CN111726003B - 用于操作电子功率转换器的方法和电子功率转换器 - Google Patents

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Abstract

一种用于操作电子功率转换器(1)的方法，该转换器(1)包括初级DC链路电压Vp与变压器(3)的初级侧之间的初级桥(23)，以及次级DC链路电压Vs与变压器(3)的次级侧之间的次级桥(43)。为了控制从转换器(1)的初级侧到次级侧的电功率流，执行以下步骤：在给定转换器(1)的操作点的情况下，选择用于转换器(1)的操作的导通模式、以及相应的占空比d和相移g，控制初级桥(23)向变压器(3)提供占空比为d的电压脉冲，以及通过仅有源地切换两个开关单元来控制次级桥(43)，以向变压器(3)提供具有相移g的电压脉冲。

Description

用于操作电子功率转换器的方法和电子功率转换器
技术领域
本发明涉及功率电子领域，尤其涉及功率转换器，并且更具体地涉及用于电动车辆的车载充电器中使用的功率转换器。本发明涉及一种用于操作电子功率转换器的方法和电子功率转换器。
背景技术
电动车辆(EV)车载充电器(OBC)的要求通常指定了双向功率传输能力。这项技术的主要应用是车辆到车辆充电(V2V)，它允许从另一辆EV的满电池为一个EV的空电池充电。其他应用是车辆到负载(V2L)，这意味着车辆向连接到EV或车辆到电网(V2G)内的插座的电气装置提供AC功率，其中，EV在峰值需求期间向公用电网供电。
OBC通常由功率因数补偿(PFC)整流器以及跟随的隔离的DCDC转换器组成。对于最先进的单向OBC，众所周知的谐振转换器LLC拓扑被广泛用于DCDC转换器级。由于LLC是单向拓扑，因此必须将其扩展到CLLC以进行双向功率传输。由于次级侧以半桥模式操作，即低侧IGBT在放电模式下始终导通，因此CLLC在放电模式下通常仅提供50％的充电功率。此外，CLLC继承了LLC的缺点，即可变的开关频率和必需的谐振电容器。
CLLC的替代产品是双有源桥(DAB)转换器(图1)，其在两个方向上提供全功率传输。DAB的其他优点是它不需要谐振电容器，并且以恒定的开关频率操作。
DAB转换器包括两个全桥，一个在变压器的初级侧，一个在次级侧，具有确定的集成泄漏和磁化电感。存在三个控制变量：初级占空比、次级占空比、以及初级侧和次级侧之间的相移。由于所有三个控制变量都会影响输出功率，因此有两个自由度可用于确保在半导体开关(通常为MOSFET)处实现零电压开关(ZVS)，并将导通损耗最小化。然而，只有在以正确的方式控制开关时才能实现ZVS。从理论上已经证明了这是可行的，但是没有考虑现实世界中的元件容差、测量误差、寄生电容和体二极管反向恢复，并且可能导致ZVS丢失的操作条件。
以下出版物公开了双有源桥电路的使用
·Krismer F.等:Performance Optimization of a High Current Dual ActiveBridge with a Wide Operating Voltage Range,POWER ELECTRONICS SPECIALISTSCONFERENCE,2006.IEEE June 18,2006.
·Florian Krismer:Modeling and optimization of bidirectional dualactive bridge DC-DC converter topologies,DISS.ETH NO.19177(2010)-Chapter 3.1.
·Nikolas Schibli:Symmetrical multilevel converters with two quadrantDC-DC feeding. Polytechnique Fédérale de Lausanne,Dissertation N°2200(2000)–Chapter 4.
·Krismer F.等:A comparative evaluation of isolated bi-directionalDC/DC converters with wide input and output voltage ranges,Conference Recordof Tthe 2005IEEE Industry Applications Conference Fortieth IAS AnnualMeeting,IEEE CAT.,Bd.1,2.Oktober 2005(2005-10-02).
·US 2015/365005 Al
·CH 707 553 A2
然而，其中提出的所有电路和控制方法都存在上述问题。
发明内容
因此，本发明的目的是创造一种克服上述缺点的用于操作电子功率转换器的方法和最初提到的类型的电子功率转换器。特别地，该目的可以是在影响电路操作的参数不是完全已知或可控的情况下减少开关损耗。该目的可以是提供一种替代方法，以减少转换器、特别是双有源桥转换器中的开关损耗。
这些目的通过根据本发明的用于操作电子功率转换器的方法和电子功率转换器来实现。
该方法用于操作电子功率转换器，该转换器包括：
·初级桥电路，其被布置成将来自转换器的初级侧的至少初级DC链路电压Vp(或DC输入电压)，或者将反相的初级DC链路电压-Vp提供至变压器的初级侧，
·以及次级桥电路，其被布置成将来自转换器的次级侧的至少次级DC链路电压Vs(DC输出电压)，或者将反相的次级DC链路电压-Vs提供至变压器的次级侧，次级桥电路包括两个半桥，每个半桥包括上部开关单元和下部开关单元，
该方法包括以下步骤，以控制从转换器的初级侧到次级侧的电功率流：
·确定转换器的操作点，该操作点是初级DC链路电压Vp、次级DC链路电压Vs和要从初级侧传输到次级侧的电功率P的函数，
·从所述操作点确定用于所述转换器的操作的所选择的导通模式，所选择的导通模式是至少三种导电模式之一，
·对于所选择的导通模式，确定占空比值d和相移值g，
·对于所选择的导通模式，控制初级桥电路向变压器的初级侧提供交替的正和负电压脉冲，该电压脉冲相对于开关周期具有根据占空比值d的占空比，
·对于所选择的导通模式，通过仅有源地切换次级桥电路的两个开关单元来控制次级桥电路，以向变压器的次级侧提供交替的正和负电压脉冲，根据相移值g，该电压脉冲相对于提供给变压器的初级侧的电压脉冲具有相移。
这允许仅使用两个变量(占空比值d和相移值g)来控制经过转换器的功率流，并减少次级桥电路中的开关损耗，因为它的其余开关单元(通常为两个)不是有源切换。它们只是无源切换。
有源地切换或有源地控制开关或开关单元是指通过开关信号或门信号控制有源开关以接通或断开开关。开关的相应栅极端子与被切换电流流过的端子分开。相反，当二极管两端的电压改变极性时，会发生无源切换，从而导致二极管阻塞电流或引导电流通过二极管。有源地切换的开关单元包括有源开关，并且通常包括并联续流二极管。在特定的操作模式下，仅无源地切换的开关单元可以仅包括二极管。它也可以包括与二极管并联的有源开关，但是该有源开关不在该特定操作模式下操作。因此，仅作为二极管操作的开关单元可以仅由二极管实现，或者由具有并联的有源开关的二极管实现，其中有源开关不操作。
可以理解的是，当仅有源地切换次级桥电路的两个开关单元并且仅无源地切换其余的开关单元时，这针对所选择的导通模式，即在多个开关周期内进行。换句话说，在多个开关周期的持续时间内，情况是次级桥电路的仅两个开关单元被有源地切换，而其余两个被无源地切换。这样的多个开关周期可以包括例如十个或五十个或一百个或更多个开关周期。
开关周期是最短的时间周期，在此最短的时间周期之后，转换器中的切换操作的模式或序列会重复自身。
正电压脉冲之间的相移被定义为脉冲上升沿之间的时间除以开关周期。下降沿之间的时间可以不同。
负电压脉冲之间的相移被定义为脉冲下降沿之间的时间除以开关周期。上升沿之间的时间可以不同。
在实施例中，
·控制次级桥电路的步骤包括：在相移之后的每个开关周期中，对于次级桥电路的有源切换的两个开关单元中的第一开关单元和第二开关单元，接通第一开关单元并断开第二开关单元，然后
·在长达开关周期的一半的持续时间之后，断开第一开关单元，并接通第二开关单元。
在实施例中，持续时间等于开关周期的一半。
在实施例中，控制次级桥电路的步骤包括：
·仅有源地切换次级桥电路的下部开关单元，而上部开关单元仅作为二极管操作，
·或仅有源地切换次级桥电路的上部开关单元，而下部开关单元仅作为二极管操作。
通常，下部开关单元布置在次级桥电路的桥中点与负输出端子之间，并且上部开关单元布置在桥中点与正输出端子之间。
在实施例中，控制次级桥电路的步骤包括
·仅有源地切换半桥之一的上部开关单元和下部开关单元，而半桥中的另一个的上部开关单元和下部开关单元仅作为二极管操作。
通常，在上部和下部开关单元的切换之间插入死区时间。
在实施例中，
通过有源地切换两个开关单元来确定施加到变压器的次级侧的正或负电压脉冲的开始；
施加到变压器的次级侧的正或负电压脉冲的正端由开关单元之一确定，由于流过各自开关单元的电流使其方向反向，仅作为二极管操作的开关单元之一切换至截止状态。
在实施例中，至少三种导通模式包括：
·连续导通模式(CCM)，其中
ο如果Vs'<Vp，取决于操作点，则改变根据占空比值d的初级侧占空比，以及如果Vs'>Vp，则初级侧占空比保持恒定在50％；其中是参考初级侧的次级DC链路电压，
·第一不连续导通模式(DCM1)，其中
ο取决于操作点，改变根据占空比值d的初级侧占空比，
·第二不连续导通模式(DCM2)，其中
ο根据占空比值d的初级侧占空比保持恒定在50％。
在实施例中，取决于操作点，导通模式之间的边界由以下规则确定：
·如果Vs'<Vp并且功率P小于
则DCM1适用；
·如果Vs'>Vp并且功率P小于
则DCM2适用；
否则CCM适用；
其中Vp是初级DC链路电压，Vs'是参考初级侧的次级DC链路电压，其中Np是初级绕组的匝数，Ns是次级绕组的匝数，其中f是开关频率，Ls是参考初级侧的漏电感，并且使用P的绝对值。
如上所述的导通模式之间的边界可以由使用转换器的在数学上或物理上等价的其他变量的其他表达式代替。
如果要从次级侧传输功率，则功率P为负。在这种情况下，初级和次级侧的定义互换，变压器的匝数也互换。
可以通过测量两个DC链路电压并将功率P作为输入变量来确定操作点，功率P例如由监控单元生成。操作点随时间变化，但是在一个开关周期的持续时间内，可以假设它是静止的。
使用P的绝对值是因为P可以根据功率传输的方向为正或负。
在实施例中，该方法包括以下步骤：
·对于每个导通模式，计算参数d和g以最小化目标函数，特别地其中目标函数是变压器峰值电流，或其中目标函数是变压器RMS电流。
可以将变压器峰值电流确定为开关周期内变压器电流的绝对值的最大值。可以将变压器RMS确定为开关周期内变压器电流的RMS值。
在实施例中，在每个开关模式中，参数d和g根据从初级侧传输到次级侧的功率P、初级DC链路电压Vp、次级DC链路电压Vs(可选地参考初级侧的次级DC链路电压Vs')来确定。
在实施例中，转换器是双有源桥转换器，即，初级开关电路和次级开关电路4都是全桥逆变器。
在全桥逆变器中，每个半桥包括两个开关单元，每个开关单元包括并联的有源开关和续流二极管。
电子功率转换器包括控制单元，该控制单元包括被配置为执行本文所述的方法的模拟和/或数字信号处理单元。控制单元通常还包括用于测量初级DC链路电压Vp和次级DC链路电压Vs的传感器、和/或用于这样测量的电压的输入通道或输入装置、和/或用于从初级侧向次级侧的期望功率流的输入通道或输入装置，或反之亦然。
在实施例中，提供了一种电子功率转换器，包括：
初级桥电路，其被布置成从转换器的初级侧提供至少初级DC链路电压Vp(或DC输入电压)，或者将反相的初级DC链路电压-Vp提供给变压器的初级侧，以及
次级桥电路，其被布置为从转换器的次级侧提供至少次级DC链路电压Vs(DC输出电压)，或者将反相的次级DC链路电压-Vs提供给变压器的次级侧。次级开关电路包括：
·次级桥电路的有源开关单元仅存在于每个半桥的下半部分中，每个半桥将各自的桥中点连接到负输出端子(14)，而上部开关单元将各自的桥中点连接到仅包括二极管的正输出端子，
·或次级桥电路的有源开关单元仅存在于每个半桥的上半部分中，每个半桥将各自的桥中点连接到正输出端子，而下部开关单元将各自的桥中点连接到仅包括二极管的负输出端子(14)。
总之，上述控制方法可以实现ZVS，使变压器峰值电流最小化，并且对寄生电路元件的影响具有鲁棒性。在高输出功率电平下，转换器，特别是DAB转换器，以连续导通模式(CCM)操作。
在较低的功率输出电平下，它以不连续导通模式(DCM)操作。根据输入和输出DC链路电压的比率以及功率电平，选择两个不同的DCM之一。
根据本发明的其他方面，其他实施例是显而易见的。方法权利要求的特征可以与装置权利要求的特征相结合，反之亦然。
附图说明
下面将参考在附图中示出的示例性实施例在下文中更详细地解释本发明的主题，附图示意性地示出：
图1是双有源桥(DAB)转换器；
图2是连续导通模式(CCM)下的理想波形；
图3是CCM中具有Vs’＜Vp和死区时间Td的波形，Td是在初级侧半桥中使用的死区时间或延迟时间，以防止击穿(即初级DC链路短路)；
图4是CCM中具有Vs’>Vp和死区时间Td的波形；
图5是DAB的导通模式，其作为功率电平P/P0和电压比Vs’/Vp的函数；
图6是CCM的切换间隔、电压和电流；
图7是不连续导通模式1(DCM1)的切换间隔、电压和电流；
图8是不连续导通模式2(DCM2)的切换间隔、电压和电流；
图9是DCM1中具有Vs’<Vp和死区时间Td的波形；
图10是DCM2中具有Vs’>Vp和死区时间Td的波形；
图11是反向功率流的理想波形CCM；
图12是DAB转换器的单向变型；以及
图13是用于控制转换器的方法的流程图。
具体实施方式
在附图标记列表中以概要形式列出了附图中使用的附图标记及其含义。原则上，图中相同的部分具有相同的附图标记。
图1示意性地显示了双有源桥(DAB)转换器。可以控制它从具有初级DC链路电压Vp(也写为V_p或Vp)的初级侧向具有次级DC链路电压Vs(V_s，Vs)的次级侧传输电功率，或从次级侧到初级侧传输电功率。
在初级侧或输入侧，转换器1包括具有正输入端子11和负输入端子12的初级开关电路2，其可以连接到OBC的PFC的DC链路。初级开关电路2包括具有两个半桥21、22的初级桥电路23和初级DC链路电容24。变压器初级绕组的两个初级端子中的每个端子均连接至半桥21、22之一的相应的桥中点27、28。因此，初级桥电路23可以将初级变压器电压VTp(V_Tp)提供给变压器3的初级端子。特别地，该电压可以是可变占空比方波。
变压器3可以表示为在初级绕组中具有Np匝，在次级绕组中具有Ns匝，串联的串联电感Ls以及与绕组之一并联的磁化电感Lm。
在次级侧或输出侧，转换器1包括次级开关电路4，该次级开关电路4具有可连接至电池的正输出端子13和负输出端子14。次级开关电路4包括具有两个半桥41、42的次级桥电路43和次级DC链路电容44。变压器次级绕组的两个端子中的每个端子均连接至半桥41、42之一的相应桥中点47、48。因此，次级桥电路43可以将次级变压器电压VTs(V_Ts)提供给变压器3的次级端子。特别地，该电压可以是可变占空比方波。
在初级桥电路23中，每个半桥21、22被布置为将相关联的桥中点27、28连接至正输入端子11或负输入端子12。这通过开关单元29a、29b，特别是通过上部开关单元29a和下部开关单元29b来实现。上部开关单元29a布置在各自的桥中点27、28与正输入端子11之间。下部开关单元29b布置在各自的桥中点27、28与负输入端子12之间。
在次级桥电路43中，每个半桥41、42被布置为将相关联的桥中点47、48连接到正输出端子13或负输出端子14。这通过开关单元49a、49b，特别是通过上部开关单元49a和下部开关单元49b来实现。上部开关单元49a布置在各自的桥中点47、48与正输出端子13之间。下部开关单元49b布置在各自的桥中点47、48与负输出端子14之间。
在实施例中，开关单元可以是有源开关单元，其由与二极管并联的半导体开关S1，S2，S3，S4，S5，S6，S7，S8(例如MOSFET)来实现。在实施例中，一个或多个开关单元可以是仅由二极管49实现的无源开关单元，其他开关单元是有源开关单元。
在高输出功率电平下，DAB以连续导通模式(CCM)操作。对于此模式，图2中显示了初级变压器电压(V_Tp)、次级变压器电压(V_Ts)和初级变压器电流(I_Lp)的典型波形、以及初级侧的门信号S1-S4和次级侧的门信号S5-S8。
该控制方法仅使用两个控制变量：如图2所示的初级占空比d和相移g，它们指定相对于开关周期T_s＝1/f的时间。由于两个控制变量都会影响功率传输量，因此可用的自由度可用于减少变压器峰值电流。
连续导通模式
连续导通模式使用基于图2的开关序列，但在初级侧半桥的开关操作之间具有死区时间Td，以防止击穿。
具有死区时间和门信号生成的CCM的示例波形在图3中针对Vs'<Vp显示，在图4中针对Vs'>Vp显示。
在根据图3的波形中，转换器在每个开关周期中都经历以下状态(仅记录处于接通、即导通的有源开关S1-S8，即处于导通状态；其他开关处于断开状态)：
a)S2、S4、S6接通。
初级电流为负，并经过S2和S4循环，
初级变压器电压VTp为零。
次级电流为负，并流过S6和S7的二极管，
次级变压器电压VTs是反相的次级DC链路电压Vs。
初级和次级电流开始增加。
b)S2断开，并且在延迟时间Td之后，S1接通。
初级电流为负，并流过S1和S4，
初级变压器电压VTp是初级DC链路电压Vp。
VTp中的正电压脉冲的占空比开始。
初级和次级电流继续增加。
c)初级和次级电流将其符号从负变为正。S7的二极管截止，其电流由S8接管。
次级电流为正，并经过S6和S8循环，
次级变压器电压VTs为零。
d)在相对于S2的断开的相移g之后，S6断开并且S8同时接通。
次级电流为正，并流过S8和S5，
次级变压器电压VTs是次级DC链路电压Vs。
初级和次级电流继续增加。
e)S4断开，并且在延迟时间Td之后，S3接通。
初级电流为正，并经过S1和S3循环，
初级变压器电压VTp为零。
VTp中的正电压脉冲的占空比结束。
初级和次级电流开始减小。
f)S1断开，并且在延迟时间Td之后，S2接通。
初级电流为正，并流过S2和S3，
初级变压器电压VTp是反相的初级DC链路电压Vp。
VTp中的负电压脉冲的占空比开始。
初级和次级电流继续减小。
g)初级和次级电流将其符号从正变为负。S5的二极管截止，其电流由S6接管。
次级电流为负，并经过S6和S8循环，
次级变压器电压VTs为零。
h)在接通半个开关周期后，S8断开，并且S6同时接通。
次级电流为负，并流过S6和S7，
次级变压器电压VTs是反相的次级DC链路电压Vs。
初级和次级电流继续减小。
通过断开S3，并在延迟时间Td之后接通S4来再次达到状态a)。
当开关接通并且该开关与已经通过开关单元传导电流的二极管并联时，就会发生明显的零电压开关。零电压开关也发生在状态e)的开始，类似于相移全桥操作：当S4断开时，电流对S4的寄生电容充电并同时对S3放电，直到S3的体二极管被激活。从那时起，可以通过零电压开关安全地接通S3。在状态a)的开始，当随后S4再次接通时，情况也是如此。
可以以与上述状态相同的方式从下面的图4、6-8得出开关周期内转换器的状态序列。
在图4中，对于Vs'>Vp，波形类似于图3的波形，不同之处在于，初级侧的电压脉冲的占空比d为50％，即初级变压器电压VTp的每个正脉冲和负脉冲具有开关周期的一半的长度。换句话说，S2和S3同时断开和接通，同样，S1和S4同时断开和接通。这导致初级变压器电压VTp从初级DC链路电压Vp直接跳到反相的初级DC链路电压Vp，然后又返回，而没有为零的相位。
在每种情况下，次级变压器电压VTs的次级侧上的正和负电压脉冲的结束，由次级电流改变其符号以及S5或S7的二极管分别截止来确定。然后，截止的电流被迫流过相同半桥的各自的相对开关单元的二极管。这导致次级电流循环，次级变压器电压VTs变为零。这结束了次级变压器电压VTs的占空比。当次级电流改变其符号时，在其他导通模式下会发生相同或相似的事件序列。
然后，可以在零电压下切换(分别从接通到断开以及从断开到接通)在使用中的次级桥电路43的开关(在本示例中为下部开关S6和S8)以开始下一个电压脉冲的占空比。因此，这些开关具有50％的恒定占空比(半个开关周期)，而次级电压具有较短的占空比，如前段所述，通过相应二极管的无源切换来终止。
连续和不连续导通模式之间的边界
在较低的输出功率电平下，DAB以不连续导通模式(DCM)操作。根据DC链路电压的比率和功率电平，存在两种不同的DCM(DCM1和DCM2)。导通模式在图5中示出为传输功率P的函数(纵轴相对于基本功率进行了归一化）。
CCM中可以传输的最大功率为
如果Vs'<Vp并且功率P小于则DCM1适用。如果Vs'>Vp并且功率P小于/>则DCM2适用。
确定控制变量d和g
在每个开关模式中，可以使用相同的方法根据初级DC链路电压Vp、参考初级侧的次级DC链路电压以及要传输的功率P确定参数d和g。
(注释：众所周知，给定具有变压器的电路，可以使用等效电路基于变压器比率利用电路元件和参考另一侧的变压器一侧的电量来模拟其行为)。
在每个开关模式下，可以从发生开关操作的时间计算出传输的功率。每个开关操作定义了转换器的新状态，即，在转换器中流动的电流的路径。两个桥中的开关操作之间的时间间隔应称为开关间隔Tn，其中n＝1…开关间隔的数量。所有开关间隔的总和等于开关周期的一小部分，通常为开关周期的一半。在这种情况下，两个半周期的开关间隔是相同的，电压和电流在每个半周期中都会改变极性。
开关间隔是参数d和g的函数。一些开关间隔直接取决于d和g，其他开关间隔是电流轨迹的函数，并且可以通过计算流过二极管的电流何时过零来确定。
对于每种状态，电流的变化是其开关间隔Tn以及在此状态下影响电流的电压和电感的函数。
图6至图8示出了对于每个开关模式的状态序列以及由此的电压和电流的总体形状、以及状态之间的开关操作的时序，即，开关间隔T1,T2,...，其是参数d和g的函数。在确定开关间隔以及最佳参数d和g时，可以忽略死区时间和寄生电容造成的影响。
图6示出了连续导通模式(CCM)的电压和电流的形状。开关周期的每个一半包括四个开关间隔，分别具有持续时间T1、T2、T3、T4，每个持续时间对应于转换器的不同状态。每个间隔中的电流变化ΔIn以及开关间隔的持续时间的相应值如下所示(为简单起见，在此以及其他导通模式下，显示的公式是针对变压器比率为1时的情况。在其他情况下，次级电压Vs需要用参考初级侧的次级电压Vs'代替)。
图7示出了第一不连续导通模式(DCM1)的电压和电流的形状。开关周期的每个一半包括三个开关间隔，分别具有持续时间T1、T2、T3。每个间隔中的电流变化ΔIn以及开关间隔的持续时间的相应值为：
图8示出了第二不连续导通模式(DCM2)的电压和电流的形状。开关周期的每个一半包括两个开关间隔，分别具有持续时间T1、T2。每个间隔中的电流变化ΔIn以及开关间隔的持续时间的相应值为：
综上所述：在每个导通模式下，开关间隔和电流都可以表示为参数d和g的函数。每种状态或开关间隔中电流的变化可以累加，从而在每个时刻给出电流。图6-8中的电流轨迹(ILS)基于各个电流以及各自持续时间内的电流变化ΔIn。
基于此，在每种状态下，传输的电荷是该状态的持续时间和在该状态下流动的电流的函数。
将在每种状态下传输的电荷相加，得出在一个开关周期内从初级侧传输到次级侧的总电荷Qp。从初级侧传输到次级侧的功率P是该电荷和初级电压的函数，其中
P＝2fQpVp
其中f是开关频率。
因此，可以根据参数d和g来表达和计算所传输的功率P。也可以计算变压器电流的轨迹。而且，可以计算出峰值电流和/或RMS电流和/或转换器的操作的另一特征值，并将其用作要优化的目标函数。相反，给定要传输的期望功率P和目标函数，这两个参数允许两个自由度，并允许确定包含实现期望功率并且最小化目标函数的d和g的值的解。
关于图6-8，可以将各自电流轨迹(ILS)的峰值最小化，使平均电流随时间保持不变。
确定包含d和g的值的解可以通过优化过程来实现。如果能够以代数方式表达导致取决于d和g的P的函数的上述函数，则可以确定解析解。在其他情况下，可以使用数值优化来确定解。
优化的结果可以例如以用于从操作点计算参数d和g的方程式的形式或以查找表的形式来表示。
对于两个不连续导通模式，使峰值电流最小化的优化可以由控制变量的以下公式表示：
不连续导通模式1中的控制变量
在DCM1中，根据以下公式计算参数d和g：
g的值在DCM1中为负，这意味着门信号S6的相位领先于门信号S2的相位，如图9所示。当g为正并且门信号S6滞后于门信号S2时，这与在CCM中相反。
电压和电流轨迹的主要部分从开关操作的定时立即可见。在下文中，解释了当两侧的变压器电压为零(阶段A)时发生的情况。在刚好在该阶段之前的阶段期间，S6断开，S8接通。电流在初级侧和次级侧均减小，并且次级侧上的电流改变方向(以星号*表示)。一旦次级电流改变其方向，电流就会流过S5和S6的寄生电容。一旦S6的寄生电容被放电，S6的体二极管就被激活，即变得导通。
在阶段A期间，次级侧的电流为负，这意味着初级侧的S2的电容没有被完全放电。为了解决这个问题，S8断开且S6接通，相对于初级侧开关操作会发生相移。包含S6的开关单元已经通过其体二极管与S6并联导通。以这种方式，开关S6在或多或少的零电压条件下被接通。
相移被认为是负的，因为当初级侧上的至少一个开关接通(即，图9中D的左侧)时，发生S6和S8的接通和断开。换句话说，当初级侧的开关S1接通时，在S1断开之前，开关S6和S8分别被接通和断开。
在阶段B期间，S8的寄生电容被充电，电压将(负)升高，直到次级侧的电流越过零。此时，阶段C开始。
在阶段C期间，次级电流现在沿正方向继续增加，并且S8的寄生电容放电，直到S8的体二极管变得导通，此时阶段D开始。当S8的二极管导通时，次级电流沿通过初级电流增加来支持初级侧上的零电压开关的方向流动。
原则上，所有次级MOSFET都可以在DCM2中始终断开。但是，通过如建议地切换S6和S8，可以防止次级MOSFET输出电容因变压器漏电感而瞬变(ring)。
不连续导通模式2中的控制变量
在DCM2中，根据以下等式计算参数d和g：
d＝0.5
DCM2中的变压器电压、电流和门信号的典型波形如图10所示。请注意，次级变压器电压V_Ts(虚线)被示出为具有低于初级变压器电压V_Tp的值。然而，参考初级侧的次级电压高于初级电压，这就是为什么当在相移g之后切换开关单元S6和S8时，电流被驱动为零。
同步整流
为了减少导通损耗，可以有源地切换作为二极管工作的开关单元(如果它们是有源开关单元，如本实施例中的开关S5和S7一样)，以使次级桥电路像同步整流器一样操作。
反向功率流
由于电路的对称性，相同的控制方法用于反向功率传输，但互换了初级和次级量。这意味着必须将Vp与Vs’互换，将S1与S5的控制信号，S2与S6的控制信号，S3与S7的控制信号，以及S4与S8的控制信号进行互换。CCM中反向功率传输的示例如图11所示。
如果功率从初级侧流向次级侧，则开关S5和S7始终断开。因此，如果仅需要单向操作，则可以用二极管代替开关S5和S7，如图12所示。也可以用上述方法控制该电路。
用于有源开关的开关单元的选择
到目前为止的示例示出了通过仅有源地切换下部开关单元49b或仅有源地切换上部开关单元49a、49c并且仅将其他开关单元(分别为上部或下部)作为二极管操作来控制次级桥电路43。可替代地，可以存在这样的实施例，其中，通过仅有源地切换半桥41、42之一的上部开关单元和下部开关单元来操作次级桥电路43，其中半桥41、42中的另一个的上部开关单元和下部开关单元仅作为二极管操作。在这样的实施例中，可以应用基本上相同的开关操作的定时。例如，给定图3的开关序列，其中S6和S8显示为已切换，则可以切换S5而不是S8。为了防止击穿，必须在S5和S6的切换之间存在延迟时间。
图13示出了一个流程图，概述了基于上述步骤的用于控制转换器的方法：根据初级和次级电压以及要传输的功率，针对每个操作点重复流程图中示出的步骤。通常，变压器的串联电感Ls和开关频率f保持恒定。这些步骤产生要应用的导通模式，并产生要在该导通模式中使用的参数d和g。这些步骤可以执行一次，并且只要操作点不变就可以应用所产生的参数，或者可以重复执行这些步骤，无论操作点是否已更改。在实施例中，对于每个开关周期执行一次这些步骤。
确定要应用的导通模式以及要使用的参数d和g包括以下步骤：
·识别功率流的方向，即从初级到次级，或相反。通常，这由监控器根据转换器的所选择的操作模式给出，例如用于为电池充电或通过向电网或另一EV供电。
·根据功率电平，确定导通模式。
·对于所确定的导通模式，计算参数d和g。
·根据操作模式以及参数d和g确定开关信号，并使用这些开关信号控制转换器的开关单元。
尽管已经在当前实施例中描述了本发明，但是应当清楚地理解，本发明不限于此，而是可以在权利要求的范围内以其他方式被不同地体现和实践。

Claims (13)

1.一种用于操作电子功率转换器(1)的方法，所述转换器(1)包括初级桥电路(23)，其被布置成将来自所述转换器(1)的初级侧的至少初级DC链路电压Vp，或者将反相的初级DC链路电压-Vp提供至变压器(3)的初级侧，以及
次级桥电路(43)，其被布置成将来自所述转换器(1)的次级侧的至少次级DC链路电压Vs，或者将反相的次级DC链路电压-Vs提供至所述变压器(3)的次级侧，所述次级桥电路(43)包括两个半桥，每个半桥包括上部开关单元和下部开关单元，
其特征在于，所述方法包括以下步骤，以便控制从所述转换器(1)的初级侧到次级侧的电功率流：
确定所述转换器(1)的操作点，所述操作点是所述初级DC链路电压Vp、所述次级DC链路电压Vs和要从所述初级侧传输到所述次级侧的电功率P的函数，
从所述操作点确定用于所述转换器(1)的操作的所选择的导通模式，所选择的导通模式是至少三种导电模式之一，
对于所选择的导通模式，确定占空比值d和相移值g，
对于所选择的导通模式，控制所述初级桥电路(23)向所述变压器(3)的初级侧提供交替的正和负电压脉冲，所述电压脉冲相对于开关周期具有根据所述占空比值d的占空比，
对于所选择的导通模式，通过仅有源地切换所述次级桥电路(43)的两个开关单元来控制所述次级桥电路(43)，以向所述变压器(3)的次级侧提供交替的正和负电压脉冲，根据所述相移值g，所述电压脉冲相对于提供给所述变压器(3)的初级侧的电压脉冲具有相移。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，
控制所述次级桥电路(43)的步骤包括：在所述相移之后的每个开关周期中，对于所述次级桥电路(43)的有源切换的两个开关单元中的第一开关单元和第二开关单元，接通所述第一开关单元并断开所述第二开关单元，然后
在长达所述开关周期的一半的持续时间之后，断开所述第一开关单元，并接通所述第二开关单元。
3.根据权利要求2所述的方法，其中，所述持续时间等于所述开关周期的一半。
4.根据权利要求1或2或3所述的方法，其中，
控制所述次级桥电路(43)的步骤包括：
仅有源地切换所述次级桥电路(43)的下部开关单元(49b)，而上部开关单元(49a,49c)仅作为二极管操作，
或仅有源地切换所述次级桥电路(43)的上部开关单元(49a)，而下部开关单元(49b)仅作为二极管操作。
5.根据权利要求1或2或3所述的方法，其中
控制所述次级桥电路(43)的步骤包括：
仅有源地切换所述半桥(41；42)之一的上部开关单元和下部开关单元，而所述半桥中(42；41)的另一个的上部开关单元和下部开关单元仅作为二极管操作。
6.根据权利要求1或2或3所述的方法，其中，
通过有源地切换两个开关单元来确定施加到所述变压器(3)的次级侧的正或负电压脉冲的开始；
施加到所述变压器(3)的次级侧的正或负电压脉冲的正端由所述开关单元之一确定，由于流过各自开关单元的电流使其方向反向，仅作为二极管操作的所述开关单元之一切换至截止状态。
7.根据权利要求1或2或3所述的方法，其中，
至少三种导通模式包括：
连续导通模式(CCM)，其中
如果Vs'<Vp，取决于所述操作点，则改变根据所述占空比值d的初级侧占空比，以及如果Vs'>Vp，则所述初级侧占空比保持恒定在50％；其中是参考所述初级侧的次级DC链路电压，
其中Np是初级绕组的匝数，Ns是次级绕组的匝数，
第一不连续导通模式(DCM1)，其中
取决于所述操作点，改变根据所述占空比值d的初级侧占空比，第二不连续导通模式(DCM2)，其中
根据所述占空比值d的初级侧占空比保持恒定在50％。
8.根据权利要求7所述的方法，其中
取决于所述操作点，所述导通模式之间的边界由以下规则确定：
如果Vs'<Vp并且功率P小于
则所述第一不连续导通模式(DCM1)适用；
如果Vs'>Vp并且功率P小于
则所述第二不连续导通模式(DCM2)适用；
否则所述连续导通模式(CCM)适用；
其中Vp是所述初级DC链路电压，Vs'是参考所述初级侧的次级DC链路电压，其中Np是初级绕组的匝数，Ns是次级绕组的匝数，其中f是开关频率，Ls是参考所述初级侧的漏电感，并且使用P的绝对值。
9.根据权利要求7所述的方法，包括以下步骤：
对于每个导通模式，计算参数d和g以最小化目标函数，其中所述目标函数是变压器峰值电流，或其中所述目标函数是变压器RMS电流。
10.根据权利要求1或2或3所述的方法，其中，
在每个开关模式中，参数d和g根据从所述初级侧传输到所述次级侧的功率P、所述初级DC链路电压Vp、以及所述次级DC链路电压Vs或参考所述初级侧的次级DC链路电压Vs'来确定。
11.根据权利要求1或2或3所述的方法，其中，所述转换器(1)是双有源桥转换器，即，所述初级桥电路(23)和次级桥电路(43)都是全桥逆变器。
12.一种电子功率转换器(1)，所述转换器(1)包括控制单元(5)，所述控制单元(5)包括模拟和/或数字信号处理单元，所述模拟和/或数字信号处理单元被配置为执行根据前述权利要求中任一项所述的方法。
13.根据权利要求12所述的电子功率转换器(1)，所述转换器(1)包括
初级桥电路(23)，其被布置成从所述转换器(1)的初级侧提供至少初级DC链路电压Vp(或DC输入电压)，或者将反相的初级DC链路电压-Vp提供给变压器(3)的初级侧，以及
次级桥电路(43)，其被布置为从所述转换器(1)的次级侧提供至少次级DC链路电压Vs(DC输出电压)，或者将反相的次级DC链路电压-Vs提供给所述变压器(3)的次级侧，
所述次级桥电路(43)，包括：
次级桥电路(43)的有源开关单元(49b)仅存在于每个半桥的下半部分中，每个半桥将各自的桥中点连接到负输出端子(14)，而上部开关单元(49c)将各自的桥中点连接到仅包括二极管的正输出端子(13)，
或所述次级桥电路(43)的有源开关单元(49a)仅存在于每个半桥的上半部分中，每个半桥将各自的桥中点连接到所述正输出端子(13)，而下部开关单元将各自的桥中点连接到仅包括二极管的所述负输出端子(14)。
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