JP2022152467A - Ｄｃ－ｄｃ電力変換器の制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】より少ないセンサで、ＤＣ－ＤＣ電力変換器の二次側回路の電流及び電圧を検出する。【解決手段】一次側回路（１）は、スイッチング素子Ｒ＋、Ｒ－、Ｓ＋、Ｓ－を含む回路を有する。二次側回路（２）は、共振キャパシタをそれぞれ並列に接続した４個のダイオードＵ＋、Ｕ－、Ｖ＋、Ｖ－を含むダイオード整流回路と、この整流回路に並列接続された平滑キャパシタＣ２とを含む。二次側回路（２）において、トランスＴｒの漏れインダクタンスＬと共振キャパシタとの共振回路が形成される。トランスＴｒの漏れインダクタンスＬと、前記共振キャパシタの容量Ｃｒと、トランスＴｒの一次側の電圧ｖ１とから、トランスＴｒの二次側の電流ｉ２及び電圧ｖ２を検出する。【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ－ＤＣ電力変換器の制御方法に関する。

例えば、リチウムイオン電池等の二次電池を非接触で充電する非接触式充電器として、トランスの一次側から二次側に電力を伝達するＤＣ－ＤＣ電力変換器が用いられる。このようなＤＣ－ＤＣ電力変換器として、トランスの一次側の電流波形と二次側の電流波形との位相差によりトランスの一次側から二次側に電力を送電する、デュアルアクティブブリッジ方式（ＤＡＢ方式）のＤＣ－ＤＣ電力変換器が知られている。

下記の特許文献１に示されているＤＡＢ方式のＤＣ－ＤＣ電力変換器では、一次側回路及び二次側回路の半導体スイッチング素子の切り替え位相差を制御して、ソフトスイッチングを可能としている。

特開２０１６－１５２６８７号公報

上記のようなＤＣ－ＤＣ電力変換器を用いて二次電池に充電する際、過充電を防ぐために、ＣＣＣＶ充電（Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｖｏｌｔａｇｅ：定電流定電圧充電）を利用することが一般的に行われている。この場合、二次側回路におけるリアルタイムの電流及び電圧を検出することが必要となる。上記特許文献１の電力変換器では、二次側回路に設けた電流センサ及び電圧センサで、二次側回路の電流及び電圧を検出することができる。

一方、近年の車両電動化の流れに対しては、より安価な充電設備が求められるため、ＤＣ－ＤＣ電力変換器を用いて充電を行う場合、二次側回路の電流制御を行うためのセンサ類の数はより少ない方が好ましい。

そこで、本発明は、より少ないセンサで、ＤＣ－ＤＣ電力変換器の二次側回路の電流及び電圧を検出することを目的とする。

本出願人による特願２０１９－２１１００６では、一次側回路と二次側回路がトランスを介して接続されたＤＣ－ＤＣ電力変換器を提案している。前記一次側回路は、スイッチング素子を含む回路を有する。前記二次側回路は、共振キャパシタをそれぞれ並列に接続した４個のダイオードを含むダイオード整流回路と、前記整流回路と並列に接続された平滑キャパシタとを有する。前記二次側回路において、前記トランスの漏れインダクタンスと前記共振キャパシタとの共振回路が形成される。

上記の回路構成を有するＤＣ－ＤＣ電力変換器では、一次側回路のインバータ動作（スイッチング素子の操作）のみで、二次側の電流及び電圧を制御することができるため、二次側回路のスイッチング素子を省略できる。この回路構成では、トランスの漏れインダクタンスと二次側回路の共振キャパシタ（コンデンサ）の容量とからトランスの二次側の電圧を検出することができる。こうして取得したトランスの二次側の電圧と、一次側回路に設けたセンサで検出したトランスの一次側の電圧とから、トランスの二次側の電流を検出することができる。

以上の知見に基づいてなされた本発明は、上記の回路構成を有するＤＣ－ＤＣ電力変換器の制御方法において、前記トランスの漏れインダクタンスと、前記二次側回路の共振キャパシタの容量と、前記トランスの一次側の電圧とから、前記二次側回路の電流及び電圧を検出することを特徴とする。これにより、二次側回路に電流センサや電圧センサを設けることなく、一次側回路に設けた電圧センサだけで、二次側回路の電流及び電圧を検出することができる。

上記のＤＣ－ＤＣ電力変換器は、例えば、４つの前記スイッチング素子を有するＨブリッジ回路と、前記Ｈブリッジ回路と並列に接続されたキャパシタとを有する構成とすることができる。

以上のように、本発明によれば、より少ないセンサで、ＤＣ－ＤＣ電力変換器のトランスの二次側の電流及び電圧を検出することができる。

本発明の第１の実施形態の電力変換器の回路図である。 各スイッチの導通状態と高周波トランスの電圧、電流波形を示す図である。 二次側ダイオード整流回路の各転流動作を示す図である。 高周波トランスの周波数と共振周波数の比ｆ_ｓ／ｆ_ｏに対する出力電力Ｐ_ｏｕｔの特性を示す図である。 一次側回路のスイッチＲ－，Ｓ＋からスイッチＲ＋，Ｓ－に転流する場合の回路の動作モードと高周波トランスの一次電圧波形ｖ_１を示す図である。 本発明の第２の実施形態の電力変換器の回路図である。 モード切換タイミング（モード２－２）による出力電力の制御方法を説明する動作波形図である。 モード切換タイミング（モード２－３）による出力電力の制御方法を説明する動作波形図である。 一次電圧ｖ_１が０となる期間Ｔ_ｄに対する出力電力特性図である。

以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。但し、以下の実施形態は、いずれも本発明の要旨の認定において限定的な解釈を与えるものではない。また、同一又は同種の部材については同じ参照符号を付して、説明を省略することがある。なお、一次側のソフトスイッチング回路は、例えばＨブリッジ回路、ハーフブリッジ回路が使用できるが、これに限定されず、何れの回路も使用され得る。

本実施形態のＤＣ－ＤＣ電力変換器の基本的な特徴は、スイッチング素子を有する回路により方形波等を発生させる一次側回路と、受動素子のみで構成され整流回路とＬＣ共振回路との組合せで構成される二次側回路とをトランスにより電磁結合する回路構成を採用した点にある。これにより、簡単な回路構成でありながら供給電力は一次側回路のスイッチング周波数により調整でき、また、二次側回路側が受動素子のみで構成されるため、トランスの鉄心で一次側回路側と二次側回路側とを分離できる利点が得られる。

上記のような回路構成では、トランスの漏れインダクタンスと、二次側回路の共振キャパシタの容量とから、トランスの二次側の電圧を検出できる。こうして検出したトランスの二次側の電圧と、電圧センサで検出したトランスの一次側の電圧とから、トランスの二次側の電流を検出することができる。これにより、二次側回路に電流センサや電圧センサを設けることなく、二次側の電圧及び電流を検出することができるため、回路に設けられるセンサの数を従来よりも減らすことができる。以下、図面を参照して具体的な回路図について説明する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態の電力変換器（１０）の回路図を示す。本回路は、単方向絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換器であり、一次側回路（１）側はＨブリッジ回路が設けられ、二次側回路（２）側はダイオード整流回路で構成され、それらが高周波トランスＴｒで結合される。なお、一次側回路及び二次側回路をそれぞれ単に「一次側」、「二次側」と表記する場合がある。高周波トランスＴｒを単に「トランス」と表記する場合がある。

一次側Ｈブリッジ回路は４つのスイッチング素子Ｒ＋，Ｒ－，Ｓ＋，Ｓ－で構成される。スイッチング素子には、逆並列のダイオードが接続される。スイッチング素子の寄生容量（浮遊容量）はＣ_ｓと表す。一次側Ｈブリッジ回路は、入力直流電圧Ｖ_ｉｎを高周波の方形波交流電圧ｖ_１に変換する。

なお、高周波トランスＴｒの漏れインダクタンスをＬで表記し、高周波トランスＴｒ全体の漏れインダクタンスを二次側での換算値として表している。漏れインダクタンスが小さい場合には、トランスに直列にリアクトルを接続し、高周波トランス自体の漏れインダクタンスと挿入したリアクトルを含めて漏れインダクタンスＬ（インダクタンスＬ）としている。トランスの一次巻線と二次巻線の巻数をそれぞれｎ１、ｎ２としたとき、巻数比ａ（＝ｎ１／ｎ２）を用いて、一次電圧ｖ_１の二次換算値はｖ_１’（＝ｖ_１／ａ）と表される。

二次側ダイオード整流回路は、共振キャパシタをそれぞれ並列に接続した４個のダイオードＵ＋，Ｕ－，Ｖ＋，Ｖ－と平滑キャパシタＣ_２とで構成される。ここで、共振キャパシタの容量Ｃ_ｒは、ダイオードの寄生容量（例えば数ｎＦ～１０ｎＦ程度）よりも相対的にかなり大きな値（例えば数十ｎＦ～１μＦ、具体的には１００ｎＦ～１μＦ、典型的には５００ｎＦ～１μＦ）である。二次側ダイオード整流回路は高周波方形波電圧を出力直流電圧Ｖ_ｏｕｔに変換する。

なお、寄生容量が十分に大きい（例えば数十ｎＦ～１μＦ）ダイオード（容量を大きく設計したダイオード）を用いることで、実質的に共振キャパシタ（Ｃ_ｒ）をダイオードに内蔵した構成とすることもできる。この場合、共振キャパシタをダイオード外部に設ける必要がなく、小型に構成することができる。

本実施形態で示す二次側回路の特徴は、インダクタンスＬとキャパシタ（Ｃ_ｒ）との共振を用いる点にあり、他の構成は用途によって適宜変更可能である。例えば、図１では、二次側出力に直流電源が接続されているが、直流負荷が接続されていてもよい。例えば、二次電池の充電回路といった用途であれば図１のように直流電源として表されるが、例えば鉄道の架線から鉄道に電力を変換するＤＣ－ＤＣコンバーターとして使用する場合は、直流負荷として表される。

図２は、図１の絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換回路の各スイッチの導通状態と高周波トランスの電圧、電流波形を示す。図２の横軸は時間である。図２では、説明の簡単化のために、高周波トランスの巻数比ａ＝１とし、さらに、入出力直流電圧が等しい場合（Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ）である。一次側Ｈブリッジ回路においては、Ｒ，Ｓ相のスイッチング位相を１８０度ずらして、各スイッチのデューティ５０％で通電することで、入力直流電圧Ｖ_ｉｎを振幅とし、周波数ｆ_ｓ（＝１／２Ｔ_ｓ；高周波波形の半周期Ｔ_ｓ）の方形波交流電圧を一次電圧ｖ_１として発生する。図２の一次電圧ｖ_１の波形に、一次電圧ｖ_１の変化に伴う動作モードとして＜モード１－１＞から＜モード１－４＞の各区間を示す。二次電圧ｖ_２は一次電圧ｖ_１に対して遅れ電圧になる。高周波トランスの励磁電流は一次、二次電流に比較して十分小さいとして励磁電流を無視すれば、高周波トランスの一次電流ｉ_１と二次電流ｉ_２は等しくなる。図２の一次電流ｉ_１、二次電流ｉ_２に示す方形波状の電流が得られる。波形の詳細は後に詳しく導出する。一次電流ｉ_１、二次電流ｉ_２の波形と共に、二次側ダイオード整流回路の転流に伴う動作モードとして＜モード２－１＞から＜モード２－４＞の各区間を示す。

図３は、二次側ダイオード整流回路の各転流動作を示す図であり、Ｈブリッジ回路のスイッチングにより一次電圧が負から正に切り換わったときの二次側ダイオード整流回路において、ダイオードＵ－，Ｖ＋がそれぞれダイオードＵ＋，Ｖ－に転流するときの各モードにおける回路動作を示している。図３の転流前の＜モード２－１＞では、一次側スイッチＲ－，Ｓ＋が導通し、一次電圧ｖ_１’は、入力直流電圧－Ｖ_ｉｎ（＝－Ｖ_ｏｕｔ）になり、二次電流ｉ_２はダイオードＵ－とＶ＋が導通して負の電流－Ｉ_ｎが流れている。二次電圧ｖ_２は、出力直流電圧－Ｖ_ｏｕｔになり、一次、二次電圧が等しいので、一定値－Ｉ_ｎの二次電流ｉ_２が流れる。ダイオードＵ－とＶ＋の並列キャパシタの電圧は零で、ダイオードＵ＋とＶ－の並列キャパシタは出力直流電圧Ｖ_ｏｕｔに充電される。図２の時刻ｔ＝ｔ_２においてＨブリッジ回路のスイッチをＲ－，Ｓ＋からＲ＋，Ｓ－に切り換えて、一次電圧ｖ_１’が－Ｖ_ｉｎからＶ_ｉｎに変化すると、＜モード２－２＞に移る。図３の＜モード２－２＞に移ってもインダクタンスＬによる二次電流の連続性からダイオードＵ－とＶ＋が導通し続ける。＜モード２－２＞の二次側回路の電圧方程式は次式で与えられる。

ここで、＜モード２－２＞における一次電圧ｖ_１’＝Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ、二次電流初期値ｉ_２（ｔ_２）＝－Ｉ_ｎを（１）式に代入して、＜モード２－２＞の二次電流ｉ_２（ｔ）が次式で得られる。

図２に示すように＜モード２－２＞では、二次電流ｉ_２（ｔ）は一定の傾きで零に向かって増加していく。二次電流ｉ_２（ｔ）が時刻ｔ＝ｔ_３で零になると＜モード２－２＞が終了する。＜モード２－２＞の期間Ｔ_２＝ｔ_３－ｔ_２は、（４）で与えられる。

時刻ｔ＝ｔ_３で二次電流ｉ_２（ｔ_３）＝０になると、二次側回路における全てのダイオードが非導通状態になり、図３の＜モード２－３＞に移る。＜モード２－３＞が始まる時刻ｔ＝ｔ_３におけるダイオードＵ－，Ｖ＋の並列キャパシタの初期電圧は共に零であり、ダイオードＵ＋，Ｖ－の並列キャパシタの初期電圧は共にＶ_ｏｕｔである。＜モード２－３＞では、インダクタＬと４個のキャパシタ（Ｃ_ｒ）の共振回路が構成される。回路の対称性から二次電流の半分の電流ｉ_２／２が各キャパシタに流れる。＜モード２－３＞における電圧方程式が次式で与えられる。

一次電圧ｖ_１’＝Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ、二次電流初期値ｉ_２（ｔ_３）＝０をそれぞれ（５）式に代入して解くと、＜モード２－３＞の二次電流ｉ_２（ｔ）が次式で得られる。

二次電流ｉ_２（ｔ）は、共振角周波数ωｏ（＝２πｆ_ｏ＝１／√（ＬＣ_ｒ））の電流が流れる。二次電圧ｖ_２は、（６）式の二次電流ｉ_２（ｔ）を用いて次式で得られる。

（６）、（７）式の二次電流ｉ_２、二次電圧ｖ_２は、図２に示すように正弦波波形になる。二次電流ｉ_２、二次電圧ｖ_２がそれぞれＩ_ｎ、Ｖ_ｏｕｔになると、ダイオードＵ＋，Ｖ－の並列キャパシタの電圧も共に零になり、時刻ｔ＝ｔ_４で＜モード２－３＞は終了する。図２において、時刻ｔ＝ｔ_４における位相は、π／２であり、二次電流ｉ_２の振幅Ｉ_ｎと＜モード２－３＞の期間Ｔ_３＝ｔ_４－ｔ_３は、（６）、（７）式から次式で得られる。

（３）式の＜モード２－２＞の二次電流ｉ_２、（４）式の＜モード２－２＞の期間Ｔ_２は、（８）式をそれぞれ代入して、次式に書き換えられる。

時刻ｔ＝ｔ_４でダイオードＵ＋，Ｖ－の並列キャパシタの電圧が共に零になると、ダイオードＵ＋，Ｖ－が導通し、図３の＜モード２－４＞に移る。＜モード２－４＞の二次側回路の電圧方程式は次式で与えられる。

ここで、＜モード２－４＞における一次電圧ｖ_１’＝Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ、二次電流初期値ｉ_２（ｔ_４）＝Ｉ_ｎを（１２）式に代入して、＜モード２－４＞の二次電流ｉ_２（ｔ）が次式で得られる。

図２に示すように＜モード２－４＞では、二次電流ｉ_２（ｔ）は一定値になる。Ｈブリッジ回路がスイッチングをして一次電圧が正から負に切り換わることで、＜モード２－４＞が終了する。

二次側回路の動作から各ダイオードは、いずれも並列キャパシタ電圧が零の状態でスイッチングする。すなわち、ダイオードのリカバリー損失は発生しないので、電力損失が発生せず、極めて高効率になる。出力電力Ｐ_ｏｕｔは、出力電流ｉ_ｏｕｔを用いて、高周波トランスの半周期Ｔ_ｓの平均電力として次式で得られる。

出力電力Ｐ_ｏｕｔの制御は、高周波トランスの周波数ｆ_ｓにより調整できる。（１４）式の出力電力Ｐ_ｏｕｔを，高周波トランスの周波数ｆ_ｓ（＝１／２Ｔ_ｓ）と共振周波数ｆ_ｏ（＝１／（２π√（ＬＣ_ｒ）））を用いて書き直すと、次式が得られる。

図４は、（１５）式に基づいて、高周波トランスの周波数と共振周波数の比ｆ_ｓ／ｆ_ｏに対する出力電力Ｐ_ｏｕｔの特性を示す。共振周波数ｆ_ｏは回路パラメータで決まり、一定値であり、トランスの周波数ｆ_ｓを高くすることで、出力電力Ｐ_ｏｕｔを低減できる。図４では、高周波トランスの周波数と共振周波数の比（ｆ_ｓ／ｆ_ｏ）＝１／４を定格出力Ｐ_ｏｕｔ＝１と基準化して表している。（１５）式の出力電力Ｐ_ｏｕｔが成立する高周波トランスの最大周波数（ｆ_ｓ／ｆ_ｏ）_ｍａｘは、図２の二次電流ｉ_２（ｔ）の波形において、電流値Ｉ_ｎの期間が零になる場合で、次式で得られる。

高周波トランスの最大周波数は（ｆ_ｓ／ｆ_ｏ）_ｍａｘ＝１．２２となり、このとき、図４では定格出力の０．２３まで出力電力を低減できている。高周波トランスの周波数ｆ_ｓを、（ｆ_ｓ／ｆ_ｏ）_ｍａｘから定まる値より高い周波数にすると、（１５）式は成立しないが、さらに出力電力Ｐ_ｏｕｔの低減は可能である。

次に、Ｈブリッジ回路のソフトスイッチング転流について説明する。

図１では、一次側Ｈブリッジ回路のスイッチング素子の並列キャパシタＣ_ｓが寄生容量であるとして説明したが、スイッチのソフトスイッチングをするために、別途キャパシタを並列に外付けしても良い。以下では並列にキャパシタを外付けした場合を含め、スイッチング素子の並列静電容量をＣ_ｓとして説明する。

図５は、一次側Ｈブリッジ回路のスイッチＲ－，Ｓ＋からスイッチＲ＋，Ｓ－に転流する場合の回路の動作モードと高周波トランスの一次電圧波形ｖ_１を示す。

転流前の＜モード１－１＞では、スイッチＲ－，Ｓ＋がいずれも導通しており、一次電圧ｖ_１は負の入力直流電圧－Ｖ_ｉｎを発生している。一次電流ｉ_１として、負の一定電流－Ｉ_ｎがスイッチＲ－，Ｓ＋を流れている。スイッチＲ－，Ｓ＋の並列キャパシタの電圧は共に零で、スイッチＲ＋，Ｓ－の並列キャパシタの電圧は共に入力直流電圧Ｖ_ｉｎに充電される。スイッチＲ－，Ｓ＋を非導通状態にしたときに、並列キャパシタ電圧が零なので、スイッチＲ－，Ｓ＋は零電圧スイッチング（ＺＶＳ： Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）される。

スイッチＲ－，Ｓ＋を非導通状態にすることで、図５の＜モード１－２＞に移る。＜モード１－２＞では、負荷電流の連続性から一次電流ｉ_１は負の電流－Ｉ_ｎに保たれ、４個の並列キャパシタＣ_ｓに流れる。スイッチＲ－，Ｓ＋の並列キャパシタの電圧は零から増加していき、スイッチＲ＋，Ｓ－の並列キャパシタの電圧は減少していく。これらのキャパシタ電圧の変化により、一次電圧ｖ_１は、負の入力直流電圧－Ｖ_ｉｎから正の入力直流電圧Ｖ_ｉｎまで変化する。一次電圧ｖ_１が正の入力直流電圧Ｖ_ｉｎになったときに、スイッチＲ＋，Ｓ－の並列キャパシタ電圧は共に零になり、スイッチＲ＋，Ｓ－の並列ダイオードが導通する。スイッチＲ＋，Ｓ－の並列ダイオードの導通により、＜モード１－３＞に移る。＜モード１－３＞の期間中に、スイッチＲ＋，Ｓ－が導通するためのゲート信号を与える。並列ダイオードが導通状態になっているので、スイッチにゲート信号を与えても、逆バイアスされスイッチは導通しない。既に述べたように一次電流ｉ_１は零に向かって一定の傾きで増加していく。そして、一次電流ｉ_１が負から正になることで、＜モード１－４＞に移る。一次電流ｉ_１の符号が負から正に変化してスイッチＲ＋，Ｓ－が導通するときには、並列キャパシタ電圧は零のままであり、ＺＶＳを実現できる。他のスイッチングにおいても同様にソフトスイッチングができ、スイッチング損失を低減できる。

以上のように、第１の実施形態によれば、簡単な回路構成で効率良くスイッチング損失を低減できる効果を得ることができる。

また、更なる効果として、出力側の電力の制御を容易に実行することができ、特に、低出力側の制御性が向上する。上記の通り、（１５）式より出力側の電力はスイッチング周波数により調整できるが、Ｐ_ｏｕｔの値が０．２３以下の制御性が悪くなり、わずかな周波数変動により大きく出力が変動してしまうが、第１の実施形態によれば、（１５）式によらず出力側の電力を制御することが可能となる。その結果、例えば、出力電力の供給対象、例えば蓄電池等の充電レベルが一定値を越えたあとは供給電力を極めて小さく制御するといったことも可能となる。この具体的な方法については第３の実施形態において詳述する。

（第２の実施形態）～一次側ハーフブリッジ回路による回路構成～
図６は、第１の実施形態における図１の一次側Ｈブリッジ回路をハーフブリッジ回路（１’）に置き換えた回路である。入力直流電圧は２Ｖ_ｉｎで、２個のキャパシタＣ１を直列接続して入力直流電圧２Ｖ_ｉｎの直流中性点を設けている。２個のキャパシタＣ１の直流電圧は、共にＶ_ｉｎになる。高周波トランスの２個の入力端子の片側をＲ相の出力端子に接続し、もう片方を直流中性点に接続する。ハーフブリッジは、２個のスイッチング素子Ｒ＋，Ｒ－で構成される。スイッチング素子には、逆並列のダイオードが内蔵され、スイッチング素子の寄生容量をＣ_ｓとしている。

図２に示すＨブリッジ回路を用いた絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換回路の動作波形は、Ｓ相のスイッチング信号を無視すれば、図６のハーフブリッジ回路を用いた回路の動作波形としてそのまま適用できる。すなわち、スイッチング素子Ｒ＋を導通することで、高周波トランスの一次電圧ｖ_１は、入力直流電圧の上側キャパシタＣ１に接続され、キャパシタ電圧Ｖ_ｉｎになる。スイッチング素子Ｒ－を導通することで、高周波トランスの一次電圧ｖ_１は、入力直流電圧の下側キャパシタＣ１に接続され、負のキャパシタ電圧－Ｖ_ｉｎになる。

したがって、Ｈブリッジ回路を用いたときと同様に一次電圧ｖ_１として振幅Ｖ_ｉｎの方形波交流波形が得られる。ハーフブリッジ回路を用いた回路において、高周波トランスおよび二次側回路については図１のＨブリッジ回路を用いた回路と同じであり、図２の二次電圧ｖ_２、一次電流ｉ_１、二次電流ｉ_２の各波形が得られる。二次側回路においては、ダイオードのリカバリー損失を発生しない高効率な動作ができる。

第１の実施形態で説明したように、出力電力Ｐ_ｏｕｔの制御は、（１５）式により、高周波トランスの周波数ｆ_ｓ（＝１／２Ｔ_ｓ）により調整できる。また、一次側ハーフブリッジ回路のソフトスイッチングも実現できる。

図６のハーフブリッジ回路においてスイッチＲ－からスイッチＲ＋への転流について説明する。スイッチＲ－が導通している状態では、一次電圧ｖ_１は負の入力直流電圧－Ｖ_ｉｎで、一次電流ｉ_１は負の電流－Ｉ_ｎがスイッチＲ－に流れている。また、スイッチＲ－の並列キャパシタの電圧は零である。スイッチＲ－を非導通にしたときには、スイッチＲ－の並列キャパシタの電圧が零であり、ＺＶＳが実現される。一次電流ｉ_１に引き続き負の電流－Ｉ_ｎが流れることで、スイッチＲ＋の並列キャパシタの電圧は、Ｖ_ｉｎから減少し、零電圧になると、スイッチＲ＋の並列ダイオードが導通する。一次電圧ｖ_１は正の入力直流電圧Ｖ_ｉｎとなり、一次電流ｉ_１も負の電流－Ｉ_ｎから零に向けて増加していく。一次電流ｉ_１が負の間にスイッチＲ＋に導通信号を与えれば、一次電流ｉ_１が負から正に変化して、ダイオードからスイッチＲ＋に電流が転流するときにおいても、並列キャパシタの電圧は零であり、ＺＶＳが実現される。したがって、全ての転流でソフトスイッチングを実現でき、スイッチング損失を低減できる。

本実施形態で示す二次側回路は、第１の実施形態と同じであり、インダクタンスＬとキャパシタンスＣ_ｒとの共振を用いている点に特徴がある。従って、他の構成は用途によって適宜変更可能である。例えば、図６では、二次側出力に直流電源が接続されているが、直流負荷が接続されていてもよい。例えば、二次電池の充電回路といった用途であれば図６のように直流電源として表されるが、例えば鉄道の架線から鉄道に電力を変換するＤＣ－ＤＣコンバーターとして使用する場合、直流負荷として表される。

以上のように、一次側回路としてハーフブリッジ回路を用いてもＤＣ－ＤＣ電力変換器を構成することができる。第２の実施形態によれば、第１の実施形態と比較して、一次側回路の構成が簡単であり、さらに小型な、或いは安価なＤＣ－ＤＣ電力変換器を得ることができる。なお、出力側の電力の制御は（１５）式よりスイッチング周波数により調整できる。

（第３の実施形態）～Ｔ_ｄを制御することによる送電電力制御方法～
上記第１及び第２の実施形態で説明したように、いずれの回路構成においても（１５）式により、二次側回路の電力は一次側回路のスイッチング周波数を変化させることで制御できる。しかし、第１の実施形態において説明する回路構成によれば、一次電圧ｖ_１が零となる期間Ｔ_ｄを制御することができるため、周波数制御によらず二次側電力を制御することが可能となる。

本実施形態では、第１の実施形態で説明する回路において、一次電圧ｖ_１が零となる期間Ｔ_ｄを制御することにより実現される電力制御方法について説明する。

（１）＜モード２－２＞における電力低減制御方法
図１の単方向絶縁型ＤＣ－ＤＣ電力変換回路の高周波トランスの周波数ｆ_ｓが一定値の状態で、出力電力Ｐ_ｏｕｔを一次側Ｈブリッジ回路のスイッチングパターンで制御する方法を説明する。図２の動作波形が最大出力電力時であり、一次電圧ｖ_１として振幅Ｖ_ｉｎの方形波交流波形を出力している。図７の動作波形が、出力電力Ｐ_ｏｕｔの調整のために電力を少し低減した場合である。電力低減の基本的な考え方は、Ｓ相のスイッチの切り換えタイミングを期間Ｔ_ｄだけ遅らせ、一次電圧ｖ_１の方形波波形において、電圧が零となる期間Ｔ_ｄを設けて一次電圧ｖ_１の実効値を低減する方法である。図７の動作波形では、一次電圧ｖ_１が零になる期間Ｔ_ｄに新たなモードが加わっただけで、期間Ｔ_ｄ以外の波形は、図２の最大出力電力時の波形と同じである。図７の動作波形では、一次電圧ｖ_１が零になる期間Ｔ_ｄを＜モード２－２１＞、一次電圧ｖ_１がＶ_ｉｎになる期間を＜モード２－２２＞として、２モードに分離している。（１）式の＜モード２－２＞の二次側回路電圧方程式に、一次電圧ｖ_１’＝０、二次電流初期値ｉ_２（ｔ_２）＝－Ｉ_ｎ、（８）式をそれぞれ代入して、＜モード２－２１＞の二次電流ｉ_２（ｔ）が次式で得られる。

すなわち、（１７）式の＜モード２－２１＞の二次電流の傾きｄｉ_２／ｄｔは、（２）式の＜モード２－２＞の傾きに対して１／２になっているので、＜モード２－２１＞の最大の期間Ｔ_ｄは、＜モード２－２＞の期間Ｔ_２＝√（ＬＣ_ｒ）の２倍になる。したがって、＜モード２－２１＞の期間Ｔ_２１＝Ｔ_ｄの範囲は、次式で与えられる。

ここで、（１８）式に時刻ｔ＝ｔ_２＋Ｔ_ｄを代入して、＜モード２－２２＞の二次電流初期値ｉ_２（ｔ_２＋Ｔ_ｄ）が次式で得られる。

また、（１）式の＜モード２－２＞の二次側回路電圧方程式に、一次電圧ｖ_１’＝Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ、（２０）式の二次電流初期値ｉ_２（ｔ_２＋Ｔ_ｄ）、（８）式をそれぞれ代入して、＜モード２－２２＞の二次電流ｉ_２（ｔ）が次式で得られる。

＜モード２－２２＞の終了時刻ｔ_３では、（２１）式の二次電流ｉ_２（ｔ_３）＝０になるので、終了時刻ｔ_３および＜モード２－２２＞の期間Ｔ_２２は次式で得られる。

導出した全モードの二次電流波形をもとに、出力電力Ｐ_ｏｕｔを計算すると次式が得られ、一次電圧ｖ_１が零となる期間Ｔ_ｄにより出力電力Ｐ_ｏｕｔを制御できる。

（２）＜モード２－３＞における電力低減制御方法
一次電圧ｖ_１が零となる期間Ｔ_ｄが２π√（ＬＣ_ｒ）以上になると、図７の＜モード２－３＞の範囲まで、一次電圧ｖ_１が零となるので、（６）式の二次電流ｉ_２の共振波形が変化する。図８は、一次電圧ｖ_１が零となる期間Ｔ_ｄが２π√（ＬＣ_ｒ）以上になった場合の二次電圧ｖ_２、一次電流ｉ_１、二次電流ｉ_２の各波形を示す。図８の動作波形では、時刻ｔ_３とｔ_４の間で、一次電圧ｖ_１が零になる期間Ｔ_３１を＜モード２－３１＞、一次電圧ｖ_１がＶ_ｉｎになる期間Ｔ_３２を＜モード２－３２＞として、２モードに分離している。また、＜モード２－１＞の二次電流ｉ_２の電流値－Ｉ_ｍの絶対値Ｉ_ｍは、（８）式のＩ_ｎ（＞Ｉ_ｍ）に比較して小さくなる。

図８の＜モード２－１＞は、図３の転流前の＜モード２－１＞の回路接続になり、一次側スイッチＲ－，Ｓ＋が導通し、一次電圧ｖ_１’は、入力直流電圧－Ｖ_ｉｎが掛かり、二次電流ｉ_２はダイオードＵ－とＶ＋が導通して負の電流－Ｉ_ｍが流れている。図８の時刻ｔ＝ｔ_２においてＨブリッジ回路のスイッチをＲ－からＲ＋に切り換えて、一次電圧ｖ_１’が－Ｖ_ｉｎから０に変化すると、＜モード２－２１＞に移る。＜モード２－２１＞における一次電圧ｖ_１’＝Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ、二次電流初期値ｉ_２（ｔ_２）＝－Ｉ_ｍを（１）式に代入して、＜モード２－２１＞の二次電流ｉ_２（ｔ）が次式で得られる。

図８に示すように＜モード２－２１＞では、二次電流ｉ_２（ｔ）は一定の傾きで零に向かって増加していく。二次電流ｉ_２（ｔ）が時刻ｔ＝ｔ_３で零になると＜モード２－２１＞が終了する。＜モード２－２１＞の期間Ｔ_２１＝ｔ_３－ｔ_２は、（２７）式で与えられる。

時刻ｔ＝ｔ_３で二次電流ｉ_２（ｔ_３）＝０になると、二次側回路における全てのダイオードが非導通状態になり、図３の＜モード２－３１＞に移る。＜モード２－３１＞が始まる時刻ｔ＝ｔ_３におけるダイオードＵ－，Ｖ＋の並列キャパシタの初期電圧は共に零であり、ダイオードＵ＋，Ｖ－の並列キャパシタの初期電圧は共にＶ_ｏｕｔである。＜モード２－３＞では、インダクタＬと４個のキャパシタ（Ｃ_ｒ）の共振回路が構成される。回路の対称性から二次電流の半分の電流ｉ_２／２が各キャパシタに流れ、（５）式の電圧方程式が成立する。一次電圧ｖ_１’＝０、二次電流初期値ｉ_２（ｔ_３）＝０をそれぞれ（５）式に代入して解くと、＜モード２－３１＞の二次電流ｉ_２（ｔ）が次式で得られる。

二次電圧ｖ_２は、（２８）式の二次電流ｉ_２（ｔ）を用いて次式で得られる。

（２８）、（２９）式の二次電流ｉ_２、二次電圧ｖ_２は、図８に示すように正弦波波形になる。時刻ｔ＝ｔ_３＋Ｔ_３１の二次電圧ｖ_２、二次電圧ｖ_２は、それぞれ次式で得られる。

時刻ｔ＝ｔ_３＋Ｔ_３１で、Ｈブリッジ回路のスイッチをＳ＋からＳ－に切り換わると、一次電圧ｖ_１＝Ｖ_ｉｎがスッテプ的に上昇し、新たな共振動作となる。＜モード２－３２＞における電圧方程式が次式で与えられる。

一次電圧ｖ_１’＝Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔ、二次電流初期値ｉ_２（ｔ_３＋Ｔ_３１）を（３２）式に代入して解くと、＜モード２－３２＞の二次電流ｉ_２（ｔ）が次式で得られる。

（３３）式の１行目の項は時刻ｔ＝ｔ_３＋Ｔ_３１で一次電圧ｖ_１’＝Ｖ_ｏｕｔに変化したことによる共振電流であり、２行目の項は時刻ｔ＝ｔ_３＋Ｔ_３１以前からの共振電流項である。３行目はこれら２項を１つの共振電流として表した式である。＜モード２－３２＞の二次電圧ｖ_２は、（３３）式の二次電流ｉ_２（ｔ）を用いて次式で得られる。

時刻ｔ＝ｔ_４で二次電圧ｖ_２（ｔ_４）＝Ｖ_ｏｕｔになると、ダイオードＵ＋，Ｖ－の並列キャパシタの電圧が零になり、ダイオードＵ＋，Ｖ－が導通し、＜モード２－３２＞が終了する。時刻ｔ＝ｔ_４で（３４）式の第２項が零になり、＜モード２－３２＞の期間Ｔ_３２を用いて期間ｔ_４－ｔ_３＝Ｔ_３１＋Ｔ_３２と表せるので、次式にて期間Ｔ_３２が求まる。

時刻ｔ＝ｔ_４は、（３５）式を用いて、期間Ｔ_３１の関数として次式で与えられる。

（３６）式のｔ_４を（３３）式に代入して二次電流ｉ_２（ｔ_４）＝Ｉ_ｍが次式で得られる。

期間Ｔ_３１が長くなれば、二次電流値Ｉ_ｍが小さくなり、送電電力を低減できる。期間Ｔ_３１＝π√（ＬＣ_ｒ）のとき、二次電流値Ｉ_ｍ＝０になるので、期間Ｔ_３１は零からπ√（ＬＣ_ｒ）の範囲で制御すれば良い。
＜モード２－４＞の期間ｔ＞ｔ_４では、（１２）式の電圧方程式が成立し、一次電圧ｖ_１’＝Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔからｄｉ_２／ｄｔ＝０になり、一定値の二次電流ｉ_２（ｔ_４）＝Ｉ_ｍが流れる。（２７）式に（３７）式のＩ_ｍを代入して、期間Ｔ_２１が次式で得られる。

一次電圧が零となる期間Ｔ_ｄは期間Ｔ_３１を用いて次式で得られる。

期間Ｔ_３１の最大値π√（ＬＣ_ｒ）のときの一次電圧が零となる期間の最大値Ｔ_{ｄ ｍａｘ}は、次式で得られる。

図８の二次電圧ｖ_２と二次電流ｉ_２から期間Ｔ_ｓの出力電力Ｐ_ｏｕｔは、次式で表される。

（４１）式に、（３７）式のＩ_ｍ、（３５）式のＴ_３２、（３８）式のＴ_２１を代入して、出力電力Ｐ_ｏｕｔは次式で表される。次式で表される。

図９は、（３９）式の一次電圧が零となる期間Ｔ_ｄに対する（４２）式の出力電力Ｐ_ｏｕｔを表している。図９は高周波トランスの周波数と共振周波数の比ｆ_ｓ／ｆ_ｏ＝π√（ＬＣ_ｒ）／Ｔ_ｓ＝１／４の場合で、Ｔ_ｓ＝４π√（ＬＣ_ｒ）である。一次電圧の零電圧期間Ｔ_ｄを長くするほど、二次電流値Ｉ_ｍは減少していき、出力電力Ｐ_ｏｕｔも低減する。したがって、一次電圧の零電圧期間Ｔ_ｄにより、出力電力Ｐ_ｏｕｔを制御できる。

以上の説明では、高周波トランスの巻数比をａ＝１とし、さらに、入出力直流電圧を等しいとしたＶ_ｉｎ＝Ｖ_ｏｕｔの場合について説明をしたが、入出力直流電圧がＶ_ｉｎ／ａ＝Ｖ_ｏｕｔの場合においても同様の動作波形が得られる。入出力直流電圧がＶ_ｉｎ／ａ≠Ｖ_ｏｕｔの場合においては、上記の説明で二次電流波形が一定値であったときに、一次と二次電圧の差によって二次電流波形に傾きが発生するなどの誤差を生じる場合があるが、説明した基本的な機能は同様に得られる。

（第４の実施形態）～出力電力制御と一次、二次側回路の分離～
図１および図６の本発明回路構成において、二次側回路はいずれも受動素子で構成されるため、制御する必要がない。したがって、一次側回路の直流電圧Ｖ_ｉｎと一次電流ｉ_１を検出して、一次側回路の周波数ｆ_ｓまたは零電圧の期間Ｔ_ｄにより出力電力Ｐ_ｏｕｔを制御できる。また、高周波トランスの一次巻線鉄心と二次巻線鉄心で分離できるようにすれば、一次側回路と二次側回路を物理的に分離することが可能となる。送電時のみ一次側回路と二次側回路を結合して使用できる。

たとえば、電力供給側である一次側回路を地上側、二次側回路を車両側へ置き、送電時（車両への充電中）のみ高周波トランスの一次、二次の鉄心を近づけることで、送電（充電）が可能である。送電中以外は、物理的にトランスの鉄芯（コア）が（独立）分離している一方、送電中（充電中）は、鉄心間に働く電磁力により一次、二次鉄心を結合でき、送電が可能になる。このように非放射型の磁界結合方式非接触電力伝送にも利用することができる。

（二次電流及び二次電圧の検出）
従来のＤＣ－ＤＣ電力変換器では、二次側の電流及び電圧を検出するために、二次側回路に電流センサ及び電圧センサを設けていた。これに対し、上記の電力変換器（１０）では、二次側回路（２）が、一次側回路（１）のスイッチング周波数により調整できる受動的な回路であるため、トランスＴｒの漏れインダクタンスＬと、二次側回路（２）の共振キャパシタの容量Ｃ_ｒと、一次側回路（１）の電圧Ｖ_１とから、二次側回路（２）の電流ｉ_２及び電圧ｖ_２を検出することができる。

具体的に、上記の電力変換器（１０）において、トランスＴｒの二次側の電流値ｉ_２は次式で表される。尚、Ｖ_Ｌは、トランスＴｒの両端の電圧差（一次側の電圧ｖ_１と二次側の電圧ｖ_２との差）であり、Ｃは定数である。

電力変換器（１０）の一次側回路（１）には、トランスＴｒの一次電圧ｖ_１を検出する電圧センサ（３）が設けられる（図１及び図６参照）。トランスＴｒの漏れインダクタンスＬと、二次側回路（２）の共振キャパシタの容量Ｃ_ｒとから、トランスＴｒの二次側の電圧ｖ_２を算出することができる。こうして算出したトランスＴｒの二次側の電圧ｖ_２と、電圧センサ（３）で測定したトランスＴｒの一次側の電圧ｖ_１とから、トランスＴｒの一次側と二次側の電圧差Ｖ_Ｌを取得できる。そして、上記の式に、トランスＴｒの漏れインダクタンスＬ及び電圧差Ｖ_Ｌを代入することにより、トランスＴｒの二次側の電流ｉ_２を算出することができる。

例えば、上記の第３の実施形態において、電力変換器（１０）の出力電流値Ｉ_ｍ｛＝ｉ_２（ｔ_４）｝は上記の（３７）式で表される。同式中の漏れインダクタンスＬ及び共振キャパシタ容量Ｃｒは既知であり、出力直流電圧Ｖ_ｏｕｔ（＝Ｖ_ｉｎ／ａ）は、電圧センサ（３）で検出した一次側の電圧Ｖ_ｉｎ及び巻き数比ａから求められる。従って、同式中のＴ_３１が分かれば、出力電流値Ｉ_ｍを算出することができる。図８から、Ｔ_３１＝Ｔ_ｄ－Ｔ_２１である。Ｔ_２１は、上記の式（２７）に、出力直流電圧Ｖ_ｏｕｔ（＝Ｖ_ｉｎ／ａ）と、漏れインダクタンスＬと、前回の出力電流値Ｉ_ｍ（本実施形態では、経時的に変化する出力電流値Ｉ_ｍを微小間隔で間欠的に算出しており、「前回の出力電流値Ｉ_ｍ」とは、一つ前に算出した出力電流値Ｉ_ｍのことを言う。）とを代入することで算出できる。

この場合、出力電流値Ｉ_ｍを算出する手順は以下の通りである。
（１）時間０からスタートする。
（２）前回の電流からＴ_２１を求める。
（３）電圧波形からＴ_ｄを計測（電圧が立ち上がるまでの時間を算出）し、Ｔ_３１を求める。
（４）（３７）式にＴ_３１、Ｖ_ｏｕｔ、Ｌ、Ｃ_ｒを代入し、出力電流値Ｉ_ｍを求める。
以上の計算を電力変換中（充電中）に繰り返すことで、電圧センサ（３）で検出した電圧値から、出力電流値を求めることができる。

本発明に係る電力変換器（１０）は、例えば、種々の用途に用いられる二次電池の充電器に用いられる。例えば、自動搬送車に搭載された二次電池を非接触で充電する場合に、本発明に係る電力変換器（１０）が用いられる。この場合、一次側回路（１）が充電ステーションに設けられ、二次側回路（２）が自動搬送車に設けられる。充電ステーションの一次側回路（１）に設けた電圧センサ（３）で一次電圧ｖ_１を測定するだけで、自動搬送車の二次側回路（２）の電圧ｖ_２及び電流ｉ_２を検出することができるため、二次側回路（２）に電流センサ及び電圧センサに設ける必要がなくなる。こうして検出した二次側の電圧ｖ_２及び電流ｉ_２に基づいて、ＣＣＣＶ方式等で入力電圧Ｖ_ｉｎを制御することにより、過不足なく充電することが可能となる。

本発明に係る電力変換器は、上記の他にも、鉄道その他産業機器など、あらゆる製品分野で広く用いることができ、適用可能な応用範囲が広く、産業上の利用可能性は極めて大きい。

１０ 電力変換器
１ 一次側回路（Ｈブリッジ回路）
１’ 一次側回路（ハーフブリッジ回路）
２ 二次側回路
３ 電圧センサ
Ｃ１ キャパシタ
Ｃ２ （平滑）キャパシタ
Ｃｒ 共振キャパシタ容量
Ｃｓ 寄生容量
Ｕ＋，Ｕ－，Ｖ＋，Ｖ－ ダイオード
Ｒ＋，Ｒ－，Ｓ＋，Ｓ－ スイッチング素子
Ｔｒ トランス
Ｌ インダクタンス

Claims (2)

1. 一次側回路と二次側回路とがトランスを介して接続されたＤＣ－ＤＣ電力変換器の制御方法であって、
   前記一次側回路は、スイッチング素子を含む回路を有し、
   前記二次側回路は、共振キャパシタをそれぞれ並列に接続した４個のダイオードを含むダイオード整流回路と、前記整流回路と並列に接続された平滑キャパシタとを有し、
   前記二次側回路において、前記トランスの漏れインダクタンスと前記共振キャパシタとの共振回路が形成され、
   前記トランスの漏れインダクタンスと、前記共振キャパシタの容量と、前記トランスの一次側の電圧とから、前記トランスの二次側の電流及び電圧を検出することを特徴とするＤＣ－ＤＣ電力変換器の制御方法。
2. 前記一次側回路は、４つの前記スイッチング素子を有するＨブリッジ回路と、前記Ｈブリッジ回路と並列に接続されたキャパシタとを有する請求項１記載のＤＣ－ＤＣ電力変換器の制御方法。

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