JP6983082B2 - Ｄｃ・ａｃ変換器の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換するＤＣ・ＡＣ変換器の制御装置に関する。

交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換するＡＣ・ＤＣ変換器において、リアクトルに流れるリアクトル電流を指令値に制御すべく、周知のピーク電流モード制御により駆動スイッチを操作する制御装置が知られている。また、特許文献１では、交流電源から供給される電圧がゼロとなるゼロクロス点付近での入力電流の歪みを低減すべく、リアクトル電流の指令値に電流補正値を重畳する制御装置が開示されている。特許文献１では、ゼロクロス点での指令値を他の期間よりも増加させるように電流補正値が定められている。

特開２０１５‐１９８４６０号公報

ところで、入力端子を通じて供給された直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を交流電源に供給するＤＣ・ＡＣ変換器がある。このような変換器においても、出力電流の歪みを改善することで、交流電源に供給する交流電力の力率を改善することができる。しかし、ＤＣ・ＡＣ変換器はＡＣ・ＤＣ変換器と回路トポロジーが異なる。このため、先行文献１に記載されたＡＣ・ＤＣ変換器における入力電流の歪みを低減する手法を、そのままＤＣ・ＡＣ変換器に適用することができない。

本発明は上記課題に鑑みたものであり、直流電力を交流電力に変換するＤＣ・ＡＣ変換器の制御装置において、出力電流の歪みを低減することができるＤＣ・ＡＣ変換器の制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明に係る制御装置は、リアクトルと、駆動スイッチとを有し、入力端子を通じて供給される直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を出力端子に接続された交流電源に供給するＤＣ・ＡＣ変換器に適用される。制御装置は、前記リアクトルに流れるリアクトル電流を取得する電流取得部と、前記交流電源の電源電圧に基づいて生成される正弦波状の指令値に、電流補正値を重畳する補正部と、前記リアクトル電流を、前記指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により前記駆動スイッチを操作する制御部と、を備え、前記補正部は、前記電源電圧の周波数成分に対する高調波成分であって、前記電源電圧がゼロとなるゼロクロス点において極小値となる高調波成分を含む前記電流補正値を設定する。

ピーク電流モード制御では、リアクトル電流を指令値に制御すべく、駆動スイッチのオン期間が設定される。ここで、ＤＣ・ＡＣ変換器の出力電流を、交流電源の電源電圧の位相に応じた値にすべく、リアクトル電流の指令値を正弦波状に設定する場合、交流電源がゼロとなるゼロクロス点において、リアクトル電流の指令値と、リアクトル電流の平均値との間の乖離幅が、他の期間と比べて小さくなる。このため、電流補正値が乖離幅に応じた値に設定されていない場合、ピーク電流モード制御において、補正後の指令値により、駆動スイッチのオン期間が適正値よりも増加又は減少し、ゼロクロス点付近での電流歪みを大きくするおそれがある。

この点、上記構成では、電源電圧の周波数成分に対する高調波成分であって、ゼロクロス点において極小値となる高調波成分を含む電流補正値を設定する。そして、設定した電流補正値を、正弦波状のリアクトル電流の指令値に加算する補正を行うこととした。この場合、ゼロクロス点付近での補正後の指令値が乖離幅に応じた値となり、出力電流の歪みが低減される。出力電流の歪みが低減されることで、ＤＣ・ＡＣ変換器から交流電源に供給される電力の力率の低下を抑制することができる。

第１実施形態に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能ブロック図。 ＤＣ・ＡＣ変換器のタイミングチャート。 電流補正部の構成を説明する図。 電流補正値を示す図。 補正後指令電流ＩＬａ＊の推移を示す図。 乖離幅を説明する図。 ＤＣ・ＡＣ変換器の制御手順を示すフローチャート。 電流補正値を用いて補正前指令電流を補正した場合の出力電流の推移を示す図。 比較例として、補正前指令電流を補正しない場合の出力電流の推移を示す図。 第２実施形態に係る電流補正部を説明する図。 ＤＣ・ＡＣ変換器の制御手順を示すフローチャート。 第３実施形態に係る高調波生成部が備える高調波マップを示す図。 第４実施形態に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能を示す機能ブロック図。 ＤＣ・ＡＣ変換器のタイミングチャート。 第４実施形態の変形例２に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能を示す機能ブロック図。 第５実施形態に係る電力変換装置の構成図。 制御装置の機能を示す機能ブロック図。 ＤＣ・ＡＣ変換器のタイミングチャート。

以下、各実施形態を図面に基づいて説明する。

＜第１実施形態＞
本実施形態に係るＤＣ・ＡＣ変換器を備える電力変換装置について説明する。電力変換装置は、交流電源に接続されており、入力端子を通じて供給される直流電力を交流電力へ変換して交流電源に供給する。

図１は、本実施形態に係る電力変換装置１００の回路図である。電力変換装置１００は、ＤＣ・ＡＣ変換器１０と、制御装置３０とを備えている。ＤＣ・ＡＣ変換器１０の第１入力端子ＩＮ１と第２入力端子ＩＮ２とには、不図示の直流電源が接続されており、第１出力端子ＯＵＴ１と第２出力端子ＯＵＴ２とには、交流電源２００が接続されている。交流電源２００は、例えば、商用電源であり、直流電源は、バッテリである。

ＤＣ・ＡＣ変換器１０は、コンデンサ１６と、ハーフブリッジ回路１５と、リアクトル１３と、フルブリッジ回路１２と、第１〜第６配線ＬＰ１〜ＬＰ６とを備えている。

ＤＣ・ＡＣ変換器１０を構成する配線のうち、第１入力端子ＩＮ１に接続されている配線を第１配線ＬＰ１と称し、第２入力端子ＩＮ２に接続されている配線を第２配線ＬＰ２と称する。ＤＣ・ＡＣ変換器１０において、ハーフブリッジ回路１５とフルブリッジ回路１２とを接続する配線のうち、高圧側の電圧が印加される配線を第３配線ＬＰ３と称し、低圧側の電圧が印加される配線を第４配線ＬＰ４と称する。ＤＣ・ＡＣ変換器１０を構成する配線のうち、第１出力端子ＯＵＴ１に接続されている配線を第５配線ＬＰ５と称し、第２出力端子ＯＵＴ２に接続されている配線を第６配線ＬＰ６と称する。

第１配線ＬＰ１には、コンデンサ１６の第１端が接続され、第２配線ＬＰ２には、コンデンサ１６の第２端が接続されている。

ハーフブリッジ回路１５は、第１スイッチＱ１と、第２スイッチＱ２とを備えている。第１，第２スイッチＱ１，Ｑ２は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。第１スイッチＱ１のソースと、第２スイッチＱ２のドレインとが接続されている。第１スイッチＱ１のドレインが第１配線ＬＰ１に接続され、第２スイッチＱ２のソースが第２配線ＬＰ２に接続されている。第１，第２スイッチＱ１，Ｑ２それぞれは、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。本実施形態では、第１スイッチＱ１が駆動スイッチに相当する。

第１，第２スイッチＱ１，Ｑ２の第１接続点Ｋ１は、第３配線ＬＰ３の第１端に接続されている。第３配線ＬＰ３の一部には、リアクトル１３が設けられている。また、ハーフブリッジ回路１５を構成する第２スイッチＱ２のソースは、第４配線ＬＰ４の第１端に接続されている。第３，４配線ＬＰ３，ＬＰ４それぞれの第２端は、フルブリッジ回路１２に接続されている。

フルブリッジ回路１２は、第３〜第６スイッチＱ３〜Ｑ６を備えている。第３〜第６スイッチＱ３〜Ｑ６は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。第３スイッチＱ３のソースと、第４スイッチＱ４のドレインとが接続されている。第５スイッチＱ５のソースと、第６スイッチＱ６のドレインとが接続されている。第３，第５スイッチＱ３，Ｑ５のドレインが第３配線ＬＰ３に接続され、第４，第６スイッチＱ４，Ｑ６のソースが第４配線ＬＰ４に接続されている。

第３スイッチＱ３と第４スイッチＱ４との第２接続点Ｋ２は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２出力端子ＯＵＴ２に接続されている。第５スイッチＱ５と第６スイッチＱ６との第３接続点Ｋ３は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１出力端子ＯＵＴ１に接続されている。

電力変換装置１００は、第１電圧センサ３１と、電流センサ３２と、第２電圧センサ３３とを備えている。本実施形態では、第１電圧センサ３１が電圧検出部に相当する。

第１電圧センサ３１は、第１，第２配線ＬＰ１，ＬＰ２において、コンデンサ１６の両接続点よりも、第１，第２入力端子ＩＮ１，ＩＮ２側で、第１，第２配線ＬＰ１，ＬＰ２を接続している。これにより、第１，第２入力端子ＩＮ１，ＩＮ２を通じて入力される直流電圧を入力電圧Ｖｄｃとして検出する。

電流センサ３２は、第４配線ＬＰ４に設けられている。これにより、リアクトル１３に流れる電流をリアクトル電流ＩＬｒとして検出する。

第２電圧センサ３３は、第１，第２出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２と、フルブリッジ回路１２との間で、当該第５，第６配線ＬＰ５，ＬＰ６を接続している。これにより、交流電源２００の電圧を電源電圧Ｖａｃとして検出する。

制御装置３０は、ＤＣ・ＡＣ変換器１０が備える第１〜第６スイッチＱ１〜Ｑ６の開閉状態を制御する。なお、制御装置３０が提供する各機能は、例えば、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ハードウェア、又はそれらの組み合わせによって提供することができる。

図２は、制御装置３０の機能を説明する機能ブロック図である。制御装置３０は、周知のピーク電流モード制御により、第１，第２スイッチＱ１，Ｑ２を開状態又は閉状態に操作する。制御装置３０は、波形生成部３４、乗算器３５、絶対値算出部３６、加算器３７、電流補正部４０、電流制御部５０、及び極性切替部５５を備えている。

波形生成部３４は、交流電源２００の変化を示す基準波形｜ｓｉｎωｔ｜を生成する。基準波形は、交流電源２００の半周期（Ｔ／２）における電圧変化を示す値である。例えば、波形生成部３４は、第２電圧センサ３３により検出された電源電圧Ｖａｃが０となる点を、ゼロクロス点として検出し、電源電圧Ｖａｃが、ゼロクロス点から次のゼロクロス点まで変化する期間を、交流電源２００の半周期（Ｔ／２）として設定する。そして、波形生成部３４は、周期Ｔから交流電源２００の角速度ω（＝２π×（１／Ｔ））を算出する。波形生成部３４は、振幅が１の正弦波信号の角速度を、算出した角速度に設定することで、電源電圧Ｖａｃと同位相となる基準波形｜ｓｉｎωｔ｜を算出する。

乗算器３５は、リアクトル電流ＩＬｒの振幅指令値Ｉａ＊と波形生成部３４により生成された基準波形｜ｓｉｎωｔ｜とを乗算する。振幅指令値Ｉａ＊は、リアクトル電流ＩＬｒの振幅を定める指令値であり、例えば、出力電圧の指令値に基づいて定められる。絶対値算出部３６は、乗算器３５からの出力値の絶対値を、補正前指令電流ＩＬ＊として設定する。本実施形態では、補正前指令電流ＩＬ＊がリアクトル電流の指令値に相当する。

電流補正部４０は、補正前指令電流ＩＬ＊を補正する電流補正値Ｉｃを設定する。電流補正値Ｉｃは、出力電流Ｉａｃの歪みを抑制するための補正値である。本実施形態では、電流補正部４０は、電源電圧Ｖａｃ及び補正前指令電流ＩＬ＊に基づいて電流補正値Ｉｃを設定する。加算器３７は、補正前指令電流ＩＬ＊の絶対値に電流補正値Ｉｃを加算し、加算後の値を補正後指令電流ＩＬａ＊として設定する。

電流制御部５０は、電流センサ３２により検出されたリアクトル電流ＩＬｒと、補正後指令電流ＩＬａ＊とに基づいて、第１スイッチＱ１を操作する第１ゲート信号ＧＳ１と、第２スイッチＱ２を操作する第２ゲート信号ＧＳ２とを生成する。本実施形態では、電流制御部５０は、周知のピーク電流モード制御により、第１，第２ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ２を生成する。

電流制御部５０は、ＤＡ変換器３５１と、コンパレータ３５２と、加算器３５３と、ＲＳフリップフロップ３５７とを備えている。補正後指令電流ＩＬａ＊は、ＤＡ変換器３５１に入力される。ＤＡ変換器３５１は、入力された補正後指令電流ＩＬａ＊をデジタル値からアナログ値に変換する。アナログ値に変換された補正後指令電流ＩＬａ＊は、コンパレータ３５２の反転入力端子に入力される。加算器３５３は、リアクトル電流ＩＬｒとスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅとを加算し、補償後リアクトル電流ＩＬｃｒとして出力する。加算器３５３からの出力は、コンパレータ３５２の非反転入力端子に入力される。なお、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅは、リアクトル１３に流れる電流の変動に伴う発振を抑制するものである。

コンパレータ３５２は、補正後指令電流ＩＬａ＊と補償後リアクトル電流ＩＬｃｒとを比較し、補償後リアクトル電流ＩＬｃｒが補正後指令電流ＩＬａ＊より小さい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。また、コンパレータ３５２は、補償後リアクトル電流ＩＬｃｒが補正後指令電流ＩＬａ＊より大きい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。更に、ＲＳフリップフロップ３５７のＳ端子には、クロック信号が入力される。

ＲＳフリップフロップ３５７のＱ端子は、第１スイッチＱ１のゲートに接続されている。Ｑ端子から第１スイッチＱ１のゲートに出力される信号が、第１ゲート信号ＧＳ１となる。また、ＲＳフリップフロップ３５７の出力端子は、反転器３５８を介して第２スイッチＱ２のゲートに接続されている。Ｑ端子から反転器３５８を介して第２スイッチＱ２のゲートに出力される信号が、第２ゲート信号ＧＳ２となる。第２ゲート信号ＧＳ２は、第１ゲート信号ＧＳ１を反転させた値となる。

極性切替部５５は、電源電圧Ｖａｃの極性に応じて、出力信号を反転させる。極性切替部５５は、電源電圧Ｖａｃの極性を正の極性と判定した場合に、出力端子からの出力信号をロー状態とする。一方、極性切替部５５は、電源電圧Ｖａｃの極性を負の極性と判定した場合に、出力端子からの出力信号をハイ状態とする。

極性切替部５５の出力端子は、第３，第６スイッチＱ３，Ｑ６の各ゲートに接続されている。極性切替部５５の出力端子から第３，第６スイッチＱ３，Ｑ６の各ゲートに出力される信号が、第３，第６ゲート信号ＧＳ３，ＧＳ６となる。また、極性切替部５５の出力端子は、反転器３５９を介して、第４，第５スイッチＱ４，Ｑ５の各ゲートに接続されている。極性切替部５５の出力端子から反転器３５９を介して第４，第５スイッチＱ４，Ｑ５の各ゲートに出力される信号が、第４，第５ゲート信号ＧＳ４，ＧＳ５となる。第４，第５ゲート信号ＧＳ４，ＧＳ５は、第３，第６ゲート信号ＧＳ３，ＧＳ６を反転させた値となる。

次に、ＤＣ・ＡＣ変換器１０の動作を説明する。図３は、ＤＣ・ＡＣ変換器１０のタイミングチャートである。図３（ａ）は、電源電圧Ｖａｃ及び入力電圧Ｖｄｃの推移を示している。図３（ｂ）は、第４，第５ゲート信号ＧＳ４，ＧＳ５の推移を示し、図３（ｃ）は、第３，第６ゲート信号ＧＳ３，ＧＳ６の推移を示す。図３（ｄ）は、第１ゲート信号ＧＳ１の推移を示し、図３（ｅ）は、第２ゲート信号ＧＳ２の推移を示す。図３（ｆ）は、補正後指令電流ＩＬａ＊の推移を示し、図３（ｇ）は、リアクトル電流ＩＬｒの推移を示す。

電源電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１では、第４，第５ゲート信号ＧＳ４，ＧＳ５がハイ状態となることで、第４，第５スイッチＱ４，Ｑ５が閉状態となる。また、第３，第６ゲート信号ＧＳ３，ＧＳ６がロー状態となることで、第３，第６スイッチＱ３，Ｑ６が開状態となる。この第１期間Ｐ１において、第１ゲート信号ＧＳ１がハイ状態となり、第２ゲート信号ＧＳ２がロー状態となることで、リアクトル１３、第１スイッチＱ１、第４スイッチＱ４及び第５スイッチＱ５を含む閉回路が形成される。この閉回路内において、第１出力端子ＯＵＴ１から第２出力端子ＯＵＴ２の向きに出力電流Ｉａｃが流れる。このとき、リアクトル１３には、ハーフブリッジ回路１５側から印加される電圧と電源電圧Ｖａｃとの電圧差に応じたリアクトル電流ＩＬｒが流れる。ハーフブリッジ回路１５側からリアクトル１３に印加される電圧は、第１スイッチＱ１のオン期間Ｔｏｎを１スイッチング周期Ｔｓｗで割った時比率（Ｔｏｎ／Ｔｓｗ）に、入力電圧Ｖｄｃを乗算した値となる。

電源電圧Ｖａｃが負となる第２期間Ｐ２では、第４，第５ゲート信号ＧＳ４，ＧＳ５がロー状態となることで、第４，第５スイッチＱ４，Ｑ５が開状態となる。また、第３，第６ゲート信号ＧＳ３，ＧＳ６がハイ状態となることで、第３，第６スイッチＱ３，Ｑ６が閉状態となる。この第２期間Ｐ２において、第１スイッチＱ１が閉状態となり、第２スイッチＱ２が開状態となることで、リアクトル１３、第１スイッチＱ１、第３スイッチＱ３及び第６スイッチＱ６を含む閉回路が形成される。この閉回路内において、第２出力端子ＯＵＴ２から第１出力端子ＯＵＴ１の向きに出力電流Ｉａｃが流れる。

制御装置３０は、電源電圧Ｖａｃの基準波形（＝｜ｓｉｎωｔ｜）に振幅指令値Ｉａ＊を乗算した値を補正前指令電流ＩＬ＊として設定している。図３（ｆ）に示すように、補正前指令電流ＩＬ＊は、正弦波の正の半波が周期Ｔ／２で繰り返される形状となっている。そのため、補正前指令電流ＩＬ＊は、電源電圧Ｖａｃのピーク点からゼロクロス点に推移するに従い電流が減少するように正弦波状に変化する。また、図３（ｇ）に示すように、リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅは、補正前指令電流ＩＬ＊と同様、ゼロクロス点において極小値を取るように正弦波状に推移する。そのため、補正前指令電流ＩＬ＊から、リアクトル電流の平均値Ｉａｖｅまでの差を示す乖離幅は、ゼロクロス点付近において、最も小さな値となる。

電流補正値Ｉｃを乖離幅に応じた値に設定できないと、ピーク電流モード制御において、補正後指令電流ＩＬａ＊により第１スイッチＱ１のオン期間が適正値よりも増加又は減少し、ゼロクロス点付近での電流歪みを大きくするおそれがある。そこで、本実施形態では、制御装置３０は、電流補正部４０により設定する電流補正値Ｉｃを、電源電圧Ｖａｃのゼロクロス点において極小値を取るように設定している。

次に、本実施形態に係る電流補正部４０の構成について説明する。図４は、電流補正部４０の構成を説明する図である。電流補正部４０は、実効値算出部４１と、上限値設定部４２と、高調波成分生成部４３と、最小値選択部４４と、を備えている。

実効値算出部４１は、電源電圧Ｖａｃに基づいて、交流電源２００の実効値Ｖｒｍｓを算出する。

上限値設定部４２は、実効値Ｖｒｍｓと、振幅指令値Ｉａ＊とに基づいて上限値Ｉｄｃ設定する。振幅指令値Ｉａ＊が大きいほど、リアクトル電流ＩＬｒの増加分が大きくなるため、上限値設定部４２は、振幅指令値Ｉａ＊が大きいほど、上限値Ｉｄｃを大きな値に設定する。また、実効値Ｖｒｍｓが大きいほど、第６スイッチＱ６の時比率Ｄが大きくなり、後述の乖離幅が増加するため、上限値Ｉｄｃを大きな値に設定する。

本実施形態では、上限値設定部４２は、実効値Ｖｒｍｓ毎に、振幅指令値Ｉａ＊と、上限値Ｉｄｃとの関係を示す直流成分マップを備えている。例えば、各実効値Ｖｒｍｓは、各国の商用電源の実効値Ｖｒｍｓに対応している。そのため、上限値設定部４２は、実効値Ｖｒｍｓ毎の直流成分マップを参照することで、振幅指令値Ｉａ＊に応じた上限値Ｉｄｃを設定することができる。

高調波成分生成部４３は、実効値Ｖｒｍｓに基づいて、高調波成分Ｉｈを設定する。本実施形態では、高調波成分生成部４３により設定される高調波成分Ｉｈは、電源電圧Ｖａｃのゼロクロス点又はその付近において極小値を取り、ピーク値において極大値を取る。具体的には、高調波成分Ｉｈは、時間の推移とともに、その値が変化する。また、本実施形態では、高調波成分Ｉｈは、ゼロクロス点において０に定められているが、これに限定されず、ゼロクロス点において０より大きい値に定められていても良い。

高調波成分生成部４３は、実効値Ｖｒｍｓ毎に、高調波成分Ｉｈを記録した高調波成分マップを備えている。各高調波マップは、交流電源２００の実効値Ｖｒｍｓが大きいほど、高調波成分Ｉｈが大きな値となるようにその値が定められている。

最小値選択部４４は、上限値設定部４２により設定された上限値Ｉｄｃと、高調波成分生成部４３により設定された高調波成分Ｉｈとのうち、小さい方の値を電流補正値Ｉｃに設定する。そのため、高調波成分Ｉｈが上限値Ｉｄｃより小さい値であれば、高調波成分Ｉｈが電流補正値Ｉｃとして設定され、高調波成分Ｉｈが上限値Ｉｄｃ以上の値であれば、上限値Ｉｄｃが電流補正値Ｉｃとして設定される。

次に、電流補正部４０により設定される電流補正値Ｉｃについて説明する。

本実施形態では、図５に示すように、ｔ０からｔ１及びｔ２からＴ／２の期間において、高調波成分Ｉｈが、上限値Ｉｄｃより小さな値となる場合の電流補正値Ｉｃを示している。なお、ｔ１はｔ０よりも大きく、Ｔ／２よりも小さい値であり、ｔ２は、ｔ１よりも大きく、Ｔ／２よりも小さい値である。電流補正値Ｉｃは、ｔ０からｔ１まで、及び、ｔ２からＴ／２までの期間において高調波成分Ｉｈを含んでいるため、ゼロクロス点（ｔ０，Ｔ／２）において、極小値となっている。また、電流補正値Ｉｃは、ｔ１からｔ２までの期間において上限値Ｉｄｃを含んでいる。

図６は、図５に示す電流補正値Ｉｃにより、補正前指令電流ＩＬ＊を補正した場合における補正後指令電流ＩＬａ＊の推移を示す。図６では、補正前指令電流ＩＬ＊を破線で示している。図６で示す補正後指令電流ＩＬａ＊は、ｔ０からｔ１まで、及び、ｔ２からｔ／２までは、補正前指令電流ＩＬ＊に高調波成分Ｉｈを加算した値となる。一方、ｔ１からｔ２までは、補正前指令電流ＩＬ＊に上限値Ｉｄｃを加算した値となる。

次に、高調波成分マップの作成方法について図７を用いて説明する。

図７は、乖離幅Δｉを説明する図である。本実施形態では、乖離幅Δｉを、補正前指令電流ＩＬ＊からリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅを引いた値としている。

また、図７より、乖離幅Δｉは、オン期間（＝Ｄ×Ｔｓｗ）でのスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの最大増加分Δｓｌｏｐｅに、リアクトル電流ＩＬｒの最大増加分ΔＩＬの半分の値（ΔＩＬ／２）を加えたものとみなすことができる。そのため、乖離幅Δｉは、下記数式（１）により算出される。

Δｉ＝ＩＬ＊−Ｉａｖｅ＝Δｓｌｏｐｅ＋ΔＩＬ／２ … （１）
また、リアクトル電流ＩＬｒの最大増加分ΔＩＬは、リアクトル１３の両端に生じる電圧と、リアクトル１３のインダクタンスＬとを用いて、下記式（２）により算出することができる。

ΔＩＬ＝（Ｖｄｃ−｜Ｖａｃ｜）／Ｌ×Ｄ×Ｔｓｗ … （２）
ここで、Ｄは、第１スイッチＱ１のオン期間の時比率である。

また、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの最大増加分Δｓｌｏｐｅは、下記式（３）により算出することができる。

Δｓｌｏｐｅ ＝ ｍ×Ｄ×Ｔｓｗ … （３）
なお、ｍ（Ａ／ｓ）は、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの増加速度である。

オン期間の時比率Ｄは、電源電圧Ｖａｃの最大値を用いて、下記式（４）により算出することができる。

そして、上記式（１）〜（４）により乖離幅Δｉは下記式（５）として算出される。

上記式（６）は、ｍ，Ｖｄｃ，ω、Ｔｓｗ，Ｌを定数とすることで、１スイッチング周期Ｔｓｗにおける時間ｔと、実効値Ｖｒｍｓとを変数とする乖離幅Δｉの高次関数となる。また、式（６）において、ゼロクロス点（ｓｉｎωｔ＝０）では、Δｉが最小値（＝０）となり、ピーク点（ｓｉｎωｔ＝１）では、Δｉが最大値となる。

本実施形態では、上記式（５）で示される乖離幅Δｉを用いて、１スイッチング周期Ｔｓｗ内の高調波成分Ｉｈを算出する。例えば、乖離幅Δｉに算出係数αを乗算した値を、高調波成分Ｉｈとして用いることができる。なお、算出係数αは、０より大きく、１以下の値とすることができる。そして、算出した各高調波成分Ｉｈを、実効値Ｖｒｍｓ毎に記録することで、高調波マップを作成することができる。

次に、本実施形態に係るＤＣ・ＡＣ変換器１０の制御を、図８を用いて説明する。図８に示す処理は、制御装置３０により所定周期で繰り返し実施される。

ステップＳ１０では、リアクトル電流ＩＬｒを取得する。ステップＳ１０が電流取得部に相当する。ステップＳ１１では、振幅指令値Ｉａ＊に電源電圧Ｖａｃの基準波形（｜ｓｉｎωｔ｜）を乗算することで補正前指令電流ＩＬ＊を算出する。ステップＳ１２では、電源電圧Ｖａｃに基づいて、交流電源２００の実効値Ｖｒｍｓを算出する。ステップＳ１２が、実効値算出部に相当する。

ステップＳ１３では、振幅指令値Ｉａ＊に基づいて、上限値Ｉｄｃを設定する。

ステップＳ１４では、ステップＳ１２で算出した実効値Ｖｒｍｓに基づいて、高調波成分Ｉｈを設定する。具体的には、ステップＳ１２で算出した実効値Ｖｒｍｓに対応する高調波マップを参照し、参照した高調波マップから、電源電圧Ｖａｃの１周期Ｔのうち現在の時間ｔに対応する高調波成分Ｉｈを設定する。

ステップＳ１５では、ステップＳ１３で設定した上限値Ｉｄｃと、ステップＳ１４で設定した高調波成分Ｉｈとの大小を比較する。高調波成分Ｉｈが上限値Ｉｄｃよりも小さいと判定すると、ステップＳ１６に進み、高調波成分Ｉｈを電流補正値Ｉｃに設定する。一方、高調波成分Ｉｈが上限値Ｉｄｃ以上であると判定すると、ステップＳ１７に進み、上限値Ｉｄｃを電流補正値Ｉｃに設定する。

ステップＳ１８では、ステップＳ１６又はステップＳ１７で設定した電流補正値Ｉｃにより補正前指令電流ＩＬ＊を補正することで、補正後指令電流ＩＬａ＊を設定する。

ステップＳ１９では、ステップＳ１８で設定した補正後指令電流ＩＬａ＊を用いて、ピーク電流モード制御を実施する。ステップＳ１９で実施されるピーク電流モード制御により、出力電流Ｉａｃの歪みを解消するように第１，第２ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ２が設定される。

ステップＳ２０では、第３〜第６ゲート信号ＧＳ３〜ＧＳ６を設定する。ステップＳ２０の処理が終了すると、図８の処理を一旦終了する。

次に、本実施形態の作用効果を説明する。

図９は、本実施形態に係る電流補正値Ｉｃを用いて補正前指令電流ＩＬ＊を補正した場合の出力電流Ｉａｃの推移を示す図である。図１０は、比較例としての補正前指令電流ＩＬ＊を補正しない場合の出力電流Ｉａｃの推移を示す図である。

図１０では，電源電圧Ｖａｃがゼロとなるゼロクロス点付近において、出力電流Ｉａｃの歪みが生じている。例えば、補正前指令電流ＩＬ＊を補正しない場合の出力電流Ｉａｃの総合歪率ＴＨＤは９．８％であった。これに対して、補正前指令電流ＩＬ＊を電流補正値Ｉｃで補正することで、図９に示すように、ゼロクロス点付近での出力電流Ｉａｃの歪みが低減されている。例えば、補正前指令電流ＩＬ＊を電流補正値Ｉｃで補正した場合の出力電流Ｉａｃの総合歪率ＴＨＤは、０．９６％であった。

以上説明した本実施形態では、以下の効果を奏する。

・制御装置３０は、電源電圧Ｖａｃの周波数成分に対する高調波成分であって、ゼロクロス点において極小値となる高調波成分Ｉｈを含む電流補正値Ｉｃを設定する。そして、設定した電流補正値Ｉｃを、補正前指令電流ＩＬ＊に加算する補正を行うこととした。この場合、ＤＣ・ＡＣ変換器１０において、乖離幅Δｉが最も小さな値となるゼロクロス点付近での補正後指令電流ＩＬａ＊が乖離幅Δｉに応じた値に設定され、出力電流Ｉａｃの歪みが低減される。また、出力電流Ｉａｃの歪みが低減されることで、ＤＣ・ＡＣ変換器１０の出力電力における力率の低下を抑制することができる。

・制御装置３０は、電源電圧Ｖａｃのゼロクロス点から次のゼロクロス点までの間に極大値を持つように高調波成分Ｉｈを設定する。この場合、補正後指令電流ＩＬａ＊の推移に応じて変化する電流補正値Ｉｃを設定することができ、乖離幅Δｉのばらつきを抑制することができる。その結果、出力電流Ｉａｃの電流歪みをいっそう抑制することができる。

・制御装置３０は、高調波成分Ｉｈが上限値Ｉｄｃよりも小さい場合には、高調波成分Ｉｈを電流補正値Ｉｃに設定し、高調波成分Ｉｈが上限値Ｉｄｃ以上の場合には、上限値Ｉｄｃを電流補正値Ｉｃに設定する。この場合、電流補正値Ｉｃが不要に大きくなることで、出力電流Ｉａｃが過剰に流れ、かえって出力電流Ｉａｃの歪みが大きくなるのを防止することができる。

・制御装置３０は、振幅指令値Ｉａ＊に基づいて、上限値Ｉｄｃを設定することとした。この場合、リアクトル１３に過剰な電流が流れるのを防止することができる。

・制御装置３０は、交流電源２００の実効値Ｖｒｍｓを算出し、算出した交流電源２００の実効値Ｖｒｍｓに基づいて、電流補正値Ｉｃを変更することとした。この場合、電力変換装置１００が使用される地域毎に実効値Ｖｒｍｓが異なる場合でも、電力変換装置１００をそのまま各地域で使用することができる。

＜第１実施形態の変形例＞
・リアクトル電流ＩＬｒを検出する電流センサ３２を、第１スイッチＱ１と第２スイッチＱ２との第１接続点Ｋ１よりも第１スイッチＱ１のソース側に設けても良い。この場合、制御装置３０は、第１スイッチＱ１に流れる電流をリアクトル電流ＩＬｒとして取得する。

・第２スイッチＱ２は、同期整流を行うことに代えて、常時、開状態に操作されていてもよい。この場合、第２ゲート信号ＧＳ２を常に、ロー状態に設定しておけばよい。

＜第２実施形態＞
第２実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

例えば、電源電圧Ｖａｃの振幅が小さい値となる場合、リアクトル１３に流れるリアクトル電流ＩＬｒが断続的となる不連続モードとなる場合がある。不連続モードでは、連続モードと比べて振幅指令値Ｉａ＊が小さい値となる。振幅指令値Ｉａ＊が小さい値である場合に、電流補正部４０により設定される電流補正値Ｉｃが不要に大きな値であると、不要に大きな値の出力電流Ｉａｃが交流電源２００に流れるおそれがある。そこで、本実施形態では、第１実施形態と異なり、電流補正部４０は、振幅指令値Ｉａ＊に基づいて、電流補正値Ｉｃを変更している。

図１１は、第２実施形態に係る電流補正部４０を説明する図である。本実施形態に係る電流補正部４０は、実効値算出部４１と、高調波成分生成部４３と、係数設定部４５と、乗算器４６と、を備えている。

係数設定部４５は、振幅指令値Ｉａ＊に基づいて、高調波成分Ｉｈに乗算する補正係数βを設定する。本実施形態では、補正係数βを、０より大きく、１以下の値に定めている。係数設定部４５は、振幅指令値Ｉａ＊が閾値ＴＨ１より小さい場合、振幅指令値Ｉａ＊が大きいほど補正係数βを大きな値に設定し、閾値ＴＨ１以上の場合、補正係数βを１に設定する。

乗算器４６は、高調波成分生成部４３により設定された高調波成分Ｉｈに、係数設定部４５により設定された補正係数βを乗算した値を電流補正値Ｉｃに設定する。そのため、閾値ＴＨ１よりも小さい範囲において、振幅指令値Ｉａ＊が大きな値であるほど電流補正値Ｉｃが大きな値に設定され、振幅指令値Ｉａ＊が小さな値であるほど電流補正値Ｉｃが小さな値に設定される。

次に、第２実施形態に係るＤＣ・ＡＣ変換器１０の制御を、図１２を用いて説明する。図１２に示す処理は、制御装置３０により所定周期で繰り返し実施される。

ステップＳ１４において、電源電圧Ｖａｃの実効値Ｖｒｍｓに基づいて、高調波成分Ｉｈを設定すると、ステップＳ３１に進む。ステップＳ３１では、振幅指令値Ｉａ＊に基づいて、補正係数βを設定する。

ステップＳ３２では、高調波成分Ｉｈに補正係数βを乗算した値を電流補正値Ｉｃに設定する。続くステップＳ１８では、ステップＳ３２で設定した電流補正値Ｉｃを用いて補正前指令電流ＩＬ＊を補正する。

以上説明した本実施形態では、以下の効果を奏する。

制御装置３０は、振幅指令値Ｉａ＊に基づいて補正係数βを設定し、設定した補正係数βを高調波成分Ｉｈに乗算することで、高調波成分Ｉｈを変更することとした。この場合、振幅指令値Ｉａ＊が小さい領域では、振幅指令値Ｉａ＊の値に応じて電流補正値Ｉｃを連続的に変更することができる。その結果、交流電源２００に流れる出力電流Ｉａｃが不要に大きな値となることを抑制することができる。

＜第３実施形態＞
第３実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

例えば、ＤＣ・ＡＣ変換器１０の第１，第２入力端子ＩＮ１，ＩＮ２に、電圧の出力値を変更する機能を備えた直流電源が接続されている場合、入力電圧Ｖｄｃの値が変化する場合がある。例えば、入力電圧Ｖｄｃが低下する場合、リアクトル１３に印加される電圧の変化に応じて、リアクトル電流ＩＬｒが変化する。その結果、リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅと補正前指令電流ＩＬ＊との差である乖離幅Δｉが変化する場合ある。そこで、本実施形態では、第１実施形態と異なり、制御装置３０は、入力電圧Ｖｄｃに応じて電流補正値Ｉｃを変更する構成を備える。

高調波成分生成部４３は、実効値Ｖｒｍｓと、入力電圧Ｖｄｃとに基づいて、高調波成分Ｉｈを設定する。本実施形態においても、高調波成分Ｉｈは、電源電圧Ｖａｃのゼロクロス点付近において極小値を取り、ピーク値において極大値を取る正弦波である。図１３は、所定の実効値Ｖｒｍｓに対応する高調波マップを示している。入力電圧Ｖｄｃが小さな値であるほど、乖離幅Δｉも大きくなる。そのため、本実施形態では、各実効値Ｖｒｍｓに対応する高調波成分マップには、入力電圧Ｖｄｃが小さい値であるほど、高調波成分Ｉｈのピーク値における高さを示す振幅が大きな値になるように、高調波成分Ｉｈが定められている。

以上説明した本実施形態では、以下の効果を奏する。

制御装置３０は、ＤＣ・ＡＣ変換器１０に供給される入力電圧Ｖｄｃに応じて、高調波成分Ｉｈを変更することとした。この場合、入力電圧Ｖｄｃの変化に応じて乖離幅Δｉが変化する場合でも、変化後の乖離幅Δｉに応じた出力電流Ｉａｃを交流電源２００に流すことができる。そのため、交流電源２００に不要に大きな出力電流Ｉａｃや不要に小さな出力電流Ｉａｃが流れるのを防止することができる。

＜第４実施形態＞
第４実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

本実施形態では、第１実施形態に示すＤＣ・ＡＣ変換器１０と比べて、回路トポロジーが異なる。具体的には、本実施形態に係るＤＣ・ＡＣ変換器１０は、第１実施形態と異なり、ハーフブリッジ回路を備えていない。

図１４は、第４実施形態に係る電力変換装置１００を示す図である。第１入力端子ＩＮ１とフルブリッジ回路７０とは、第１配線ＬＰ１を介して接続されている。第２入力端子ＩＮ２とフルブリッジ回路７０とは、第２配線ＬＰ２を介して接続されている。

フルブリッジ回路７０は、第７〜第１０スイッチＱ７〜Ｑ１０を備えている。第７〜第１０スイッチＱ７〜Ｑ１０は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。第７スイッチＱ７のソースと、第８スイッチＱ８のドレインとが接続されている。第９スイッチＱ９のソースと、第１０スイッチＱ１０のドレインとが接続されている。第７，第９スイッチＱ７，Ｑ９のドレインが第１配線ＬＰ１に接続され、第８，第１０スイッチＱ８，Ｑ１０のソースが第２配線ＬＰ２に接続されている。第７〜第１０スイッチＱ７〜Ｑ１０それぞれは、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。

第７スイッチＱ７と第８スイッチＱ８との第４接続点Ｋ４は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２出力端子ＯＵＴ２に接続されている。第９スイッチＱ９と第１０スイッチＱ１０との第５接続点Ｋ５は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１出力端子ＯＵＴ１に接続されている。第６配線ＬＰ６の一部には、リアクトル１３が設けられている。

第７スイッチＱ７と第８スイッチＱ８とを接続する配線において、第４接続点Ｋ４よりも第８スイッチＱ８のドレイン側には、第１リアクトル電流ＩＬ１ｒを検出する第１電流センサ６１が設けられている。また、第９スイッチＱ９と第１０スイッチＱ１０とを接続する配線において、第５接続点Ｋ５よりも第１０スイッチＱ１０のドレイン側には、第２リアクトル電流ＩＬ２ｒを検出する第２電流センサ６２が設けられている。

図１５は、第４実施形態に係る制御装置３０の機能を示す機能ブロック図である。本実施形態においても、制御装置３０は、ピーク電流モード制御により、ＤＣ・ＡＣ変換器１０を制御する。

制御装置３０は、第１電流制御部５１と、第２電流制御部５２とを備えている。第１電流制御部５１は、第１リアクトル電流ＩＬ１ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。第２電流制御部５２は、第２リアクトル電流ＩＬ２ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御を実施する。第１，第２電流制御部５１，５２の構成は、電流制御部５０の構成と同様であるため、その説明を省略する。

第１電流制御部５１の出力は、第１ＡＮＤ回路３８２の一方の入力端子に接続されており、第２電流制御部５２の出力は、第２ＡＮＤ回路３８３の一方の入力端子に接続されている。極性切替部５５の出力端子は、第２ＡＮＤ回路３８３の他方の入力端子と、反転器３６０の入力端子とに接続されている。反転器３６０の出力端子は、第１ＡＮＤ回路３８２の他方の入力端子に接続されている。

第１ＡＮＤ回路３８２には、第１電流制御部５１のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号と、極性切替部５５からの出力信号とが入力される。第１ＡＮＤ回路３８２の出力端子は、第８スイッチＱ８のゲートに接続されている。第１ＡＮＤ回路３８２から第８スイッチＱ８のゲートに出力される信号が、第８スイッチＱ８の開閉を操作する第８ゲート信号ＧＳ８となる。また、第１ＡＮＤ回路３８２の出力端子は、反転器３６１を介して第７スイッチＱ７のゲートに接続されている。第１ＡＮＤ回路３８２から反転器３６１を介して第７スイッチＱ７のゲートに出力される信号が、第７スイッチＱ７の開閉を操作する第７ゲート信号ＧＳ７となる。第７ゲート信号ＧＳ７は、第８ゲート信号ＧＳ８を反転させたものとなる。

第２ＡＮＤ回路３８３には、第２電流制御部５２のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号と、極性切替部５５からの出力信号とが入力される。第２ＡＮＤ回路３８３の出力側は、第１０スイッチＱ１０のゲートに接続されている。第２ＡＮＤ回路３８３から第１０スイッチＱ１０のゲートに出力される信号が、第１０スイッチＱ１０の開閉を操作する第１０ゲート信号ＧＳ１０となる。また、第２ＡＮＤ回路３８３の出力端子は、反転器３６２を介して第９スイッチＱ９のゲートに接続されている。第２ＡＮＤ回路３８３から反転器３６２を介して第９スイッチＱ９のゲートに出力される信号が、第９スイッチＱ９の開閉を操作する第９ゲート信号ＧＳ９となる。第９ゲート信号ＧＳ９は、第１０ゲート信号ＧＳ１０を反転させたものとなる。

第１ＡＮＤ回路３８２に、ハイ状態の極性切替部５５の出力信号とハイ状態のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号とが入力されることで、第１ＡＮＤ回路３８２は、ハイ状態の第８ゲート信号ＧＳ８を出力し、ロー状態の第７ゲート信号ＧＳ７を出力する。また、第２ＡＮＤ回路３８３に、ハイ状態の極性切替部５５の出力信号とハイ状態のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号とが入力されることで、第２ＡＮＤ回路３８３は、ハイ状態の第１０ゲート信号ＧＳ１０と、ロー状態の第９ゲート信号ＧＳ９を出力する。

図１６は、第４実施形態に係るＤＣ・ＡＣ変換器１０のタイミングチャートである。図１６（ａ）は、入力電圧Ｖｄｃ及び電源電圧Ｖａｃの推移を示す。図１６（ｂ）は、第９ゲート信号ＧＳ９の推移を示し、図１６（ｃ）は、第１０ゲート信号ＧＳ１０の推移を示す。図１６（ｄ）は、第７ゲート信号ＧＳ７の推移を示し、図１６（ｅ）は、第８ゲート信号ＧＳ８の推移を示す。図１６（ｆ）は、補正後指令電流ＩＬａ＊の推移を示す。

電源電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１では、第９ゲート信号ＧＳ９がハイ状態となることで第９スイッチＱ９が閉状態となり、第１０ゲート信号ＧＳ１０がロー状態となることで第１０スイッチＱ１０が開状態となる。第１期間Ｐ１では、第１リアクトル電流ＩＬ１ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、第１電流制御部５１が実施するピーク電流モード制御により、第７，８ゲート信号ＧＳ７，ＧＳ８がハイ状態又はロー状態に変更される。第８スイッチＱ８が閉状態となり、第７スイッチＱ７が開状態となることで、第８，９スイッチＱ８，Ｑ９、リアクトル１３を含む閉回路が形成され、第１出力端子ＯＵＴ１から第２出力端子ＯＵＴ２の向きに出力電流Ｉａｃが流れる。

電源電圧Ｖａｃが負となる第２期間Ｐ２では、フルブリッジ回路１２では、第７ゲート信号ＧＳ７がハイ状態となることで第７スイッチＱ７が閉状態となり、第８ゲート信号ＧＳ８がロー状態となることで第８スイッチＱ８が開状態となる。第２期間Ｐ２では、第２リアクトル電流ＩＬ２ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、第２電流制御部５２が実施するピーク電流モード制御により、第９，１０ゲート信号ＧＳ９，ＧＳ１０がハイ状態又はロー状態に変更される。第１０スイッチＱ１０が閉状態となり、第９スイッチＱ９が開状態となることで、第７，第１０スイッチＱ７，Ｑ１０、リアクトル１３を含む閉回路が形成され、第２出力端子ＯＵＴ２から第１出力端子ＯＵＴ１の向きに出力電流Ｉａｃが流れる。

以上説明した本実施形態では、第１実施形態と同様の効果を奏する。

＜第４実施形態の変形例１＞
第１電流センサ６１が、第７スイッチＱ７のドレイン側に設けられていてもよい。第２電流センサ６２が、第９スイッチＱ９のドレイン側に設けられていてもよい。

＜第４実施形態の変形例２＞
図１７は、第４実施形態の変形例２に係る電力変換装置１００の構成図である。本変形例では、第１電流センサ６１が、第９，第１０スイッチＱ９，Ｑ１０間のソースとドレインとを接続する配線において、第５接続点Ｋ５よりも第１０スイッチ側に設けられている。また、第２電流センサ６２が、第９スイッチＱ９のドレイン側に設けられている。

図１８は、第４実施形態の変形例２に係る制御装置３０の機能ブロック図である。本変形例においても、制御装置３０は、ピーク電流モード制御により、ＤＣ・ＡＣ変換器１０を制御する。

極性切替部５５の出力端子は、第２ＡＮＤ回路３８３の入力端子と、第８スイッチＱ８のゲートと、反転器３６０の入力端子とに接続されている。反転器３６０の出力端子側は、第１ＡＮＤ回路３８２の入力端子と第７スイッチＱ７のゲートとに接続されている。

第１ＡＮＤ回路３８２には、第１電流制御部５１のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号と、極性切替部５５からの出力信号とが入力される。第１ＡＮＤ回路３８２の出力端子は、第１０スイッチＱ１０のゲートに接続されている。

第２ＡＮＤ回路３８３には、第２電流制御部５２のＲＳフリップフロップ３５７の出力信号と、極性切替部５５からの出力信号とが入力される。第２ＡＮＤ回路３８３の出力側は、第９スイッチＱ９のゲートに接続されている。

第１ＡＮＤ回路３８２から第１０スイッチＱ１０のゲートに出力される信号が第１０ゲート信号ＧＳ１０となる。第２ＡＮＤ回路３８３から第９スイッチＱ９のゲートに出力される信号が第９ゲート信号ＧＳ９となる。極性切替部５５から反転器３６０を介して第７スイッチＱ７のゲートに出力される信号が第７ゲート信号ＧＳ７となる。極性切替部５５から第８スイッチＱ８のゲートに出力される信号が第８ゲート信号ＧＳ８となる。

電源電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１では、極性切替部５５からの出力信号がハイ状態となることで、第８ゲート信号ＧＳ８がハイ状態となり、第７ゲート信号ＧＳ７がロー状態となる。また、第１期間Ｐ１では、第２電流制御部５２は、第２リアクトル電流ＩＬ２ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、第９ゲート信号ＧＳ９をハイ状態又はロー状態に変化させる。

電源電圧Ｖａｃが負となる第２期間Ｐ２では、極性切替部５５からの出力信号がロー状態となることで、第８ゲート信号ＧＳ８がロー状態となり、第７ゲート信号ＧＳ７がハイ状態となる。また、第２期間Ｐ２では、第１電流制御部５１は、第１リアクトル電流ＩＬ１ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、第１０ゲート信号ＧＳ１０をハイ状態又はロー状態に変化させる。

本変形例においても、出力電流Ｉａｃの歪みを低減すべく、電流補正部４０は、補正前指令電流ＩＬ＊に電流補正値Ｉｃが重畳することで、補正後指令電流ＩＬａ＊を算出する。

＜第４実施形態の変形例３＞
第４実施形態において、第１期間Ｐ１で、第７スイッチＱ７が常時開状態とされ、第２期間Ｐ２で、第９スイッチＱ９が常時開状態に維持されてもよい。この場合、図１６で示したタイミングチャートにおいて、第１期間Ｐ１での第７ゲート信号ＧＳ７をロー状態に維持し、第２期間Ｐ２での第９ゲート信号ＧＳ９をロー状態に維持すればよい。

＜第５実施形態＞
第５実施形態では、第４実施形態と異なる構成を中心に説明する。なお、同一の符号を付した箇所は同一の部位を示しその説明は繰り返さない。

図１９は、第５実施形態に係るＤＣ・ＡＣ変換器１０の回路図である。本実施形態に係るＤＣ・ＡＣ変換器１０では、第１，第２出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２と、フルブリッジ回路７０との間に、第１１スイッチＱ１１と、第１２スイッチＱ１２とが接続されている。具体的には、第１１スイッチＱ１１のソースに、第１２スイッチＱ１２のドレインが接続されている。また、第１１スイッチＱ１１のドレインが第５配線ＬＰ５のうち、リアクトル１３とフルブリッジ回路７０との間に接続され、第１２スイッチＱ１２のドレインが第６配線ＬＰ６に接続されている。

第１１，第１２スイッチＱ１１，Ｑ１２それぞれは、逆並列接続された寄生ダイオードを備えている。

図２０は、第５実施形態に係る制御装置３０の機能を示す機能ブロック図である。本実施形態においても、制御装置３０は、ピーク電流モード制御により、ＤＣ・ＡＣ変換器１０を制御する。

極性切替部５５の出力端子は、第２ＡＮＤ回路３８３の入力端子と、第１２スイッチＱ１２のゲートと、反転器３６０の入力端子とに接続されている。反転器３６０の出力端子側は、第１ＡＮＤ回路３８２の入力端子と第１１スイッチＱ１１のゲートとに接続されている。

第１ＡＮＤ回路３８２の出力端子は、第８，第９スイッチＱ８，Ｑ９のゲートに接続されている。第２ＡＮＤ回路３８３の出力側は、第７，第１０スイッチＱ７，Ｑ１０のゲートに接続されている。

第１ＡＮＤ回路３８２から第８スイッチＱ８のゲートに出力される信号が第８ゲート信号ＧＳ８となり、第９スイッチＱ９のゲートに出力される信号が第９ゲート信号ＧＳ９となる。第２ＡＮＤ回路３８３から第７スイッチＱ７のゲートに出力される信号が第７ゲート信号ＧＳ７となり、第１０スイッチＱ１０のゲートに出力される信号が第１０ゲート信号ＧＳ１０となる。極性切替部５５から反転器３６０を介して第１１スイッチＱ１１のゲートに出力される信号が第１１ゲート信号ＧＳ１１となる。極性切替部５５から第１２スイッチＱ１２のゲートに出力される信号が第１２ゲート信号ＧＳ１２となる。

図２１は、第５実施形態に係るＤＣ・ＡＣ変換器１０のタイミングチャートである。図２１（ａ）は、入力電圧Ｖｄｃ及び電源電圧Ｖａｃの推移を示す。図２１（ｂ）は、第８，第９ゲート信号ＧＳ８，ＧＳ９の推移を示し、図２１（ｃ）は、第７，第１０ゲート信号ＧＳ７，ＧＳ１０の推移を示す。図２１（ｄ）は、第１１ゲート信号ＧＳ１１の推移を示し、図２１（ｅ）は、第１２ゲート信号ＧＳ１２の推移を示す。図２１（ｆ）は、補正後指令電流ＩＬａ＊の推移を示す。

電源電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１では、第１２ゲート信号ＧＳ１２がハイ状態となることで第１２スイッチＱ１２が閉状態となり、第１１ゲート信号ＧＳ１１がロー状態となることで第１１スイッチＱ１１が開状態となる。第１期間Ｐ１では、第１電流制御部５１は、第１リアクトル電流ＩＬ１ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御により、第８，９ゲート信号ＧＳ８，ＧＳ９をハイ状態又はロー状態に変化させる。

電源電圧Ｖａｃが負となる第２期間Ｐ２では、第１２ゲート信号ＧＳ１２がロー状態となることで第１２スイッチＱ１２が開状態となり、第１１ゲート信号ＧＳ１１がハイ状態となることで第１１スイッチＱ１１が閉状態となる。第２期間Ｐ２では、第２電流制御部５２は、第２リアクトル電流ＩＬ２ｒを補正後指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御により、第７，１０ゲート信号ＧＳ７，ＧＳ１０をハイ状態又はロー状態に変化させる。

本実施形態においても、出力電流Ｉａｃの歪みを低減すべく、電流補正部４０は、補正前指令電流ＩＬ＊に電流補正値Ｉｃが重畳することで、補正後指令電流ＩＬａ＊を算出する。

以上説明した本実施形態では、第１実施形態と同様の効果を奏する。

＜その他の実施形態＞
・フルブリッジ回路１２を、４つのＩＧＢＴを用いた回路により構成してもよい。また第２スイッチＱ２をＩＧＢＴまたはダイオードにより、構成してもよい。

１０…ＤＣ・ＡＣ変換器、１３…リアクトル、３０…制御装置、２００…交流電源。

Claims (8)

1. リアクトル（１３）と、駆動スイッチ（Ｑ１〜Ｑ１２）とを有し、入力端子（ＩＮ１，ＩＮ２）を通じて供給される直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を出力端子（ＯＵＴ１，ＯＵＴ２）に接続された交流電源（２００）に供給するＤＣ・ＡＣ変換器（１０）に適用される制御装置（３０）であって、
   前記リアクトルに流れるリアクトル電流を取得する電流取得部と、
   前記交流電源の電源電圧に基づいて生成される正弦波状の指令値に、電流補正値を重畳する補正部と、
   前記リアクトル電流を前記指令値に制御すべく、ピーク電流モード制御により前記駆動スイッチを操作する制御部と、を備え、
   前記補正部は、前記電源電圧の周波数成分に対する高調波成分であって、前記電源電圧がゼロとなるゼロクロス点において極小値となる高調波成分を含む前記電流補正値を設定するＤＣ・ＡＣ変換器の制御装置。
2. 前記補正部は、前記電源電圧のゼロクロス点から次のゼロクロス点までの間に極大値を持つように前記高調波成分を設定する請求項１に記載のＤＣ・ＡＣ変換器の制御装置。
3. 前記補正部は、前記高調波成分が所定の上限値よりも小さい場合には、前記高調波成分を前記電流補正値に設定し、前記高調波成分が前記上限値以上の場合には、前記上限値を前記電流補正値に設定する請求項１又は２に記載のＤＣ・ＡＣ変換器の制御装置。
4. 前記補正部は、前記指令値の振幅に基づいて、前記上限値を設定する請求項３に記載のＤＣ・ＡＣ変換器の制御装置。
5. 前記補正部は、前記指令値の振幅に基づいて補正係数を設定し、設定した前記補正係数を前記高調波成分に乗算することで、前記高調波成分を変更する請求項１〜４のいずれか一項に記載のＤＣ・ＡＣ変換器の制御装置。
6. 前記交流電源の実効値を算出する実効値算出部を備え、
   前記補正部は、前記実効値算出部により算出された前記実効値に基づいて、前記電流補正値を変更する請求項１〜５のいずれか１項に記載のＤＣ・ＡＣ変換器の制御装置。
7. 前記ＤＣ・ＡＣ変換器には、前記入力端子の電圧を入力電圧として検出する電圧検出部が設けられており、
   前記補正部は、前記電圧検出部により検出された前記入力電圧に基づいて、前記電流補正値を変更する請求項１〜６のいずれか１項に記載のＤＣ・ＡＣ変換器の制御装置。
8. 前記ピーク電流モード制御では、前記リアクトル電流にスロープ補償信号を加算した値を前記指令値に制御すべく、前記駆動スイッチのオン期間の時比率Ｄを設定し、
   前記高調波成分は、前記駆動スイッチの１スイッチング周期における前記リアクトル電流の平均値と前記指令値との差を示す乖離幅に基づいて算出され、
   前記乖離幅は、下記式（１）に基づいて算出される請求項１〜７のいずれか１項に記載のＤＣ・ＡＣ変換器の制御装置。
   

   

   ここで、Δｉは前記乖離幅、ｍは前記スロープ補償信号の増加速度、Ｖｒｍｓは前記交流電源の実効値、ωｔは交流電源の位相角、Ｔｓｗは前記駆動スイッチの１スイッチング周期、Ｌは前記リアクトルのインダクタンス、Ｖｄｃは前記ＤＣ・ＡＣ変換器の入力電圧である。

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