図７は、本発明の実施の形態１に係る制御部４の各機能をプロセッサ３００１およびメモリ３００２を備えた処理回路３０００により実現する場合を示した構成図である。

処理回路が専用のハードウェアである場合、処理回路２０００は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、またはこれらを組み合わせたものが該当する。制御部４の各機能それぞれを個別の処理回路２０００で実現してもよいし、各機能をまとめて処理回路２０００で実現してもよい。

一方、処理回路がプロセッサ３００１の場合、制御部４の各機能は、ソフトウェア、ファームウェア、またはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアおよびファームウェアは、プログラムとして記述され、メモリ３００２に格納される。プロセッサ３００１は、メモリ３００２に記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、各機能を実現する。すなわち、制御部４は、処理回路３０００により実行されるときに、制御部４の各ステップが結果的に実行されることになるプログラムを格納するためのメモリ３００２を備える。

これらのプログラムは、上述した制御部４の各手順あるいは方法をコンピュータに実行させるものであるともいえる。ここで、メモリ３００２とは、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｅｒａｓａｂｌｅ ａｎｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）等の、不揮発性または揮発性の半導体メモリが該当する。また、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ等も、メモリ３００２に該当する。

なお、上述した制御部４の各機能について、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現するようにしてもよい。

このように、処理回路は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、またはこれらの組み合わせによって、上述した制御部４の各機能を実現することができる。

１ 交流電源、２ 平滑コンデンサ、３ 高圧バッテリ、４ 制御部、５ ダイオードブリッジ、６ リアクトル、７ 半導体スイッチング素子、８ 整流ダイオード、９，１０，１１，１２ 半導体スイッチング素子、１３ トランス、１４，１５，１６，１７ 整流用ダイオード、１８ 平滑用リアクトル、１９ 平滑用コンデンサ、２０ 交流電圧検出回路、２１ 入力電流検出回路、２２ 直流電圧検出回路、２３ 出力電流検出回路、２４ 出力電圧検出回路、１００ ＡＣ／ＤＣコンバータ部、２００ ＤＣ／ＤＣコンバータ部、４０１ 実効値演算部、４０２ 同期正弦波生成部、４０３ 乗算器、４０４ 差分器、４０５ 絶対値処理部、４０６ 判定部、４１０ 下限制限処理部、４１１ 差分器、４１２ ＰＩ制御部、４１３ 乗算器、４１４ 加算器、４１５ 指令値生成部、４１６ 乗算器、４１７ 差分器、４１８ ＰＩ制御部、４１９ ゲート信号生成部、４２３ 乗算器、４２４ 減算器、４２５ 指令値生成部、４２７ 差分器、４２８ ＰＩ制御部、４２９ ゲート信号生成部、１０００ 電力変換装置。

Claims (12)

1. 交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータ部と、
   前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流側に接続された平滑コンデンサと、
   半導体スイッチング素子を備えて前記平滑コンデンサの直流電力をＤＣ／ＤＣ変換して負荷に接続するＤＣ／ＤＣコンバータ部と、
   前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流電圧が直流電圧目標値に追従するように前記交流電圧から前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部への入力電流の振幅指令値を生成し、前記入力電流の振幅が前記振幅指令値に追従するよう前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部を制御し、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部から前記負荷への直流出力が出力指令値に追従するように前記半導体スイッチング素子のデューティ制御により前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御すると共に、前記交流電圧の基本波の周期である交流電圧周期毎に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部から前記負荷への出力電圧に応じて前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の前記直流電圧目標値を調整する制御部と
   を備え、
   前記制御部は、前記交流電圧の高調波電圧の振幅を検出し、前記高調波電圧の振幅が判定閾値以上である場合、前記直流電圧が前記高調波電圧の振幅分以上増加するように前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部および前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御する
   電力変換装置。
2. 前記制御部は、
   前記高調波電圧の振幅が前記判定閾値以上である場合、前記交流電圧の周期より小さい周期で、前記振幅指令値を増加させる第１の補正量を生成し、
   前記入力電流の振幅が、前記振幅指令値に前記第１の補正量を加算した第二の振幅指令値に追従するように前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部を制御する
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、
   前記高調波電圧の振幅が前記判定閾値以上である場合、前記交流電圧の周期より小さい周期で、前記出力指令値を減少させる第２の補正量を生成し、
   前記直流出力が、前記出力指令値から前記第２の補正量を減算した第二の出力指令値に追従するように前記半導体スイッチング素子のデューティ制御により前記ＤＣ／ＤＣコンバータ部を制御する
   請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記第１の補正量は、前記高調波電圧の振幅に基づいて設定する
   請求項２に記載の電力変換装置。
5. 前記第２の補正量は、前記高調波電圧の振幅に基づいて設定する
   請求項３に記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は、
   前記高調波電圧の振幅が前記判定閾値より小さい場合、前記交流電圧周期毎に、前記直流電圧目標値の下限値を、前記交流電圧の基本波の振幅に基づいて設定した第一の下限値に設定し、
   前記高調波電圧の振幅が前記判定閾値以上である場合、前記交流電圧周期毎に、前記直流電圧目標値の下限値を、第一の下限値に電圧補正量を加えた第二の下限値に設定するとともに、前記第１の補正量を０とする
   請求項２または４に記載の電力変換装置。
7. 前記制御部は、
   前記高調波電圧の振幅が前記判定閾値より小さい場合、前記交流電圧周期毎に、前記直流電圧目標値の下限値を、前記交流電圧の基本波の振幅に基づいて設定した第一の下限値に設定し、
   前記高調波電圧の振幅が前記判定閾値以上である場合、前記交流電圧周期毎に、前記直流電圧目標値の下限値を、第一の下限値に電圧補正量を加えた第二の下限値に設定するとともに、前記第２の補正量を０とする
   請求項３または５に記載の電力変換装置。
8. 前記制御部は、
   前記高調波電圧の振幅が前記判定閾値より小さい場合、前記交流電圧周期毎に、前記直流電圧目標値の下限値を、前記交流電圧の基本波の振幅に基づいて設定した第一の下限値に設定し、
   前記高調波電圧の振幅が前記判定閾値以上である場合、前記交流電圧周期毎に、前記直流電圧目標値の下限値を、第一の下限値に電圧補正量を加えた第二の下限値に設定する
   請求項１から５までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記電圧補正量は、前記高調波電圧の振幅に基づいて設定する
   請求項６から８までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記交流電圧を検出する交流電圧検出回路をさらに有し、
    前記制御部は、
    前記交流電圧検出回路が検出した前記交流電圧の検出値に基づいて、前記交流電圧の基本波電圧を演算し、
    前記交流電圧検出回路が検出した前記交流電圧の検出値と前記基本波電圧との差分の絶対値を前記高調波電圧の振幅として検出する
    請求項１から９までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 前記判定閾値を、一定値に設定した
    請求項１から１０までのいずれか１項に記載の電力変換装置。
12. 前記判定閾値を、前記交流電圧の基本波電圧の振幅に基づいて設定した
    請求項１から１０までのいずれか１項に記載の電力変換装置。

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