JP7045346B2 - 電力変換装置の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置の制御装置に関する。

特許文献１には、ＡＣ・ＤＣ変換装置のリアクトルに流れるリアクトル電流を電流指令値に制御すべく、周知のピーク電流モード制御により駆動スイッチを操作する制御装置が開示されている。この制御装置は、交流電源の電圧を検出電圧として取得し、取得した検出電圧の位相に応じて変化する電流補正値を電流指令値に加算することで、出力電流の歪みを低減している。

特開２０１５－１９８４６０号公報

電力変換装置では、電圧センサにより検出された検出電圧により交流電源の実際の電圧である実電圧の極性が変化するタイミングを判定し、このタイミングに同期させて、フルブリッジ回路を構成するスイッチのうち、オン操作する組を交互に切り換える。ここで、実電圧に対して、検出電圧に位相ずれや上下のオフセットが生じることにより、オン操作されるスイッチの組とオフ操作されるスイッチの組との切り替えタイミングが、実電圧の極性が切り替わるタイミングからずれる場合がある。このことにより、フルブリッジ回路内において、オンしているスイッチの組と、オフしているスイッチの組に逆並列に接続されたダイオードとを含む短絡回路が形成され、この短絡回路に過電流が流れることが懸念される。

本発明は、上記課題に鑑みたものであり、フルブリッジ回路を備える電力変換装置の制御装置において、過電流が流れるのを抑制できる電力変換装置の制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明は、リアクトル、第１交流側端子、第２交流側端子、第１直流側端子、第２直流側端子、及び前記各交流側端子と前記リアクトルとの間に設けられたフルブリッジ回路を有する電力変換装置に適用され、前記各交流側端子から入力された交流電源の交流電圧を直流電圧に変換して前記各直流側端子から出力する機能、及び前記各直流側端子から入力された直流電圧を交流電圧に変換して前記各交流側端子から出力する機能のうち、少なくとも一方の機能を有する電力変換装置の制御装置に関する。前記フルブリッジ回路は、第１スイッチ及び第２スイッチの直列接続体、並びに第３スイッチ及び第４スイッチの直列接続体を有し、前記各直列接続体が並列接続されて構成されており、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチそれぞれには、ダイオードが逆並列に接続されており、前記第１交流側端子には、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点が接続されており、前記第２交流側端子には、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点が接続されている。制御装置は、電圧センサにより検出された前記交流電源の電圧値である検出電圧を取得する検出電圧取得部と、取得された前記検出電圧を電圧判定値と比較することにより、前記交流電源の実際の電圧値である実電圧が正極性であるか負極性であるかを判定する極性判定部と、前記極性判定部により判定された極性が切り替わるたびに、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチの組と、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチの組とのうち、オン操作する組を交互に切り換える操作部と、を備えている。前記電圧判定値は、前記実電圧がゼロアップクロスするタイミングを判定するための第１判定値と、前記実電圧がゼロダウンクロスするタイミングを判定するための第２判定値とであり、前記極性判定部は、取得された前記検出電圧が前記第１判定値を上回ってから前記第２判定値を下回るまでの期間を、前記実電圧が正極性である期間と判定し、取得された前記検出電圧が前記第２判定値を下回ってから前記第１判定値を上回るまでの期間を、前記実電圧が負極性である期間と判定する。

実電圧に対して、検出電圧に位相ずれや上下のオフセットが生じている場合、実電圧がゼロクロスするタイミングでの電圧センサの検出電圧が実電圧から乖離する。上記構成では、実電圧がゼロアップクロスするタイミングを判定する第１判定値及びゼロダウンクロスするタイミングを判定する第２判定値と、検出電圧とを比較することにより、実電圧の極性が判定される。具体的には、検出電圧が、第１判定値を上回ってから第２判定値を下回るまでの間が、実電圧が正極性である期間と判定され、検出電圧が第２判定値を下回ってから第１判定値を上回るまでの間が、実電圧が負極性である期間と判定される。これにより、実電圧に対する検出電圧の位相ずれや上下のオフセットが生じている場合でも、第１，第４スイッチの組と、第２，第３スイッチの組とのうち、オン操作される組の操作タイミングが実電圧の極性が切り替わるタイミングからずれるのが抑制される。その結果、電力変換装置に過電流が流れるのを防止することができる。

電力変換装置の構成図。 交流電圧センサの回路図。 制御装置の機能ブロック図。 電流補正部の構成図。 電力変換装置の動作を説明するタイミングチャート。 第１，第２交流側端子Ｔに流れる過電流の詳細を説明する図。 第１，第２交流側端子に流れる過電流の詳細を説明する図。 第１，第２判定値を説明する図。 本実施形態の作用効果を説明する図。 比較例の作用効果を説明する図。 基準補正値マップの作成方法を説明する図。 第２実施形態に係る制御装置の機能ブロック図。 振幅の変化に伴い、実電圧のゼロクロスタイミングに対応する検出電圧が変化する様子を説明する図。 電圧変動に伴い検出電圧が変化する様子を説明する図。 電圧変動に伴い検出電圧が変化する様子を説明する図。 第２実施形態の変形例に係る判定信号を説明する図。 第３実施形態に係る制御装置の機能ブロック図。 第４実施形態に係る制御装置の機能ブロック図。 第５実施形態に係る電力変換装置と交流電源との接続状態を説明する図。 制御装置の機能ブロック図。 第５実施形態の変形例に係る極性判定部を説明する図。

＜第１実施形態＞
本実施形態に係る電力変換装置について説明する。本実施形態では、電力変換装置は、直流側端子を通じて直流電源から供給される直流電力を、交流電力へ変換して交流電源に供給する。

図１に示す電力変換装置１００の第１，第２直流側端子ＴＤ１，ＴＤ２には、不図示の直流電源が接続されており、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２には、交流電源２００が接続されている。交流電源２００は、例えば商用電源であり、直流電源は、例えばバッテリやＤＣ・ＤＣ変換回路である。

電力変換装置１００は、コンデンサ１６と、ハーフブリッジ回路１５と、中間コンデンサ１４と、リアクトル１３と、フルブリッジ回路１２と、第１～第６配線ＬＰ１～ＬＰ６とを備えている。

第１直流側端子ＴＤ１には、第１配線ＬＰ１の第１端が接続されており、第２直流側端子ＴＤ２には第２配線ＬＰ２の第１端が接続されている。第１配線ＬＰ１と第２配線ＬＰ２とは、コンデンサ１６により接続されている。

第１，第２配線ＬＰ１，ＬＰ２の第２端には、ハーフブリッジ回路１５が接続されている。ハーフブリッジ回路１５は、第５スイッチＳＷ５と、第６スイッチＳＷ６とを備えている。第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。第５スイッチＳＷ５のソースと、第６スイッチＳＷ６のドレインとが接続されている。第５スイッチＳＷ５のドレインが第１配線ＬＰ１に接続され、第６スイッチＳＷ６のソースが第２配線ＬＰ２に接続されている。

ハーフブリッジ回路１５とフルブリッジ回路１２とは、第３配線ＬＰ３及び第４配線ＬＰ４により接続されている。第３配線ＬＰ３の第１端は、第５スイッチＳＷ５のソースと、第６スイッチＳＷ６のドレインとの間の第１接続点Ｋ１に接続されている。第３配線ＬＰ３には、リアクトル１３が設けられている。また、第４配線ＬＰ４の第１端は、第６スイッチＳＷ６のソースに接続されている。第３，第４配線ＬＰ３，ＬＰ４それぞれの第２端は、フルブリッジ回路１２に接続されている。第３配線ＬＰ３と第４配線ＬＰ４とは、中間コンデンサ１４により接続されている。

フルブリッジ回路１２は、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４を備えている。第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４は、電圧駆動型のスイッチであり、本実施形態では、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。第１スイッチＳＷ１のソースと、第２スイッチＳＷ２のドレインとが接続されている。第３スイッチＳＷ３のソースと、第４スイッチＳＷ４のドレインとが接続されている。第１，第３スイッチＳＷ１，ＳＷ３の各ドレインが第３配線ＬＰ３に接続され、第２，第４スイッチＳＷ２，ＳＷ４の各ソースが第４配線ＬＰ４に接続されている。第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４それぞれは、逆並列接続された第１～第４ボディーダイオードＤ１～Ｄ４を備えている。

第３スイッチＳＷ３のソースと第４スイッチＳＷ４のドレインとの間の第２接続点Ｋ２は、第６配線ＬＰ６の第１端に接続されており、第６配線ＬＰ６の第２端は第２交流側端子ＴＡ２に接続されている。第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２との第３接続点Ｋ３は、第５配線ＬＰ５の第１端に接続されており、第５配線ＬＰ５の第２端は第１交流側端子ＴＡ１に接続されている。

電力変換装置１００は、直流電圧センサ２１と、リアクトル電流センサ２２と、交流電圧センサ２３とを備えている。直流電圧センサ２１は、第１，第２配線ＬＰ１，ＬＰ２の間に接続されており、第１，第２直流側端子ＴＤ１，ＴＤ２を通じて入力される電圧を直流電圧Ｖｄｃとして検出する。リアクトル電流センサ２２は、第４配線ＬＰ４に設けられており、リアクトル１３に流れる電流をリアクトル電流ＩＬｒとして検出する。交流電圧センサ２３は、第５，第６配線ＬＰ５，ＬＰ６の間に接続されており、交流電源２００の電圧を検出電圧Ｖａｃとして検出する。

交流電圧センサ２３は、図２に示すように、基準電圧生成部２３１と、ボルテージフォロア部２３２と、差動増幅部２３３とを備えている。基準電圧生成部２３１は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の直列接続体と、低電圧源２４１とを備えており、低電圧源２４１から供給される電圧を抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧することにより基準電圧Ｖｓを出力する。基準電圧Ｖｓは、交流電圧センサ２３の検出電圧Ｖａｃの基準となる電圧であり、具体的には、交流電源２００の実際の電圧値である実電圧Ｖｒが０になる場合の検出電圧Ｖａｃである。差動増幅部２３３が有するオペアンプ２４２の反転入力端子には、第５配線ＬＰ５を介して交流電源２００が接続されており、非反転入力端子には、第６配線ＬＰ６を介して交流電源２００が接続されている。オペアンプ２４２の反転入力端子と出力端子とは、ローパスフィルタ２４３で接続されている。基準電圧生成部２３１からの基準電圧Ｖｓは、ボルテージフォロア部２３２を介して、オペアンプ２４２の非反転入力端子に入力される。オペアンプ２４２は、基準電圧Ｖｓを中心として、交流電源２００の実電圧Ｖｒに応じた検出電圧Ｖａｃを出力する。

本実施形態では、検出電圧Ｖａｃの極性を次のように定めている。第１交流側端子ＴＡ１の電圧が第２交流側端子ＴＡ２の電圧よりも大きい状態を、検出電圧Ｖａｃが正極性であるとし、第２交流側端子ＴＡ２の電圧が第１交流側端子ＴＡ１の電圧よりも大きい状態を、検出電圧Ｖａｃが負極性であるとする。

電力変換装置１００は、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に流れる電流を出力電流Ｉａｃとして検出する出力電流センサ２４を備えている。本実施形態では、出力電流センサ２４は、第５配線ＬＰ５に設けられている。第１交流側端子ＴＡ１から交流電源２００を介して第２交流側端子ＴＡ２の向きに流れる出力電流Ｉａｃを正極性とし、第２交流側端子ＴＡ２から交流電源２００を介して第１交流側端子ＴＡ１の向きに流れる出力電流Ｉａｃを負極性とする。各センサ２１～２４の検出値は、制御装置３０に入力される。

制御装置３０は、第１～第６スイッチＳＷ１～ＳＷ６をオンオフ操作する。なお、制御装置３０が提供する各機能は、例えば、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ハードウェア、又はそれらの組み合わせによって提供することができる。

制御装置３０は、取得したリアクトル電流ＩＬｒを、検出電圧Ｖａｃに基づいて算出した指令電流ＩＬａ＊に制御すべく、ピーク電流モード制御により第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６をオンオフ操作する。制御装置３０は、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組と、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の組とのうち、実電圧Ｖｒが正極性となる期間では、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組をオン操作し、実電圧Ｖｒが負極性となる期間では、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の組をオン操作する。

次に、図３を用いて、制御装置３０の機能を説明する。制御装置３０は、位相推定部３１、波形生成部３２、乗算器３３、絶対値算出部３４、加算器３５、電流補正部４０及び電流制御部５０を備えている。本実施形態では、制御装置３０が、検出電圧取得部に相当する。

位相推定部３１は、検出電圧Ｖａｃに基づいて、検出電圧Ｖａｃの位相θを推定する。この推定方法の一例について説明すると、位相推定部３１は、検出電圧Ｖａｃの１周期（３６０°）をカウントし、カウントした値に基づいて位相θを推定する。本実施形態では、検出電圧Ｖａｃが基準電圧Ｖｓを上回るタイミングをθ＝０°とし、検出電圧Ｖａｃが基準電圧Ｖｓを下回るタイミングをθ＝１８０°とする。

波形生成部３２は、位相推定部３１により推定された検出電圧Ｖａｃの位相θに基づいて、検出電圧Ｖａｃの基準波形ｓｉｎθを生成する。基準波形ｓｉｎθは、検出電圧Ｖａｃの半周期（Ｔ／２）における電圧変化を示す値であり、振幅が１であり、検出電圧Ｖａｃと同じ周期で変動する。本実施形態においては、基準波形ｓｉｎθは、検出電圧Ｖａｃと同位相となる。

乗算器３３は、リアクトル電流ＩＬｒの振幅指令値Ｉａ＊と基準波形ｓｉｎθとを乗算する。振幅指令値Ｉａ＊は、リアクトル電流ＩＬｒの振幅を定める指令値である。絶対値算出部３４は、乗算器３３からの出力値の絶対値を、補正前指令電流ＩＬ＊として設定する。

電流補正部４０は、出力電流Ｉａｃの歪みを抑制すべく、補正前指令電流ＩＬ＊に対する補正に用いる電流補正値Ｉｃを設定する。本実施形態に係る電流補正部４０の構成について図４を用いて説明する。直流電圧を交流電圧に変換する場合、補正前指令電流ＩＬ＊と、歪みが生じているリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅとの差を示す乖離幅Δｉは、実電圧Ｖｒゼロクロスタイミング付近において最も小さな値となる。ここで、乖離幅Δｉは、出力電流Ｉａｃの歪みの要因となる。乖離幅Δｉは、補正前指令電流ＩＬ＊からリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅを引いた下記式（１）を用いて演算することができる。なお、下記式（１）の導出方法については後述する。

上記式（１）により、直流電圧を交流電圧に変換する場合、乖離幅Δｉは、実電圧Ｖｒのゼロクロスタイミングにおいて最小値を取り、実電圧Ｖｒのピークタイミングにおいて最大値を取る。そのため、上記式（１）により算出される乖離幅Δｉに応じて、電流補正値Ｉｃを算出することにより、出力電流Ｉａｃの歪みを抑制することができる。

電流補正部４０は、図４に示すように、実効値算出部４１と、上限値設定部４２と、基準補正値算出部４３と、最小値選択部４４と、を備えている。実効値算出部４１は、実電圧Ｖｒの実効値Ｖｒｍｓを算出する。

上限値設定部４２は、実効値Ｖｒｍｓと、振幅指令値Ｉａ＊とに基づいて上限値Ｉｄｃを設定する。振幅指令値Ｉａ＊が大きいほど、リアクトル電流ＩＬｒの増加分が大きくなるため、上限値設定部４２は、振幅指令値Ｉａ＊が大きいほど、上限値Ｉｄｃを大きな値に設定する。また、実効値Ｖｒｍｓが大きいほど、第５スイッチＳＷ５のオン期間のデューティ比が大きくなり、乖離幅が増加するため、上限値Ｉｄｃを大きな値に設定する。

本実施形態では、上限値設定部４２は、実効値Ｖｒｍｓ毎に、振幅指令値Ｉａ＊と、上限値Ｉｄｃとの関係を示す直流成分マップを備えている。例えば、各実効値Ｖｒｍｓは、各国の商用電源の実効値Ｖｒｍｓに対応している。そのため、上限値設定部４２は、実効値Ｖｒｍｓ毎の直流成分マップを参照することで、振幅指令値Ｉａ＊に応じた上限値Ｉｄｃを設定することができる。

基準補正値算出部４３は、実効値Ｖｒｍｓに基づいて、基準補正値Ｉｈを設定する。本実施形態では、基準補正値算出部４３により設定される基準補正値Ｉｈは、実電圧Ｖｒのゼロクロスタイミング又はその付近において極小値を取り、ピークタイミングにおいて極大値を取る。具体的には、基準補正値Ｉｈは、時間の推移とともに、その値が変化する。また、本実施形態では、基準補正値Ｉｈは、実電圧Ｖｒのゼロクロスタイミングにおいてゼロに定められているが、これに限定されず、実電圧Ｖｒのゼロクロスタイミングにおいてゼロより大きい値に定められていてもよい。

基準補正値算出部４３は、実効値Ｖｒｍｓ毎に、基準補正値Ｉｈを記録した補正値マップを備えている。各補正値マップは、実効値Ｖｒｍｓが大きいほど、基準補正値Ｉｈが大きな値となるようにその値が定められている。

最小値選択部４４は、上限値設定部４２により設定された上限値Ｉｄｃと、基準補正値算出部４３により設定された基準補正値Ｉｈとのうち、小さい方の値を電流補正値Ｉｃに設定する。そのため、基準補正値Ｉｈが上限値Ｉｄｃより小さい値であれば、基準補正値Ｉｈが電流補正値Ｉｃとして設定され、基準補正値Ｉｈが上限値Ｉｄｃ以上の値であれば、上限値Ｉｄｃが電流補正値Ｉｃとして設定される。

図３の説明に戻り、加算器３５は、補正前指令電流ＩＬ＊に電流補正値Ｉｃを加算し、加算後の値を指令電流ＩＬａ＊として設定する。本実施形態では、指令電流ＩＬａ＊が電流指令値に相当する。

電流制御部５０は、リアクトル電流ＩＬｒと、指令電流ＩＬａ＊とに基づいて、第５スイッチＳＷ５を操作する第５ゲート信号ＧＳ５と、第６スイッチＳＷ６を操作する第６ゲート信号ＧＳ６とを出力する。電流制御部５０は、ＤＡ変換器３５１と、コンパレータ３５２と、加算器３５３と、ＲＳフリップフロップ３５７と、スロープ補償部５１と、を備えている。指令電流ＩＬａ＊は、ＤＡ変換器３５１に入力される。ＤＡ変換器３５１は、入力された指令電流ＩＬａ＊をデジタル値からアナログ値に変換する。アナログ値に変換された指令電流ＩＬａ＊は、コンパレータ３５２の反転入力端子に入力される。加算器３５３は、リアクトル電流ＩＬｒとスロープ補償部５１により設定されたスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅとを加算し、補償したリアクトル電流ＩＬｒを出力する。加算器３５３からの出力は、コンパレータ３５２の非反転入力端子に入力される。なお、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅは、リアクトル１３に流れる電流の変動に伴う発振を抑制するものである。

コンパレータ３５２は、指令電流ＩＬａ＊とリアクトル電流ＩＬｒとを比較し、リアクトル電流ＩＬｒが指令電流ＩＬａ＊より小さい期間において、ロー状態の信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。また、コンパレータ３５２は、リアクトル電流ＩＬｒが指令電流ＩＬａ＊より大きい期間において、ハイ状態の信号をＲＳフリップフロップ３５７のＲ端子に入力する。更に、ＲＳフリップフロップ３５７のＳ端子には、クロック信号が入力される。クロック信号の１周期が第５，第６スイッチＳＷ５，ＳＷ６の１スイッチング周期Ｔｓｗとなる。

ＲＳフリップフロップ３５７のＱ端子は、第５スイッチＳＷ５のゲートに接続されている。Ｑ端子から第５スイッチＳＷ５のゲートに出力される信号が、第５ゲート信号ＧＳ５となる。また、ＲＳフリップフロップ３５７の出力端子は、反転器３５８を介して第６スイッチＳＷ６のゲートに接続されている。Ｑ端子から反転器３５８を介して第６スイッチＳＷ６のゲートに出力される信号が、第６ゲート信号ＧＳ６となる。第６ゲート信号ＧＳ６は、第５ゲート信号ＧＳ５の論理を反転させた値となる。

制御装置３０は、検出電圧Ｖａｃに基づいて、実電圧Ｖｒの極性を判定する極性判定部５５を備えている。極性判定部５５は、実電圧Ｖｒの極性が正極性であると判定する期間においてハイ状態の極性判定信号ＰＳを出力する。一方、極性判定部５５は、実電圧Ｖｒの極性が負極性であると判定する期間においてロー状態の極性判定信号ＰＳを出力する。なお、極性判定部５５の詳細な構成については後述する。

極性判定部５５からの極性判定信号ＰＳは、操作部５６に入力される。操作部５６は、極性判定信号ＰＳを、その論理を維持したまま第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４のゲートに供給する。そのため、操作部５６から第１スイッチＳＷ１のゲートに出力される極性判定信号ＰＳが第１ゲート信号ＧＳ１となり、操作部５６から第４スイッチＳＷ４のゲートに出力される極性判定信号ＰＳが第４ゲート信号ＧＳ４となる。極性判定部５５からの極性判定信号ＰＳは、操作部５６が備える反転器３５９にも入力される。極性判定信号ＰＳは、反転器３５９により論理が反転された状態で、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３のゲートに入力される。反転器３５９から第２スイッチＳＷ２のゲートに出力される信号が第２ゲート信号ＧＳ２となり、反転器３５９から第３スイッチＳＷ３のゲートに出力される信号が第３ゲート信号ＧＳ３となる。

次に、図５を用いて、電力変換装置１００の動作を説明する。図５（ａ）は、検出電圧Ｖａｃ及び直流電圧Ｖｄｃの推移を示している。図５（ｂ）は、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４の推移を示し、図５（ｃ）は、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３の推移を示す。図５（ｄ）は、第５ゲート信号ＧＳ５と、第６ゲート信号ＧＳ６を反転させた信号との推移を示す。図５（ｅ）は、指令電流ＩＬａ＊の推移を示し、図５（ｆ）は、リアクトル電流ＩＬｒの推移を示す。図５（ｇ）は、出力電流Ｉａｃの推移を示す。

制御装置３０により算出される指令電流ＩＬａ＊は、正弦波の正の半波が周期Ｔ／２で繰り返される波形となっている。図５では、指令電流ＩＬａ＊は、検出電圧Ｖａｃの波形に応じて、その値が変化している。

検出電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおいて、検出電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１（＝Ｔ／２）では、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４がハイ状態となり、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３がロー状態となる。これにより、フルブリッジ回路１２では、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオン状態となり、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフ状態となる。この第１期間Ｐ１において、制御装置３０は、ピーク電流モード制御によりリアクトル電流ＩＬｒを指令電流ＩＬａ＊に制御するべく、第５，第６ゲート信号ＧＳ５，ＧＳ６の１スイッチング周期Ｔｓｗでのオン期間の比を示すデューティ比（＝Ｔｏｎ／Ｔｓｗ）を変更する。このとき、１スイッチング周期Ｔｓｗでのリアクトル電流ＩＬｒは、第５スイッチのデューティ比に応じた値となる。そのため、リアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅは、指令電流ＩＬａ＊に近い値となる。

検出電圧Ｖａｃが負となる第２期間Ｐ２（＝Ｔ／２）では、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４がロー状態となり、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３がハイ状態となる。これにより、フルブリッジ回路１２では、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４がオフ状態となり、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオン状態となる。この第２期間Ｐ２においても、制御装置３０は、ピーク電流モード制御によりリアクトル電流ＩＬｒを指令電流ＩＬａ＊に制御するべく、第５，第６ゲート信号ＧＳ５，ＧＳ６のデューティ比を変更する。

実電圧Ｖｒに対して検出電圧Ｖａｃに位相ずれが生じる場合がある。実電圧Ｖｒに対する検出電圧Ｖａｃの位相ずれは、交流電圧センサ２３を構成する素子の製造ばらつきや、温度特性によって生じる。また、実電圧Ｖｒに対する検出電圧Ｖａｃの位相ずれは、交流電圧センサ２３の差動増幅部２３３が備えるローパスフィルタ２４３が容量成分として作用することによっても生じる。

実電圧Ｖｒに対する検出電圧Ｖａｃの位相ずれにより、検出電圧Ｖａｃが基準電圧Ｖｓになるタイミングが、実電圧Ｖｒのゼロクロスタイミングからずれる。これにより、フルブリッジ回路１２を構成する第１～第４スイッチ素子ＳＷ１～ＳＷ４のオンオフ操作の切り替えタイミングが、実電圧Ｖｒの極性が切り替わるタイミングからずれ、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に過電流が流れる場合がある。

図６，図７を用いて、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に流れる過電流の詳細を説明する。図６（ａ）は、検出電圧Ｖａｃ及び実電圧Ｖｒの推移を示し、図６（ｂ）は、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４の推移を示す。図６（ｃ）は、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３の推移を示し、図６（ｄ）は、出力電流Ｉａｃの推移を示す。図７（ａ）は、図６の期間Ｐ１１における、フルブリッジ回路１２及び交流電源２００に流れる電流の流通経路を示す図である。なお、図６（ａ）では、説明を容易にするため、基準電圧Ｖｓをゼロとした場合の検出電圧Ｖａｃと実電圧Ｖｒとを示している。図７（ｂ）は、図６の期間Ｐ１２における、フルブリッジ回路１２及び交流電源２００に流れる電流を説明する図である。

図６（ａ）に実線で示す検出電圧Ｖａｃは、破線で示す実電圧Ｖｒよりも位相が遅れている。これにより、検出電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１において、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４の立ち下がりタイミングが、実電圧ＶｒのゼロクロスタイミングよりもΔεだけ遅延している。また、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３の立ち上がりタイミングが、実電圧ＶｒのゼロクロスタイミングよりもΔεだけ遅延している。更に、期間Ｐ１１では、実電圧Ｖｒが負であるのに対して、交流電圧センサ２３により検出された検出電圧Ｖａｃは０（基準電圧Ｖｓ）よりも高い値となっている。

期間Ｐ１１では、図７（ａ）に示すように、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２間に印加される負の実電圧Ｖｒにより、第３スイッチＳＷ３のボディーダイオードＤ３と、第１スイッチＳＷ１のドレイン・ソース間とを含む閉回路に、第１交流側端子ＴＡ１から交流電源２００を介して第２交流側端子ＴＡ２の向きに、第１電流Ｉ１が流れる。同様に、負の実電圧Ｖｒにより、第４スイッチＳＷ４のドレイン・ソース間と、第２スイッチＳＷ２のボディーダイオードＤ２とを含む閉回路に、第１交流側端子ＴＡ１から交流電源２００を介して第２交流側端子ＴＡ２の向きに第２電流Ｉ２が流れる。そのため、期間Ｐ１１では、図６（ｄ）に示すように、第１電流Ｉ１と第２電流Ｉ２とが足し合わされて過電流が流れる。

図６の説明に戻り、期間Ｐ１２では、第１，第４ゲート信号ＧＳ１，ＧＳ４の立ち上がりタイミングが、実電圧ＶｒのゼロクロスタイミングよりもΔεだけ遅延している。また、期間Ｐ１２では、第２，第３ゲート信号ＧＳ２，ＧＳ３の立ち下がりタイミングが、実電圧ＶｒのゼロクロスタイミングよりもΔεだけ遅延している。更に、期間Ｐ１２では、実電圧Ｖｒが正であるのに対して、交流電圧センサ２３により検出された検出電圧Ｖａｃは０（基準電圧Ｖｓ）よりも低い負となっている。

期間Ｐ１２では、図７（ｂ）に示すように、第１，第２交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２間に印加される正の実電圧Ｖｒにより、第１スイッチＳＷ１のボディーダイオードＤ１と、第３スイッチＳＷ３のドレイン・ソース間とを含む閉回路に、第２交流側端子ＴＡ２から交流電源２００を介して第１交流側端子ＴＡ１の向きに、第３電流Ｉ３が流れる。同様に、正の実電圧Ｖｒにより、第２スイッチＳＷ２のドレイン・ソース間と、第４スイッチＳＷ４のボディーダイオードＤ４とを含む閉回路に、第２交流側端子ＴＡ２から交流電源２００を介して第１交流側端子ＴＡ１の向きに第４電流Ｉ４が流れる。そのため、期間Ｐ１２では、第３電流Ｉ３と第４電流Ｉ４とが足し合わされて過電流が流れる。

実電圧Ｖｒに対する検出電圧Ｖａｃの位相ずれが生じている場合、実電圧Ｖｒのゼロクロスタイミングでの検出電圧Ｖａｃは、基準電圧Ｖｓとは異なる値となる。図６（ａ）では、検出電圧Ｖａｃは、実電圧Ｖｒのゼロアップクロスタイミングにおいて、基準電圧Ｖｓよりも低い値となっており、実電圧Ｖｒのゼロダウンクロスタイミングにおいて、基準電圧Ｖｓよりも高い値となっている。そこで、本実施形態では、実電圧Ｖｒに対する検出電圧Ｖａｃの位相ずれを加味して、実電圧Ｖｒの極性判定に用いる判定値を定めている。

図３の説明に戻り、本実施形態に係る極性判定部５５は、第１判定値出力部６０と、第２判定値出力部６１と、第１比較部６２と、第２比較部６３と、判定信号出力部６４とを備えている。

第１判定値出力部６０は、実電圧Ｖｒの極性判定に用いられる第１判定値Ｔｈ１を出力する。第１判定値Ｔｈ１は、実電圧Ｖｒの位相がゼロアップクロスタイミングであることを判定するための電圧値であり、本実施形態では、図８（ａ）に示すように、基準電圧Ｖｓよりも小さい値に定められている。第２判定値出力部６１は、実電圧Ｖｒの極性判定に用いられる第２判定値Ｔｈ２を出力する。第２判定値Ｔｈ２は、実電圧Ｖｒの位相がゼロダウンクロスタイミングであることを判定するための電圧値であり、本実施形態では、図８（ａ）に示すように、基準電圧Ｖｓよりも大きい値に定められている。

第１比較部６２の非反転入力端子には、検出電圧Ｖａｃが入力され、反転入力端子には、第１判定値Ｔｈ１が入力される。図８（ｂ）に示すように、第１比較部６２は、検出電圧Ｖａｃが第１判定値Ｔｈ１よりも大きい値である場合に、ハイ状態の第１比較信号ＣＳ１を出力し、検出電圧Ｖａｃが第１判定値Ｔｈ１以下である場合に、ロー状態の第１比較信号ＣＳ１を出力する。第２比較部６３の非反転入力端子には、検出電圧Ｖａｃが入力され、反転入力端子には、第２判定値Ｔｈ２が入力される。図８（ｃ）に示すように、第２比較部６３は、検出電圧Ｖａｃが第２判定値Ｔｈ２よりも大きい値である場合に、ハイ状態の第２比較信号ＣＳ２を出力し、検出電圧Ｖａｃが第２判定値Ｔｈ２以下である場合に、ロー状態の第２比較信号ＣＳ２を出力する。

第１比較信号ＣＳ１と第２比較信号ＣＳ２とは、判定信号出力部６４に入力される。図８（ｄ）に示すように、判定信号出力部６４は、第１比較信号ＣＳ１がロー状態からハイ状態に切り替わった場合に、極性判定信号ＰＳをロー状態からハイ状態に変化させる。判定信号出力部６４は、第２比較信号ＣＳ２がハイ状態からロー状態に切り替わった場合に、極性判定信号ＰＳをハイ状態からロー状態に変化させる。そのため、判定信号出力部６４は、検出電圧Ｖａｃが第１判定値Ｔｈ１を上回ってから第２判定値Ｔｈ２を下回るまでの期間を、実電圧Ｖｒが正極性である期間と判定する。判定信号出力部６４は、検出電圧Ｖａｃが第２判定値Ｔｈ２を下回ってから第１判定値Ｔｈ１を上回るまでの期間を、実電圧Ｖｒが負極性である期間と判定する。

次に、図９，図１０を用いて、本実施形態の作用効果について説明する。図９（ａ）は実電圧Ｖｒのゼロアップクロスタイミング付近での検出電圧Ｖａｃの推移を示し、図９（ｂ）は第１ゲート信号ＧＳ１と第２ゲート信号ＧＳ２との推移を示す。なお、図９（ｂ）では、第２ゲート信号ＧＳ２を破線により示している。図９（ｃ）はフルブリッジ回路１２に流れる出力電流Ｉａｃの変化を示す。なお、図９（ａ）では、説明を容易にするため、基準電圧Ｖｓをゼロとした場合の実電圧Ｖｒと検出電圧Ｖａｃとを示している。

時刻ｔ１において、実電圧Ｖｒの位相がゼロアップクロスタイミングとなっている。検出電圧Ｖａｃは、実電圧Ｖｒに対して位相が遅れており、時刻ｔ１において基準電圧Ｖｓよりも低い値のままである。その後、時刻ｔ２において、検出電圧Ｖａｃが基準電圧Ｖｓまで上昇している。時刻ｔ１から時刻ｔ２の期間では、実電圧Ｖｒが正極性であるのに対して、検出電圧Ｖａｃは基準電圧Ｖｓよりも低い値となっている。

本実施形態では、第１判定値Ｔｈ１が基準電圧Ｖｓよりも低い値に定められているため、時刻ｔ１以後において、検出電圧Ｖａｃが第１判定値Ｔｈ１を上回ることにより、実電圧Ｖｒが正極性であることが判定されている。そのため、時刻ｔ１以後において、実電圧Ｖｒの極性の切り替わりタイミングに合わせて、第１ゲート信号ＧＳ１がハイ状態となり、第２ゲート信号ＧＳ２がロー状態となっている。これにより、フルブリッジ回路１２に過電流が流れることが抑制される。

図１０は、比較例の制御装置３０の処理を示す図である。比較例は、第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２を基準電圧Ｖｓとした構成である。図１０（ａ）～図１０（ｃ）は、図９（ａ）～図９（ｃ）に対応している。図１０で示す比較例においても、時刻ｔ１１において、実電圧Ｖｒの位相がゼロアップクロスタイミングとなっている。時刻ｔ１１から時刻ｔ１２の期間において、検出電圧Ｖａｃが基準電圧Ｖｓよりも低い値となっている。

比較例では、第１判定値Ｔｈ１が基準電圧Ｖｓであるため、時刻ｔ１１から時刻ｔ１２の期間では、検出電圧Ｖａｃが第１判定値Ｔｈ１よりも小さく、実電圧Ｖｒが負極性と判定される。即ち、時刻ｔ１１から時刻ｔ１２の期間では、実電圧Ｖｒが正極性であるのに対して、極性判定部５５による実電圧Ｖｒの判定結果が負極性となっている。そのため、第１ゲート信号ＧＳ１がロー状態となり、第２ゲート信号ＧＳ２がハイ状態となっており、フルブリッジ回路１２に過電流が流れる。

続いて、図１１を用いて、先の図３で説明した基準補正値マップの作成方法について説明する。

本実施形態では、乖離幅Δｉを、補正前指令電流ＩＬ＊からリアクトル電流ＩＬｒの平均値Ｉａｖｅを引いた値としている。なお、図１１において、Ｄは、第５スイッチＳＷ５におけるオン期間のデューティ比を示す。

図１１より、乖離幅Δｉは、オン期間（＝Ｄ×Ｔｓｗ）でのスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの最大増加分Δｓｌｏｐｅに、リアクトル電流ＩＬｒの最大増加分ΔＩＬの半分の値（ΔＩＬ／２）を加えたものとみなすことができる。そのため、乖離幅Δｉは、下記数式（１）により算出される。

Δｉ＝ＩＬ＊－Ｉａｖｅ＝Δｓｌｏｐｅ＋ΔＩＬ／２ … （２）
また、リアクトル電流ＩＬｒの最大増加分ΔＩＬは、リアクトル１３の両端に生じる電圧と、リアクトル１３のインダクタンスＬとを用いて、下記式（３）により算出することができる。

また、スロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの最大増加分Δｓｌｏｐｅは、下記式（４）により算出することができる。
Δｓｌｏｐｅ ＝ ｍｓ×Ｄ×Ｔｓｗ … （４）
例えば、乖離幅Δｉを算出する際のスロープ補償信号Ｓｌｏｐｅの傾きｍｓは、傾きｍｓの平均値を用いればよい。

第５スイッチＳＷ５のオン期間のデューティ比Ｄは、検出電圧Ｖａｃの実効値Ｖｒｍｓを用いて、下記式（５）により算出することができる。

上記式（２）～（５）により乖離幅Δｉは上記式（１）として算出される。本実施形態では、上記式（１）で示される乖離幅Δｉを用いて、基準補正値Ｉｈを算出する。例えば、乖離幅Δｉに算出係数αを乗算した値を、基準補正値Ｉｈとして用いることができる。なお、算出係数αは、０より大きく、１以下の値とすることができる。そして、算出した各基準補正値Ｉｈを、実効値Ｖｒｍｓ毎に記録することで、基準補正値マップを作成することができる。

以上説明した本実施形態では、以下の効果を奏することができる。

制御装置３０は、交流電圧センサ２３の基準電圧Ｖｓと異なる値である第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２を用いて、実電圧Ｖｒの極性判定を行う。制御装置３０は、検出電圧Ｖａｃが第１判定値Ｔｈ１を上回ってから第２判定値Ｔｈ２を下回るまでの期間を、実電圧Ｖｒが正極性である期間と判定し、検出電圧Ｖａｃが第２判定値Ｔｈ２を下回ってから第１判定値Ｔｈ１を上回るまでの期間を、実電圧Ｖｒが負極性である期間と判定する。これにより、実電圧Ｖｒに対する検出電圧Ｖａｃの位相ずれが生じている場合でも、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組と、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の組とのうち、オン操作される組の操作タイミングが実電圧Ｖｒの極性が切り替わるタイミングからずれるのが抑制される。その結果、電力変換装置１００の各交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に過電流が流れるのを防止することができる。

＜第１実施形態の変形例＞
基準電圧生成部２３１は、基準電圧Ｖｓを生成するものであればよく、抵抗を用いた分圧回路に限らず、スイッチング電源であってもよい。

＜第２実施形態＞
第２実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

本実施形態では、検出電圧Ｖａｃの振幅及び周波数の違い、更には実電圧Ｖｒの急な電圧変動による検出電圧Ｖａｃの変化を加味して、第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２を可変設定する。

図１２に示すように、本実施形態に係る極性判定部５５は、振幅検出部７０と、周波数検出部７１と、第１判定値出力部７２と、第２判定値出力部７３と、第３判定値出力部７４と、第４判定値出力部７５と、第１比較部７６と、第２比較部７７と、第３比較部７８と、第４比較部７９と、判定信号出力部８０とを備えている。

振幅検出部７０は、検出電圧Ｖａｃの振幅ΔＡを検出する。例えば、振幅検出部７０は、交流電圧センサ２３により検出された検出電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおいて、最大値又は最小値と中央値との差を検出電圧Ｖａｃの振幅ΔＡとして検出する。

周波数検出部７１は、検出電圧Ｖａｃに基づいて、検出電圧Ｖａｃの周波数Ｆを検出する。本実施形態では、交流電源２００の出力周波数が、第１周波数と、第１周波数よりも高い第２周波数とのうちいずれであるとする。本実施形態では、一例として、第１周波数が５０Ｈｚであり、第２周波数が６０Ｈｚである。

第１判定値出力部７２は、振幅検出部７０により検出された振幅ΔＡが大きくなるほど、第１判定値Ｔｈ１（≦Ｖｓ）を小さな値に設定する。これは、振幅ΔＡが大きくなるほど、検出電圧Ｖａｃの傾きが大きくなり、基準電圧Ｖｓから、実電圧Ｖｒのゼロアップクロスタイミングで検出される検出電圧Ｖａｃまでの乖離幅が負側に大きくなるためである。図１３では、振幅ΔＡが異なる２つの検出電圧Ｖａｃ１，Ｖａｃ２における、実電圧Ｖｒのゼロアップクロスタイミングに対応する電圧を、ゼロアップ側検出電圧Ｖｕ１，Ｖｕ２として示している。振幅が大きい方の検出電圧Ｖａｃ１におけるゼロアップ側検出電圧Ｖｕ１は、振幅が小さい方の検出電圧Ｖａｃ２におけるゼロアップ側検出電圧Ｖｕ２よりも小さな値となっている。

第２判定値出力部７３は、振幅検出部７０により検出された振幅ΔＡが大きくなるほど、第２判定値Ｔｈ２を大きな値に設定する。これは、振幅ΔＡが大きくなるほど、検出電圧Ｖａｃの傾きが大きくなり、基準電圧Ｖｓから、実電圧Ｖｒのゼロダウンクロスタイミングで検出される検出電圧Ｖａｃまでの乖離幅が正側に大きくなるためである。図１３では、振幅ΔＡが異なる２つの検出電圧Ｖａｃ１，Ｖａｃ２における、実電圧Ｖｒのゼロダウンクロスタイミングに対応する電圧を、ゼロダウン側検出電圧Ｖｄ１，Ｖｄ２として示している。振幅が大きい方の検出電圧Ｖａｃ１におけるゼロダウン側検出電圧Ｖｄ１は、振幅が小さい方の検出電圧Ｖａｃ２におけるゼロダウン側検出電圧Ｖｄ２よりも大きな値となっている。

第１判定値出力部７２は、周波数検出部７１により検出された周波数Ｆに基づいて、第１判定値Ｔｈ１を可変設定する。また、第２判定値出力部７３は、周波数検出部７１により検出された周波数Ｆに基づいて、第２判定値Ｔｈ２を可変設定する。これは、検出電圧Ｖａｃの周波数Ｆに応じて、検出電圧Ｖａｃの傾きが変化し、ゼロダウン側検出電圧と、ゼロアップ側検出電圧とが異なる値となるためである。

第３判定値出力部７４は、第１判定値Ｔｈ１と第２判定値Ｔｈ２との間の中間判定値である第３判定値Ｔｈ３を出力する。第３判定値Ｔｈ３は、実電圧Ｖｒの急な電圧変動により、検出電圧Ｖａｃが第１判定値Ｔｈ１を上回った後において、十分に上昇することなく低下に転じる場合があることに備えて設定される。検出電圧Ｖａｃが次の半周期（＝Ｔ／２）内に第２判定値Ｔｈ２を下回らない場合、実電圧Ｖｒの極性が誤判定されたままとなり、電力変換装置１００に過電流が流れ続けることとなる。

第４判定値出力部７５は、第１判定値Ｔｈ１と第２判定値Ｔｈ２との間の中間判定値である第４判定値Ｔｈ４を出力する。第４判定値Ｔｈ４は、実電圧Ｖｒの急な電圧変動により、検出電圧Ｖａｃが第２判定値Ｔｈ２を下回った後において、十分に低下することなく上昇に転じる場合があることに備えて設定される。検出電圧Ｖａｃが次の半周期内に第１判定値Ｔｈ１を上回らない場合、実電圧Ｖｒの極性が誤判定されたままとなり、電力変換装置１００に過電流が流れ続けることとなる。

本実施形態では、第３判定値Ｔｈ３は基準電圧Ｖｓよりも低い値に定められており、第４判定値Ｔｈ４は基準電圧Ｖｓよりも高い値に定められている。第３判定値出力部７４は、検出された振幅ΔＡが大きくなるほど、第３判定値Ｔｈ３を小さな値に設定する。第４判定値出力部７５は、検出された振幅ΔＡが大きくなるほど、第４判定値Ｔｈ４を大きな値に設定する。第３，第４判定値出力部７４，７５は、検出された周波数Ｆに基づいて、第３，第４判定値Ｔｈ３，Ｔｈ４を可変設定する。

本実施形態では、第１～第４判定値出力部７２～７５は、検出電圧Ｖａｃにおける振幅ΔＡと周波数Ｆとの組合せと、第１～第４判定値Ｔｈ１～Ｔｈ４との関係を示す判定値マップを備えている。第１～第４判定値出力部７２～７５は、この判定値マップを参照することで、検出電圧Ｖａｃにおける振幅ΔＡと周波数Ｆとの組合せに応じた第１～第４判定値Ｔｈ１～Ｔｈ４を出力することができる。

第１比較部７６には検出電圧Ｖａｃと第１判定値Ｔｈ１が入力され、第２比較部７７には検出電圧Ｖａｃと第２判定値Ｔｈ２が入力される。第３比較部７８の非反転入力端子には、検出電圧Ｖａｃが入力され、反転入力端子には、第３判定値Ｔｈ３が入力される。第４比較部７９の非反転入力端子には、検出電圧Ｖａｃが入力され、反転入力端子には、第４判定値Ｔｈ４が入力される。第３比較部７８は、検出電圧Ｖａｃが第３判定値Ｔｈ３よりも大きな値である場合に、ハイ状態の第３比較信号ＣＳ３を出力し、検出電圧Ｖａｃが第３判定値Ｔｈ３以下である場合に、ロー状態の第３比較信号ＣＳ３を出力する。第４比較部７９は、検出電圧Ｖａｃが第４判定値Ｔｈ４よりも大きな値である場合に、ハイ状態の第４比較信号ＣＳ４を出力し、検出電圧Ｖａｃが第４判定値Ｔｈ４以下である場合に、ロー状態の第４比較信号ＣＳ４を出力する。

判定信号出力部８０には、第１～第４比較部７６～７９からの第１～第４比較信号ＣＳ１～ＣＳ４が入力される。判定信号出力部８０は、第１比較信号ＣＳ１がロー状態からハイ状態に変化した場合、極性判定信号ＰＳをロー状態からハイ状態に変化させる。また、判定信号出力部８０は、第２比較信号ＣＳ２がハイ状態からロー状態に変化した場合、極性判定信号ＰＳをハイ状態からロー状態に変化させる。

判定信号出力部８０は、第１比較信号ＣＳ１がハイ状態である場合において、第３比較信号ＣＳ３がハイ状態からロー状態に変化した場合、極性判定信号ＰＳをハイ状態からロー状態に変化させる。これにより、判定信号出力部８０は、検出電圧Ｖａｃが第１判定値Ｔｈ１を上回った後、検出電圧Ｖａｃが第２判定値Ｔｈ２を下回ることなく第３判定値を下回った場合に、極性判定信号ＰＳをロー状態に変化させ、実電圧Ｖｒが正極性から負極性に切り替わったと判定する。

判定信号出力部８０は、第２比較信号ＣＳ２がロー状態である場合において、第４比較信号ＣＳ４がロー状態からハイ状態に変化した場合、極性判定信号ＰＳをロー状態からハイ状態に変化させる。これにより、判定信号出力部８０は、検出電圧Ｖａｃが第２判定値Ｔｈ２を下回った後、検出電圧Ｖａｃが第１判定値Ｔｈ１を上回ることなく第４判定値Ｔｈ４を上回った場合に、極性判定信号ＰＳをハイ状態に変化させ、実電圧Ｖｒが負極性から正極性に切り替わったと判定する。

図１４，図１５を用いて、本実施形態に係る極性判定を説明する。図１４は、検出電圧Ｖａｃが上昇に転じた後に、急な電圧変動により所定の振幅量まで上昇することなく低下する場合の、第１～第４比較信号ＣＳ１～ＣＳ４と、極性判定信号ＰＳの変化を説明する図である。図１４（ａ）は検出電圧Ｖａｃを示し、図１４（ｂ）は第１比較信号ＣＳ１を示す。図１４（ｃ）は第２比較信号ＣＳ２を示し、図１４（ｄ）は第３比較信号ＣＳ３を示す。図１４（ｅ）は第４比較信号ＣＳ４を示し、図１４（ｆ）は極性判定信号ＰＳを示す。

図１４において、時刻ｔ２０で検出電圧Ｖａｃが第１判定値Ｔｈ１を上回ることにより、第１比較信号ＣＳ１がロー状態からハイ状態に変化する。これにより、極性判定信号ＰＳがロー状態からハイ状態に変化する。時刻ｔ２１，ｔ２２で、検出電圧Ｖａｃが第３判定値Ｔｈ３及び第４判定値Ｔｈ４を順に上回ることにより、第３比較信号ＣＳ３及び第４比較信号ＣＳ４がロー状態からハイ状態に順に変化する。その後、検出電圧Ｖａｃが第２判定値Ｔｈ２を上回ることなく、上昇から低下に転じる。時刻ｔ２３で、検出電圧Ｖａｃが、第４判定値Ｔｈ４を下回ることにより、第４比較信号ＣＳ４がハイ状態からロー状態に変化する。時刻ｔ２４で、検出電圧Ｖａｃが、第３判定値Ｔｈ３を下回ることにより、第３比較信号ＣＳ３がハイ状態からロー状態に変化する。このため、時刻ｔ２４では、第１比較信号ＣＳ１がハイ状態であり、かつ第３比較信号ＣＳ３がハイ状態からロー状態に変化することにより、極性判定信号ＰＳがハイ状態からロー状態に変化し、実電圧Ｖｒが正極性から負極性に切り替わったことが判定される。

その後の時刻ｔ２５で、検出電圧Ｖａｃが第１判定値Ｔｈ１を下回ることにより、第１比較信号ＣＳ１がハイ状態からロー状態に変化する。検出電圧Ｖａｃが低下から上昇に転じた後、時刻ｔ２６で、検出電圧Ｖａｃが第１判定値Ｔｈ１を上回ることにより、第１比較信号ＣＳ１がロー状態からハイ状態に変化する。これにより、極性判定信号ＰＳがロー状態からハイ状態に変化し、実電圧Ｖｒが負極性から正極性に切り替わったことが判定される。時刻ｔ２７，ｔ２８，ｔ２９で、検出電圧Ｖａｃが第３判定値Ｔｈ３、第４判定値Ｔｈ４及び第２判定値Ｔｈ２を順に上回ることにより、第３比較信号ＣＳ３，第４比較信号ＣＳ４及び第２比較信号ＣＳ２が順にロー状態からハイ状態に変化する。

検出電圧Ｖａｃが上昇から低下に転じた後の時刻ｔ３０で、検出電圧Ｖａｃが第２判定値Ｔｈ２を下回ることにより、第２比較信号ＣＳ２がハイ状態からロー状態に変化する。これにより、極性判定信号ＰＳがハイ状態からロー状態に変化し、実電圧Ｖｒが正極性から負極性に切り替わったことが判定される。なお、時刻ｔ３１，ｔ３２，ｔ３３で、検出電圧Ｖａｃが第４判定値Ｔｈ４、第３判定値Ｔｈ３及び第１判定値Ｔｈ１を順に下回ることにより、第４比較信号ＣＳ４、第３比較信号ＣＳ３及び第１比較信号ＣＳ１が順にハイ状態からロー状態に変化する。

図１５は、検出電圧Ｖａｃが低下に転じた後に、急な電圧変動により所定の振幅量まで下降することなく上昇する場合の、第１～第４比較信号ＣＳ１～ＣＳ４と、極性判定信号ＰＳの変化を説明する図である。図１５（ａ）～図１５（ｆ）は、図１４（ａ）～図１４（ｆ）にそれぞれ対応している。時刻ｔ４０から時刻ｔ４５までの期間での、第１～第４比較信号ＣＳ１～ＣＳ４及び極性判定信号ＰＳの変化は、図１４の時刻ｔ２６から時刻ｔ３１での第１～第４比較信号ＣＳ１～ＣＳ４及び極性判定信号ＰＳの変化と同じであるため説明を省略する。

時刻ｔ４５で、検出電圧Ｖａｃが第４判定値Ｔｈ４を下回ることにより、第４比較信号ＣＳ４がハイ状態からロー状態に変化した後、検出電圧Ｖａｃが低下から上昇に転じる。検出電圧Ｖａｃが第１，第３判定値Ｔｈ１，Ｔｈ３を下回ることなく、時刻ｔ４６で第４判定値Ｔｈ４を上回り、第４比較信号ＣＳ４がロー状態からハイ状態に変化する。これにより、時刻ｔ４６では、第２比較信号ＣＳ２がロー状態であり、かつ第４比較信号ＣＳ４がロー状態からハイ状態に変化しているため、極性判定信号ＰＳがロー状態からハイ状態に変化し、実電圧Ｖｒが負極性から正極性に切り替わったことが判定される。

時刻ｔ４７で，検出電圧Ｖａｃは、第２判定値Ｔｈ２を上回ることにより、第２比較信号ＣＳ２がロー状態からハイ状態に変化する。検出電圧Ｖａｃは上昇から低下に転じた後、時刻ｔ４８で第２判定値Ｔｈ２を下回ることにより、第２比較信号ＣＳ２がハイ状態からロー状態に変化する。これにより極性判定信号ＰＳがハイ状態からロー状態に変化し、実電圧Ｖｒが正極性から負極性に切り替わったことが判定される。なお、時刻ｔ４９，ｔ５０，ｔ５１では、検出電圧Ｖａｃが第４判定値Ｔｈ４、第３判定値Ｔｈ３及び第１判定値Ｔｈ１を順に下回ることにより、第４比較信号ＣＳ４、第３比較信号ＣＳ３及び第１比較信号ＣＳ１が順にハイ状態からロー状態に変化している。

以上説明した本実施形態では、以下の効果を奏することができる。

・極性判定部５５は、取得した検出電圧Ｖａｃが第１判定値Ｔｈ１を上回った後、第２判定値Ｔｈ２を下回ることなく第３判定値Ｔｈ３を下回ったと判定した場合、実電圧Ｖｒの極性が正極性から負極性に切り替わったと判定する。また、極性判定部５５は、検出電圧Ｖａｃが第２判定値Ｔｈ２を下回った後、第１判定値Ｔｈ１を上回ることなく第４判定値Ｔｈ４を上回ったと判定した場合に、実電圧Ｖｒの極性が負極性から正極性に切り替わったと判定する。これにより、実電圧Ｖｒの急な電圧変動に起因して、実電圧Ｖｒの極性が誤判定され続ける状態を防止することができる。

・極性判定部５５は、検出電圧Ｖａｃの振幅ΔＡに基づいて、第１判定値Ｔｈ１及び第２判定値Ｔｈ２を可変設定する。これにより、実電圧Ｖｒの振幅ΔＡの増減に起因して、ゼロアップ側検出電圧Ｖｕ及びゼロダウン側検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｓから乖離する場合でも、各交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に過電流が流れるのを抑制することができる。

・極性判定部５５は、検出電圧Ｖａｃの周波数Ｆに基づいて、第１判定値Ｔｈ１及び第２判定値Ｔｈ２を可変設定する。これにより、実電圧Ｖｒの周波数Ｆの増減に起因してゼロアップ側検出電圧Ｖｕ及びゼロダウン側検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｓから乖離する場合でも、各交流側端子ＴＡ１，ＴＡ２に過電流が流れるのを抑制することができる。

＜第２実施形態の変形例＞
・極性判定部５５において、第１判定値Ｔｈ１が入力される第１比較部７６と、第４判定値Ｔｈ４が入力される第４比較部７９とを共通化し、第２判定値Ｔｈ２が入力される第２比較部７７と、第３判定値Ｔｈ３が入力される第３比較部７８とを共通化してもよい。

この場合、図１６に示すように、第１，第４判定値出力部７２，７５は、検出電圧Ｖａｃが基準電圧Ｖｓを下回るタイミングＴ１を検出する。そして、第４判定値出力部７５は、検出電圧Ｖａｃの１周期Ｔのうち、検出したタイミングＴ１を含む所定の第１切替期間ＳＰ１で、第４判定値Ｔｈ４を第１比較部７６に入力する。また、第１判定値出力部７２は、検出電圧Ｖａｃの１周期Ｔのうち、第１切替期間ＳＰ１以外の期間で、第１判定値Ｔｈ１を第１比較部７６に入力すればよい。第２，第３判定値出力部７３，７４は、検出電圧Ｖａｃが基準電圧Ｖｓを上回るタイミングＴ２を検出する。そして、第３判定値出力部７４は、検出電圧Ｖａｃの１周期のうち、検出したタイミングＴ２を含む所定の第２切替期間ＳＰ２で、第３判定値Ｔｈ３を第２比較部７７に入力する。また、第２判定値出力部７３は、検出電圧Ｖａｃの１周期のうち、第２切替期間ＳＰ２以外の期間で第２判定値Ｔｈ２を第２比較部７７に入力すればよい。

第１比較部７６は、検出電圧Ｖａｃの１周期Ｔのうち、第１切替期間ＳＰ１以外の期間において、第１比較信号ＣＳ１を出力し、第１切替期間ＳＰ１において、第４比較信号ＣＳ４を出力する。第２比較部７７は、検出電圧Ｖａｃの１周期Ｔのうち、第２切替期間ＳＰ２以外の期間において、第２比較信号ＣＳ２を出力し、第２切替期間ＳＰ２において、第３比較信号ＣＳ３を出力する。

＜第３実施形態＞
第３実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

検出電圧Ｖａｃが基準電圧Ｖｓになるタイミングが、実電圧Ｖｒのゼロクロスタイミングからずれている場合、検出電圧Ｖａｃが基準電圧Ｖｓになるタイミング近傍での出力電流Ｉａｃの平均値はゼロから乖離した値となる。具体的には、実電圧Ｖｒのゼロクロスタイミングに対する検出電圧Ｖａｃが基準電圧Ｖｓとなるタイミングのずれ幅が大きいほど、出力電流Ｉａｃの平均値は大きな値となる。そこで、本実施形態では、制御装置３０は検出電圧Ｖａｃが基準電圧Ｖｓとなるタイミングを含む所定期間における出力電流Ｉａｃの平均値に応じて、第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２を補正する。

図１７に示す極性判定部５５は、第１平均電流算出部８１と、第２平均電流算出部８２と、第１電流補正部８３と、第２電流補正部８４と、第１リミッタ８５と、第２リミッタ８６と、第１異常判定部８７と、第２異常判定部８８とを備えている。本実施形態では、制御装置３０が電流取得部としての機能を備える。

第１平均電流算出部８１及び第２平均電流算出部８２には、出力電流Ｉａｃと、判定信号出力部６４からの極性判定信号ＰＳとが入力される。第１平均電流算出部８１は、極性判定信号ＰＳがロー状態からハイ状態に切り替わるタイミングを含む所定期間における出力電流Ｉａｃの平均値であるゼロアップ側平均電流を算出する。第２平均電流算出部８２は、極性判定信号ＰＳがハイ状態からロー状態に切り替わるタイミングを含む所定期間における出力電流Ｉａｃの平均値であるゼロダウン側平均電流を算出する。

例えば、第１，第２平均電流算出部８１，８２は、検出電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおける上記所定期間において、出力電流Ｉａｃを複数取得する。第１平均電流算出部８１は、取得した複数の出力電流Ｉａｃに基づいて、ゼロアップ側平均電流を算出する。また、第２平均電流算出部８２は、取得した複数の出力電流Ｉａｃに基づいて、ゼロダウン側平均電流を算出する。なお、フルブリッジ回路１２に、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４のオンオフ操作に伴う共振電流が流れる場合がある。そのため、平均電流の算出に用いられる出力電流Ｉａｃは、上記所定期間のうち、フルブリッジ回路１２に共振電流が流れない期間における値であるとよい。

算出されたゼロアップ側平均電流は、第１電流補正部８３に入力される。第１電流補正部８３は、ゼロアップ側平均電流をゼロに近づけるための第１判定値Ｔｈ１を算出する。具体的には、第１電流補正部８３は、ゼロアップ側平均電流をゼロにフィードバック制御するための操作量として第１判定値Ｔｈ１を算出する。本実施形態では、フィードバック制御として、積分制御が用いられている。第１電流補正部８３の処理により、第１判定値Ｔｈ１は、ゼロアップ側平均電流をゼロに近づけるように補正される。

算出されたゼロダウン側平均電流は、第２電流補正部８４に入力される。第２電流補正部８４は、ゼロダウン側平均電流をゼロに近づけるための第２判定値Ｔｈ２を算出する。具体的には、第２電流補正部８４は、ゼロダウン側平均電流をゼロにフィードバック制御するための操作量として第２判定値Ｔｈ２を算出する。本実施形態では、フィードバック制御として、積分制御が用いられている。第２電流補正部８４の処理により、第２判定値Ｔｈ２は、ゼロダウン側平均電流をゼロに近づけるように補正される。

第１電流補正部８３により算出された第１判定値Ｔｈ１は、第１リミッタ８５により上限値又は下限値が制限された後、第１比較部６２の反転入力端子に入力される。第２電流補正部８４により算出された第２判定値Ｔｈ２は、第２リミッタ８６により上限値又は下限値が制限された後、第２比較部６３の反転入力端子に入力される。判定信号出力部６４は、第１比較部６２からの第１比較信号ＣＳ１と、第２比較部６３からの第２比較信号ＣＳ２とに基づいて、実電圧Ｖｒの極性を判定する。

第１判定値Ｔｈ１は、第１異常判定部８７にも入力される。第１異常判定部８７は、第１判定値Ｔｈ１の絶対値が所定の第１異常判定値Ｊ１よりも大きい値である場合に、第１判定値Ｔｈ１が正常に算出されていない異常状態であると判定する。第２判定値Ｔｈ２は、第２異常判定部８８にも入力される。第２異常判定部８８は、第２判定値Ｔｈ２の絶対値が所定の第２異常判定値Ｊ２よりも大きい値である場合に、第２判定値Ｔｈ２が正常に算出されていない異常状態であると判定する。例えば、極性判定部５５は、第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２の異常を判定した場合に、第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２を用いた実電圧Ｖｒの極性判定を実施せず、電力変換装置１００の動作を停止させてもよい。

以上説明した本実施形態では、以下の効果を奏することができる。

・実電圧Ｖｒの極性が切り替わったと判定されたタイミングを含む所定期間における出力電流Ｉａｃの平均値に基づいて、第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２を補正する。これにより、第１，第４スイッチＳＷ１，ＳＷ４の組と、第２，第３スイッチＳＷ２，ＳＷ３の組とのうち、オン操作される組が切り替わるタイミングのずれをリアルタイムで抑制することができる。

・制御装置３０は、第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２が正常に算出されていない異常状態であるか否かの判定を行う。これにより、例えば、電力変換装置１００に異常が生じた状態で電力変換装置１００の動作が継続されることを防止できる。

＜第３実施形態の変形例＞
極性判定部５５は、ゼロアップ側平均電流及びゼロダウン側平均電流に代えて、実電圧Ｖｒの極性が切り替わったと判定されたタイミングを含む所定期間で検出された１つの出力電流Ｉａｃにより第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２を補正してもよい。この場合において、第１電流補正部８３は、実電圧Ｖｒが負極性から正極性に切り替わったと判定されたタイミングの近傍で検出された１つの出力電流Ｉａｃに基づいて第１判定値Ｔｈ１を補正すればよい。第２電流補正部８４は、実電圧Ｖｒが正極性から負極性に切り替わったと判定されたタイミングの近傍で検出された１つの出力電流Ｉａｃに基づいて第２判定値Ｔｈ２を補正すればよい。

＜第４実施形態＞
第４実施形態では、第３実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第３実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

検出電圧Ｖａｃが基準電圧Ｖｓになるタイミングが実電圧Ｖｒのゼロクロスタイミングからずれる現象は、検出電圧Ｖａｃにオフセット誤差が含まれることにより、検出電圧Ｖａｃが実電圧Ｖｒに対して上下にオフセットすることによっても生じる。ここで、検出電圧Ｖａｃが実電圧Ｖｒに対して上下にオフセットしている場合、検出電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおいて、検出電圧Ｖａｃが正となる第１期間Ｐ１と負となる第２期間Ｐ２との間に差が生じる。そこで、本実施形態では、極性判定部５５は、検出電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおける、第１期間Ｐ１に対する第２期間Ｐ２の差に基づいて、第１判定値Ｔｈ１及び第２判定値Ｔｈ２を補正する。

図１８に示す極性判定部５５は、正極性期間検出部９０と、負極性期間検出部９１と、期間差算出部９２と、第１期間差補正部９３と、第２期間差補正部９４とを備えている。

正極性期間検出部９０には、判定信号出力部６４からの極性判定信号ＰＳが入力される。正極性期間検出部９０は、検出電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおいて、極性判定信号ＰＳがハイ状態である長さを検出電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおける第１期間Ｐ１の長さとして検出する。

負極性期間検出部９１には、判定信号出力部６４からの極性判定信号ＰＳが入力される。負極性期間検出部９１は、検出電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおいて、極性判定信号ＰＳがロー状態である長さを検出電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおける第２期間Ｐ２の長さとして検出する。

検出された第１期間Ｐ１の長さ及び第２期間Ｐ２の長さは、期間差算出部９２に入力される。期間差算出部９２は、第１期間Ｐ１の長さから第２期間Ｐ２の長さを引いた値をオフセット判定値として出力する。

算出されたオフセット判定値は、第１期間差補正部９３に入力される。第１期間差補正部９３は、オフセット判定値をゼロに近づけるための第１判定値Ｔｈ１を算出する。具体的には、第１期間差補正部９３は、オフセット判定値をゼロにフィードバック制御するための操作量として第１判定値Ｔｈ１を算出する。本実施形態では、フィードバック制御として、積分制御が用いられている。第１期間差補正部９３の処理により、第１判定値Ｔｈ１は、オフセット判定値をゼロに近づけるように補正される。

算出されたオフセット判定値は、第２期間差補正部９４にも入力される。第２期間差補正部９４は、オフセット判定値をゼロに近づけるための第２判定値Ｔｈ２を算出する。具体的には、第２期間差補正部９４は、オフセット判定値をゼロにフィードバック制御するための操作量として第２判定値Ｔｈ２を算出する。本実施形態では、フィードバック制御として、積分制御が用いられている。第２期間差補正部９４の処理により、第２判定値Ｔｈ２は、オフセット判定値をゼロに近づけるように補正される。

算出された第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２は、第１，第２リミッタ８５，８６により上限値又は下限値が制限された後、第１，第２比較部６２，６３に入力される。判定信号出力部６４は、第１比較部６２からの第１比較信号ＣＳと、第２比較部６３からの第２比較信号ＣＳ２とを基に、実電圧Ｖｒの極性を判定する。第１判定値Ｔｈ１は、第１異常判定部８７にも入力され、第２判定値Ｔｈ２は、第２異常判定部８８にも入力される。第１，第２異常判定部８７，８８は、第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２に基づいて、異常状態の有無を判定する。

以上説明した本実施形態によれば、第３実施形態と同様の効果を奏することができる。

＜第４実施形態の変形例＞
極性判定部５５は、検出電圧Ｖａｃの１周期Ｔにおける、第１期間Ｐ１に対する第２期間Ｐ２の比に基づいて、第１判定値Ｔｈ１及び第２判定値Ｔｈ２を補正してもよい。この場合において、極性判定部５５は、検出電圧Ｖａｃの１周期における、第１期間Ｐ１に対する第２期間Ｐ２の比をオフセット判定値として用いればよい。

＜第５実施形態＞
第５実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第１実施形態と同一の符号を付した構成は同一の構成を示し、その説明は繰り返さない。

検出電圧Ｖａｃが基準電圧Ｖｓになるタイミングが実電圧Ｖｒのゼロクロスタイミングからずれる要因として、交流電圧センサ２３の基準電圧Ｖｓに生じるオフセット誤差がある。具体的には、基準電圧Ｖｓに生じるオフセット誤差により、検出電圧Ｖａｃが実電圧Ｖｒに対して上下にオフセットし、検出電圧Ｖａｃが基準電圧Ｖｓになるタイミングが実電圧Ｖｒのゼロクロスタイミングからずれる。本実施形態では、基準電圧Ｖｓと第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２との電圧差に基づいて、第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２を補正する。

本実施形態では、制御装置３０は、電力変換装置１００の駆動モードとして、直流電圧と交流電圧との間で電力を変換する通常駆動モードと、第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２を補正する診断モードとを切り換え可能である。制御装置３０は、診断モードにおいて、本実施形態に係る第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２の補正を実施する。また、制御装置３０が診断モードを実施する際、図１９に示すように、電力変換装置１００には、交流電源２００が接続されていない。即ち、診断モードでは、実電圧Ｖｒがゼロとなる場合の検出電圧Ｖａｃが基準電圧Ｖｓとして用いられる。

図２０に示す極性判定部５５は、第１判定値出力部１０１と、第２判定値出力部１０２とを備えている。第１判定値出力部１０１は、第１比較部６２からの第１比較信号ＣＳ１が入力される。第１判定値出力部１０１は、第１比較部６２から出力された第１比較信号ＣＳ１をゼロに近づけるための第１判定値Ｔｈ１を算出する。具体的には、第１判定値出力部１０１は、第１判定値Ｔｈ１を変化させていき、第１比較信号ＣＳ１がロー状態とハイ状態との間で変化したタイミングでの第１判定値Ｔｈ１を補正後の第１判定値Ｔｈ１として設定する。

第２判定値出力部１０２には、第２比較部６３から出力された第２比較信号ＣＳ２が入力される。第２判定値出力部１０２は、第２比較部６３からの第２比較信号ＣＳ２をゼロに近づけるための第２判定値Ｔｈ２を算出する。具体的には、第２判定値出力部１０２は、第２判定値Ｔｈ２を変化させていき、第２比較信号ＣＳ２がロー状態とハイ状態との間で変化したタイミングでの第２判定値Ｔｈ２を補正後の第２判定値Ｔｈ２として設定する。

第１，第２判定値出力部１０１，１０２による第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２の補正は、診断モードに切り換えられている期間に渡って実施され、補正後の第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２は、制御装置３０が備える不図示の記憶部に記憶される。電力変換装置１００の駆動モードが、診断モードから通常駆動モードに切り換えられた後は、第１判定値出力部１０１からは補正後の第１判定値Ｔｈ１が出力され、第２判定値出力部１０２からは補正後の第２判定値Ｔｈ２が出力される。

以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

＜第５実施形態の変形例＞
・第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２の補正に用いられる基準電圧Ｖｓは、電力変換装置１００が交流電源２００に接続された状態で制御装置３０に検出されてもよい。

図２１は、本実施形態に係る診断モードでの極性判定部５５の構成を説明する図である。本実施形態では、交流電圧センサ２３の基準電圧生成部２３１は、制御装置３０に接続されており、基準電圧生成部２３１により生成された基準電圧Ｖｓが制御装置３０に入力される。なお、通常駆動モードにおいては、制御装置３０は、図２０に示した構成であればよい。

極性判定部５５は、第１判定値出力部１１１と、第２判定値出力部１１２と、第１比較部１１３と、第２比較部１１４とを備えている。第１判定値出力部１１１からの第１判定値Ｔｈ１は、第１比較部１１３の反転入力端子に入力される。基準電圧Ｖｓは、第１比較部１１３の非反転入力端子に入力される。第２判定値出力部１１２からの第２判定値Ｔｈ２は、第２比較部１１４の反転入力端子に入力される。基準電圧Ｖｓは、第２比較部１１４の非反転入力端子にも入力される。

第１判定値出力部１１１には、第１比較部１１３からの第１比較信号ＣＳ１が入力される。第１判定値出力部１１１は、第１比較信号ＣＳ１をゼロに近づけるための第１判定値Ｔｈ１を算出する。第１判定値出力部１１１の処理により、第１比較信号ＣＳ１をゼロに近づけるように、第１判定値Ｔｈ１が補正される。

第２判定値出力部１１２には、第２比較部１１４からの第２比較信号ＣＳ２が入力される。第２判定値出力部１１２は、第２比較信号ＣＳ２をゼロに近づけるための第２判定値Ｔｈ２を算出する。第２判定値出力部１１２の処理により、第２比較信号ＣＳ２をゼロに近づけるように、第２判定値Ｔｈ２が補正される。

以上説明した本実施形態によれば、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

・第１，第２判定値Ｔｈ２が同じ値になる場合、第１比較部及び第２比較部には、補正後の電圧判定値として、第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２のいずれかが入力されてもよい。この場合において、第１判定値Ｔｈ１が第１，第２比較部に入力される場合は、第２判定値出力部を抹消すればよい。また、第２判定値Ｔｈ２が第１，第２比較部に入力される場合は、第１判定値出力部を抹消すればよい。

・極性判定部５５は、補正後の第１，第２判定値Ｔｈ１，Ｔｈ２が異常判定値よりも大きい場合に、電力変換装置が異常であると判定する異常判定部を備えていてもよい。

＜その他の実施形態＞
・第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４は、ＩＧＢＴであってもよい。この場合、第１～第４スイッチＳＷ１～ＳＷ４には、ボディーダイオードに代えて、フリーホイールダイオードが逆並列接続されている。

・電力変換装置１００は、直流電圧を交流電圧に変換するもの以外にも、直流電圧と交流電圧とのうち、入力された一方の電圧を他方の電圧に変換する双方向型の電力変換装置であってもよい。電力変換装置１００が交流電圧を直流電圧に変換する場合、第６スイッチＳＷ６が駆動スイッチに相当する。

・制御装置３０は、ピーク電流モード制御により、第５スイッチＳＷ５を操作するための第５ゲート信号ＧＳ５を出力することに代えて、平均電流モード制御により、第５ゲート信号ＧＳ５を出力するものであってもよい。

・本開示に記載の制御装置及びその手法は、コンピュータプログラムにより具体化された一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。あるいは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ以上の専用ハードウェア論理回路によってプロセッサを構成することによって提供された専用コンピュータにより、実現されてもよい。もしくは、本開示に記載の制御部及びその手法は、一つ乃至は複数の機能を実行するようにプログラムされたプロセッサ及びメモリと一つ以上のハードウェア論理回路によって構成されたプロセッサとの組み合わせにより構成された一つ以上の専用コンピュータにより、実現されてもよい。また、コンピュータプログラムは、コンピュータにより実行されるインストラクションとして、コンピュータ読み取り可能な非遷移有形記録媒体に記憶されていてもよい。

１２…フルブリッジ回路、１３…リアクトル、２３…交流電圧センサ、３０…制御装置、５５…極性判定部、５６…操作部、１００…電力変換装置、２００…交流電源、ＴＡ１，ＴＡ２…第１，第２交流側端子、ＴＤ１，ＴＤ２…第１，第２直流側端子

Claims (10)

1. リアクトル（１３）、第１交流側端子（ＴＡ１）、第２交流側端子（ＴＡ２）、第１直流側端子（ＴＤ１）、第２直流側端子（ＴＤ１）、及び前記各交流側端子と前記リアクトルとの間に設けられたフルブリッジ回路（１２）を有する電力変換装置（１００）に適用され、前記各交流側端子から入力された交流電源（２００）の交流電圧を直流電圧に変換して前記各直流側端子から出力する機能、及び前記各直流側端子から入力された直流電圧を交流電圧に変換して前記各交流側端子から出力する機能のうち、少なくとも一方の機能を有する電力変換装置の制御装置（３０）において、
   前記フルブリッジ回路は、第１スイッチ（ＳＷ１）及び第２スイッチ（ＳＷ２）の直列接続体、並びに第３スイッチ（ＳＷ３）及び第４スイッチ（ＳＷ４）の直列接続体を有し、前記各直列接続体が並列接続されて構成されており、
   前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチそれぞれには、ダイオード（Ｄ１～Ｄ４）が逆並列に接続されており、
   前記第１交流側端子には、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの接続点が接続されており、
   前記第２交流側端子には、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの接続点が接続されており、
   電圧センサ（２３）により検出された前記交流電源の電圧値である検出電圧を取得する検出電圧取得部と、
   前記交流電源の実際の電圧値である実電圧が０になる場合の検出電圧よりも小さい値であってかつ前記実電圧がゼロアップクロスするタイミングを判定するための値を第１判定値とし、前記実電圧が０になる場合の前記検出電圧よりも大きい値であってかつ前記実電圧がゼロダウンクロスするタイミングを判定するための値を第２判定値とする場合、取得された前記検出電圧が前記第１判定値を上回ってから前記第２判定値を下回るまでの期間を、前記実電圧が正極性である期間と判定し、取得された前記検出電圧が前記第２判定値を下回ってから前記第１判定値を上回るまでの期間を、前記実電圧が負極性である期間と判定する極性判定部（５５）と、
   前記極性判定部により判定された前記実電圧の極性が切り替わるたびに、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチの組と、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチの組とのうち、オン操作する組を交互に切り換える操作部（５６）と、
   を備える電力変換装置の制御装置。
2. 前記第１判定値と前記第２判定値との間の中間値を中間判定値とし、
   前記極性判定部は、
   取得した前記検出電圧が前記第１判定値を上回った後、取得した前記検出電圧が前記第２判定値を下回ることなく前記中間判定値を下回ったと判定した場合、前記実電圧の極性が正極性から負極性に切り替わったと判定し、
   取得した前記検出電圧が前記第２判定値を下回った後、取得した前記検出電圧が前記第１判定値を上回ることなく前記中間判定値を上回ったと判定した場合、前記実電圧の極性が負極性から正極性に切り替わったと判定する請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
3. 前記検出電圧の振幅を検出する振幅検出部（７０）を備え、
   前記極性判定部は、検出された前記検出電圧の振幅に基づいて、前記第１判定値及び前記第２判定値を可変設定する請求項１又は２に記載の電力変換装置の制御装置。
4. 前記検出電圧の周波数を検出する周波数検出部（７１）を備え、
   前記極性判定部は、検出された前記検出電圧の周波数に基づいて、前記第１判定値及び前記第２判定値を可変設定する請求項１～３のいずれか一項に記載の電力変換装置の制御装置。
5. 前記第１交流側端子又は前記第２交流側端子と、前記フルブリッジ回路との間を流れる電流であって、電流センサ（２４）により検出された交流電流を取得する電流取得部を備え、
   前記極性判定部は、取得された前記交流電流に基づいて、前記第１判定値及び前記第２判定値を補正する請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
6. 前記極性判定部により前記実電圧が負極性から正極性に切り替わったと判定されたタイミングを含む所定期間において取得された前記交流電流の平均値であるゼロアップ側平均電流を算出する第１平均電流算出部（８１）と、
   前記極性判定部により前記実電圧が正極性から負極性に切り替わったと判定されたタイミングを含む所定期間において取得された前記交流電流の平均値であるゼロダウン側平均電流を算出する第２平均電流算出部（８２）と、を備え、
   前記極性判定部は、算出された前記ゼロアップ側平均電流に基づいて、前記第１判定値を補正し、算出された前記ゼロダウン側平均電流に基づいて、前記第２判定値を補正する請求項５に記載の電力変換装置の制御装置。
7. 前記極性判定部は、前記実電圧を正極性であると判定した期間と、前記実電圧を負極性であると判定した期間とが等しくなるように、前記第１判定値及び前記第２判定値を補正する請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
8. 前記極性判定部は、前記実電圧がゼロである場合の前記検出電圧である基準電圧と前記第１判定値との差、又は前記基準電圧と前記第２判定値との差に基づいて、前記第１判定値及び前記第２判定値を補正する請求項１に記載の電力変換装置の制御装置。
9. 前記極性判定部は、前記電力変換装置が前記交流電源に接続されていない場合における前記検出電圧を前記基準電圧として取得する請求項８に記載の電力変換装置の制御装置。
10. 前記極性判定部による補正後の前記第１判定値がその異常判定値よりも大きいとの条件、又は前記極性判定部による補正後の前記第２判定値がその異常判定値よりも大きいとの条件が成立したと判定した場合に、前記電力変換装置が異常であると判定する異常判定部（８７，８８）を備える請求項５～９のいずれか一項に記載の電力変換装置の制御装置。

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