JPH09275685A

JPH09275685A - 電源高調波抑制装置

Info

Publication number: JPH09275685A
Application number: JP8193363A
Authority: JP
Inventors: Shigeo Takada; 茂生高田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1996-02-06
Filing date: 1996-07-23
Publication date: 1997-10-21

Abstract

(57)【要約】【課題】三相交流電源に接続された整流器を持つ機器
に対して電源高調波の抑制をする場合、設備が高価にな
る。【解決手段】整流器２の交流側の各相に双方向開閉素
子７〜９を挿入する。三相交流電源１のゼロクロス点及
び電源周波数から開閉素子７〜９の開閉タイミングを決
定して、開閉素子７〜９の開閉を制御して、整流器２の
入力電流が疑似正弦波状又は疑似台形波状になるように
する。【効果】安価な回路で、しかも簡単な改造で電源高調
波を抑制することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、三相交流を直流
に変換して供給する回路に発生する高調波を抑制する装
置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に、交流電源電流の高調波成分は有
効な電力とならないが、電力設備容量には関係するた
め、設備が大形になったり、トランス、高調波吸収用の
リアクトル、コンデンサ等が発熱したり高調波電流と電
源インピーダンスによる電源電圧の変動により、同一電
源系統の他機器への悪影響を及ぼしたりする。この高調
波を多く発生する回路構成の代表が整流回路である。コ
ンデンサインプット形の三相整流回路では、直流部にリ
アクトルを挿入しても、入力電流は１２０度通電の矩形
波となり、そこに含まれる高調波成分は容量によっては
通産省の規制ガイドライン値に比して大きなものにな
る。このため、高調波電流成分を抑制する対策が望まれ
ている。

【０００３】従来、上記高調波電流成分抑制対策とし
て、双方向性の正弦波ＰＷＭ（パルス幅変調）コンバー
タ回路構成によるものがある。図１３は、例えば特開平
３−１２４２７１号公報に示された従来の電源高調波抑
制装置の回路構成図を示す。

【０００４】図において、１は三相交流電源、５５は交
流電源１に接続されたＰＷＭコンバータで、ダイオード
ブリッジの各ダイオードに並列にトランジスタを逆接続
して構成されており、Ｒ，Ｓ，Ｔ各相には交流リアクト
ル５６〜５８が挿入されている。コンバータ５５の直流
側には平滑コンデンサ４及びＰＷＭインバータ５が接続
され、インバータ５の交流側には負荷としてのモータ６
が接続されている。

【０００５】１１０はＰＷＭコンバータ制御手段で、コ
ンバータ５５の交流側に挿入された電流検知器１１１，
１１２及びコンバータ５５に接続されている。また、平
滑コンデンサ４の電圧を検出する直流母線電圧検知手段
２５がＰＷＭコンバータ制御手段１１０に接続されてい
る。

【０００６】すなわち、ＰＷＭコンバータ制御手段１１
０には、電流検知器１１１，１１２で検出されたコンバ
ータ５５の入力電流、及び直流母線電圧検知手段２５に
よる直流母線電圧が入力される。そして、ＰＷＭコンバ
ータ制御手段１１０は上記データを元にして、コンバー
タ５５を入力電流が正弦波状になるように制御して、入
力電流の高調波を抑制する。ここで、コンバータ５５は
交流電源１を短絡する昇圧チョッパとして動作し、入力
電流を正弦波状にするとともに、平滑コンデンサ４の電
圧を昇圧する作用を有している。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上記のような従来の電
源高調波抑制装置では、ＰＷＭコンバータ５５を、その
入力電流及び直流母線電圧に基づいて制御しているた
め、次のような問題点がある。 (1) 直流母線電圧を昇圧するため、各構成部品は耐圧の
高いものが求められる。 (2) 高精度の電流検知器５６〜５８が必要となる。 (3) 制御演算が電流入力から電圧指令に変換する必要が
あるため、複雑になる。

【０００８】(4) 制御不良時に異常電圧・短絡による過
電流等の機器破損に至る危険な状態が考えられるため、
保護が必要になる。 (5) 独自の整流回路となるため、従来のダイオード整流
回路構成のインバータ機器に対して、設置後に対策しよ
うとすると、ダイオードブリッジ構成の整流器及び直流
リアクトルの削除、上記部品耐圧向上等の改造が伴い、
事実上困難である。

【０００９】(6) 制御の対象となる開閉素子(ここでは
トランジスタ)数が６個必要である。 (7) 制御対象の数に伴い、制御回路構成も複雑になる。 (8) 開閉素子が直列に接続されるため、直流電源短絡に
対する保護が必要となる。具体的には、直列に接続され
たトランジスタが同時に閉成することによる短絡防止の
ため、トランジスタの制御不能期間を確保する必要が生
じる。

【００１０】(9) コンバータ５５は基本的にインバータ
５と同じ構成を持つため、直流側から交流側への回生モ
ード動作が可能である。これは、空調機における圧縮機
駆動用インバータ等の回生機能の不要な製品に対して
は、余剰機能となり、無用なコスト高を招く。

【００１１】この発明は、上記問題点を解消するために
なされたもので、従来のダイオード整流回路構成のイン
バータ機器に対して、設置後でも簡単に電源高調波対策
ができ、かつ電流検出や複雑な演算制御を不要にするこ
とができるとともに、コスト低減を図ることができる電
源高調波抑制装置を提供することを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】この発明の第１発明に係
る電源高調波抑制装置は、ダイオードブリッジ構成の整
流器の交流側の各相に、所定パターンにより高速で開閉
する双方向開閉素子を挿入したものである。

【００１３】また、第２発明に係る電源高調波抑制装置
は、第１発明のものにおいて、交流電源のゼロクロス点
及び電源周波数を検知して、双方向開閉素子の開閉タイ
ミングを決定して、双方向開閉素子のいずれか２個を閉
状態とし、整流器の入力電流を疑似台形波状に制御する
ようにしたものである。

【００１４】また、第３発明に係る電源高調波抑制装置
は、第１発明のものにおいて、交流電源のゼロクロス点
及び電源周波数を検知して、双方向開閉素子の開閉タイ
ミングを決定して、整流器の入力電流を疑似正弦波状に
制御するようにしたものである。

【００１５】また、第４発明に係る電源高調波抑制装置
は、第１発明のものにおいて、平滑コンデンサの電圧と
その電圧の目標値から変調度を決定し、交流電源のゼロ
クロス点、電源周波数及び変調度から双方向開閉素子の
開閉タイミングを決定して、双方向開閉素子の開閉パタ
ーンを上記電圧の目標値に応じて変調し、整流器の入力
電流を疑似正弦波状に制御するようにしたものである。

【００１６】また、第５発明に係る電源高調波抑制装置
は、第１発明のものにおいて、双方向開閉素子の内の二
つに並列に小容量開閉素子と限流抵抗との直列回路を接
続し、交流電源投入時等に所定時間上記小容量開閉素子
を閉にするようにしたものである。

【００１７】また、第６発明に係る電源高調波抑制装置
は、第１発明のものにおいて、交流電源投入時等に、線
間電圧のゼロクロス点が検知されると、その２線に挿入
された双方向開閉素子を閉にするようにしたものであ
る。

【００１８】また、第７発明に係る電源高調波抑制装置
は、第１発明のものにおいて、ゼロクロス検知手段、電
源周波数検知手段又は双方向開閉素子を制御する第６の
スイッチ制御手段が故障すると、双方向開閉素子をすべ
て閉にするようにしたものである。

【００１９】また、第８発明に係る電源高調波抑制装置
は、第１発明のものにおいて、平滑コンデンサの電圧と
その電圧の目標値から変調度を決定し、交流電源のゼロ
クロス点、電源周波数及び変調度から双方向開閉素子の
開閉タイミングを決定し、直流母線電圧検知手段が故障
すると、上記変調度を最大値に設定して、整流器の入力
電流を疑似正弦波状に制御するようにしたものである。

【００２０】また、第９発明に係る電源高調波抑制装置
は、交流リアクトルと整流器の間の各相間に３組の開閉
装置を接続し、交流電源の各相の電流をそれぞれ目標電
流と比較して、開閉装置の開閉を制御するようにしたも
のである。

【００２１】また、第１０発明に係る電源高調波抑制装
置は、交流リアクトルと整流器の間の各相間に３組の双
方向開閉装置を接続し、交流電源の各相の電流をそれぞ
れ目標電流と比較して双方向開閉装置の開閉を制御する
ようにしたものである。

【００２２】また、第１１発明に係る電源高調波抑制装
置は、交流リアクトルと整流器の間に、Ｙ字状に接続さ
れＹ字の開放端が交流電源の各相に接続され各相からＹ
字の中心点の方への逆導通特性を有する片方向開閉装置
を設け、交流電源の各相の電流をそれぞれ目標電流と比
較して、片方向開閉装置の開閉を制御するようにしたも
のである。

【００２３】また、第１２発明に係る電源高調波抑制装
置は、整流器の交流側の各相に、それぞれ交流電源側か
ら整流器側への逆導通特性を有する片方向開閉装置を接
続し、交流電源の各相の電流をそれぞれ目標電流と比較
して片方向開閉装置の開閉を制御するようにしたもので
ある。

【００２４】また、第１３発明に係る電源高調波抑制装
置は、第９〜第１２発明のものにおいて、交流電源の２
相の電流を入力して、この電流の位相、周波数、相回転
及び欠相状態を検知するようにしたものである。

【００２５】また、第１４発明に係る電源高調波抑制装
置は、第９〜第１２発明のものにおいて、交流電源の欠
相を検出すると、欠相を生じていない残りの相で単相運
転するとともに、インバータの出力周波数の上限又は運
転電流の上限を抑制するようにしたものである。

【００２６】また、第１５発明に係る電源高調波抑制装
置は、第９〜第１２発明のものにおいて、双方向開閉装
置又は片方向開閉装置若しくはこれらの制御手段の故障
が判定されると、各開閉装置の制御を停止させるように
したものである。

【００２７】また、第１６発明に係る電源高調波抑制装
置は、第９〜第１１発明のものにおいて、交流電源の２
相の入力電流及び整流器の直流側の電圧を入力して直流
電圧の目標値を設定するとともに、入力電流に応じて直
流電圧の目標値を変更し、かつ入力電流が所定値以下の
場合直流電圧の目標値を、整流器の直流側の電圧以下に
設定するようにしたものである。

【００２８】また、第１７発明に係る電源高調波抑制装
置は、第９〜第１２発明のものにおいて、交流電源の２
相の入力電流が所定値以上になると開閉装置の制御を停
止し、その後に再度入力電流が所定値以上になるとイン
バータの制御を停止するとともに、この異常状態を表示
するようにしたものである。

【００２９】また、第１８発明に係る電源高調波抑制装
置は、第９〜第１１発明のものにおいて、インバータ停
止によるモータ停止後、このモータが回転しない程度の
電圧・周波数を設定するようにしたものである。

【００３０】また、第１９発明に係る電源高調波抑制装
置は、第９〜第１１発明のものにおいて、交流電源の２
相の入力電流及び整流器の直流側の電圧を入力して直流
電圧の目標値を設定するとともに、インバータ及び開閉
装置の動作中に整流器の直流側の電圧が所定電圧を超え
ると、直流電圧の目標値を所定値だけ低下させるように
したものである。

【００３１】また、第２０発明に係る電源高調波抑制装
置は、第９〜第１１発明のものにおいて、整流器の直流
側の電圧に応じてインバータの電圧・周波数を設定する
とともに、インバータ及び開閉装置の動作中に整流器の
直流側の電圧が所定電圧を超えると、インバータの出力
電圧を所定値だけ上昇させるようにしたものである。

【００３２】また、第２１発明に係る電源高調波抑制装
置は、第９〜第１１発明のものにおいて、整流器の直流
側の電圧に応じてインバータの電圧・周波数を設定する
とともに、インバータ及び開閉装置の動作中に整流器の
直流側の電圧が所定電圧を超えると、インバータの出力
周波数の変化速度を所定値だけ減速するようにしたもの
である。

【００３３】また、第２２発明に係る電源高調波抑制装
置は、第１２発明のものにおいて、交流電源投入時等の
初期充電時に、交流電源の線間電圧のゼロクロス点を検
知すると、その２線上に挿入された片方向開閉装置の一
方を閉成するようにしたものである。

【００３４】また、第２３発明に係る電源高調波抑制装
置は、整流器のダイオードブリッジの各相に片方向開閉
装置を挿入し、交流電源投入時等の初期充電時に、交流
電源の線間電圧のゼロクロス点を検知すると、その２線
に対応する片方向開閉装置の一方を閉成するようにした
ものである。

【００３５】

【発明の実施の形態】

実施の形態１．図１及び図２はこの発明の第１及び第２
の発明の一実施の形態を示す図で、図１は回路構成図、
図２は疑似台形波パターン生成説明図である。図１にお
いて、１は三相交流電源、２は交流電源１に接続されダ
イオードブリッジで構成された整流器、３は整流器２に
接続され直流電流の脈動を抑制する直流リアクトルであ
る。

【００３６】４は平滑コンデンサ、５は平滑コンデンサ
４の両端に接続されＰＷＭ（パルス幅変調）制御により
直流を交流に変換するインバータ、６はインバータ５の
交流側に接続された負荷としてのモータ、７〜９はそれ
ぞれ交流電源１のＲ〜Ｔ相電源に挿入され、トランジス
タ等で構成された双方向開閉素子（図では接点で表
示）、１０はＲ相及びＳ相電源間に接続されＲ−Ｓ線間
電圧のゼロクロス点を検知するゼロクロス検知手段、１
１は同じくＲ−Ｓ線間電圧から交流電源１の周波数を検
知する電源周波数検知手段である。

【００３７】１２はゼロクロス検知手段１０及び電源周
波数検知手段１１に接続され、検知されたゼロクロス点
及び電源周波数から、線間電圧と同一周波数で位相が１
５度遅れた線電流として、疑似台形波を得るように各双
方向開閉素子７〜９の開閉を制御する第１のスイッチ制
御手段である。ここで、整流器２以降の回路構成は、従
来装置と同様である。

【００３８】次に、第１のスイッチ制御手段１２による
疑似台形波状電流の生成動作を、図２を参照して説明す
る。その原理としては、直流リアクトル３によりほぼ一
定値にされた直流電流を、どの相電流に振り分けるかと
いうものであり、電流形インバータと同様の考え方に基
づくものである。図２において、１３〜１５はそれぞれ
ゼロクロス点から制御の起点が決定され、電源周波数か
ら周期が決定された台形波状のＲ〜Ｔ相の電流指令値、
１６は電流指令値１３〜１５の場合と同様の検知出力で
決定され、電流指令値１３〜１５と同じ波高値を持つの
こぎり波である。

【００３９】図２では、電源周波数の１８０度区間を取
り出しているが、以下はこの繰返しになる。電流指令値
１３〜１５は６０度ごとに区切られ、平担部分が６０度
に相当する。疑似台形波状電流の生成動作を初めの６０
度区間で説明する。第１のスイッチ制御手段１２は、の
こぎり波１６と、のこぎり波１６の斜面と逆の傾きを持
つＴ相指令値１５とを比較し、Ｔ相指令値１５の方がの
こぎり波１６よりも大きい場合は、Ｔ相の双方向開閉素
子９が閉、逆の場合はＲ相の双方向開閉素子７が閉とな
るように制御する。

【００４０】この間Ｓ相の双方向開閉素子８は常時閉と
なるように制御する。これで、常にいずれか２つの双方
向開閉素子は閉となる状態となる。その結果、直流リア
クトル３を流れる直流電流は、双方向開閉素子７〜９が
閉じているルートを流れるので、各相電流は、各パター
ンに示すように、直流電流を短冊状に切り取った断続波
形となり、疑似台形波状の線電流が得られる。

【００４１】このようにして、整流器２の交流側の各相
に、双方向開閉素子７〜９を挿入し、交流電源１のゼロ
クロス点及び電源周波数から開閉素子７〜９の開閉タイ
ミングを決定して、常に開閉素子のいずれか２個が閉状
態になるように制御している。これにより、電源高調波
成分を低減することができる。また、のこぎり波１６の
周波数を高速化することによって、直流リアクトル３の
インダクタンスが相対的に小さくて済むことになり、直
流リアクトル３の小形化を図ることができる。

【００４２】また、電源電圧の位相及び周波数の検知だ
けで制御が可能であり、従来のＰＷＭコンバータ５５の
ような電流波形の検出を不要にすることができる。ま
た、直接電流波形を制御しているため、電流−電圧変換
等の制御演算が不要であり、制御回路を安価に構成する
ことができる。更に、従来のＰＷＭコンバータ５５のよ
うな電源短絡モードや直流電圧の昇圧現象が発生しない
ため、保護回路を省略することができる等の効果があ
る。

【００４３】実施の形態２．図３及び図４はこの発明の
第３の発明の一実施の形態を示す図で、図３は回路構成
図、図４は疑似正弦波パターン生成説明図であり、図１
と同一符号は同一部分を示す（以下の実施の形態も同
じ）。図３において、１８はゼロクロス検知手段１０及
び電源周波数検知手段１１に接続され、それらの検知出
力から、線間電圧と同一周波数で位相が１５度遅れた線
電流として、疑似正弦波を得るように各双方向開閉素子
７〜９を制御する第２のスイッチ制御手段であり、上記
以外は図１と同様である。

【００４４】第２のスイッチ制御手段１８による疑似正
弦波状電流の生成動作は、実施の形態１と同様に実行さ
れる。第２のスイッチ制御手段１８は、正弦波状の電流
指令値１９〜２１と同じ波高値を持つ右下りののこぎり
波２２と、右上りのＲ相指令値１９とを比較し、Ｒ相指
令値１９の方がのこぎり波２２よりも大きい場合は、Ｒ
相の双方向開閉素子７が閉、逆の場合はＲ相の双方向開
閉素子７が開となるように制御する。

【００４５】また、正弦波状の電流指令値１９〜２１と
同じ波高値を持つ右上りののこぎり波２３と、右下りの
Ｔ相指令値２１とを比較し、Ｔ相指令値２１の方がのこ
ぎり波２３よりも大きい場合は、Ｔ相の双方向開閉素子
９が閉、逆の場合はＴ相の双方向開閉素子９が開となる
ように制御する。また、上記両電流の和で表されるＳ相
指令値２０に対しては、Ｒ相及びＴ相の双方向開閉素子
７，９のＯＲ条件が成立する区間は、Ｓ相の双方向開閉
素子８を閉とする。

【００４６】これで、直流リアクトル３を流れる直流電
流は、双方向開閉素子７〜９が閉じているルート、又は
整流器２のダイオードブリッジを還流するので、各相電
流は、各パターンに示すように、直流電流を短冊状に切
り取った断続波形となり、疑似正弦波状の線電流が得ら
れる。このようにして、実施の形態１と同様の効果があ
り、電源高調波成分は更に低減される。

【００４７】実施の形態３．図５及び図６はこの発明の
第４発明の一実施の形態を示す図で、図５は回路構成
図、図６は疑似台形波パターン生成説明図である。図５
において、２５は平滑コンデンサ４の両端の電圧を検知
する直流母線電圧検知手段２５、２６はインバータ５の
出力電圧指令値などにより決定される直流母線電圧の目
標値を記憶する直流母線電圧目標値記憶手段、２７は直
流母線電圧検知手段２５及び直流母線電圧目標値記憶手
段２６に接続され、それらの出力値に基づいて、後述す
る第３のスイッチ制御手段２８の制御パラメータとして
変調度を決定する第１の変調度決定手段である。

【００４８】２８はゼロクロス検知手段１０及び電源周
波数検知手段１１の検知出力から、線間電圧と同一周波
数で位相が１５度遅れた線電流として、第１の変調度決
定手段２７の変調度に応じた疑似正弦波を得るように各
双方向開閉素子７〜９の開閉を制御する第３のスイッチ
制御手段である。上記以外は図１と同様である。

【００４９】次に、第３のスイッチ制御手段２８による
疑似正弦波状電流の生成動作を、図６を参照して説明す
るが、まず第１の変調度決定手段２７の動作について説
明する。第１の変調度決定手段２７は、直流母線電圧検
知手段２５の出力と、直流母線電圧目標値記憶手段２６
の出力とを比較し、直流母線電圧が目標値よりも低けれ
ば、変調度を増加し、高ければ減少させるものである。

【００５０】図６の動作は基本的には図４と同様であ
り、第３のスイッチ制御手段２８は、正弦波状の電流指
令値の最大値ａと同じ波高値を持つ右下りののこぎり波
２２と変調度ｂ／ａにより波高値が制限された右上りの
Ｒ相指令値３０とを比較しＲ相指令値３０の方がのこぎ
り波２２よりも大きい場合は、Ｒ相の双方向開閉素子７
が閉、逆の場合はＲ相の双方向開閉素子７が開となるよ
うに制御する。

【００５１】また、正弦波状の電流指令値の最大値ａと
同じ波高値を持つ右上りののこぎり波２３と変調度ｂ／
ａにより波高値が制限された右下りのＴ相指令値３２と
を比較し、Ｔ相指令値３２の方がのこぎり波２３よりも
大きい場合は、Ｔ相の双方向開閉素子９が閉、逆の場合
はＴ相の双方向開閉素子９が開となるように制御する。
また、上記両電流の和で表されるＳ相指令値３１に対し
ては、Ｒ相及びＴ相の双方向開閉素子７，９のＯＲ条件
が成立する区間はＳ相の双方向開閉素子８を閉とする。

【００５２】これにより、疑似正弦波状の線電流が得ら
れることは、実施の形態２で説明したとおりである。ま
た、変調度ｂ／ａにより、整流器２のダイオードブリッ
ジを環流する期間を変化させることにより、降圧チョッ
パ動作を行い、平滑コンデンサ４の充電電圧、すなわ
ち、直流母線電圧が制御される。このようにして、実施
の形態１と同様の効果に加えて、直流母線電圧を制御す
ることにより、インバータ５の低電圧出力時に、出力波
形に含まれる高調波成分を抑制することができる効果が
ある。

【００５３】実施の形態４．図７及び図８はこの発明の
第５発明の一実施の形態を示す図で、図７は回路構成
図、図８は動作フローチャートである。図７において、
３５はゼロクロス検知手段１０及び電源周波数検知手段
１１に接続され、それらの検知出力から、線間電圧と同
一周波数で、位相が１５度遅れた線電流として、疑似台
形波又は疑似正弦波を得るように双方向開閉素子７〜９
の開閉を制御する第４のスイッチ制御手段、３６は交流
電源１に接続され電源の投入を検知する電源投入検知手
段である。

【００５４】３７は電源投入検知手段３６に接続され電
源投入からの経過時間を計時する計時手段、３８は電源
投入検知手段３６及び計時手段３７に接続され、後述す
る小容量開閉素子４１，４２の開閉を制御する小容量開
閉素子制御手段、３９，４１は互いに直列に接続されＲ
相の双方向開閉素子７に並列に接続された限流抵抗及び
小容量開閉素子、４０，４２は互いに直列に接続されＴ
相の双方向開閉素子９に並列に接続された限流抵抗及び
小容量開閉素子である。なお、小容量開閉素子４０，４
２は通常双方向サイリスタ等で構成される（図では接点
で表示）。

【００５５】次にこの実施の形態による電源投入時の動
作を、図８を参照して説明する。ステップＳ１で電源投
入検知手段３６により、交流電源１の投入が検知される
のを待ち、投入されればステップＳ２へ進み、小容量開
閉素子制御手段３８により小容量開閉素子４１，４２を
閉にするとともに、計時手段３７の計時を開始する。ス
テップＳ３では計時時間が所定時間以上になるのを待
ち、所定時間以上になればステップＳ４に進み、小容量
開閉素子４１，４２を開にするとともに、第４のスイッ
チ制御手段３５により、双方向開閉素子７〜９を閉にす
る。上記以外の動作は既述のとおりである。

【００５６】このようにして、２つの双方向開閉素子
７，９に並列に、それぞれ限流抵抗３９と小容量開閉素
子４１の直列回路及び限流抵抗４０と小容量開閉素子４
２の直列回路を接続し、平滑コンデンサ４の初期充電時
に、小容量開閉素子４１，４２を閉にするようにしたた
め、平滑コンデンサ４の初期充電電流を抑制することが
でき、整流器２のダイオードブリッジ等の破損を防止す
ることができる。また、小容量開閉素子４１，４２は、
初期充電電流しか流れないため、安価な小容量部品を選
択することができる等の効果がある。

【００５７】実施の形態５．図９及び図１０はこの発明
の第６発明の一実施の形態を示す図で、図９は回路構成
図、図１０は動作説明図である。図９において、４５は
ゼロクロス検知手段１０及び電源周波数検知手段１１に
接続され、それらの検知出力から、線間電圧と同一周波
数で位相が１５度遅れた線電流として、疑似台形波又は
疑似正弦波を得るように双方向開閉素子７〜９の開閉を
制御する第５のスイッチ制御手段である。

【００５８】次に、この実施の形態による電源投入時の
動作を、図１０を参照して説明する。ゼロクロス検知手
段１０が時刻ｔ₁で、Ｒ−Ｓ線間電圧Ｓ_R-Sのゼロクロス
点を検出すると、第５のスイッチ制御手段４５はＲ相及
びＳ相の双方向開閉素子７，８を閉にする。これで、平
滑コンデンサ４には単相整流電圧が印加され、電圧は零
から徐々に上昇して行くので、充電電流ｉ_Rは低い値に
抑えられる。その後、双方向開閉素子７〜９は既述のよ
うに、疑似台形波又は疑似正弦波を得るように制御され
る。

【００５９】このようにして、平滑コンデンサ４の初期
充電時に、線間電圧のゼロクロス点が検知されると、そ
の２線に挿入された双方向開閉素子７，８を閉にするよ
うにしたため、平滑コンデンサ４は単相整流電圧により
充電されることになり、特別な部品を追加することな
く、平滑コンデンサ４の初期充電電流を抑制することが
でき、整流器２のダイオードブリッジ等の破損を防止す
ることができる効果がある。

【００６０】実施の形態６．図１１はこの発明の第７発
明の一実施の形態を示す回路構成図である。図におい
て、４７はゼロクロス検知手段１０及び電源周波数検知
手段１１に接続され、それらの検知出力から線間電圧と
同一周波数で位相が１５度遅れた線電流として、疑似台
形波又は疑似正弦波を得るように双方向開閉素子７〜９
の開閉を制御する第６のスイッチ制御手段である。

【００６１】４８はゼロクロス検知手段１０、電源周波
数検知手段１１及び第６のスイッチ制御手段４７に接続
され、それらの故障を検出する第１の故障検出手段、４
９は第１の故障検出手段４８に接続され、上記故障が検
出されると双方向開閉素子７〜９をすべて閉にする応急
運転手段である。

【００６２】すなわち、第６のスイッチ制御手段４７に
より双方向開閉素子７〜９の開閉を制御することは既述
のとおりであるが、ゼロクロス検知手段１０、電源周波
数検知手段１１及び第６のスイッチ制御手段４７のいず
れかが故障すると、双方向開閉素子７〜９はすべて閉と
なる。このようにして、故障時は整流器２以降の回路に
対しては双方向開閉素子７〜９がない場合と同様の状態
となり、電源高調波の対策は無効となるが、応急的に従
来と同等のインバータ５の運転を維持することができる
効果がある。

【００６３】実施の形態７．図１２はこの発明の第８発
明の一実施の形態を示す回路構成図である。図におい
て、５１は直流母線電圧検知手段２５に接続され、その
故障を検出する第２の故障検出手段で、５１ａは変調度
固定信号、５２は直流母線電圧検知手段２５及び直流母
線電圧目標値記憶手段２６に接続され、それらの出力値
又は第２の故障検出手段５１の故障検出結果に基づい
て、第３のスイッチ制御手段２８の制御パラメータとし
て変調度を決定する第２の変調度検知手段である。

【００６４】次にこの実施の形態の動作を説明する。第
２の変調度決定手段５２は、通常時、直流母線電圧検知
手段２５の出力と、直流母線電圧目標値記憶手段２６の
出力とを比較し、直流母線電圧が目標値よりも低ければ
変調度を増加し、高ければ減少させる。もし、第２の故
障検出手段５１で直流母線電圧検知手段２５の故障が検
出されると、変調度固定信号５１ａが第２の変調度決定
手段５２へ送出され、変調度は最多値（＝１）に固定さ
れる。これで、双方向開閉素子７〜９は最大の正弦波入
力が可能な状態に制御される。

【００６５】このようにして、直流母線電圧検知手段２
５が故障すると変調度を最大値に設定して、双方向開閉
素子７〜９を最大の正弦波入力が可能な状態に制御する
ようにしたため、直流母線電圧の制御は不能となるが、
電源高調波の対策制御を実施し、インバータ５の運転を
維持することができる効果がある。

【００６６】実施の形態８．図１３〜図２４はこの発明
の第９、第１０、第１３〜第２１発明の一実施の形態を
示す図で、図１３は回路構成図、図１４はゼロクロス検
知動作説明図、図１５は電源周波数検知動作説明図、図
１６は相回転検知動作説明図、図１７は欠相検知動作説
明図、図１８は電源高調波抑制制御区間説明図、図１９
は目標直流電圧設定動作説明図、図２０は過電流検知時
の制御動作フローチャート、図２１は直流電圧抑制動作
フローチャート、図２２は電力供給抑制動作フローチャ
ート、図２３は消費電力増加動作フローチャート、図２
４は回生電力抑制動作フローチャートである。

【００６７】図１３において、５６〜５８は三相交流電
源１のＲ，Ｓ，Ｔ各相に挿入された交流リアクトル、５
９〜６１はＲ，Ｓ，Ｔ各相間に接続されダイオードＤi
ブリッジによる整流回路とトランジスタＴrにより構成
された高速開閉可能な双方向開閉装置、６２はＲ，Ｔ相
に接続され入力電流を測定する入力電流検知手段、６３
は入力電流検知手段６２に接続され電流値が零になるゼ
ロクロス点を検知するゼロクロス検知手段、６４は同じ
く入力電流の周期から電源周波数を検知する電源周波数
検知手段である。

【００６８】６５は同じく入力電流の位相から電源の相
回転を検知する相回転検知手段、６６は同じく入力電流
の実効値と位相から電源の欠相を検知する欠相検知手
段、６７は同じく入力電流の過電流を検知する入力過電
流検知手段、６８は入力過電流検知手段６７に接続され
た異常表示手段、６９は平滑コンデンサ４の両端の電圧
を検知する直流電圧検知手段、７０は入力電流検知手段
６２及び直流電圧検知手段６９に接続され、目標電流電
圧を設定する目標電流電圧設定手段である。

【００６９】７１は検知手段６２〜６７，６９及び目標
直流電圧設定手段７０に接続され、双方向開閉装置５９
〜６１の開閉タイミングを決定する第１のスイッチ（以
下ＳＷという）制御タイミング決定手段、７２は第１の
ＳＷ制御タイミング決定手段７１に接続され、双方向開
閉装置５９〜６１を駆動する第１のＳＷ駆動手段であ
る。上記各手段６２〜７１により、双方向開閉装置５９
〜６１の電源高調波抑制装置の基本機能を構成してい
る。

【００７０】７３は直流母線電流を検知する直流電流検
知手段、７４は直流電圧検知手段６９に接続され、イン
バータ５の出力周波数の加減速スピードを変更設定する
加減速スピード設定手段、７５は欠相検出手段６６及び
入力過電流検知手段６７に接続され、これらの手段６
６，６７の検出値及び外部からの設定に基づいてインバ
ータ５の出力周波数を決定する運転周波数設定手段、７
６は欠相検出手段６６に接続され、直流母線電流に対す
る過電流検知レベルを変更設定する過電流レベル設定手
段である。

【００７１】７７は直流電圧検知手段６９及び運転周波
数設定手段７５に接続され、インバータ５出力の電圧／
周波数（以下ｖ／ｆという）パターンを変更設定するｖ
／ｆ設定手段、７８は上記各手段６９，７３〜７７に接
続され、インバータ５の各トランジスタの制御タイミン
グを決定するインバータ制御タイミング決定手段、７９
はインバータ制御タイミング決定手段７８に接続され、
インバータ５を駆動するインバータ駆動手段である。上
記各手段６９，７３〜７９によりインバータ５の制御装
置を構成している。

【００７２】次に、この実施の形態の動作を説明する。Ａゼロクロス検知手段６３（図１４）双方向開閉装置５９〜６１が動作していない場合につい
て説明する。ゼロクロスとは、電圧又は電流が零になる
時点を指す。今回は電流が零になる時点を求める。今、
図１４（Ａ）に示すような波形のＲ相電流ｉ_Rが検出さ
れたとし、この電流ｉ_Rの絶対値が所定値以下の部分を
取り出すと、図１４（Ｂ）のような波形ｉ₀となる。

【００７３】この波形ｉ₀の時間幅、例えば時間幅Ｔ₁を
検出し、次の波形ｉ₀の検知開始時刻から測定した前回
波形ｉ₀の時間幅Ｔ₁の１／２時間経過時点を図１４
（Ｃ）に示すようにゼロクロス点ｔ₀と定める。このよ
うにして、図１４（Ａ）に示すような不連続な波形の電
流ｉ_Rに対するゼロクロス点を検知する場合に、一般の
ゼロクロス検知では、波形ｉ₀の立上り又は立下り点を
ゼロクロス点と定めているのに比して精度を向上するこ
とが可能である。また、回路の位相遅れ等を考慮して、
前回波形ｉ₀の時間幅に対し、１／２ではなく、所定比
率を与えるようにすれば、更に精度は高くなる。

【００７４】Ｂ電源周波数検知手段６４（図１５）双方向開閉装置５９〜６１が動作していない場合につい
て説明する。今、図１５（Ａ）に示すような波形のＲ相
電流ｉ_Rが検出されたとし、この電流ｉ_Rの絶対値が所定
値以下の部分を取り出すと、図１５（Ｂ）のような波形
ｉ₀となる。この波形ｉ₀の立上りごとの時間幅Ｔ₁，Ｔ₂
を検出すれば、それが電源周波数ｆに対し、ｆ＝１／
（２×Ｔ）となるので、電源周波数ｆを電源の半周期ご
とに求めることができる。

【００７５】このようにして、電流波形から電源周波数
を知ることができる。また、時間幅Ｔ₁，Ｔ₂を複数回検
出して平均値を求めるなどすれば電源周波数の検出に対
する安定度を向上することも可能である。

【００７６】Ｃ相回転検知手段６５（図１６）双方向開閉装置５９〜６１が動作していない場合につい
て説明する。今、図１６（Ａ）（Ｂ）に示すような波形
のＲ相電流ｉ_R及びＴ相電流ｉ_Tが検出されたとする。こ
こで、電流ｉ_R，ｉ_Tは共に電源から機器への向きを正と
している。図１６はＲ−Ｓ−Ｔの順に相回転している場
合である。これを正相と呼び、逆回転を逆相と呼ぶこと
にする。

【００７７】正相の場合、Ｒ相電流ｉ_RとＴ相電流ｉ
_Tは、２４０度の位相差を持つことになる。この場合、
各電流ｉ_R，ｉ_Tの絶対値が所定値以下の部分を取り出す
と、図１６（Ｃ）（Ｄ）のような波形ｉ_R0，ｉ_T0とな
る。この波形ｉ_R0，ｉ_T0間の時間Ｔ₁（立上り時間
差）、時間Ｔ₂（立上り周期）、時間Ｔ₃及び時間Ｔ₄に
より、Ｔ₁／Ｔ₂（≒Ｔ₃／Ｔ₄）＜（１／２）となる。逆
相の場合は、同様に考えると、Ｔ₁／Ｔ₂（≒Ｔ₃／Ｔ₄）
＞（１／２）となる。

【００７８】このようにして、２相の電流を検知するこ
とにより、電源の相回転を知ることができる。また、時
間Ｔ₁〜Ｔ₄を複数回検出して平均値を求めるなどすれ
ば、相回転の検出に対する精度を向上することが可能で
ある。

【００７９】Ｄ欠相検出手段６６（図１７）双方向開閉装置５９〜６１が動作していない場合につい
て説明する。Ｒ相電流ｉ_RとＴ相電流ｉ_Tを検知している
ので、Ｒ相欠相及びＴ相欠相の場合は、各波形ｉ_R，ｉ_T
≒０となること、又は各波形ｉ_R，ｉ_Tの絶対値が所定値
以下の部分を取り出し、この取出し部分の時間が所定時
間以上となることで、欠相の検知が可能となる。ここで
は、直接電流を検知していないＳ相の欠相時について説
明する。

【００８０】Ｓ相が欠相している場合、電源は単相とな
るので、Ｒ相電流ｉ_R及びＴ相電流ｉ_Tは、図１７（Ａ）
（Ｂ）のようになる。すなわち、各波形ｉ_R，ｉ_Tが所定
値以下の部分を取り出すと、図１７（Ｃ）（Ｄ）に示す
ように、波形ｉ_R0，ｉ_T0の立上り時点が一致し、時間Ｔ
₁≒Ｔ₂≒Ｔ₃≒０となる。このようにして、２相の電流
を検知することにより、Ｒ，Ｓ，Ｔ各相の欠相を区別し
て検出することができる。また、時間Ｔ₁〜Ｔ₃を複数回
検出して平均値を求めるなどすれば、欠相の検出に対す
る精度を向上することが可能である。

【００８１】Ｅ第１のＳＷ制御タイミング決定手段７
１（図１８及び表１）ゼロクロス検知手段６３、電源周波数検知手段６４及び
相回転検知手段６５から、各相入力電流の望ましい位相
を求め、昇圧チョッパ動作に伴う直流母線電圧の上昇幅
を、目標直流電圧設定手段７０によって規定することに
より、入力電流の大きさを求める。こうして求められた
入力電流の目標値（正弦波状）と入力電流検知手段６２
で検出された入力電流（測定していない１相はキルヒホ
ップの法則によって、他相の逆数の和として求める）と
の比較により、双方向開閉装置５９〜６１の開閉タイミ
ングを決定するものである。

【００８２】双方向開閉装置５９〜６１の開閉タイミン
グは、所定周期ごとの波形比較により求める。すなわ
ち、所定時間ごとに、電流位相に基づいて比較する電
流、及び比較結果に基づく双方向開閉装置５９〜６１の
開閉パターンを選択する。正相の場合について説明す
る。図１８に示すように、各電流の目標値をｉ_R*，ｉ
_S*，ｉ_T*とし、目標値ｉ_R*を基準にして、３０度ごとに
区間ｔ₁〜ｔ₁₂を区切る。

【００８３】各区間ｔ₁〜ｔ₁₂ごとの比較電流（入力電
流）と各双方向開閉装置５９〜６１の開・閉判定は表１
に示すとおりである。なお、表中の大小は、電流を絶対
値として比較している。

【００８４】

【表１】

【００８５】例えば、区間ｔ₁＋ｔ₂で、ｉ_R＞ｉ_R*及び
ｉ_T＞ｉ_T*のときは、双方向開閉装置５９〜６１はすべ
て開になる。考え方としては、電流を増やしたい相に対
して、電位差を持った相間の双方向開閉装置５９〜６１
を閉にすることにより、電流を増加するというものであ
る。目標電流ｉ_R*，ｉ_S*，ｉ_T*は相電圧と同位相（基本
波力率＝１）であるので、図１８の波形を相電圧と見
て、電位（波形）の高い方から低い方へ電力が流れると
考えればよい。

【００８６】このように制御することにより、三つの双
方向開閉装置５９〜６１の制御で、入力電流を正弦波状
に制御することができる。また、従来のインバータ５に
対して、電源高調波対策用に追加する部分は分離されて
いるため、既設の機器に対しての対応が容易にできる。

【００８７】次に、欠相検出手段６６によって欠相を検
知した場合の動作について、図１８及び表２により説明
する。欠相の検知により、既述のように欠相している相
の特定ができる。そこで欠相時には、残された相で単相
運転することとする。今、Ｔ相が欠相したとすると、三
相時と同様に入力電流の目標値ｉ_R*を求める。ここで、
Ｒ−Ｓ間電圧は目標値ｉ_R*と同位相となり、双方向開閉
装置５９だけが用いられる。

【００８８】双方向開閉装置５９の動作は、三相の場合
と同様に、所定周期ごとの電流値比較による。動作は表
２のとおり単純なものとなり、｜ｉ_R｜＞｜ｉ_R*｜のと
き双方向開閉装置５９を開にし、｜ｉ_R｜＜｜ｉ_R*｜の
とき双方向開閉装置５９を閉にする。

【００８９】

【表２】

【００９０】また、欠相入力運転時には、母線電圧脈動
及び入力電流ピーク値の増大を起こしやすくなるため、
欠相状態をインバータ５側にも知らせ、過電流レベル設
定手段７６の絶対値を低く抑えることにより、単相の整
流器側の負担を軽減するとともに、運転周波数設定手段
７５で最大周波数を低く抑え、インバータ５の出力は不
足気味となるが、安定した運転を継続するように制御す
る。

【００９１】このようにして、欠相時に電源高調波を抑
制した単相入力運転が実現できる。また、単相入力運転
時にインバータ５側も協調して、安定した運転を継続す
ることができる。なお、双方向開閉装置５９〜６１及び
これを制御するための各制御手段６２〜７２が故障した
場合（故障検出手段は図示しない）、第１のＳＷ駆動手
段７２は常時開指令を出し、双方向開閉装置５９〜６１
がない状態、すなわち通常のダイオード整流の状態を保
つようにしている。これにより、追加回路の不良による
機器全体の機能停止を防止することができる。

【００９２】Ｆ目標直流電圧設定手段７０（図１９）図に示すとおり、入力電流が、所定電流Ｉ₁よりも低い
ときは、目標直流電圧は停止時の直流電圧検知手段６９
の検出値Ｖ₀よりも低い所定電圧Ｖ₁とする。また、入力
電流が所定電流Ｉ₂よりも高いときは、目標直流電圧を
上記検出値Ｖ₀よりも高い所定電圧Ｖ₂とする。入力電流
が所定電流Ｉ₁と所定電流Ｉ₂の間のときは、目標直流電
圧も所定電圧Ｖ₁と所定電圧Ｖ₂の間を補間した値とす
る。

【００９３】このようにして、インバータ５の停止状態
も含めて、入力電流が低いときには、双方向開閉装置５
９〜６１の動作を停止（常時開放）することができ、無
負荷及び軽負荷時の制御の不安定さを回避することがで
きる。

【００９４】Ｇ入力過電流検知手段６７（図２０）ステップＳ１でカウンタをクリアし、ステップＳ２で通
常制御を行い、以後これを繰り返す。ステップＳ３で通
常制御中に過電流を検知したかを判定し、検知すればス
テップＳ４へ進み、検知しなかったときはステップＳ１
０へ進む。ステップＳ４でカウンタが零かを判定し、零
であればステップＳ５へ進み、零でなければステップＳ
７へ進む。ステップＳ５ではカウンタを１とし、タイマ
を零にクリアしてステップＳ６へ進み、双方向開閉装置
５９〜６１の制御を強制的に停止（常時開）して処理は
終了する。

【００９５】ステップＳ７ではカウンタを２とし、ステ
ップＳ８でインバータ５の制御を強制的に停止し、ステ
ップＳ９で異常表示手段６８に異常を表示して処理は終
了する。ステップＳ１０では、タイマを加算し、ステッ
プＳ１１でカウンタが１でかつタイマが所定時間を超え
ているかを判定し、そうであればステップＳ１２へ進
み、そうでなければ処理は終了する。ステップＳ１２で
は、カウンタを零にクリアするとともに、双方向開閉装
置５９〜６１の制御を通常状態に戻して処理は終了す
る。

【００９６】このようにして、入力電流の過電流を検知
すると、異常電流が連続することを抑制するとともに、
装置全体を安易に停止するようなことはしないため、個
有の機能を常に最大限に活用することができる。

【００９７】Ｈインバータ５停止後の直流母線電圧制
御動作（図２１）この実施の形態では、電力回生機能を持っていないの
で、負荷としてのインバータ５が停止した後、双方向開
閉装置５９〜６１が動作を継続すると、直流部に電力が
蓄積され、結果として直流電圧が上昇する。これを抑制
するために、インバータ５をモータ６等が運転しない程
度に動作させ、電力を消費させるようにしている。

【００９８】ステップＳ２１でインバータ５が停止する
と、ステップＳ２２へ進み、図１９で説明したように、
入力電流に応じて目標直流電圧を変化（ここでは直流電
圧検知手段６９の検出値以下に）させることにより、ス
テップＳ２３で双方向開閉装置５９〜６１を停止する。
ステップＳ２４で直流電圧が所定電圧よりも高いかを判
定し、高ければステップＳ２５へ進み、高くなければ処
理は終了する。ステップＳ２５では、インバータ５から
モータ６にブレーキを作用させないような十分高い周波
数で、かつモータ６が運転できないような十分低い電圧
を出力し、蓄積された直流エネルギーをモータ６で熱と
して消費させる。

【００９９】このようにして、インバータ５停止時の直
流電圧の異常上昇を抑制することができる。インバータ
５の動作手段として、低ｖ／ｆ運転の例を示したが、モ
ータ６からの回生電力に注意すれば、直流出力、単相出
力等でもほぼ同等の結果が得られることは明白である。

【０１００】Ｉインバータ５及び双方向開閉装置５９
〜６１の運転中の直流電圧上昇の補償動作この動作には、双方向開閉装置５９〜６１側からの電力
供給抑制、インバータ５側での消費電力増加、及びイン
バータ５側からの回生電力抑制の三つがある。

【０１０１】Ｉ−１双方向開閉装置５９〜６１側から
の電力供給抑制動作（図２２）ステップＳ３１で直流電圧が所定電圧よりも高いかを判
定し、高ければステップＳ３２へ進み、高くなければス
テップＳ３３へ進む。ステップＳ３２では、目標電圧を
所定電圧幅だけ低下させてステップＳ３１へ戻る。ステ
ップＳ３３では、目標電圧が規定値と等しいかを判定
し、等しければ処理は終了し、等しくなければステップ
Ｓ３４へ進む。ステップＳ３４では、目標電圧を所定電
圧幅だけ上昇し、ステップＳ３５で目標電圧が規定値よ
りも高いかを判定し、高ければステップＳ３６へ進み、
高くなければステップＳ３７へ進む。

【０１０２】ステップＳ３６では、目標電圧を規定値と
してステップＳ３７へ進む。ステップＳ３７では、所定
時間が経過するまで待機した後、ステップＳ３１へ戻
る。上記制御により、直流電圧の上昇が大きいときに
は、目標電圧が大きく低下し、双方向開閉装置５９〜６
１の運転が停止状態に至ることを考えられる。このよう
にして、直流電圧の上昇に対し、双方向開閉装置５９〜
６１側での対応ができる。

【０１０３】Ｉ−３インバータ５側での消費電力増加
動作（図２３）ステップＳ４１で直流電圧が所定電圧よりも高いかを判
定し、高ければステップＳ４２へ進み、高くなければス
テップＳ４５へ進む。ステップＳ４２では、インバータ
５の設定出力電圧Ｖを所定電圧幅だけ増加し、ステップ
Ｓ４３でインバータ５の設定出力電圧Ｖが上限値を超え
ているかを判定し、超えていればステップＳ４４へ進
み、超えていなければステップＳ４１へ戻る。ステップ
Ｓ４４では設定出力電圧Ｖを上限値とし、ステップＳ４
１へ戻る。

【０１０４】ステップＳ４５では、設定出力電圧Ｖが規
定値と等しいかを判定し、等しければ処理は終了し、等
しくなければステップＳ４６へ進む。ステップＳ４６で
は、設定出力電圧Ｖを所定電圧幅だけ減少し、ステップ
Ｓ４７で設定出力電圧Ｖが規定値よりも低いかを判定
し、低ければステップＳ４８へ進み、低くなければステ
ップＳ４９へ進む。ステップＳ４８では、設定出力電圧
Ｖを規定値としてステップＳ４９へ進む。ステップＳ４
９では、所定時間が経過するまで待機した後、ステップ
Ｓ４１へ戻る。

【０１０５】このようにして、直流電圧の上昇に対し、
インバータ５のｖ／ｆを変更して、モータ６の運転効率
を低下させることにより消費電力を増加させ、直流電圧
を低下させることができる。

【０１０６】Ｉ−３インバータ５側からの回生電力抑
制動作（図２４）ステップＳ５１で直流電圧が所定電圧よりも高いかを判
定し、高ければステップＳ５２へ進み、高くなければス
テップＳ５５へ進む。ステップＳ５２では、インバータ
５の設定出力周波数の変化スピードＳＰを、所定スピー
ド幅だけ減少し、ステップＳ５３で設定出力周波数変化
スピードＳＰが下限値よりも低いかを判定し、低ければ
ステップＳ５４へ進み、低くなければステップＳ５１へ
戻る。ステップＳ５４では、設定出力周波数の変化スピ
ードＳＰを下限値とし、ステップＳ５１へ戻る。

【０１０７】ステップＳ５５では、設定出力周波数変化
スピードＳＰが規定値と等しいかを判定し、等しければ
処理は終了し、等しくなければステップＳ５６へ進む。
ステップＳ５６では、設定出力周波数変化スピードＳＰ
を所定スピード幅だけ増加し、ステップＳ５７で設定出
力周波数変化スピードＳＰが規定値よりも高いかを判定
し、高ければステップＳ５８へ進み、高くなければステ
ップＳ５９へ進む。ステップＳ５８では、設定出力周波
数の変化スピードＳＰを規定値としてステップＳ５９へ
進む，ステップＳ５９では、所定時間が経過するまで待
機した後、ステップＳ５１へ戻る。

【０１０８】このようにして、直流電圧の上昇に対し、
インバータ５の出力周波数の変化スピードを低下させる
ことにより、モータ６の逆起電力とインバータ５の出力
電圧との差を小さくし、回生エネルギーを抑制すること
により、直流電圧を低下させることができる。

【０１０９】実施の形態９．図２５はこの発明の第１１
発明の一実施の形態を示す回路構成図である。図におい
て、８１〜８３はダイオードＤiとこれに逆接続された
トランジスタＴrからなる３組の回路がＹ字状に接続さ
れて、Ｒ，Ｓ，Ｔ各相間に接続された高速開閉可能な片
方向開閉装置で、トランジスタＴrはエミッタ同士が接
続されるようにＰＮＰ形を選定している。これにより、
トランジスタＴrの駆動電源は共通化が可能になる。

【０１１０】なお、ダイオードＤiのカソード側を互い
に接続する向きに接続されているが、これを逆向きとし
て、アノード側を接続するようにしてもよい。この場合
は、トランジスタＴrをＮＰＮ形とすることにより、エ
ミッタを共通とし、駆動電源を共通化できる。８４は第
８のＳＷ制御タイミング決定手段、８５は第８のＳＷ駆
動手段である。上記以外は図１３と同様である。

【０１１１】次に、この実施の形態の第８のＳＷ制御タ
イミング決定手段８４の動作を説明する。基本的な動作
は図１３と同様であり、図１３の各区間ｔ₁〜ｔ₁₂ごと
の比較電流（入力電流）と各片方向開閉装置８１〜８３
の開・閉判定は表３に示すとおりである。

【０１１２】

【表３】

【０１１３】ここで、片方向開閉装置８１〜８３の導通
方向の制約により、負電流はトランジスタＴrにより制
御できるが、正電流はダイオードＤiを流れてしまい、
他の２組のトランジスタＴrと、それぞれの電位により
流れ方が変わり制御ができない。正電流の制御は、正で
電位の高い方の電流を、正で電位の高い方から正で電位
の低い方への循環電流、すなわち正の電位の低い方の片
方向開閉装置８１〜８３の開閉により制御するようにし
ている。

【０１１４】なお、正電流が２相の区間で、正電流の絶
対値が大きい方が大きく、負電流の絶対値が小さいとい
う判定（区間ｔ₁でいえば、ｉ_T：大、ｉ_S：小）の場合
は、回路構成上最適な制御が不能であるため、最終制御
結果も完全な正弦波状とはならず、若干のひずみを残す
ことになる。このように制御することにより、三つの片
方向開閉装置８１〜８３の制御で、入力電流をほぼ正弦
波状に制御することができる。また、既設の機器に対し
ての対策が容易であることは既述のとおりである。

【０１１５】次に、欠相検知手段６６によって欠相を検
知した場合の動作も、基本的には図１３と同様である。
今、Ｔ相が欠相したとすると、片方向開閉装置８１，８
２が用いられる。片方向開閉装置８１，８２の動作は、
三相の場合と同様に、所定周期ごとの電流値比較によ
る。その動作は表４のとおり単純なものとなる。

【０１１６】

【表４】

【０１１７】このようにして、欠相時に電源高調波を抑
制した単相入力運転が実現できる。また、単相入力運転
時にインバータ５側と協調して、安定した運転を継続す
ることができる。

【０１１８】実施の形態１０．図２６〜図２８はこの発
明の第１２及び第２２発明の一実施の形態を示す図で、
図２６は回路構成図、図２７は図２６の要部回路構成
図、図２８は電源投入時の制御動作フローチャートであ
る。

【０１１９】図において、８１〜８３はダイオードＤi
とこれに逆接続されたトランジスタＴrからなる３組の
回路からなり、それぞれＲ，Ｓ，Ｔ各相に挿入された高
速開閉可能な片方向開閉装置、９０は第９のＳＷ制御タ
イミング決定手段、９１は第９のＳＷ駆動手段である。
なお、第９のＳＷ制御タイミング決定手段９０は直流電
流検知手段７３にも接続されている。上記以外は図１３
と同様である。

【０１２０】なお、片方向開閉装置８１〜８３は、電源
側にダイオードのアノード側が接続される向きに構成さ
れているが、それぞれ逆向きとして、カソード側を接続
するように構成してもよいことは明白である。

【０１２１】次に、この実施の形態の第９のＳＷ制御タ
イミング決定手段９０の動作を説明する。図２６では直
流電流検知手段７３の検出値によって入力電流の大きさ
を求めているが、これ以外の基本的な動作は図１３及び
図２５と同様であり、図１８の各区間ｔ₁〜ｔ₁₂ごとの
比較電流（入力電流）と片方向開閉装置８１〜８３の開
・閉判定は、実施の形態９で用いた表３と同様である。

【０１２２】なお、表３の各区間ｔ₁〜ｔ₁₂において、
負電流側片方向開閉装置８１〜８３を閉にすると同時
に、正電流側片方向開閉装置８１〜８３を閉にするパタ
ーンがあるが、電流は負電流側にしか流れないので、そ
の区間において、正電流側の片方向開閉装置８１〜８３
は開放のままとしてもよい。この実施の形態において
も、実施の形態９と同様に、三つの片方向開閉装置８１
〜８３の制御で、入力電流をほぼ正弦波状に制御するこ
とができる。また、既設の機器に対しての対策が容易で
あることは既述のとおりである。

【０１２３】次に、欠相検知手段６６によって欠相を検
知した場合の動作も、基本的には図１３と同様である。
すなわち片方向開閉装置８２の動作は、実施の形態９の
場合と同様に、表４のようになる。このようにして、欠
相時に電源高調波を抑制した単相入力運転が実現でき
る。また、単相入力運転時にインバータ５側も協調し
て、安定した運転を継続することができる。

【０１２４】次に、この実施の形態の電源投入時のアル
ゴリズムを、図２７及び図２８により説明する。ただ
し、図２７では電圧検知によりゼロクロス検知するよう
にしている。図において、９４はＲ−Ｓ相に接続され電
圧のゼロクロス点を検出する入力電圧ゼロクロス検知手
段、９５は入力電圧ゼロクロス検知手段９４及び第９の
ＳＷ駆動手段９１に接続された電源投入制御手段であ
る。

【０１２５】ステップＳ６１で片方向開閉装置８１〜８
３を開放する。ステップＳ６２で電圧ゼロクロスを検知
するまで待機し、ゼロクロスを検知したら、ステップＳ
６３へ進み、電圧が零になっているＲ−Ｓ相間に接続さ
れた片方向開閉装置８１だけを閉にして処理を終了す
る。これで、電圧が零時点から、Ｓ相からＲ相への電流
経路が形成され、直ちに低い電位差に基づく低電流で平
滑コンデンサ４への充電電流が流れ始めるか、又は次の
ゼロクロス点から、同様に低電流での充電電流が流れ始
めることになる。すなわち、半波整流による電流遮断機
能が活用されている。

【０１２６】このようにして、平滑コンデンサ４への突
入電流防止用の専用回路は不要となる。なお、入力電圧
ゼロクロス検知手段９４による制御起点検出の外に、入
力電圧の正負判定により、例えばＲ相とＳ相間の電圧を
Ｖ_R−_Sとすると、Ｖ_R−_S＞０の期間に、片方向開閉装置
８１〜８３を開から閉にすることにより、Ｖ_R−_S＜０か
ら充電を開始するようにすることも考えられる。

【０１２７】実施の形態１１．図２９はこの発明の第２
３発明の一実施の形態を示す回路構成図である。図にお
いて、９７〜９９はＰＮＰトランジスタで構成され、整
流器２の各相に相当するダイオードの直列回路の負側に
挿入された片方向開閉装置、１００は整流器２の直流側
に接続されたダイオード、１０１は第１０のＳＷ制御タ
イミング決定手段、１０２は第１０のＳＷ駆動手段であ
る。

【０１２８】図２９の構成でも、図２６と同様に片方向
開閉装置９７〜９９を制御することにより、平滑コンデ
ンサ４の突入電流制限機能が得られる。この実施の形態
では、既設の機器への後付け設置の点を考慮しなけれ
ば、部品点数を減少した安価な構成が得られる。また、
片方向開閉装置９７〜９９を整流器２の正側に配置し、
ＮＰＮトランジスタで構成しても、同様の機能が得られ
る。

【０１２９】上記各実施の形態では、整流器２の出力を
インバータ５に供給するものを示したが、これに限るも
のではなく、直流負荷一般に適用可能であることは明白
である。

【０１３０】

【発明の効果】以上説明したとおりこの発明の第１発明
では、整流器の交流側の各相に、所定パターンにより高
速で開閉する双方向開閉素子を挿入したため、電源高調
波成分を低減することができる

【０１３１】また、第２発明では、交流電源のゼロクロ
ス点及び電源周波数を検知して、双方向開閉素子の開閉
タイミングを決定して、双方向開閉素子のいずれか２個
を閉状態とし、整流器の入力電流を疑似台形波状に制御
するようにしたため、従来のＰＷＭコンバータのような
電流波形の検出を不要にすることができる。また、直接
電流波形を制御しているため、電流−電圧変換等の制御
演算が不要であり、制御回路を安価に構成することがで
きる。更に、電源短絡モードや直流電圧の昇圧現象が発
生しないため、保護回路を省略することができる。

【０１３２】また、第３発明では、交流電源のゼロクロ
ス点及び電源周波数を検知して、双方向開閉素子の開閉
タイミングを決定して、整流器の入力電流を疑似正弦波
状に制御するようにしたため、第１及び第２発明と同様
の効果がある。

【０１３３】また、第４発明では、平滑コンデンサの電
圧とその電圧の目標値から変調度を決定し、交流電源の
ゼロクロス点、電源周波数及び変調度から双方向開閉素
子の開閉タイミングを決定して、双方向開閉素子の開閉
パターンを上記電圧の目標値に応じて変調し、整流器の
入力電流を疑似正弦波状に制御するようにしたため、第
１及び第２発明と同様の効果に加えて、直流母線電圧を
制御することにより、インバータの低電圧出力時に、出
力波形に含まれる高調波成分を抑制することができる。

【０１３４】また、第５発明では、双方向開閉素子の内
の二つに並列に小容量開閉素子と限流抵抗との直列回路
を接続し、交流電源投入時等に所定時間上記小容量開閉
素子を閉にするようにしたため、平滑コンデンサの初期
充電電流を抑制することができ、整流器のダイオードブ
リッジ等の破損を防止することができる。また、小容量
開閉素子は初期充電電流しか流れないため、安価な小容
量部品を選択することができる。

【０１３５】また、第６発明では、交流電源投入時等
に、線間電圧のゼロクロス点が検知されると、その２線
に挿入された双方向開閉素子を閉にするようにしたた
め、平滑コンデンサは単相整流電圧により充電されるこ
とになり、特別な部品を追加することなく、平滑コンデ
ンサの初期充電電流を抑制することができ、整流器のダ
イオードブリッジ等の破損を防止することができる。

【０１３６】また、第７発明では、ゼロクロス検知手
段、電源周波数検知手段又は双方向開閉素子を制御する
第６のスイッチ制御手段が故障すると、双方向開閉素子
をすべて閉にするようにしたため、故障時は電源高調波
の対策は無効となるが、応急的に従来と同様のインバー
タの運転を維持することができる。

【０１３７】また、第８発明では、平滑コンデンサの電
圧とその電圧の目標値から変調度を決定し、交流電源の
ゼロクロス点、電源周波数及び変調度から双方向開閉素
子の開閉タイミングを決定し、直流母線電圧検知手段が
故障すると、変調度を最大値に設定して、整流器の入力
電流を疑似正弦波状に制御するようにしたため、直流母
線電圧の制御は不能となるが、電源高調波の対策制御を
実施し、インバータの運転を維持することができる。

【０１３８】また、第９発明では、交流リアクトルと整
流器の間の各相間に３組の開閉装置を接続し、交流電源
の各相の電流をそれぞれ目標電流と比較して、開閉装置
の開閉を制御し、第１０発明では、双方向開閉装置の開
閉を制御するようにしたため、入力電流を正弦波状に制
御することができ、電源高調波成分を低減することがで
きる。また、電源高調波対策用に追加する部分は分離さ
れているため、既設の機器に対しての対応が容易にでき
る。

【０１３９】また、第１１発明では、交流リアクトルと
整流器の間に、Ｙ字状に接続されＹ字の開放端が交流電
源の各相に接続され各相からＹ字の中心点の方への逆導
通特性を有する片方向開閉装置を設け、第１２発明で
は、交流電源側から整流器側への逆導通特性を有する片
方向開閉装置を設け、交流電源の各相の電流をそれぞれ
目標電流と比較して、片方向開閉装置の開閉を制御する
ようにしたため、第９発明の効果に加えて、開閉装置を
安価に構成することができる。

【０１４０】また、第１３発明では、交流電源の２相の
電流を入力して、この電流の位相、周波数、相回転及び
欠相状態を検知するようにしたため、交流電源の状態を
容易に知ることができる。

【０１４１】また、第１４発明では、交流電源の欠相を
検出すると、欠相を生じていない残りの相で単相運転す
るとともに、インバータの出力周波数の上限又は運転電
流の上限を抑制するようにしたため、欠相時に電源高調
波を抑制し、かつ安定した単相運転を継続することがで
きる。

【０１４２】また、第１５発明では、双方向開閉装置又
は片方向開閉装置若しくはこれらの制御手段の故障が判
定されると、各開閉装置の制御を停止させるようにした
ため、通常のダイオード整流による運転が継続され、追
加回路の不良による機器全体の機能停止を防止すること
ができる。

【０１４３】また、第１６発明では、入力電流に応じて
直流電圧の目標値を変更し、かつ入力電流が所定値以下
の場合直流電圧の目標値を、整流器の直流側の電圧以下
に設定するようにしたため、直流電圧の目標値を最適に
制御することができるとともに、無負荷及び軽負荷時の
制御の不安定さを回避することができる。

【０１４４】また、第１７発明では、入力電流が所定値
以上になると開閉装置の制御を停止し、その後に再度入
力電流が所定値以上になるとインバータの制御を停止す
るとともに、この異常状態を表示するようにしたため、
過電流検知に対し、異常電流が連続することを抑制する
とともに、装置全体が安易に停止させることなく、個有
の機能を常に最大限に活用することができる。

【０１４５】また、第１８発明では、インバータ停止に
よるモータ停止後、このモータが回転しない程度の電圧
・周波数を設定するようにしたため、直流部に蓄積され
た直流エネルギーはモータ内で消費され、直流電圧が異
常上昇することを防止できる。

【０１４６】また、第１９発明では、インバータ及び開
閉装置の動作中に整流器の直流側の電圧が所定電圧を超
えると、直流電圧の目標値を所定値だけ低下させるよう
にしたため、直流電圧の上昇に対し、開閉装置側で対応
することができる。

【０１４７】また、第２０発明では、インバータ及び開
閉装置の動作中に整流器の直流側の電圧が所定電圧を超
えると、インバータの出力電圧を所定値だけ上昇させる
ようにしたため、インバータの出力電圧・周波数を変更
して、モータの運転効率を低下させることにより、消費
電力を増加させ直流電圧を低下させることができる。

【０１４８】また、第２１発明では、インバータ及び開
閉装置の動作中に整流器の直流側の電圧が所定電圧を超
えると、インバータの出力周波数の変化速度を所定値だ
け減速するようにしたため、モータの逆起電力とインバ
ータの出力電圧との差を小さくし、回生エネルギーを抑
制することにより、直流電圧を低下させることができ
る。

【０１４９】また、第２２発明では、交流電源投入時等
の初期充電時に、交流電源の線間電圧のゼロクロス点を
検知すると、その２線上に挿入された片方向開閉装置の
一方を閉成するようにしたため、平滑コンデンサへの突
入電流防止用の専用回路を不要にすることができる。

【０１５０】また、第２３発明では、交流電源投入時等
の初期充電時に、交流電源のゼロクロス点を検知する
と、整流器のダイオードブリッジの各相に挿入された片
方向開閉装置の一方を閉成するようにしたため、部品点
数を減少した安価な構成で、平滑コンデンサへの突入電
流制限機能を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施の形態１を示す回路構成図。

【図２】この発明の実施の形態１を示す疑似台形波状
パターン生成説明図。

【図３】この発明の実施の形態２を示す回路構成図。

【図４】この発明の実施の形態２を示す疑似正弦波状
パターン生成説明図。

【図５】この発明の実施の形態３を示す回路構成図。

【図６】この発明の実施の形態３を示す疑似台形波状
パターン生成説明図。

【図７】この発明の実施の形態４を示す回路構成図。

【図８】この発明の実施の形態４を示す制御動作フロ
ーチャート。

【図９】この発明の実施の形態５を示す回路構成図。

【図１０】この発明の実施の形態５を示す動作説明
図。

【図１１】この発明の実施の形態６を示す回路構成
図。

【図１２】この発明の実施の形態７を示す回路構成
図。

【図１３】この発明の実施の形態８を示す回路構成図
で、（Ａ）は全体回路構成図、（Ｂ）は双方向開閉装置
部分の回路構成図。

【図１４】この発明の実施の形態８を示すゼロクロス
検知動作説明図。

【図１５】この発明の実施の形態８を示す電源周波数
検知動作説明図。

【図１６】この発明の実施の形態８を示す相回転検知
動作説明図。

【図１７】この発明の実施の形態８を示す欠相検知動
作説明図。

【図１８】この発明の実施の形態８を示す電源高調波
抑制制御区間説明図。

【図１９】この発明の実施の形態８を示す目標直流電
圧設定動作説明図。

【図２０】この発明の実施の形態８を示す過電流検知
時の制御動作フローチャート。

【図２１】この発明の実施の形態８を示す直流電圧抑
制動作フローチャート。

【図２２】この発明の実施の形態８を示す電力供給抑
制動作フローチャート。

【図２３】この発明の実施の形態８を示す消費電力増
加動作フローチャート。

【図２４】この発明の実施の形態８を示す回生電力抑
制動作フローチャート。

【図２５】この発明の実施の形態９を示す回路構成
図。

【図２６】この発明の実施の形態１０を示す回路構成
図。

【図２７】図２６の要部回路構成図。

【図２８】この発明の実施の形態１０を示す電源投入
時の制御動作フローチャート。

【図２９】この発明の実施の形態１１を示す回路構成
図。

【図３０】従来の電源高調波抑制装置を示す回路構成
図。

【符号の説明】

１三相交流電源、２整流器、３直流リアクトル、
４平滑コンデンサ、５ＰＷＭインバータ、７〜９
双方向開閉素子、１０ゼロクロス検知手段、１１電
源周波数検知手段、１２第１のスイッチ制御手段、１
８第２のスイッチ制御手段、２５直流母線電圧検知
手段、２６直流母線電圧目標値記憶手段、２７第１
の変調度決定手段、２８第３のスイッチ制御手段、３
５第４のスイッチ制御手段、３６電源投入検知手
段、３７計時手段、３８小容量開閉素子制御手段、
３９，４０限流抵抗、４１，４２小容量開閉素子、
４５第５のスイッチ制御手段、４７第６のスイッチ制
御手段、４８第１の故障第５のスイッチ制御手段、４
７第６のスイッチ制御手段、４８第１の故障検出手
段、４９応急運転手段、５１第２の故障検出手段、
５１ａ変調度固定信号、５２第２の変調度決定手
段、５６〜５８交流リアクトル、５９〜６１双方向
開閉装置、６２入力電流検知手段、６３ゼロクロス
検知手段、６４電源周波数検知手段、６５相回転検
知手段、６６欠相検知手段、６７入力過電流検知手
段、６８異常表示手段、６９直流電圧検知手段、７
０目標直流電圧設定手段、７１第７のＳＷ制御タイ
ミング決定手段、７３直流電流検知手段、７４加減
速スピード設定手段、７５運転周波数設定手段、７６
過電流レベル設定手段、７７電圧／周波数設定手段、
７８インバータ制御タイミング決定手段、８１〜８３
片方向開閉装置、８４第８のＳＷ制御タイミング決
定手段、９０第９のＳＷ制御タイミング決定手段、９
４入力電圧ゼロクロス検知手段、９５電源投入制御
手段、９７〜９９片方向開閉装置、１０１第１０の
ＳＷ制御タイミング決定手段。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】三相交流電源に接続されダイオードブリ
ッジで構成された整流器により、交流を直流に変換し、
この直流を直流リアクトルを介して供給する装置におい
て、上記整流器の交流側の各相に挿入され、上記各相を
所定パターンにより高速で開閉する双方向開閉素子を備
えたことを特徴とする電源高調波抑制装置。
【請求項２】交流電源のゼロクロス点を検知するゼロ
クロス検知手段と、上記交流電源の周波数を検知する電
源周波数検知手段と、上記検知されたゼロクロス点及び
上記検知された電源周波数から各双方向開閉素子の開閉
タイミングを決定して、常に上記双方向開閉素子のいず
れか２個を閉状態とし、整流器の入力電流をそれぞれ疑
似台形波状に制御する第１のスイッチ制御手段とを設け
たことを特徴とする請求項１記載の電源高調波抑制装
置。
【請求項３】交流電源のゼロクロス点を検知するゼロ
クロス検知手段と、上記交流電源の周波数を検知する電
源周波数検知手段と、上記検知されたゼロクロス点及び
上記検知された電源周波数から各双方向開閉素子の開閉
タイミングを決定して、整流器の入力電流をそれぞれ疑
似正弦波状に制御する第２のスイッチ制御手段とを設け
たことを特徴とする請求項１記載の電源高調波抑制装
置。
【請求項４】整流器の直流側に平滑コンデンサを接続
し、交流電源のゼロクロス点を検知するゼロクロス検知
手段と、上記交流電源の周波数を検知する電源周波数検
知手段と、上記平滑コンデンサの電圧を検知する直流母
線電圧検知手段と、上記平滑コンデンサの電圧の目標値
を記憶する直流母線電圧目標値記憶手段と、上記検知さ
れた平滑コンデンサの電圧と、上記記憶された電圧の目
標値から変調度を決定する第１の変調度決定手段と、上
記検知されたゼロクロス点、上記検知された電源周波数
及び上記決定された変調度から双方向開閉素子の開閉タ
イミングを決定して、上記双方向開閉素子の開閉パター
ンをそれぞれ上記記憶された直流母線電圧の目標値に応
じて変調し、上記整流器の入力電流をそれぞれ疑似正弦
波状に制御する第３のスイッチ制御手段を設けたことを
特徴とする請求項１記載の電源高調波抑制装置。
【請求項５】整流器の直流側に平滑コンデンサを接続
し、双方向開閉素子の内の二つに並列に小容量開閉素子
と限流抵抗との直列回路を接続し、交流電源投入時等の
初期充電時に、所定時間上記小容量開閉素子を閉にする
小容量開閉素子制御手段を設けたことを特徴とする請求
項１記載の電源高調波抑制装置。
【請求項６】整流器の直流側に平滑コンデンサを接続
し、交流電源のゼロクロス点を検知するゼロクロス検知
手段と、交流電源投入時等の初期充電時に、上記ゼロク
ロス検知手段が線間電圧のゼロクロス点を検知したとき
その２線に挿入された上記双方向開閉素子を閉にする第
５のスイッチ制御手段とを設けたことを特徴とする請求
項１記載の電源高調波抑制装置。
【請求項７】交流電源のゼロクロス点を検知するゼロ
クロス検知手段と、上記交流電源の周波数を検知する電
源周波数検知手段と、上記検知されたゼロクロス点及び
上記検知された電源周波数から各双方向開閉素子の開閉
を制御する第６のスイッチ制御手段と、上記ゼロクロス
検知手段、電源周波数検知手段又は第６のスイッチ制御
手段の故障を検出する第１の故障検知手段と、上記故障
が検出されると上記双方向開閉素子をすべて閉にする応
急運転手段とを設けたことを特徴とする請求項１記載の
電源高調波抑制装置。
【請求項８】整流器の直流側に平滑コンデンサを接続
し、交流電源のゼロクロス点を検知するゼロクロス検知
手段と、上記交流電源の周波数を検知する電源周波数検
知手段と、上記平滑コンデンサの電圧を検知する直流母
線電圧検知手段と、上記平滑コンデンサの電圧の目標値
を記憶する直流母線電圧目標値記憶手段と、上記検知さ
れた平滑コンデンサの電圧と、上記記憶された電圧の目
標値から変調度を決定する第２の変調度決定手段と、上
記検知されたゼロクロス点、上記検知された電源周波数
及び上記決定された変調度から双方向開閉素子の開閉タ
イミングを決定して、上記整流器の入力電流をそれぞれ
疑似正弦波状に制御するとともに、変調度固定信号が入
力されると上記変調度を最大値に設定する第２の変調度
決定手段と、上記直流母線電圧検知手段の故障が検出さ
れると上記変調度固定信号を上記第２の変調度決定手段
へ送出する第２の故障検出手段とを設けたことを特徴と
する請求項１記載の電源高調波抑制装置。
【請求項９】三相交流電源に交流リアクトルを介して
接続されダイオードブリッジで構成された整流器によ
り、交流を直流に変換し、この交流を平滑コンデンサで
平滑し、直流負荷又はインバータを介して交流負荷に供
給する装置において、上記交流リアクトルと上記整流器
の間に設けられ上記交流電源の各相間に接続された３組
の開閉装置と、上記交流電源の各相の電流をそれぞれ目
標電流と比較して上記開閉装置の開閉を制御するスイッ
チ制御タイミング決定手段とを備えたことを特徴とする
電源高調波抑制装置。
【請求項１０】三相交流電源に交流リアクトルを介し
て接続されダイオードブリッジで構成された整流器によ
り、交流を直流に変換し、この交流を平滑コンデンサで
平滑し、直流負荷又はインバータを介して交流負荷に供
給する装置において、上記交流リアクトルと上記整流器
の間に設けられ上記交流電源の各相間に接続された３組
の双方向開閉装置と、上記交流電源の各相の電流をそれ
ぞれ目標電流と比較して上記双方向開閉装置の開閉を制
御する第７のスイッチ制御タイミング決定手段とを備え
たことを特徴とする電源高調波抑制装置。
【請求項１１】三相交流電源に交流リアクトルを介し
て接続されダイオードブリッジで構成された整流器によ
り、交流を直流に変換し、この交流を平滑コンデンサで
平滑し、直流負荷又はインバータを介して交流負荷に供
給する装置において、上記交流リアクトルと上記整流器
の間に設けられてＹ字状に接続され、上記Ｙ字の開放端
が上記交流電源の各相に接続され上記各相から上記Ｙ字
の中心点の方への逆導通特性を有する片方向開閉装置
と、上記交流電源の各相の電流をそれぞれ目標電流と比
較して上記片方向開閉装置の開閉を制御する第８のスイ
ッチ制御タイミング決定手段とを備えたことを特徴とす
る電源高調波抑制装置。
【請求項１２】三相交流電源に接続されダイオードブ
リッジで構成された整流器により、交流を直流に変換
し、この直流を直流リアクトルを通じて直流負荷又はイ
ンバータを介して交流負荷に供給する装置において、上
記整流器の交流側に設けられて上記交流電源の各相に挿
入され、それぞれ上記交流電源側から上記整流器側への
逆導通特性を有する片方向開閉装置と、上記交流電源の
各相の電流をそれぞれ目標電流と比較して上記片方向開
閉装置の開閉を制御する第９のスイッチ制御タイミング
決定手段とを備えたことを特徴とする電源高調波抑制装
置。
【請求項１３】交流電源の２相の電流を入力して、こ
の電流の位相、周波数、相回転及び欠相状態を検知する
電源判定手段を設けたことを特徴とする請求項９〜請求
項１２のいずれかに記載の電源高調波抑制装置。
【請求項１４】交流電源の欠相を検出すると、上記欠
相を生じていない残りの相で単相運転するとともに、イ
ンバータの出力周波数の上限又は運転電流の上限を抑制
するレベル設定手段を設けたことを特徴とする請求項９
〜請求項１２のいずれかに記載の電源高調波抑制装置。
【請求項１５】第７〜第９のスイッチ制御タイミング
決定手段は、双方向開閉装置又は片方向開閉装置若しく
はこれらの制御手段の故障が判定されると、上記各開閉
装置の制御を停止する機能も有するものとしたことを特
徴とする請求項９〜請求項１２のいずれかに記載の電源
高調波抑制装置。
【請求項１６】交流電源の２相の電流を検知する入力
電流検知手段と、上記検知された入力電流及び整流器の
直流側の電圧を入力して直流電圧の目標値を設定すると
ともに、上記検知された入力電流に応じて上記直流電圧
の目標値を変更し、かつ上記検知された入力電流が所定
値以下の場合上記直流電圧の目標値を上記整流器の直流
側の電圧以下に設定する目標直流電圧設定手段とを設け
たことを特徴とする請求項９〜請求項１１のいずれかに
記載の電源高調波抑制装置。
【請求項１７】交流電源の２相の電流を検知する入力
電流検知手段と、上記検知された入力電流が所定値以上
になると開閉装置の制御を停止する異常停止手段と、こ
の異常停止手段の動作後再度上記検知された入力電流が
上記所定値以上になるとインバータの制御を停止するイ
ンバータ停止手段と、このインバータ停止手段が動作す
ると異常状態を表示する異常表示手段とを設けたことを
特徴とする請求項９〜請求項１２のいずれかに記載の電
源高調波抑制装置。
【請求項１８】交流負荷としてモータを用い、インバ
ータ停止による上記モータの停止後、このモータが回転
しない程度の電圧・周波数を設定する電圧・周波数設定
手段を設けたことを特徴とする請求項９〜請求項１１の
いずれかに記載の電源高調波抑制装置。
【請求項１９】交流電源の２相の電流を検知する入力
電流検知手段と、上記検知された入力電流及び整流器の
直流側の電圧を入力して直流電圧の目標値を設定すると
ともに、インバータ及び開閉装置の動作中に上記整流器
の直流側の電圧が所定電圧を超えると、上記直流電圧の
目標値を所定値だけ低下させる目標電圧設定手段を設け
たことを特徴とする請求項９〜請求項１１のいずれかに
記載の電源高調波抑制装置。
【請求項２０】整流器の直流側の電圧に応じてインバ
ータの電圧・周波数を設定するとともに、インバータ及
び開閉装置の動作中に上記整流器の直流側の電圧が所定
電圧を超えると、上記インバータの出力電圧を所定値だ
け上昇させる電圧・周波数設定手段を設けたことを特徴
とする請求項９〜請求項１１のいずれかに記載の電源高
調波抑制装置。
【請求項２１】整流器の直流側の電圧に応じてインバ
ータの電圧・周波数を設定するとともに、インバータ及
び開閉装置の動作中に上記整流器の直流側の電圧が所定
電圧を超えると、上記インバータの出力周波数の変化速
度を所定値だけ減速する電圧・周波数設定手段を設けた
ことを特徴とする請求項９〜請求項１１のいずれかに記
載の電源高調波抑制装置。
【請求項２２】交流電源のゼロクロス点を検知するゼ
ロクロス検知手段と、上記交流電源投入時等の初期充電
時に、上記ゼロクロス検知手段が線間電圧のゼロクロス
点を検知したとき、その２線上に挿入された片方向開閉
装置の一方を閉成する電源投入制御手段とを設けたこと
を特徴とする請求項１２記載の電源高調波抑制装置。
【請求項２３】三相交流電源に接続されダイオードブ
リッジで構成された整流器により、交流を直流に変換
し、この直流を直流リアクトルを通じて直流負荷又はイ
ンバータを介して交流負荷に供給する装置において、上
記整流器のダイオードブリッジの各相に挿入された片方
向開閉装置と、上記交流電源のゼロクロス点を検知する
ゼロクロス検知手段と、上記交流電源投入時等の初期充
電時に、上記ゼロクロス検知手段が線間電圧のゼロクロ
ス点を検知したとき、その２線に対応する上記片方向開
閉装置の一方を閉成する第１０のスイッチ制御タイミン
グ検知手段とを備えたことを特徴とする電源高調波抑制
装置。