JP2013038876A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びバッテリ充電器 - Google Patents

Abstract

【課題】位相シフト方式のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、回路構成を簡略にして小形化、低コスト化を図りつつ変換効率を向上させる。
【解決手段】インバータ回路ＩＮＶと変圧器ＴＲ_１と整流回路ＲＥＣとを備え、インバータ回路ＩＮＶの半導体スイッチング素子Ｑ_１〜Ｑ_４のオン・オフにより変圧器ＴＲ_１及び整流回路ＲＥＣを介して直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、変圧器ＴＲ_１の二次巻線は、第１，第２の巻線Ｎ_ｓ１，Ｎ_ｓ２を直列接続して構成されると共に３つの巻線端を備え、整流回路ＲＥＣは、３組のダイオード直列回路により構成され、前記二次巻線の最も高電位となる巻線端とダイオードＤ_１，Ｄ_２同士の接続点との間に双方向スイッチＳ_１を接続し、前記二次巻線の残り２つの巻線端を、ダイオードＤ_３，Ｄ_４同士の接続点、ダイオードＤ_５，Ｄ_６同士の接続点にそれぞれ接続する。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流出力電圧を可変制御するＤＣ−ＤＣコンバータ、及び、このＤＣ−ＤＣコンバータによりバッテリを充電するバッテリ充電器に関するものである。

図４は、この種のＤＣ−ＤＣコンバータの従来技術を示す回路図である。
図４において、変圧器ＴＲを駆動するインバータ回路ＩＮＶは、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ_１，Ｑ_２，Ｑ_３，Ｑ_４からなる単相フルブリッジ回路によって構成され、このインバータ回路ＩＮＶの交流出力側が変圧器ＴＲの一次巻線Ｎ_ｐの両端に接続されている。なお、Ｖ_ｉｎはインバータ回路ＩＮＶの直流電源（直流入力電圧）である。
インバータ回路ＩＮＶのＭＯＳＦＥＴ Ｑ_１，Ｑ_２，Ｑ_３，Ｑ_４のオン・オフにより変圧器ＴＲの一次巻線Ｎ_ｐを介して二次巻線Ｎ_ｓに発生する高周波電圧は、ダイオードＤ_１，Ｄ_２，Ｄ_３，Ｄ_４からなる整流回路ＲＥＣ_１により全波整流され、整流後の電圧はインダクタＬ_ｏ及びコンデンサＣ_ｏからなる平滑回路により平滑されて直流出力電圧Ｖ_ｏが得られる。

図４に示したＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ_１，Ｑ_２を交互にオン・オフさせる一方、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ_３，Ｑ_４をＭＯＳＦＥＴ Ｑ_１，Ｑ_２に対して位相差をもってオン・オフさせることにより、直流出力電圧を制御すると共に、いわゆるソフトスイッチング動作によりＭＯＳＦＥＴ Ｑ_１〜Ｑ_４のスイッチング損失を低減し、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の電力変換効率を向上させるようにした位相シフトコンバータが、例えば特許文献１や特許文献２に開示されている。

ここで、図５は、上記位相シフトコンバータの動作説明図である。なお、図５の左端に示した記号Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙ，Ｖ_ｐ，Ｉ_ｐは、図４におけるインバータ回路ＩＮＶの交流出力端子の電圧（電位）Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙ，インバータ回路ＩＮＶの出力電圧（一次巻線Ｎ_ｐの両端電圧）Ｖ_ｐ、同じく出力電流（一次巻線Ｎ_ｐの電流）Ｉ_ｐにそれぞれ対応している。

図４のＭＯＳＦＥＴ Ｑ_１，Ｑ_２は、図５に示すようにオンデューティ５０％で交互にオン・オフされ、矩形波電圧Ｖ_ｘを発生する。一方、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ_３，Ｑ_４は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ_１，Ｑ_２に対して位相差（時間差）Ｔ_１のもとでそれぞれオンデューティ５０％で交互にオン・オフされ、矩形波電圧Ｖ_ｙを発生する。
直流出力電圧Ｖ_ｏの制御は、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ_１，Ｑ_２，Ｑ_３，Ｑ_４のオン・オフにより発生する矩形波電圧Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙの位相差Ｔ_１を調整することにより、インバータ回路ＩＮＶから変圧器ＴＲの一次巻線Ｎ_ｐに印加される正負両極性の矩形波電圧Ｖ_ｐ（Ｖ_ｘとＶ_ｙとの差）のデューティＤ（＝Ｔ_１／Ｔ）を変化させて行う。

ここで、図５に示す如く、電圧Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙが何れも正または零のときは、正負両極性の矩形波電圧Ｖ_ｐが零となる。この期間（還流期間という）では、インダクタＬ_ｏに流れる電流が、変圧器ＴＲを介して各ＭＯＳＦＥＴに還流する。
すなわち、位相シフトコンバータはスイッチング損失を低減できる反面、例えば小電力出力時に上述した還流期間が長くなると半導体スイッチング素子の導通損失が増加し、変換効率が低下するという問題がある。

この対策として、特許文献３には、変圧器の一次巻線または二次巻線に設けた中間タップを切り換えることにより所望の直流出力電圧が得られるようにして、還流期間に起因する半導体スイッチング素子の導通損失を低減し、電力変換効率を向上させる技術が開示されている。

図６は、特許文献３に記載された回路と同様の原理に基づく位相シフト方式のＤＣ−ＤＣコンバータを示しており、変圧器ＴＲ_１の二次側に中間タップｍｔを設けた例である。
図６において、図４と同一の構成要素には同一の符号を付してあり、Ｎ_ｓ１，Ｎ_ｓ２は変圧器ＴＲ_１の二次巻線として互いに直列に接続された第１巻線、第２巻線、Ｓ_２は双方向スイッチである。

図７は、双方向スイッチＳ_２の構成の一例を示しており、この双方向スイッチＳ_２はＭＯＳＦＥＴ Ｑ_ｓ３，Ｑ_ｓ４，Ｑ_ｓ５，Ｑ_ｓ６によって構成されている。なお、Ｇはゲート端子、Ｓはソース端子であり、ＭＯＳＦＥＴ Ｑ_ｓ３〜Ｑ_ｓ６のドレイン端子が外部に接続されている。
この双方向スイッチＳ_２により、変圧器ＴＲ_１の二次側の接続を切り替えて一次側との巻数比を変え、所望の直流出力電圧Ｖ_ｏを得るようにしている。

特開２０１０−１７８５０１号公報（段落［０００２］，［０００３］、図３，図４等） 特開２００６−１５８１３７号公報（段落［００１９］，［００２０］，［００２２］〜［００３３］、図１等） 特開２００４−２８２９３１号公報（段落［００２３］〜［００２９］、図１等）

図６の双方向スイッチＳ_２を半導体スイッチング素子により構成する場合、例えば図７のようにＭＯＳＦＥＴが４つ必要になり、回路が複雑化、高コスト化する。また、４つのＭＯＳＦＥＴをオン・オフするために必要なゲート駆動回路数は２つとなり、しかもこれらのゲート駆動電位が異なるため、各ゲート駆動回路には絶縁された電源がそれぞれ必要である。
従って、図６に示した構成のＤＣ−ＤＣコンバータでは、回路の小形化や低コスト化を十分に達成できないという問題があった。

そこで、本発明の解決課題は、位相シフト方式のＤＣ−ＤＣコンバータの回路構成を簡略にして小形化及び低コスト化を図りつつ電力変換効率の向上を可能にしたＤＣ−ＤＣコンバータ、及び、このＤＣ−ＤＣコンバータを備えたバッテリ充電器を提供することにある。

上記課題を解決するため、請求項１に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源の両端に直流入力側が接続されたインバータ回路と、このインバータ回路の交流出力側に一次巻線が接続された変圧器と、この変圧器の二次巻線に接続された整流回路と、を備え、前記インバータ回路を構成する半導体スイッチング素子のオン・オフにより前記変圧器及び前記整流回路を介して直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記二次巻線は、第１巻線と第２巻線とを直列接続して構成されると共に３つの巻線端を備え、
前記整流回路は、２個のダイオードからなるダイオード直列回路を３組並列に接続して各ダイオード直列回路内のダイオード同士の接続点をそれぞれ第１〜第３の入力端としてなり、
前記二次巻線の３つの巻線端のうち最も高電位となる巻線端と前記整流回路の第１の入力端との間に双方向スイッチを接続し、前記二次巻線の３つの巻線端のうち残り２つの巻線端を、前記整流回路の第２，第３の入力端にそれぞれ接続したものである。

請求項２に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１において、前記インバータ回路を構成する一相の上下アームの半導体スイッチング素子をオン・オフするタイミングと、他相の上下アームの半導体スイッチング素子をオン・オフするタイミングとの間の位相差を調整することにより、前記一次巻線に印加される電圧を制御するものであり、言い換えれば、位相シフト方式のＤＣ−ＤＣコンバータである。

請求項３に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１または２において、前記第１巻線と前記第２巻線との巻数比を、前記双方向スイッチをオフしたときの前記直流出力電圧の最大値が前記直流出力電圧の最大設定値と最小設定値とのほぼ中間値となるように設定したものである。

請求項４に係るＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３の何れか１項において、前記双方向スイッチのオン・オフを切り換えるタイミングを、前記インバータ回路を構成する半導体スイッチング素子の駆動信号に同期させたものである。

請求項５に係るバッテリ充電器は、請求項１〜４の何れか１項に記載したＤＣ−ＤＣコンバータを備え、このＤＣ−ＤＣコンバータの直流出力電圧によりバッテリを充電するものである。この場合、請求項３における直流出力電圧の最大設定値はバッテリの充電終止電圧となり、最小設定値はバッテリの放電終止電圧となる。

本発明によれば、変圧器の二次巻線の３つの巻線端のうち最も高電位となる巻線端と整流回路の第１の入力端との間に双方向スイッチを接続し、残り２つの巻線端を整流回路の第２，第３の入力端に接続することにより、双方向スイッチとしては、前記高電位となる巻線端と整流回路の第１の入力端との間をオンまたはオフする機能を備えていれば足りる。従って、双方向スイッチとして、例えば２個のＭＯＳＦＥＴを逆向きに直列接続したものを使用できるので、回路構成を簡略化してその駆動電源を単一にすることができる。これにより、構成が簡単で小形かつ低コストの回路により、位相シフト方式のＤＣ−ＤＣコンバータの還流期間に起因する導通損失を低減し、電力変換効率を向上させることが可能である。

本発明の実施形態を示す回路図である。 図１における双方向スイッチの具体的構成を示す回路図である。 本発明の実施形態における直流出力電圧特性図である。 従来技術を示す回路図である。 図４に示した従来技術の課題を説明するための動作波形図である。 他の従来技術を示す回路図である。 図６における双方向スイッチの構成例を示す回路図である。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、この実施形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの回路図であり、例えばバッテリ充電器の主要部の構成を示している。図１において、図６と同一の構成要素には同一の符号を付してあり、以下では図６と異なる点を中心に説明する。

図１において、ダイオードＤ_１，Ｄ_２の直列回路とダイオードＤ_３，Ｄ_４の直列回路に加えて、更にダイオードＤ_５，Ｄ_６の直列回路が設けられ、これら３組のダイオード直列回路が互いに並列に接続されて整流回路ＲＥＣが構成されている。
また、変圧器ＴＲ_１の二次巻線としての、直列接続された第１巻線Ｎ_ｓ１及び第２巻線Ｎ_ｓ２の３つの巻線端のうち、最も高電位となる巻線端（ここでは、Ｎ_ｓ１の非Ｎ_ｓ２側の一端）と、整流回路ＲＥＣの第１の入力端（ここではダイオードＤ_１，Ｄ_２同士の接続点）との間に、双方向スイッチＳ_１が接続されている。更に、３つの巻線端のうち残り２つの巻線端（ここでは、Ｎ_ｓ１，Ｎ_ｓ２の接続点と、Ｎ_ｓ２の非Ｎ_ｓ１側の一端）が整流回路ＲＥＣの第２，第３の入力端（ダイオードＤ_３，Ｄ_４同士の接続点、ダイオードＤ_５，Ｄ_６同士の接続点）にそれぞれ接続されている。

図２は、双方向スイッチＳ_１の具体的構成を示す回路図である。
この双方向スイッチＳ_１は、２つのＭＯＳＦＥＴ Ｑ_ｓ１，Ｑ_ｓ２を逆向きに直列接続して構成されており、ゲート端子Ｇ同士を接続することで共通のゲート駆動信号によりＭＯＳＦＥＴ Ｑ_ｓ１，Ｑ_ｓ２を動作させ、双方向スイッチＳ_１を駆動することが可能となっている。図２において、ＳはＭＯＳＦＥＴ Ｑ_ｓ１，Ｑ_ｓ２のソース端子であり、各ドレイン端子が外部との接続に用いられる。

次に、この実施形態の動作を説明する。
なお、インバータ回路ＩＮＶを構成するＭＯＳＦＥＴ Ｑ_１〜Ｑ_４をオン・オフさせつつ矩形波電圧Ｖ_ｘ，Ｖ_ｙの位相差を調整することにより、一次巻線Ｎ_ｐに印加される正負両極性の矩形波電圧Ｖ_ｐのデューティを変化させる動作（位相シフトコンバータとしての動作）は、図６と同様である。

図１において、双方向スイッチＳ_１をオフすると、変圧器ＴＲ_１の二次側電圧は第２巻線Ｎ_ｓ２に発生する電圧となり、整流回路ＲＥＣは第２巻線Ｎ_ｓ２の電圧をダイオードＤ_３，Ｄ_４，Ｄ_５，Ｄ_６によって整流する。
一方、双方向スイッチＳ_１をオンすると、ダイオードＤ_３，Ｄ_４には逆電圧が印加されてオフ状態となり、変圧器ＴＲ_１の二次側電圧は第１巻線Ｎ_ｓ１及び第２巻線Ｎ_ｓ２の直列回路の両端電圧となり、整流回路ＲＥＣは、巻線Ｎ_ｓ１，Ｎ_ｓ２にそれぞれ発生する電圧の和（同一の矩形波電圧Ｖ_ｐに対し、双方向スイッチＳ_１のオフ時より大きい電圧）をダイオードＤ_１，Ｄ_２，Ｄ_５，Ｄ_６によって整流することになる。

このため、双方向スイッチＳ_１のオン・オフ期間を調整することにより、図６の従来技術と同様に直流出力電圧Ｖ_ｏを制御することができる。また、本実施形態によれば、図６，図７の従来技術に比べて双方向スイッチ及びそのゲート駆動回路を簡略化しながら変圧器ＴＲ_１の二次側電圧を調整することが可能である。

次に、図３は、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータをバッテリ充電器に適用した場合の直流出力電圧の特性図である。図３の横軸は、変圧器ＴＲ_１の一次側の矩形波電圧Ｖ_ｐのデューティＤ、縦軸はＤＣ−ＤＣコンバータの直流出力電圧Ｖ_ｏであり、Ｖ_ｏｍｉｎはバッテリの放電終止電圧、Ｖ_ｏｍａｘは充電終止電圧、Ｖ_ｏｍｉｄは両電圧Ｖ_ｏｍｉｎ，Ｖ_ｏｍａｘの中間値である。
ここで、バッテリとしてリチウムイオン電池を使用する場合、単一セルの放電終止電圧Ｖ_ｏｍｉｎは２〜２．５Ｖ、充電終止電圧Ｖ_ｏｍａｘは４〜４．２Ｖであり、放電終止電圧Ｖ_ｏｍｉｎと充電終止電圧Ｖ_ｏｍａｘとの比率は、図３に示すように１：２程度となる。なお、単一セルの電圧よりも高い電圧が必要な場合は、セルを直列接続して使用することになる。

いま、仮に変圧器ＴＲ_１の第１巻線Ｎ_ｓ１，第２巻線Ｎ_ｓ２の巻数比を１：１とすると、双方向スイッチＳ_１をオフしたときに出力可能な直流出力電圧Ｖ_ｏの最大値は充電終止電圧Ｖ_ｏｍａｘの１／２、すなわち、放電終止電圧Ｖ_ｏｍｉｎ付近の値となり、図３に一点鎖線で示す特性Ｂ_１のようになる。なお、Ａ_１は双方向スイッチＳ_１をオンしたときの特性である。
この時、直流出力電圧Ｖ_ｏを充電終止電圧Ｖ_ｏｍａｘと放電終止電圧Ｖ_ｏｍｉｎとの間で変化させるには、矩形波電圧Ｖ_ｐのデューティＤをＤ_ａ〜Ｄ_ｍａｘの範囲で変化させる必要がある。

一方、請求項３に記載するように、第１巻線Ｎ_ｓ１，第２巻線Ｎ_ｓ２の巻数比を、双方向スイッチＳ_１をオフしたときの直流出力電圧Ｖ_ｏの最大値がＶ_ｏｍａｘとＶ_ｏｍｉｎとの中間値Ｖ_ｏｍｉｄにほぼ一致する特性Ｂ_２が得られるように設定することにより、充電終止電圧Ｖ_ｏｍａｘと放電終止電圧Ｖ_ｏｍｉｎとの間の直流出力電圧Ｖ_ｏの軌跡（動作点）は太い実線で示すとおりとなり、矩形波電圧Ｖ_ｐのデューティＤはＤ_ｂ〜Ｄ_ｍａｘの範囲で変化させればよいことになる。
すなわち、このようにすれば、第１巻線Ｎ_ｓ１，第２巻線Ｎ_ｓ２の巻数比を１：１に設定した場合に比べて、矩形波電圧Ｖ_ｐのデューティＤの範囲が大きい方へ移動するので、図５から類推できるように還流期間を短くすることができ、ＭＯＳＦＥＴの導通損失の低減効果を高めることができる。なお、図３におけるＤ_ｃは、双方向スイッチＳ_１のオン時において、直流出力電圧Ｖ_ｏが中間値Ｖ_ｏｍｉｄに等しいときの矩形波電圧Ｖ_ｐのデューティＤである。

また、請求項４に記載するように、双方向スイッチＳ_１をオンまたはオフするタイミングは、インバータ回路ＩＮＶのＭＯＳＦＥＴ Ｑ_１〜Ｑ_４に対する駆動信号と同期させることが望ましい。すなわち、双方向スイッチＳ_１のスイッチングタイミングをインバータ回路ＩＮＶのスイッチングタイミングと一致させれば、双方向スイッチＳ_１の第１巻線Ｎ_ｓ１側の端部に大きな電圧が印加された状態で双方向スイッチＳ_１をオンまたはオフするのを避けることができ、双方向スイッチＳ_１に過度なストレスを与えずにスムーズに動作を切り替えることが可能になる。

本発明は、バッテリ充電器だけでなく、所定の大きさの直流電圧を出力する各種の直流電源装置に利用可能である。

Ｖ_ｉｎ：直流電源（直流入力電圧）
Ｖ_ｏ：直流出力電圧
Ｑ_１，Ｑ_２，Ｑ_３，Ｑ_４，Ｑ_Ｓ１，Ｑ_Ｓ２，Ｑ_Ｓ３，Ｑ_Ｓ４，Ｑ_Ｓ５，Ｑ_Ｓ６：ＭＯＳＦＥＴ
Ｄ_１，Ｄ_２，Ｄ_３，Ｄ_４，Ｄ_５，Ｄ_６：ダイオード
Ｌ_ｏ：インダクタ
Ｃ_ｏ：コンデンサ
Ｓ_１，Ｓ_２：双方向スイッチ
ＴＲ，ＴＲ_１：変圧器
ｍｔ：中間タップ
Ｎ_ｐ：一次巻線
Ｎ_ｓ：二次巻線
Ｎ_ｓ１：第１巻線
Ｎ_ｓ２：第２巻線
ＩＮＶ：インバータ回路
ＲＥＣ，ＲＥＣ_１：整流回路

Claims (5)

1. 直流電源の両端に直流入力側が接続されたインバータ回路と、このインバータ回路の交流出力側に一次巻線が接続された変圧器と、この変圧器の二次巻線に接続された整流回路と、を備え、前記インバータ回路を構成する半導体スイッチング素子のオン・オフにより、前記変圧器及び前記整流回路を介して直流電圧を出力するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記二次巻線は、第１巻線と第２巻線とを直列接続して構成されると共に３つの巻線端を備え、
   前記整流回路は、２個のダイオードからなるダイオード直列回路を３組並列に接続して各ダイオード直列回路内のダイオード同士の接続点をそれぞれ第１〜第３の入力端としてなり、
   前記二次巻線の３つの巻線端のうち最も高電位となる巻線端と前記整流回路の第１の入力端との間に双方向スイッチを接続し、前記二次巻線の３つの巻線端のうち残り２つの巻線端を、前記整流回路の第２，第３の入力端にそれぞれ接続したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 請求項１に記載したＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記インバータ回路を構成する一相の上下アームの半導体スイッチング素子をオン・オフするタイミングと、他相の上下アームの半導体スイッチング素子をオン・オフするタイミングとの間の位相差を調整することにより、前記一次巻線に印加される電圧を制御することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 請求項１または２に記載したＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記第１巻線と前記第２巻線との巻数比を、前記双方向スイッチをオフしたときの前記直流出力電圧の最大値が前記直流出力電圧の最大設定値と最小設定値とのほぼ中間値となるように設定したことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 請求項１〜３の何れか１項に記載したＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記双方向スイッチのオン・オフを切り換えるタイミングを、前記インバータ回路を構成する半導体スイッチング素子の駆動信号に同期させたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 請求項１〜４の何れか１項に記載したＤＣ−ＤＣコンバータを備え、このＤＣ−ＤＣコンバータの直流出力電圧によりバッテリを充電することを特徴とするバッテリ充電器。

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