JP2015177634A - 電流共振型ｄｃｄｃコンバータ - Google Patents

電流共振型ｄｃｄｃコンバータ Download PDF

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Abstract

【課題】伝送電流の大きさに拘わらず、かつ励磁電流を大きくすることもなく、トランスの１次側のスイッチを確実にゼロボルトスイッチングさせる。【解決手段】第１スイッチ５，６をデッドタイム期間を設けた状態で交互にオン・オフさせると共に第２スイッチ１１を第１スイッチ５に、第２スイッチ１２を第１スイッチ６にそれぞれ同期させてオン・オフさせる制御回路１６とを備え、制御回路１６は、第１スイッチ５のオン期間の直前に設けられたデッドタイム期間の始期よりも若干早く第２スイッチ１１をオン状態にすると共に、第１スイッチ５のオン期間の直後に設けられたデッドタイム期間の終期までをオン状態にし、かつ第１スイッチ６のオン期間の直前に設けられたデッドタイム期間の始期よりも若干早く第２スイッチ１２をオン状態にすると共に、第１スイッチ６のオン期間の直後に設けられたデッドタイム期間の終期までをオン状態にする。【選択図】図１

Description

本発明は、交互にオン・オフする少なくとも一対の第１スイッチを有してブリッジ型に構成されたスイッチング回路と、トランスの１次巻線に共振電流を発生させる共振回路とがこの１次巻線に接続され、かつトランスの２次巻線に誘起した交流電圧を直流電圧に変換して出力する交直変換回路がこの２次巻線に接続された電流共振型ＤＣＤＣコンバータに関するものである。
この種のＤＣＤＣコンバータとして、下記特許文献１に開示されているスイッチング電源装置において使用されているＤＣＤＣコンバータが知られている。このＤＣＤＣコンバータは、一対の電源端子間にこの回路の直流電源として機能する平滑用の第１のコンデンサ（平滑用コンデンサともいう）が接続されている。また、第１および第２のスイッチ（以下、このスイッチを１次側スイッチともいう）の直列回路が、平滑用コンデンサに並列に接続されている。この場合、一対の１次側スイッチは、絶縁ゲート型（ＭＯＳ型）電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）から成り、本来のＦＥＴ部分である制御スイッチと、これに逆並列接続されたダイオードとをそれぞれ含んでいる。また、各１次側スイッチには、部分共振回路を形成するためのコンデンサがそれぞれ並列接続されている。
また、各１次側スイッチの接続点（接続中点）と平滑用コンデンサの下端（すなわち、一対の１次側スイッチのうちの低電位側の１次側スイッチ（つまり、第２のスイッチ）のソース）との間に共振用のインダクタンスを有する１次巻線と共振用のコンデンサとの直列回路（出力共振回路）が接続されている。なお、トランスの１次巻線は漏れインダクタンスから成るインダクタンスの他に１次巻線に対して等価的に並列に接続された励磁インダクタンスを有している。
また、トランスの２次巻線はセンタタップによって第１および第２の巻線に分けられて、これらの一端は第３および第４のダイオードを介して出力平滑用コンデンサの一端に接続され、センタタップは出力平滑用コンデンサの他端に接続されている。また、負荷（図示せず）を接続するための一対の出力端子は出力平滑用コンデンサに接続されている。さらに、各１次側スイッチを交互にオン・オフするための制御回路は、入力電圧（平滑用コンデンサの充電電圧）または出力電圧（出力平滑用コンデンサの充電電圧）の変動に応じて各１次側スイッチのオン・オフ周波数を変えて出力電圧を一定に制御するように構成されている。
このＤＣＤＣコンバータでは、平滑用コンデンサが既に充電されている場合において、一対の１次側スイッチのうちの高電位側の１次側スイッチ（つまり、第１のスイッチ）がオン状態になると、平滑用コンデンサとこのオン状態の１次側スイッチと１次巻線と共振用コンデンサとの閉回路から成る直列共振回路に直列共振によって電流が流れる。また、一対の１次側スイッチのうちの低電位側の１次側スイッチ（つまり、第２のスイッチ）のオン期間には、共振用コンデンサと１次巻線とこのオン状態の１次側スイッチとの閉回路から成る直列共振回路に直列共振によって電流が流れる。また、このようにして各１次側スイッチのオン・オフ動作によって１次巻線の漏れインダクタンスとコンデンサの直列共振回路が駆動され、この直列共振に基づく電流（すなわち電力）に対応した出力電力がトランスの２次巻線側に得られる。この構成のＤＣＤＣコンバータはＬＬＣ電流共振型コンバータであって、制御回路が、周波数を変化させたときに出力電力が大きく変動する周波数範囲内において、第１および第２のスイッチのオン・オフ周波数を変化させることにより（周波数制御により）、出力電圧を一定に制御している。
特開平８−２８９５４０号公報（第４−６頁、第３−６図）
ところが、従来のＤＣＤＣコンバータには、以下の解決すべき課題が存在している。すなわち、このＤＣＤＣコンバータでは、一例として低電位側の１次側スイッチ（第２のスイッチ）をオン状態に駆動する場合を例に挙げると、正常時には、高電位側の１次側スイッチ（第１のスイッチ）のオン期間が終了した後、低電位側の１次側スイッチがオン状態に駆動されるまでのデッドタイム期間において、低電位側の１次側スイッチに並列に接続されたコンデンサ、１次巻線の漏れインダクタンスおよび励磁インダクタンスを含む経路に部分共振によって流れる電流により、低電位側の１次側スイッチに並列に接続されたコンデンサが放電されて（つまり、この１次側スイッチの両端間電圧がゼロボルトになって）、低電位側の１次側スイッチのゼロボルトスイッチングの準備が完了する。
しかしながら、このデッドタイム期間に部分共振によって流れる電流の電流量は、トランスの１次巻線から２次巻線に伝送される伝送電流と、１次巻線の励磁インダクタンスに流れる励磁電流の双方に依存する。具体的には、部分共振によって流れる電流の電流量は、伝送電流と励磁電流の各電流値の合計が大きいほど多くなる。このため、励磁電流に対して伝送電流の割合が多いとき（部分共振によって流れる電流の電流量が伝送電流の電流値に依存するとき）には、軽負荷時には、伝送電流が少なくなるために、部分共振によって流れる電流の電流量の減少も多くなることから、低電位側の１次側スイッチに並列に接続されたコンデンサを十分に放電できずに、この１次側スイッチのゼロボルトスイッチングの準備を完了させることができないという課題が発生する。
また、伝送電流に依存しないようにするためには、励磁電流の電流値を大きくする必要があるが、これには励磁インダクタンスを小さくしなければならず、トランスのコアにギャップを設けることが必要になる。しかしながら、コアにギャップを設けた場合には、ギャップ付近で磁束がコアの外方に広がることに起因して、放射ノイズが発生したり、コアに巻回されている巻線にこの外方に広がった磁束が鎖交することで、巻線に渦電流損が発生したりするという課題が発生する。以上の各課題については、高電位側の１次側スイッチ（第１のスイッチ）をオン状態に駆動する場合についても同様に発生する。
本発明は、かかる課題を解決するためになされたものであり、伝送電流の大きさに拘わらず、かつ励磁電流を大きくすることもなく、トランスの１次側のスイッチを確実にゼロボルトスイッチングさせ得る電流共振型ＤＣＤＣコンバータを提供することを主目的とする。
上記目的を達成すべく、本発明に係る電流共振型ＤＣＤＣコンバータは、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、交互にオン・オフする少なくとも一対の１次側スイッチを有してブリッジ型に構成されると共に前記１次巻線に接続されたスイッチング回路と、フルブリッジ型に構成された４つの整流素子を有して前記２次巻線に接続されると共に当該４つの整流素子のうちの基準電位側の一対の整流素子が２次側スイッチでそれぞれ構成されて、前記２次巻線に誘起した交流電圧を直流電圧に変換して出力する交直変換回路と、前記一対の１次側スイッチを一定のデッドタイム期間を設けた状態で交互にオン・オフさせると共に、前記一対の２次側スイッチのうちの一方の２次側スイッチを前記一対の１次側スイッチのうちの一方の１次側スイッチに同期させてオン・オフさせ、かつ当該一対の２次側スイッチのうちの他方の２次側スイッチを当該一対の１次側スイッチのうちの他方の１次側スイッチに同期させてオン・オフさせる制御回路とを備え、前記制御回路は、前記一方の１次側スイッチのオン期間の直前に設けられた前記デッドタイム期間の始期よりも若干早く前記一方の２次側スイッチをオン状態に移行させると共に、少なくとも当該一方の１次側スイッチのオン期間の直後に設けられた前記デッドタイム期間の終期までの一定時間に亘って当該オン状態を維持させ、かつ前記他方の１次側スイッチのオン期間の直前に設けられた前記デッドタイム期間の始期よりも若干早く前記他方の２次側スイッチをオン状態に移行させると共に、少なくとも当該他方の１次側スイッチのオン期間の直後に設けられた前記デッドタイム期間の終期までの一定時間に亘って当該オン状態を維持させる。
本発明に係る電流共振型ＤＣＤＣコンバータによれば、オフ状態の一方の１次側スイッチをオン状態にする動作状態の直前のデッドタイム期間の始期の直前に、一対の２次側スイッチを同時にオン状態に移行させて２次巻線の両端を一対の２次側スイッチで短絡させることで、電流値が増加する電流を２次巻線に発生させる動作状態の期間をデッドタイム期間の前に設けることができる。
このため、このＤＣＤＣコンバータでは、この動作状態のときにトランスの１次側に等価的に形成される２次側漏れインダクタンスに流れる電流についても、２次巻線に発生させる電流の電流値に応じて電流値を増加させることができ、結果として、１次巻線に流れる電流（オン状態の他方の１次側スイッチに流れる電流、つまり１次側漏れインダクタンスに流れる電流）を増加させることができる。したがって、この動作状態の直後のデッドタイム期間において、１次側漏れインダクタンスに継続して流れる電流を構成する一対の１次側スイッチの各寄生容量に流れる電流の電流量についても増加させることができる。これにより、このＤＣＤＣコンバータによれば、この電流量の増加した各寄生容量に流れる電流によってオフ状態にある一方の１次側スイッチの寄生容量を確実に放電して、この寄生容量の両端間電圧、つまりこの一方の１次側スイッチに加わる電圧をゼロボルトに低下させることができ、この結果、この一方の１次側スイッチについてのゼロボルトスイッチングの準備を常に正常に完了させることができる。
また、この電流共振型ＤＣＤＣコンバータによれば、オフ状態の他方の１次側スイッチをオン状態にする動作状態の直前のデッドタイム期間の始期の直前に、一対の２次側スイッチを同時にオン状態に移行させて２次巻線の両端を一対の２次側スイッチで短絡させることで、電流値が増加する電流を２次巻線に発生させる動作状態の期間をデッドタイム期間の前に設けることができる。
また、このＤＣＤＣコンバータでは、この動作状態のときにトランスの１次側に等価的に形成される２次側漏れインダクタンスに流れる電流についても、２次巻線に発生させる電流の電流値に応じて電流値を増加させることができ、結果として、１次巻線に流れる電流（オン状態の一方の１次側スイッチに流れる電流、つまり１次側漏れインダクタンスに流れる電流）を増加させることができる。したがって、この動作状態の直後のデッドタイム期間において、１次側漏れインダクタンスに継続して流れる電流を構成する一対の１次側スイッチの各寄生容量に流れる電流の電流量についても増加させることができる。これにより、このＤＣＤＣコンバータによれば、この電流量の増加した各寄生容量に流れる電流によってオフ状態にある他方の１次側スイッチの寄生容量を確実に放電して、この寄生容量の両端間電圧、つまりこの他方の１次側スイッチに加わる電圧をゼロボルトに低下させることができ、この結果、この他方の１次側スイッチについてのゼロボルトスイッチングの準備を常に正常に完了させることができる。
したがって、このＤＣＤＣコンバータによれば、一方の１次側スイッチがオン状態になる動作状態の期間、および他方の１次側スイッチがオン状態になる動作状態の期間に２次側漏れインダクタンスに流れる電流（伝送電流）の電流値の大きさに拘わらず、かつ励磁インダクタンスに流れる電流（励磁電流）を大きくすることもなく、トランスの一対の１次側スイッチを確実にゼロボルトスイッチングさせることができる。
ＤＣＤＣコンバータ１の構成図である。 ＤＣＤＣコンバータ１の動作を説明するための波形図である。 ＤＣＤＣコンバータ１の第１動作状態ｓｔ１での動作を説明するための説明図である。 ＤＣＤＣコンバータ１の第２動作状態ｓｔ２での動作を説明するための説明図である。 ＤＣＤＣコンバータ１の第３動作状態ｓｔ３での動作を説明するための説明図である。 ＤＣＤＣコンバータ１の第４動作状態ｓｔ４での動作を説明するための説明図である。 ＤＣＤＣコンバータ１の第５動作状態ｓｔ５での動作を説明するための説明図である。 ＤＣＤＣコンバータ１の第６動作状態ｓｔ６での動作を説明するための説明図である。
以下、電流共振型ＤＣＤＣコンバータ（以下、「ＤＣＤＣコンバータ」ともいう）の実施の形態について、添付図面を参照して説明する。
最初に、ＤＣＤＣコンバータの一例としての図１に示すＤＣＤＣコンバータ１の構成について説明する。このＤＣＤＣコンバータ１は、一例として、一対の入力端子２ａ，２ｂ（以下、特に区別しないときには「入力端子２」ともいう）、一対の入力コンデンサ３ａ，３ｂ、一対の第１スイッチ５，６（一対の１次側スイッチ）で構成されるスイッチング回路４、共振回路７、トランス８、４つの整流素子９，１０，１１，１２で構成される交直変換回路１３、出力コンデンサ１４、一対の出力端子１５ａ，１５ｂ（以下、特に区別しないときには「出力端子１５」ともいう）、および制御回路１６を備えている。
これにより、ＤＣＤＣコンバータ１は、スイッチング回路４の回路方式がハーフブリッジ方式のＬＬＣ共振コンバータに構成されて、入力端子２に入力される入力電圧（直流電圧）Ｖｉを出力電圧（直流電圧）Ｖｏに変換して出力端子１５から出力する。
一対の入力端子２ａ，２ｂ間には、図１に示すように、入力端子２ｂを基準として入力端子２ａ側がプラスとなる入力電圧Ｖｉが入力される。また、一対の入力コンデンサ３ａ，３ｂは、互いに直列接続されると共に、入力コンデンサ３ａが入力端子２ａに接続され、かつ入力コンデンサ３ｂが入力端子２ｂに接続された状態で一対の入力端子２ａ，２ｂ間に接続されている。
スイッチング回路４を構成する一対の第１スイッチ５，６は、互いに直列接続された状態で一対の入力端子２ａ，２ｂ間に接続されている。本例では一例として、第１スイッチ５，６は、半導体スイッチ素子であるｎチャネルのＭＯＳ型電界効果トランジスタ（寄生ダイオード５ａ，６ａおよび寄生容量５ｂ，６ｂをそれぞれ有する電界効果型トランジスタ）で構成されて、一方の第１スイッチ５（一方の１次側スイッチ）のドレイン端子が入力端子２ａに接続され、第１スイッチ５のソース端子が他方の第１スイッチ６（他方の１次側スイッチ）のドレイン端子に接続され、かつ第１スイッチ６のソース端子が入力端子２ｂに接続されている。
これにより、第１スイッチ５が高電位側の１次側スイッチとして構成され、第１スイッチ６が低電位側の１次側スイッチとして構成されている。また、第１スイッチ５，６は、制御回路１６から出力される駆動信号Ｓａ，Ｓｂがそれぞれのゲート端子に入力されて、交互にオン・オフ駆動される。具体的には、第１スイッチ５，６は、駆動信号Ｓａ，Ｓｂに従い、互いのオン期間の間に一定の長さのデッドタイム期間が設けられた状態でオン・オフ駆動される。
共振回路７は、一例として、直列接続された共振用コンデンサ７ａおよび共振用インダクタ７ｂを備えている。また、共振回路７は、一端が一対の入力コンデンサ３ａ，３ｂの接続点Ａに接続されると共に、他端がトランス８の後述する１次巻線８ａの一端Ｗに接続されている。また、この共振回路７の共振用コンデンサ７ａおよび共振用インダクタ７ｂの各値は、共振回路７によるトランス８の１次側での共振周波数を一対の第１スイッチ５，６のスイッチング周波数（駆動信号Ｓａ，Ｓｂの周波数）と一致させて、第１スイッチ５，６をゼロボルトスイッチングさせることができるように予め規定されている。
なお、トランス８の後述する１次側漏れインダクタンスも、共振用インダクタ７ｂと同様にして共振用のインダクタとして機能する。このため、共振用インダクタ７ｂを１次側漏れインダクタンスＬ１と併用する構成を採用することもできるし、共振用インダクタ７ｂを省いて、１次側漏れインダクタンスＬ１のみで共振用のインダクタを構成することもできる。また、本例の各入力コンデンサ３ａ，３ｂも、共振用コンデンサ７ａと同様にして共振用のコンデンサとして機能する。このため、共振用コンデンサ７ａを各入力コンデンサ３ａ，３ｂと併用する構成を採用することもできるし、共振用コンデンサ７ａを省いて、各入力コンデンサ３ａ，３ｂのみで共振用のコンデンサを構成することもできる。
トランス８は、図１に示すように、互いに電気的に絶縁された１次巻線８ａおよび２次巻線８ｂを有している。また、同図中の●印は、１次巻線８ａおよび２次巻線８ｂの極性を示している。また、トランス８の１次巻線８ａは、一端Ｗが上記したように共振回路７に接続され、他端Ｘが一対の第１スイッチ５，６の接続点Ｂに接続されている。また、トランス８は、第１スイッチ５，６のスイッチングに伴い（第１スイッチ５，６が交互にオン・オフ駆動されるのに伴い）、１次巻線８ａから２次巻線８ｂに交流電圧Ｖａｃを誘起させる。
また、トランス８は、同図中において符号Ｎ１，Ｎ２で表されている部分を理想トランスとしたときに、同図に示すように、この理想トランスと共に、１次側（１次巻線８ａ側）での漏れ磁束によって生じる１次側漏れインダクタンスＬ１、２次側（２次巻線８ｂ側）での漏れ磁束によって生じる２次側の漏れインダクタンスを１次側に換算した２次側漏れインダクタンスＬ２、および励磁インダクタンスＬｍを等価的に備えている。この場合、各漏れインダクタンスＬ１，Ｌ２は同じ値となっている。
交直変換回路１３を構成する４つの第２スイッチ９，１０，１１，１２は、図１に示すように、フルブリッジ接続されて構成されている（フルブリッジ型に構成されている）。また、交直変換回路１３は、トランス８の２次巻線８ｂと一対の出力端子１５ａ，１５ｂとの間に配設されて、２次巻線８ｂに誘起される交流電圧Ｖａｃを直流電圧としての出力電圧Ｖｏに変換して一対の出力端子１５ａ，１５ｂ間に出力する。
具体的には、４つの第２スイッチ９，１０，１１，１２のうちの出力電圧Ｖｏの正電位側の一対の第２スイッチ９，１０は、整流素子としてのダイオードで構成されている（以下、ダイオード９，１０ともいう）。なお、第２スイッチ９，１０は、制御回路１６によって同期整流動作するように制御される電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）などの同期整流素子で構成することもできる。
また、残りの第２スイッチ１１，１２（出力電圧Ｖｏの基準電位側の第２スイッチ１１，１２）は、２次側スイッチであり、半導体スイッチ素子であるｎチャネルのＭＯＳ型電界効果トランジスタ（寄生ダイオード１１ａ，１２ａをそれぞれ有する電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ））で構成されている（以下、第２スイッチ１１，１２ともいう）。なお、２つの第２スイッチ１１，１２は、上記のような寄生ダイオードを有する電界効果型トランジスタに代えて、ｎ型のバイポーラ型トランジスタや高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）で構成することもできる。
また、ダイオード９および第２スイッチ１１（一方の２次側スイッチ）は、ダイオード９のアノード端子と第２スイッチ１１を構成する電界効果型トランジスタのドレイン端子とが接続されることで、互いに直列接続されている。また、ダイオード９および第２スイッチ１１の接続点Ｃは、トランス８の２次巻線８ｂの一端に接続されている。また、ダイオード９および第２スイッチ１１の直列回路の一端（ダイオード９のカソード端子）は、出力電圧Ｖｏの正電位側（出力端子１５ａ）に接続され、この直列回路の他端（第２スイッチ１１を構成する電界効果型トランジスタのソース端子）は、出力電圧Ｖｏの基準電位側（出力端子１５ｂ）に接続されている。
また、ダイオード１０および第２スイッチ１２（他方の２次側スイッチ）は、ダイオード１０のアノード端子と第２スイッチ１２を構成する電界効果型トランジスタのドレイン端子とが接続されることで、互いに直列接続されている。また、ダイオード１０および第２スイッチ１２の接続点Ｄは、トランス８の２次巻線８ｂの他端に接続されている。また、ダイオード１０および第２スイッチ１２の直列回路の一端（ダイオード１０のカソード端子）は、出力電圧Ｖｏの正電位側（出力端子１５ａ）に接続され、この直列回路の他端（第２スイッチ１２を構成する電界効果型トランジスタのソース端子）は、出力電圧Ｖｏの基準電位側（出力端子１５ｂ）に接続されている。
また、第２スイッチ１１，１２は、制御回路１６から各ゲート端子に入力される駆動信号Ｓ１，Ｓ２によってオン・オフ駆動される。
出力コンデンサ１４は、一対の出力端子１５ａ，１５ｂ間に接続されて、交直変換回路１３から出力される脈流電圧を平滑して出力電圧（直流電圧）Ｖｏを生成し、生成した出力電圧Ｖｏを一対の出力端子１５ａ，１５ｂから不図示の負荷に出力する。
制御回路１６は、例えばパルスジェネレータを用いて構成されて、第１スイッチ５，６に対する駆動信号Ｓａ，Ｓｂ、および第２スイッチ１１，１２に対する駆動信号Ｓ１，Ｓ２を生成して出力する。この場合、制御回路１６は、駆動信号Ｓａ，Ｓｂについては、図２に示すように、相互間にデッドタイム期間を設けた状態で、一定の周波数（例えば、数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚの範囲内の周波数）で、かつ一定のデューティ比（例えば、０．４８程度）で生成して出力する。これにより、制御回路１６は、第１スイッチ５，６を一定のデッドタイム期間を設けた状態で、一定の周波数で、かつ一定のデューティ比で交互にオン・オフさせる。
この構成（つまり、制御回路１６が出力電圧Ｖｏの電圧値に基づいて、第１スイッチ５，６のオン・オフ周波数を制御しない構成）により、ＤＣＤＣコンバータ１からの出力電圧Ｖｏは、入力電圧Ｖｉの変動に伴って変動するが、この種のＤＣＤＣコンバータ１は、例えば、フロントエンド電源、その後段に配置されるバスコンバータ、およびこの後段に配置されるＰＯＬ（Point of Load ）コンバータで構成される分散電源システムにおけるこのバスコンバータとして使用される。
一方、制御回路１６は、図２に示すように、駆動信号Ｓ１については駆動信号Ｓａに同期させて出力し、駆動信号Ｓ２については駆動信号Ｓｂに同期させて出力する。これにより、制御回路１６は、第２スイッチ１１，１２のうちの一方の第２スイッチ１１を第１スイッチ５，６のうちの一方の第１スイッチ５に同期させてオン・オフさせ、かつ第２スイッチ１１，１２のうちの他方の第２スイッチ１２を第１スイッチ５，６のうちの他方の第１スイッチ６に同期させてオン・オフさせる。
具体的には、制御回路１６は、図２に示すように、駆動信号Ｓ１については、同期させる駆動信号Ｓａの出力期間の直前に設けられたデッドタイム期間の始期よりも若干早く出力を開始すると共に、少なくともこの駆動信号Ｓａの出力期間の直後に設けられたデッドタイム期間の終期までの一定期間に亘って出力する。また、制御回路１６は、駆動信号Ｓ２については、同期させる駆動信号Ｓｂの出力期間の直前に設けられたデッドタイム期間の始期よりも若干早く出力を開始すると共に、少なくともこの駆動信号Ｓｂの出力期間の直後に設けられたデッドタイム期間の終期までの一定期間に亘って出力する。
制御回路１６は、このように各駆動信号Ｓ１，Ｓ２を出力することにより、一方の第２スイッチ１１については、一方の第１スイッチ５のオン期間の直前に設けられたデッドタイム期間の始期よりも若干早くオン状態に移行させると共に、少なくともこの第１スイッチ５のオン期間の直後に設けられたデッドタイム期間の終期までの一定期間に亘ってオン状態を維持させる。また、制御回路１６は、他方の第２スイッチ１２については、他方の第１スイッチ６のオン期間の直前に設けられたデッドタイム期間の始期よりも若干早くオン状態に移行させると共に、少なくともこの第１スイッチ６のオン期間の直後に設けられたデッドタイム期間の終期までの一定期間に亘ってオン状態を維持させる。
これにより、第２スイッチ１１，１２は、図２に示すように、第１スイッチ５，６のデッドタイム期間の始期よりも若干早い時点から、このデッドタイム期間の終期までの期間に亘って同時にオン状態に維持される。
次いで、ＤＣＤＣコンバータ１の動作について図面を参照して説明する。なお、一例として、図１に示す共振回路７を省くと共に、共振用のインダクタとしてトランス８の漏れインダクタンスＬ１を使用し、共振用のコンデンサとして各入力コンデンサ３ａ，３ｂを使用する例を挙げて説明する。
このＤＣＤＣコンバータ１では、制御回路１６は、図２に示すように、駆動信号Ｓａ，Ｓｂ（駆動信号Ｓａについては破線で示し、駆動信号Ｓｂについては実線で示している）を、一定の周波数で、かつ一定のデューティ比で生成して出力する。また、制御回路１６は、駆動信号Ｓ１については、破線で示すように、同期させる駆動信号Ｓａの出力期間の直前に設けられたデッドタイム期間の始期よりも若干早く出力を開始すると共に、少なくとも駆動信号Ｓａの出力期間の直後に設けられたデッドタイム期間の終期（本例では一例として、このデッドタイム期間の終期と同じ時期）までの一定期間に亘って出力する。また、制御回路１６は、駆動信号Ｓ２については、実線で示すように、同期させる駆動信号Ｓｂの出力期間の直前に設けられたデッドタイム期間の始期よりも若干早く出力を開始すると共に、少なくとも駆動信号Ｓｂの出力期間の直後に設けられたデッドタイム期間の終期（本例では一例として、このデッドタイム期間の終期と同じ時期）までの一定時間に亘って出力する。
このため、ＤＣＤＣコンバータ１は、図２に示すように、駆動信号Ｓａ，Ｓｂおよび駆動信号Ｓ１，Ｓ２の出力状態、つまり、第１スイッチ５，６および第２スイッチ１１，１２の動作状態（オン状態・オフ状態）に応じて区別される第１動作状態ｓｔ１、第２動作状態ｓｔ２、第３動作状態ｓｔ３、第４動作状態ｓｔ４、第５動作状態ｓｔ５、および第６動作状態ｓｔ６の６つの動作状態を、この順で繰り返す。以下、ＤＣＤＣコンバータ１の動作について、動作状態ｓｔ１〜ｓｔ６毎に説明する。なお、図２に示す各電流について、第１スイッチ５，６および第２スイッチ９，１０，１１，１２に流れる電流に関しては順方向で流れる場合を正極性で表し、第１スイッチ５，６の寄生容量５ｂ，６ｂおよびトランス８の各インダクタンスＬ１，Ｌ２，Ｌｍに流れる電流に関しては図３，４，５，６，７，８中の矢印の向きで流れる場合を正極性で表すものとする。
まず、第１動作状態ｓｔ１でのＤＣＤＣコンバータ１の動作について図２，３を参照して説明する。この第１動作状態ｓｔ１では、図３に示すように、第１スイッチ５がオン状態（駆動信号Ｓａが出力状態）になり、第１スイッチ６がオフ状態（駆動信号Ｓｂが停止状態）になり、第２スイッチ１１がオン状態（駆動信号Ｓ１が出力状態）になり、かつ第２スイッチ１２がオフ状態（駆動信号Ｓ２が停止状態）になっている。なお、図３〜図８において、第１スイッチ５，６および第２スイッチ９〜１２のうちのオン状態のスイッチについては実線で示し、オフ状態のスイッチについては破線で示している。以下、他の動作状態においても同様である。
これにより、第１スイッチ５のソース端子とドレイン端子との間の電圧Ｖｄｓ１は、図２において破線で示すように、ほぼゼロボルトに維持され、一方、第１スイッチ６のソース端子とドレイン端子との間の電圧Ｖｄｓ２は、同図において実線で示すように、入力電圧Ｖｉとほぼ同じ電圧に維持されている。したがって、この第１動作状態ｓｔ１では、図２に示すように、第１スイッチ５の寄生容量５ｂに流出入する電流Ｉｃ１は発生せず（電流Ｉｃ１はゼロアンペアに維持され）、また第１スイッチ６の寄生容量６ｂに流出入する電流Ｉｃ２についても発生しない（電流Ｉｃ２はゼロアンペアに維持されている）。
また、トランス８の１次側には、図３において一点鎖線で示すように、入力端子２ａからオン状態の第１スイッチ５および接続点Ｂを経由して１次巻線８ａに流れ込み、さらに１次巻線８ａを経由して接続点Ａに達した後に、入力コンデンサ３ａ，３ｂのそれぞれに分かれて流れる電流が発生している。
この場合、ＤＣＤＣコンバータ１は電流共振型に構成されていることから、第１スイッチ５に流れる電流Ｉｑ１（つまり、接続点Ｂを経由して１次巻線８ａに流れ込む電流）は、図２において破線で示すように、電流値がゼロアンペアから次第に増加し、第１動作状態ｓｔ１のほぼ中間の時点で電流値が最大となり、その後に電流値が次第に減少してゼロアンペアに至る弧状波形で流れる。なお、オフ状態の第１スイッチ６に流れる電流Ｉｑ２はゼロアンペアに維持されている。また、接続点Ｂを経由して１次巻線８ａに流れ込む電流は、１次側漏れインダクタンスＬ１に流れる電流Ｉ１でもあることから、この電流Ｉ１は、図２において破線で示すように、電流Ｉｑ１と同じ弧状波形で流れる。
一方、トランス８の励磁インダクタンスＬｍの接続点Ｂ側の端部には、オン状態の第１スイッチ５を介して入力電圧Ｖｉが印加され、励磁インダクタンスＬｍの接続点Ａ側の端部には、１次側漏れインダクタンスＬ１を介して接続点Ａの電圧（入力コンデンサ３ａ，３ｂで分圧された入力電圧Ｖｉ、つまり入力電圧Ｖｉのほぼ１／２の電圧）が印加される。これにより、励磁インダクタンスＬｍには、入力電圧Ｖｉのほぼ１／２の電圧が印加されることから、図２において細破線で示すように、この印加される電圧の電圧値と励磁インダクタンスＬｍのインダクタンス値とで規定される傾きで増加する電流Ｉｍが流れる。
なお、励磁インダクタンスＬｍには、第１スイッチ５がオフ状態（駆動信号Ｓａが停止状態）になり、第１スイッチ６がオン状態（駆動信号Ｓｂが出力状態）になる第４動作状態ｓｔ４において、後述するように、入力電圧Ｖｉのほぼ１／２の電圧が逆の極性で印加されることから、第１動作状態ｓｔ１のときとは逆に、第１動作状態ｓｔ１のときの傾きとほぼ同じ傾きで減少する電流Ｉｍが流れる。したがって、励磁インダクタンスＬｍに流れる電流Ｉｍは、図２における各インダクタンスＬ１，Ｌ２，Ｌｍに流れる電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉｍについての波形図において細破線で示すように、ゼロアンペアを中心として電流値がほぼ三角波形状で変化する電流になる。
また、トランス８の２次側漏れインダクタンスＬ２に流れる電流Ｉ２は、１次側漏れインダクタンスＬ１に流れる電流Ｉ１から励磁インダクタンスＬｍに流れる電流Ｉｍを減算した電流となることから、図２において太実線で示すような電流波形で流れる。
また、このようにして接続点Ｂを経由して１次巻線８ａに電流Ｉｑ１が流れ込んでいる状態において、トランス８の２次巻線８ｂには、接続点Ｃ側の端部に対して接続点Ｄ側の端部が高電位となる状態で交流電圧Ｖａｃが誘起されている。このため、トランス８の２次側には、図３において一点鎖線で示すように、２次巻線８ｂから接続点Ｄおよびダイオード１０を介して出力端子１５ａに至り、出力端子１５ａ，１５ｂ間に接続されている不図示の負荷を経由して、出力端子１５ｂからオン状態の第２スイッチ１１および接続点Ｃを介して２次巻線８ｂに戻る経路に電流が流れる。
したがって、この電流の経路を構成するダイオード１０および第２スイッチ１１にそれぞれ流れる電流Ｉｄ２，Ｉｑ３は、同じ電流波形で流れると共に、その電流波形は１次巻線８ａに流れ込む電流Ｉ１の電流波形に対応した弧状波形となる。なお、ダイオード９および第２スイッチ１２は共にオフ状態のため、それぞれに流れる電流Ｉｄ１，Ｉｑ４は、ゼロアンペアに維持されている。また、負荷には、図３において一点鎖線で示すように、出力コンデンサ１４からも電流が供給される。
次いで、第２動作状態ｓｔ２でのＤＣＤＣコンバータ１の動作について図２，４を参照して説明する。この第２動作状態ｓｔ２では、図４に示すように、第１スイッチ５が引き続きオン状態（駆動信号Ｓａの出力状態）に維持され、第１スイッチ６も引き続きオフ状態（駆動信号Ｓｂの停止状態）に維持され、かつ第２スイッチ１１が引き続きオン状態（駆動信号Ｓ１の出力状態）に維持されている状態において、第２スイッチ１２がオン状態（駆動信号Ｓ２の出力状態）に移行される。
これにより、トランス８の２次巻線８ｂは、共にオン状態になっている第２スイッチ１１，１２によって両端が短絡された状態になる。また、第１スイッチ５がオン状態に維持されているため、２次巻線８ｂには、接続点Ｃ側の端部に対して接続点Ｄ側の端部が高電位となる状態で交流電圧Ｖａｃが引き続き誘起されている。したがって、図４において一点鎖線で示すように、２次巻線８ｂから第２スイッチ１２および第２スイッチ１１を介して２次巻線８ｂに戻る経路に電流が発生する。この場合、この電流（つまり、第２スイッチ１１，１２に流れる電流Ｉｑ３，Ｉｑ４）は、ゼロアンペアから、交流電圧Ｖａｃの電圧値と２次巻線８ｂのインダクタンス値とで規定される傾きで徐々に増加する。なお、この状態では、２つのダイオード９，１０が共にオフ状態に移行することで、２次巻線８ｂから出力端子１５ａ，１５ｂ側（負荷）への電流の供給は行われないが、負荷に対しては、同図において一点鎖線で示すように出力コンデンサ１４から電流が継続して供給される。
また、トランス８の１次側では、２次巻線８ｂに上記のような電流が発生することに起因して、２次側漏れインダクタンスＬ２にも、電流値がゼロアンペアから一定の傾きで徐々に増加する電流Ｉ２が発生する。また、トランス８の１次側には、図４において一点鎖線で示すように、入力端子２ａからオン状態の第１スイッチ５および接続点Ｂを経由して１次巻線８ａに至り、さらに１次巻線８ａを経由して接続点Ａに達した後に、入力コンデンサ３ａ，３ｂのそれぞれに分かれる経路に電流が発生している。
このトランス８の１次側の電流は、オン状態の第１スイッチ５を流れる電流Ｉｑ１であると共に、１次側漏れインダクタンスＬ１に流れる電流Ｉ１であり、この電流Ｌ１は２次側漏れインダクタンスＬ２に流れる電流Ｉ２に励磁インダクタンスＬｍに流れる電流Ｉｍが加算された電流であることから、上記の経路に流れる電流（すなわち、電流Ｉｑ１，Ｉ１）は、電流値がゼロアンペアから一定の傾きで徐々に増加する電流Ｉ２に電流Ｉｍが加算された電流である。このため、第２動作状態ｓｔ２のときに上記の経路に流れる電流（すなわち、電流Ｉｑ１，Ｉ１）は、その電流値が、第１動作状態ｓｔ１の終了時点での電流Ｉｍの電流値を初期値として次第に増加し、第２動作状態ｓｔ２の終了時点では、この時点での電流Ｉｍの電流値に、増加した電流Ｉ２の電流値を加算した電流値まで増加する。つまり、この第２動作状態ｓｔ２を設けない構成よりも、増加した電流Ｉ２の電流値分だけ、上記の経路に流れる電流（すなわち、電流Ｉｑ１，Ｉ１）の電流値を増加させることが可能になっている。
なお、第１スイッチ５が引き続きオン状態に維持されているため、電圧Ｖｄｓ１はゼロボルトに維持されている。また、第１スイッチ６も引き続きオフ状態に維持されているため、電圧Ｖｄｓ２は入力電圧Ｖｉとほぼ同じ電圧に維持されていると共に、電流Ｉｑ２の電流値はゼロアンペアに維持されている。また、ダイオード９，１０は、引き続きオフ状態のため、それぞれに流れる電流Ｉｄ１，Ｉｄ２の電流値は共にゼロアンペアである。
続いて、第３動作状態ｓｔ３でのＤＣＤＣコンバータ１の動作について図２，５を参照して説明する。この第３動作状態ｓｔ３では、図５に示すように、第１スイッチ６が引き続きオフ状態（駆動信号Ｓｂの停止状態）に維持され、かつ第２スイッチ１１，１２が引き続きオン状態（駆動信号Ｓ１，Ｓ２の出力状態）に維持されている状態において、第１スイッチ５がオフ状態（駆動信号Ｓａの停止状態）に移行される。
これにより、第３動作状態ｓｔ３では、トランス８の１次側の第１スイッチ５，６が共にオフ状態になることから（つまり、第３動作状態ｓｔ３の期間は、第１スイッチ５，６についてのデッドタイム期間であるから）、トランス８の１次巻線８ａから２次巻線８ｂへのエネルギーの供給が停止される。
この場合、トランス８の２次側では、トランス８の２次巻線８ｂが、第３動作状態ｓｔ３に移行する直前までに蓄積したエネルギーを放出する。これにより、トランス８の２次側には、図５において一点鎖線で示すように、直前の第２動作状態ｓｔ２のときと同じ経路に、同じ向きの電流が発生する。この第３動作状態ｓｔ３の期間の長さは、この期間の終了時点において、２次巻線８ｂに蓄積されていたエネルギーの放出が完了して、この電流（つまり、第２スイッチ１１，１２に流れる電流Ｉｑ３，Ｉｑ４）がゼロアンペアになるように予め規定されている。なお、この第３動作状態ｓｔ３では、ダイオード９，１０は、引き続きオフ状態のため、それぞれに流れる電流Ｉｄ１，Ｉｄ２の電流値は共にゼロアンペアになっている。また、負荷に対しては、同図において一点鎖線で示すように出力コンデンサ１４から電流が継続して供給される。
一方、トランス８の１次側でも、トランス８の１次巻線８ａが、第３動作状態ｓｔ３に移行する直前までに蓄積したエネルギーを放出する。これにより、トランス８の１次巻線８ａには、図５において一点鎖線で示すように、直前の第２動作状態ｓｔ２のときと同じ経路（接続点Ｂから１次巻線８ａを経由して接続点Ａに至る経路）に、同じ向きの電流が発生する。
この１次巻線８ａに発生する電流は、１次側漏れインダクタンスＬ１に流れる電流Ｉ１であり、電流Ｉ２（２次側漏れインダクタンスＬ２に流れる電流）に電流Ｉｍ（励磁インダクタンスＬｍに流れる電流）が加算された電流であって、１次巻線８ａ、入力コンデンサ３ａ，３ｂおよび寄生容量５ｂ，６ｂで構成される部分共振回路に流れる共振電流である。また、この１次巻線８ａに発生する電流は、接続点Ｂに向かう向き（図５中の向きと同じ向き）で第１スイッチ５の寄生容量５ｂに流れる電流（共振電流）Ｉｃ１と、接続点Ｂに向かう向き（図５中の向きとは逆の向き）で第１スイッチ６の寄生容量６ｂに流れる電流（共振電流）Ｉｃ２とが加算された電流でもある。したがって、電流Ｉ１の発生期間において、第１スイッチ５の寄生容量５ｂは、そこに流れる電流Ｉｃ１によって充電される。これにより、第３動作状態ｓｔ３のときに流れる電流Ｉｃ１の電流量（総電荷量）が十分に大きいときには、寄生容量５ｂの両端間電圧（つまり、第１スイッチ５のソース端子とドレイン端子との間の電圧Ｖｄｓ１）は、ゼロボルトから入力電圧Ｖｉと同じ電圧まで上昇する。
また、この電流Ｉ１の発生期間において、第１スイッチ６の寄生容量６ｂは、そこに流れる電流Ｉｃ２によって放電される。このため、第３動作状態ｓｔ３のときに流れる電流Ｉｃ２の電流量（総電荷量）が、寄生容量６ｂに充電されている電荷量以上のときには、寄生容量６ｂの両端間電圧（つまり、第１スイッチ６のソース端子とドレイン端子との間の電圧Ｖｄｓ２）は、入力電圧Ｖｉとほぼ同じ電圧からゼロボルトまで低下する。これにより、第１スイッチ６についてのゼロボルトスイッチングの準備が正常に完了する。
この場合、第３動作状態ｓｔ３での各電流Ｉｃ１，Ｉｃ２の初期値は、第３動作状態ｓｔ３に移行する直前に流れていた電流Ｉ１の電流値に応じて変化し、電流Ｉ１の電流値が大きいときには大きくなり、小さいときには小さくなる。また、第３動作状態ｓｔ３のときに流れる電流Ｉｃ１，Ｉｃ２の各総電荷量は、それぞれの初期値が大きくなるに従って多くなる。本例のＤＣＤＣコンバータ１では、上記した第２動作状態ｓｔ２を経て第３動作状態ｓｔ３に移行する構成を採用し、第２動作状態ｓｔ２において、電流Ｉ１の電流値が、上記したようにトランス８の２次巻線８ｂに発生する電流に起因して増加させられているため、第３動作状態ｓｔ３のときに流れる電流Ｉｃ１，Ｉｃ２の各総電荷量も多くなっている。したがって、本例のＤＣＤＣコンバータ１では、第３動作状態ｓｔ３のときに、寄生容量５ｂの両端間電圧（第１スイッチ５についての電圧Ｖｄｓ１）は、ゼロボルトから入力電圧Ｖｉとほぼ同じ電圧まで確実に上昇する。また、寄生容量６ｂの両端間電圧（第１スイッチ６についての電圧Ｖｄｓ２）は、入力電圧Ｖｉとほぼ同じ電圧からゼロボルトまで確実に低下する。これにより、第１スイッチ６についてのゼロボルトスイッチングの準備を常に正常に完了させることが可能になっている。
次いで、第４動作状態ｓｔ４、第５動作状態ｓｔ５および第６動作状態ｓｔ６でのＤＣＤＣコンバータ１の動作について図２および図６，７，８を参照して説明する。
最初に、第４動作状態ｓｔ４でのＤＣＤＣコンバータ１の動作について図２，６を参照して説明する。この第４動作状態ｓｔ４では、図６に示すように、第１スイッチ５，６についてのオン・オフ状態、ダイオード９，１０についてのオン・オフ状態、および第２スイッチ１１，１２についてのオン・オフ状態が第１動作状態ｓｔ１のときとは逆になり、これに伴い、図２に示すように、各電圧Ｖｄｓ１，Ｖｄｓ２の状態、各電流Ｉｑ１，Ｉｑ２の状態、各電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉｍの極性、各電流Ｉｑ３，Ｉｑ４の状態、および各電流Ｉｄ１，Ｉｄ２の状態が逆になるものの、基本的な動作は第１動作状態ｓｔ１のときと同じである。
したがって、この第４動作状態ｓｔ４では、図６に示すように、トランス８の１次側において、接続点Ａから１次巻線８ａおよび接続点Ｂを経由してオン状態の第１スイッチ６に至る経路に電流Ｉｑ２が流れている状態において、トランス８の２次巻線８ｂには、接続点Ｄ側の端部に対して接続点Ｃ側の端部が高電位となる状態で交流電圧Ｖａｃが誘起される。このため、トランス８の２次側には、図６において一点鎖線で示すように、２次巻線８ｂから接続点Ｃおよびダイオード９を介して出力端子１５ａに至り、出力端子１５ａ，１５ｂ間に接続されている不図示の負荷を経由して、出力端子１５ｂからオン状態の第２スイッチ１２および接続点Ｄを介して２次巻線８ｂに戻る経路に電流が流れる。また、負荷には、図６において一点鎖線で示すように、出力コンデンサ１４からも電流が供給される。
次いで、第５動作状態ｓｔ５でのＤＣＤＣコンバータ１の動作について図２，７を参照して説明する。この第５動作状態ｓｔ５では、図７に示すように、第１スイッチ５，６についてのオン・オフ状態が第２動作状態ｓｔ２のときと逆になり、ダイオード９，１０についてのオン・オフ状態および第２スイッチ１１，１２についてのオン・オフ状態は第２動作状態ｓｔ２のときと同じになる。これに伴い、図２に示すように、各電圧Ｖｄｓ１，Ｖｄｓ２の状態、各電流Ｉｑ１，Ｉｑ２の状態、各電流Ｉ１，Ｉ２，Ｉｍの極性（電流の向き）および各電流Ｉｑ３，Ｉｑ４の状態が逆になるものの、基本的な動作は第２動作状態ｓｔ２のときと同じである。
したがって、この第５動作状態ｓｔ５では、第１スイッチ６がオン状態に維持されているため、２次巻線８ｂには、接続点Ｄ側の端部に対して接続点Ｃ側の端部が高電位となる状態で交流電圧Ｖａｃが誘起されている。これにより、トランス８の２次側では、図７において一点鎖線で示すように、２次巻線８ｂから第２スイッチ１１および第２スイッチ１２を介して２次巻線８ｂに戻る経路に電流が発生する。この場合、この電流（つまり、第２スイッチ１１，１２に流れる電流Ｉｑ３，Ｉｑ４）は、図２に示すように、ゼロアンペアから、交流電圧Ｖａｃの電圧値と２次巻線８ｂのインダクタンス値とで規定される傾きで徐々に増加する。
また、トランス８の１次側では、２次巻線８ｂに上記のような電流が発生することに起因して、２次側漏れインダクタンスＬ２にも、電流値がゼロアンペアから一定の傾きで徐々にマイナスの向きで増加する電流Ｉ２が発生する。また、トランス８の１次側には、図７において一点鎖線で示すように、入力コンデンサ３ａ，３ｂの接続点Ａから１次巻線８ａに至り、さらに１次巻線８ａを経由して接続点Ｂに達した後に、オン状態の第１スイッチ６を経由して入力端子２ｂに至る経路に電流が流れる。
この電流は、オン状態の第１スイッチ６を流れる電流Ｉｑ２であると共に、１次側漏れインダクタンスＬ１に流れる電流Ｉ１であり、この電流Ｌ１は２次側漏れインダクタンスＬ２に流れる電流Ｉ２に励磁インダクタンスＬｍに流れる電流Ｉｍが加算された電流である。このことから、上記の経路に流れる電流（すなわち、電流Ｉｑ２，Ｉ１）は、電流値がゼロアンペアから一定の傾きで徐々に増加する電流Ｉ２に電流Ｉｍが加算された電流である。このため、第５動作状態ｓｔ５のときに上記の経路に流れる電流（すなわち、電流Ｉｑ２，Ｉ１）は、その電流値が、第４動作状態ｓｔ４の終了時点での電流Ｉｍの電流値を初期値として次第に増加し、第５動作状態ｓｔ５の終了時点では、この時点での電流Ｉｍの電流値に、増加した電流Ｉ２の電流値を加算した電流値まで増加する。つまり、この第５動作状態ｓｔ５を設けない構成よりも、増加した電流Ｉ２の電流値分だけ、上記の経路に流れる電流（すなわち、電流Ｉｑ２，Ｉ１）の電流値を増加させることが可能になっている。
続いて、第６動作状態ｓｔ６でのＤＣＤＣコンバータ１の動作について図２，８を参照して説明する。この第６動作状態ｓｔ６では、図８に示すように、トランス８の１次巻線８ａおよび２次巻線８ｂに流れる電流の向きが逆になるものの、第１スイッチ５，６についてのオン・オフ状態、ダイオード９，１０についてのオン・オフ状態および第２スイッチ１１，１２についてのオン・オフ状態は第３動作状態ｓｔ３のときと同じになるため、基本的な動作は第３動作状態ｓｔ３のときと同じである。この第６動作状態ｓｔ６の期間も、第３動作状態ｓｔ３のときと同様に、第１スイッチ５，６が共にオフ状態となるため、デッドタイム期間である。
本例のＤＣＤＣコンバータ１では、上記した第５動作状態ｓｔ５を経て第６動作状態ｓｔ６に移行する構成を採用し、第５動作状態ｓｔ５において、電流Ｉ１の電流値が、上記したようにトランス８の２次巻線８ｂに発生する電流に起因して増加させられているため、第６動作状態ｓｔ６のときに流れる電流Ｉｃ１，Ｉｃ２のそれぞれの総電荷量も多くなっている。したがって、第６動作状態ｓｔ６において、寄生容量６ｂの両端間電圧（第１スイッチ６についての電圧Ｖｄｓ２）は、ゼロボルトから入力電圧Ｖｉとほぼ同じ電圧まで確実に上昇する。また、寄生容量５ｂの両端間電圧（第１スイッチ５についての電圧Ｖｄｓ１）は、入力電圧Ｖｉとほぼ同じ電圧からゼロボルトまで確実に低下する。これにより、第１スイッチ５についてのゼロボルトスイッチングの準備を常に正常に完了させることが可能になっている。
このように、このＤＣＤＣコンバータ１では、制御回路１６が、一対の第１スイッチ５，６のうちの一方の第１スイッチ５のオン期間（オン状態となる第１動作状態ｓｔ１および第２動作状態ｓｔ２の全体の期間）の直前に設けられたデッドタイム期間（第６動作状態ｓｔ６の期間）の始期よりも若干早く一方の第２スイッチ１１をオン状態に移行させると共に、一方の第１スイッチ５のオン期間の直後に設けられたデッドタイム期間（第３動作状態ｓｔ３の期間）の終期までの一定時間に亘ってオン状態を維持させる。また、制御回路１６は、一対の第１スイッチ５，６のうちの他方の第１スイッチ６のオン期間（オン状態となる第４動作状態ｓｔ４および第５動作状態ｓｔ５の全体の期間）の直前に設けられたデッドタイム期間（第３動作状態ｓｔ３の期間）の始期よりも若干早く他方の第２スイッチ１２をオン状態に移行させると共に、他方の第１スイッチ６のオン期間の直後に設けられたデッドタイム期間（第６動作状態ｓｔ６の期間）の終期までの一定時間に亘ってオン状態を維持させる。
したがって、このＤＣＤＣコンバータ１によれば、オフ状態の一方の第１スイッチ５をオン状態にする第１動作状態ｓｔ１の直前のデッドタイム期間（第６動作状態ｓｔ６の期間）の開始（始期）の直前に、トランス８の２次側に配設された一対の第２スイッチ１１，１２を同時にオン状態に移行させて２次巻線８ｂの両端を第２スイッチ１１，１２で短絡させることで、電流値が増加する電流（第２スイッチ１１，１２に流れて、電流値が増加する電流Ｉｑ３，Ｉｑ４）を２次巻線８ｂに発生させる第５動作状態ｓｔ５の期間を設けることができる。
このため、このＤＣＤＣコンバータ１では、この第５動作状態ｓｔ５のときにトランス８の１次側に等価的に形成される２次側漏れインダクタンスＬ２に流れる電流Ｉ２についても、２次巻線８ｂに発生させる電流の電流値に応じて電流値を増加させることができ、結果として、１次巻線８ａに流れる電流（オン状態の他の第１スイッチ６に流れる電流Ｉｑ２、つまり１次側漏れインダクタンスＬ１に流れる電流Ｉ１）を増加させることができる。したがって、この第５動作状態ｓｔ５の直後のデッドタイム期間（第６動作状態ｓｔ６の期間）において、１次側漏れインダクタンスＬ１に継続して流れる電流Ｉ１を構成する第１スイッチ５，６の各寄生容量５ｂ，６ｂに流れる電流Ｉｃ１，Ｉｃ２の電流量についても増加させることができる。これにより、この電流量の増加した電流Ｉｃ１によって寄生容量５ｂを確実に放電して、寄生容量５ｂの両端間電圧、つまり一方の第１スイッチ５のソース端子とドレイン端子との間の電圧Ｖｄｓ１をゼロボルトに低下させることができ、この結果、第１スイッチ５についてのゼロボルトスイッチングの準備を常に正常に完了させることができる。
また、このＤＣＤＣコンバータ１によれば、オフ状態の他方の第１スイッチ６をオン状態にする第４動作状態ｓｔ４の直前のデッドタイム期間（第３動作状態ｓｔ３の期間）の開始（始期）の直前にも、トランス８の２次側に配設された一対の第２スイッチ１１，１２を同時にオン状態に移行させて２次巻線８ｂの両端を第２スイッチ１１，１２で短絡させることで、電流値が増加する電流（第２スイッチ１１，１２に流れて、電流値が増加する電流Ｉｑ３，Ｉｑ４）を２次巻線８ｂに発生させる第２動作状態ｓｔ２の期間を設けることができる。
これにより、このＤＣＤＣコンバータ１では、この第２動作状態ｓｔ２のときにも２次側漏れインダクタンスＬ２に流れる電流Ｉ２の電流量を、２次巻線８ｂに発生させる電流の電流値に応じて増加させることができ、結果として、１次巻線８ａに流れる電流（オン状態の一方の第１スイッチ５に流れる電流Ｉｑ１、つまり１次側漏れインダクタンスＬ１に流れる電流Ｉ１）を増加させることができる。したがって、この第２動作状態ｓｔ２の直後のデッドタイム期間（第３動作状態ｓｔ３の期間）において、１次側漏れインダクタンスＬ１に継続して流れる電流Ｉ１を構成する第１スイッチ５，６の各寄生容量５ｂ，６ｂに流れる電流Ｉｃ１，Ｉｃ２の電流量についても増加させることができる。これにより、この電流量の増加した電流Ｉｃ２によって寄生容量６ｂを確実に放電して、寄生容量６ｂの両端間電圧、つまり他方の第１スイッチ６のソース端子とドレイン端子との間の電圧Ｖｄｓ２をゼロボルトに低下させることができ、この結果、第１スイッチ６についてのゼロボルトスイッチングの準備を常に正常に完了させることができる。
したがって、このＤＣＤＣコンバータ１によれば、第１スイッチ５がオン状態になる第１動作状態ｓｔ１の期間、および第１スイッチ６がオン状態になる第４動作状態ｓｔ４の期間に２次側漏れインダクタンスＬ２に流れる電流Ｉ２（伝送電流）の電流値の大きさに拘わらず、かつ励磁インダクタンスＬｍに流れる電流Ｉｍ（励磁電流）を大きくすることもなく、トランス８の１次側の第１スイッチ５，６を確実にゼロボルトスイッチングさせることができる。
なお、上記のＤＣＤＣコンバータ１では、一例として、トランス８の１次側の一方の第１スイッチ５に同期させてオン・オフさせるトランス８の２次側の一方の第２スイッチ１１のオフ状態への移行のタイミングを、第１スイッチ５をオフ状態に移行させた後の他方の第１スイッチ６をオン状態に移行させるタイミングに一致させ、かつトランス８の１次側の他方の第１スイッチ６に同期させてオン・オフさせるトランス８の２次側の他方の第２スイッチ１２のオフ状態への移行のタイミングを、第１スイッチ６をオフ状態に移行させた後の一方の第１スイッチ５をオン状態に移行させるタイミングに一致させる構成を採用しているが、これに限定されるものではない。例えば、第１スイッチ５に同期させてオン・オフさせる第２スイッチ１１のオフ状態への移行のタイミングを、第１スイッチ５をオフ状態に移行させた後の第１スイッチ６をオン状態に移行させるタイミングよりも若干遅らせ、かつ第１スイッチ６に同期させてオン・オフさせる第２スイッチ１２のオフ状態への移行のタイミングを、第１スイッチ６をオフ状態に移行させた後の第１スイッチ５をオン状態に移行させるタイミングよりも若干遅らせる構成を採用してもよいのは勿論である。
１ ＤＣＤＣコンバータ
４ スイッチング回路
５，６ 第１スイッチ
７ 共振回路
８ トランス
８ａ １次巻線
８ｂ ２次巻線
９〜１２ 整流素子
１３ 交直変換回路
１６ 制御回路
Ｖｏ 出力電圧
Ｖａｃ 交流電圧

Claims (1)

  1. １次巻線および２次巻線を有するトランスと、
    交互にオン・オフする少なくとも一対の１次側スイッチを有してブリッジ型に構成されると共に前記１次巻線に接続されたスイッチング回路と、
    フルブリッジ型に構成された４つの整流素子を有して前記２次巻線に接続されると共に当該４つの整流素子のうちの基準電位側の一対の整流素子が２次側スイッチでそれぞれ構成されて、前記２次巻線に誘起した交流電圧を直流電圧に変換して出力する交直変換回路と、
    前記一対の１次側スイッチを一定のデッドタイム期間を設けた状態で交互にオン・オフさせると共に、前記一対の２次側スイッチのうちの一方の２次側スイッチを前記一対の１次側スイッチのうちの一方の１次側スイッチに同期させてオン・オフさせ、かつ当該一対の２次側スイッチのうちの他方の２次側スイッチを当該一対の１次側スイッチのうちの他方の１次側スイッチに同期させてオン・オフさせる制御回路とを備え、
    前記制御回路は、前記一方の１次側スイッチのオン期間の直前に設けられた前記デッドタイム期間の始期よりも若干早く前記一方の２次側スイッチをオン状態に移行させると共に、少なくとも当該一方の１次側スイッチのオン期間の直後に設けられた前記デッドタイム期間の終期までの一定時間に亘って当該オン状態を維持させ、かつ前記他方の１次側スイッチのオン期間の直前に設けられた前記デッドタイム期間の始期よりも若干早く前記他方の２次側スイッチをオン状態に移行させると共に、少なくとも当該他方の１次側スイッチのオン期間の直後に設けられた前記デッドタイム期間の終期までの一定時間に亘って当該オン状態を維持させる電流共振型ＤＣＤＣコンバータ。
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