JP2007329980A - 整流回路の制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】三相／単相交流電源の両方を利用可能とし、三相運転中に欠相が発生した場合でも過電流を流さずに単相運転に切り替えて継続的に運転可能とする。
【解決手段】双方向スイッチ回路の直流出力端子間に二つのコンデンサを直列に接続し、その直列接続点を双方向スイッチ回路に接続してコンデンサの電圧を個別に制御するＮ相整流回路において、交流入力端子Ｓ,Ｔ間に接続される単相交流電源１ｂ及び電圧検出器３ＳＴと、コンデンサの電圧検出器６Ｃ１，６Ｃ２と、前記入力電圧を用いて、各コンデンサの直流電圧指令値に端子間電圧を追従させる入力電流指令値を生成するための電圧調節器３４ａ，３４ｂ、乗算器３５Ｔ，３５Ｔａ等と、交流入力電流を検出する電流検出器４Ｓ，４Ｔと、交流入力電流が入力電流指令値に追従するようにスイッチング素子の駆動信号を生成するための電流調節器３６Ｓ〜３６Ｔａ、比較器３７Ｓ〜３７Ｔａ等を備える。
【選択図】図１
【解決手段】双方向スイッチ回路の直流出力端子間に二つのコンデンサを直列に接続し、その直列接続点を双方向スイッチ回路に接続してコンデンサの電圧を個別に制御するＮ相整流回路において、交流入力端子Ｓ,Ｔ間に接続される単相交流電源１ｂ及び電圧検出器３ＳＴと、コンデンサの電圧検出器６Ｃ１，６Ｃ２と、前記入力電圧を用いて、各コンデンサの直流電圧指令値に端子間電圧を追従させる入力電流指令値を生成するための電圧調節器３４ａ，３４ｂ、乗算器３５Ｔ，３５Ｔａ等と、交流入力電流を検出する電流検出器４Ｓ，４Ｔと、交流入力電流が入力電流指令値に追従するようにスイッチング素子の駆動信号を生成するための電流調節器３６Ｓ〜３６Ｔａ、比較器３７Ｓ〜３７Ｔａ等を備える。
【選択図】図１
Description
本発明は、Ｎ（Ｎは２以上の自然数）相の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路の制御装置に関するものである。
Ｎ相の交流電圧を半導体スイッチング素子からなる交流／直流変換器により直流電圧に変換して負荷に供給するシステムは従来から良く知られている。
例えば、図１１は特許文献１に開示されている整流装置の構成を示している。図１１ににおいて、１は三相交流電源、１０は整流装置、２は整流装置１０の出力側に接続されたインバータ等の負荷である。
例えば、図１１は特許文献１に開示されている整流装置の構成を示している。図１１ににおいて、１は三相交流電源、１０は整流装置、２は整流装置１０の出力側に接続されたインバータ等の負荷である。
整流装置１０は、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子とダイオードとを逆並列し、これをブリッジ接続してなる主回路１１と、交流リアクトル１２と、平滑用コンデンサ１３と、三相交流電源１の相電圧を検出する相電圧検出器１４と、三相交流電源１のＲ相電圧を絶縁変換する電圧検出器１５と、前記Ｒ相電圧の位相に同期した角度信号θ（θ＝０°〜３６０°）を発生する角度信号発生手段１６と、前記角度信号θに基づいた正弦波を発生する正弦波発生器１７と、前記角度信号θに１２０°を加算した角度信号θ１に基づく正弦波を発生する正弦波発生器１８と、電圧設定器１９による電圧設定値とコンデンサ１３の両端の直流電圧を電圧検出器２０を介して検出した電圧検出値との偏差により調節動作を行う電圧調節器２１と、電圧調節器２１の出力と正弦波発生器１７，１８の出力とをそれぞれ乗算する乗算器２２，２３と、これらの乗算器２２，２３から出力されるＲ相電流指令値ｉＲ ＊及びＴ相電流指令値ｉＴ ＊からＳ相電流指令値ｉＳ ＊を求め、各相電流指令値ｉＲ ＊，ｉＳ ＊，ｉＴ ＊と電流検出器２４により検出した各相電流検出値ｉＲ，ｉＳ，ｉＴとの偏差をそれぞれ調節演算する電流調節器２５，２６，２７と、これらの電流調節器２５，２６，２７から出力される各相電圧指令値ＶＲ ＊，ＶＳ ＊，ＶＴ ＊をキャリア信号発生器２８からのキャリア信号と比較してＰＷＭ信号を出力する比較器２９と、この比較器２９からのＰＷＭ信号に基づいて主回路１１のスイッチング素子に対するゲート信号を生成するゲート駆動回路３０とから構成されている。
なお、上記整流装置１０において、三相交流電源１に瞬時停電または欠相等の電源異常が発生したときには、この異常を電源異常検出回路２００等が検出して整流装置１０の運転を停止するようになっている。
なお、上記整流装置１０において、三相交流電源１に瞬時停電または欠相等の電源異常が発生したときには、この異常を電源異常検出回路２００等が検出して整流装置１０の運転を停止するようになっている。
次に、図１２は特許文献２に開示されている整流回路及びその制御装置を示している。
図１２の整流回路において、１ａは三相交流電源、２ａは負荷、３ＲＳ，３ＳＴ，６Ｃ１，６Ｃ２は電圧検出器、４Ｒ，４Ｓ，４Ｔは電流検出器、５Ｒ，５Ｓ，５Ｔは電流を双方向に制御可能な双方向スイッチ回路、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流入力端子、Ｐ，Ｎは正極、負極の直流出力端子、ＬＲ，ＬＳ，ＬＴはリアクトル、Ｃ１，Ｃ２はコンデンサである。
図１２の整流回路において、１ａは三相交流電源、２ａは負荷、３ＲＳ，３ＳＴ，６Ｃ１，６Ｃ２は電圧検出器、４Ｒ，４Ｓ，４Ｔは電流検出器、５Ｒ，５Ｓ，５Ｔは電流を双方向に制御可能な双方向スイッチ回路、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流入力端子、Ｐ，Ｎは正極、負極の直流出力端子、ＬＲ，ＬＳ，ＬＴはリアクトル、Ｃ１，Ｃ２はコンデンサである。
双方向スイッチ回路５Ｒ，５Ｓ，５Ｔは、何れも２個のスイッチング素子の直列回路と２個のダイオードの直列回路とを並列接続して構成されており、ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２はＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子、ＤＲ１〜ＤＲ４，ＤＳ１〜ＤＳ４，ＤＴ１〜ＤＴ４はダイオードである。
ダイオードＤＲ１，ＤＲ２同士の接続点はリアクトルＬＲの一端に接続され、スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２同士の接続点はコンデンサＣ１，Ｃ２同士の接続点ＮＰに接続される。また、スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２の直列回路の両端はダイオードＤＲ３，ＤＲ４を介してコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端に接続されている。
ダイオードＤＲ１，ＤＲ２同士の接続点はリアクトルＬＲの一端に接続され、スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２同士の接続点はコンデンサＣ１，Ｃ２同士の接続点ＮＰに接続される。また、スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２の直列回路の両端はダイオードＤＲ３，ＤＲ４を介してコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端に接続されている。
同様にして、ダイオードＤＳ１，ＤＳ２同士の接続点はリアクトルＬＳの一端に接続され、スイッチング素子ＳＳ１，ＳＳ２同士の接続点はコンデンサＣ１，Ｃ２同士の接続点ＮＰに接続されていると共に、スイッチング素子ＳＳ１，ＳＳ２の直列回路の両端はダイオードＤＳ３，ＤＳ４を介してコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端に接続されている。
更に、ダイオードＤＴ１，ＤＴ２同士の接続点はリアクトルＬＴの一端に接続され、スイッチング素子ＳＴ１，ＳＴ２同士の接続点は前記接続点ＮＰに接続されていると共に、スイッチング素子ＳＴ１，ＳＴ２の直列回路の両端はダイオードＤＴ３，ＤＴ４を介してコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端に接続されている。
更に、ダイオードＤＴ１，ＤＴ２同士の接続点はリアクトルＬＴの一端に接続され、スイッチング素子ＳＴ１，ＳＴ２同士の接続点は前記接続点ＮＰに接続されていると共に、スイッチング素子ＳＴ１，ＳＴ２の直列回路の両端はダイオードＤＴ３，ＤＴ４を介してコンデンサＣ１，Ｃ２の直列回路の両端に接続されている。
次いで、制御装置１００の動作を構成と共に説明する。
電圧検出器３ＲＳ，３ＳＴにより検出した入力線間電圧ＶＲＳ，ＶＳＴを相電圧変換器３１により相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴに変換し、これらの入力相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの極性と同期した極性判別信号Ｒ＋，Ｒ−，Ｓ＋，Ｓ−，Ｔ＋，Ｔ−を極性判別器３２により作成する。また、電圧検出器６Ｃ１により検出したコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を直流電圧指令値３３にフィードバックし、電圧調節器３４ｂを介して乗算器３５Ｒａ，３５Ｓａ，３５Ｔａにより入力相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴとそれぞれ乗算する。同様にして、電圧検出器６Ｃ２により検出したコンデンサＣ２の電圧ＶＣ２を直流電圧指令値３３にフィードバックし、電圧調節器３４ａを介して乗算器３５Ｒ，３５Ｓ，３５Ｔにより入力相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴとそれぞれ乗算する。
電圧検出器３ＲＳ，３ＳＴにより検出した入力線間電圧ＶＲＳ，ＶＳＴを相電圧変換器３１により相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴに変換し、これらの入力相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴの極性と同期した極性判別信号Ｒ＋，Ｒ−，Ｓ＋，Ｓ−，Ｔ＋，Ｔ−を極性判別器３２により作成する。また、電圧検出器６Ｃ１により検出したコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を直流電圧指令値３３にフィードバックし、電圧調節器３４ｂを介して乗算器３５Ｒａ，３５Ｓａ，３５Ｔａにより入力相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴとそれぞれ乗算する。同様にして、電圧検出器６Ｃ２により検出したコンデンサＣ２の電圧ＶＣ２を直流電圧指令値３３にフィードバックし、電圧調節器３４ａを介して乗算器３５Ｒ，３５Ｓ，３５Ｔにより入力相電圧ＶＲ，ＶＳ，ＶＴとそれぞれ乗算する。
これらの乗算結果である各相入力電流指令値に対し、電流検出器４Ｒ，４Ｓ，４Ｔにより検出した各相入力電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴをフィードバックし、電流調節器３６Ｒａ，３６Ｓａ，３６Ｔａを介して比較器３７Ｒａ，３７Ｓａ，３７Ｔａによりキャリア信号４０と比較してスイッチング素子ＳＲ２，ＳＳ２，ＳＴ２に対するＰＷＭ信号を得ると共に、電流調節器３６Ｒ，３６Ｓ，３６Ｔを介して比較器３７Ｒ，３７Ｓ，３７Ｔによりキャリア信号４０と比較してスイッチング素子ＳＲ１，ＳＳ１，ＳＴ１に対するＰＷＭ信号を得る。
更に、前記極性判別信号Ｒ＋，Ｒ−，Ｓ＋，Ｓ−，Ｔ＋，Ｔ−と前記ＰＷＭ信号との論理積をアンドゲート３８Ｒ〜３８Ｔａにより求め、ゲート駆動回路３９Ｒ〜３９Ｔａを介して各スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２の駆動信号を作成する。
更に、前記極性判別信号Ｒ＋，Ｒ−，Ｓ＋，Ｓ−，Ｔ＋，Ｔ−と前記ＰＷＭ信号との論理積をアンドゲート３８Ｒ〜３８Ｔａにより求め、ゲート駆動回路３９Ｒ〜３９Ｔａを介して各スイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２の駆動信号を作成する。
上記構成において、例えば、Ｒ相電圧ＶＲ＞Ｓ相電圧ＶＳの時に、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が低下するとスイッチング素子ＳＳ２のオンパルス幅が広くなり、電圧ＶＣ１が上昇するとスイッチング素子ＳＳ２のオンパルス幅が狭くなるように制御装置１００が動作する。これにより、Ｒ→ＬＲ→ＤＲ１→ＤＲ３→Ｃ１→ＳＳ２→ＤＳ２→ＬＳ→Ｓ→Ｒの経路で流れるコンデンサＣ１の充電電流が変化し、電圧ＶＣ１が一定に維持される。
一方、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２が低下するとスイッチング素子ＳＲ１のオンパルス幅が広くなり、電圧ＶＣ２が上昇するとスイッチング素子ＳＲ１のオンパルス幅が狭くなるように制御装置１００が動作する。これにより、Ｒ→ＬＲ→ＤＲ１→ＳＲ１→Ｃ２→ＤＳ４→ＤＳ２→ＬＳ→Ｓ→Ｒの経路で流れるコンデンサＣ２の充電電流が変化し、電圧ＶＣ２が一定に維持される。
一方、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２が低下するとスイッチング素子ＳＲ１のオンパルス幅が広くなり、電圧ＶＣ２が上昇するとスイッチング素子ＳＲ１のオンパルス幅が狭くなるように制御装置１００が動作する。これにより、Ｒ→ＬＲ→ＤＲ１→ＳＲ１→Ｃ２→ＤＳ４→ＤＳ２→ＬＳ→Ｓ→Ｒの経路で流れるコンデンサＣ２の充電電流が変化し、電圧ＶＣ２が一定に維持される。
従って、特許文献２の制御装置によれば、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧ＶＣ１，ＶＣ２をそれぞれ独立して制御することができる。また、入力電流のフィードバック制御によって入力電流は入力電圧と同期した正弦波状の波形に制御され、出力電圧（コンデンサの電圧）もフィードバック制御によって一定の直流電圧に制御することができる。このため、入力電流を高力率に制御しながら交流電圧を一定の直流電圧に変換することを可能にしている。
なお、この制御装置においても、交流電源１ａに瞬時停電または欠相等の電源異常が発生したときには、この異常を電源異常検出回路２００等が検出して制御装置１００は整流回路の運転を停止するようになっている。
なお、この制御装置においても、交流電源１ａに瞬時停電または欠相等の電源異常が発生したときには、この異常を電源異常検出回路２００等が検出して制御装置１００は整流回路の運転を停止するようになっている。
図１１または図１２に示した従来技術では、交流電源の欠相等の電源異常時には整流装置１０や制御装置１００の運転を停止しなければならない。しかし、負荷条件によっては運転を継続しなければならない場合もあり、特に電源の欠相時には健全相の電圧を利用して装置を継続的に運転したいという要請もある。
また、装置の使用場所によっては三相交流電源を用意できないこともあり、この場合には、三相仕様の装置を単相交流電源により運転できることが望ましい。一方、三相仕様の装置を単相交流電源により運転する時は、三相交流電源の時に比べて各相入力電流が√３倍になるため三相運転時の定格電流を超えた入力電流が流れるおそれがあり、主回路の故障が懸念される。
また、装置の使用場所によっては三相交流電源を用意できないこともあり、この場合には、三相仕様の装置を単相交流電源により運転できることが望ましい。一方、三相仕様の装置を単相交流電源により運転する時は、三相交流電源の時に比べて各相入力電流が√３倍になるため三相運転時の定格電流を超えた入力電流が流れるおそれがあり、主回路の故障が懸念される。
そこで本発明の解決課題は、三相等の多相交流電源と単相交流電源との両方を利用することができ、しかも多相運転中に欠相等の電源異常が発生した場合でも過電流を流すことなく単相運転に切り替えて継続的に運転可能とした整流回路の制御装置を提供することにある。
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、Ｎ（Ｎは２以上の自然数）相の交流電圧をＮ個の双方向スイッチ回路により直流電圧に変換可能な整流回路であって、各双方向スイッチ回路の交流入力側をＮ個の交流入力端子にそれぞれ接続し、各双方向スイッチ回路の正極の直流出力端子、負極の直流出力端子をそれぞれ一括接続してこれら正負の直流出力端子間に二つのコンデンサを直列に接続すると共に、前記二つのコンデンサ同士の接続点を各双方向スイッチ回路に接続してこれらの双方向スイッチ回路内のスイッチング素子のオンオフ動作により前記二つのコンデンサの端子間電圧を個別に制御可能とした整流回路において、
（Ｎ−１）個の交流入力端子間に接続される（Ｎ−１）相の交流電源と、
この交流電源が接続された線間の入力電圧を検出する手段と、
前記各コンデンサの端子間電圧を検出する手段と、
前記入力電圧を用いて、前記各コンデンサの直流電圧指令値に各コンデンサの端子間電圧をそれぞれ追従させるような（Ｎ−１）相の入力電流指令値を生成する手段と、
（Ｎ−１）相の交流入力電流を検出する手段と、
（Ｎ−１）相の交流入力電流が前記入力電流指令値にそれぞれ追従するように、（Ｎ−１）相に接続された前記双方向スイッチ回路内のスイッチング素子の駆動信号を生成する手段と、を備えたものである。
（Ｎ−１）個の交流入力端子間に接続される（Ｎ−１）相の交流電源と、
この交流電源が接続された線間の入力電圧を検出する手段と、
前記各コンデンサの端子間電圧を検出する手段と、
前記入力電圧を用いて、前記各コンデンサの直流電圧指令値に各コンデンサの端子間電圧をそれぞれ追従させるような（Ｎ−１）相の入力電流指令値を生成する手段と、
（Ｎ−１）相の交流入力電流を検出する手段と、
（Ｎ−１）相の交流入力電流が前記入力電流指令値にそれぞれ追従するように、（Ｎ−１）相に接続された前記双方向スイッチ回路内のスイッチング素子の駆動信号を生成する手段と、を備えたものである。
請求項２に記載した発明は、Ｎ（Ｎは２以上の自然数）相の交流電圧をＮ個の双方向スイッチ回路により直流電圧に変換可能な整流回路であって、各双方向スイッチ回路の交流入力側をＮ個の交流入力端子にそれぞれ接続し、各双方向スイッチ回路の正極の直流出力端子、負極の直流出力端子をそれぞれ一括接続してこれら正負の直流出力端子間に二つのコンデンサを直列に接続すると共に、前記二つのコンデンサ同士の接続点を各双方向スイッチ回路に接続してこれらの双方向スイッチ回路内のスイッチング素子のオンオフ動作により前記二つのコンデンサの端子間電圧を個別に制御可能とした整流回路において、
Ｎ相の線間の入力電圧を検出する手段と、
検出した前記入力電圧から電源異常を検出する手段と、
前記各コンデンサの端子間電圧を検出する手段と、
電源異常が検出された相を除く前記入力電圧を用いて、前記各コンデンサの直流電圧指令値に各コンデンサの端子間電圧をそれぞれ追従させるような入力電流指令値を生成する手段と、
各相の交流入力電流を検出する手段と、
各相の交流入力電流が前記入力電流指令値にそれぞれ追従するように、電源異常が検出された相を除く相に接続された前記双方向スイッチ回路内のスイッチング素子の駆動信号を生成する手段と、を備えたものである。
Ｎ相の線間の入力電圧を検出する手段と、
検出した前記入力電圧から電源異常を検出する手段と、
前記各コンデンサの端子間電圧を検出する手段と、
電源異常が検出された相を除く前記入力電圧を用いて、前記各コンデンサの直流電圧指令値に各コンデンサの端子間電圧をそれぞれ追従させるような入力電流指令値を生成する手段と、
各相の交流入力電流を検出する手段と、
各相の交流入力電流が前記入力電流指令値にそれぞれ追従するように、電源異常が検出された相を除く相に接続された前記双方向スイッチ回路内のスイッチング素子の駆動信号を生成する手段と、を備えたものである。
請求項３に記載した発明は、請求項２に記載した整流回路の制御装置において、
前記双方向スイッチ回路の交流入力側に設けられて当該双方向スイッチ回路内の何れかの前記スイッチング素子に直列接続されるサイリスタ等のスイッチ部と、
電源異常が検出された相の前記スイッチ部をオフする手段と、を備えたものである。
前記双方向スイッチ回路の交流入力側に設けられて当該双方向スイッチ回路内の何れかの前記スイッチング素子に直列接続されるサイリスタ等のスイッチ部と、
電源異常が検出された相の前記スイッチ部をオフする手段と、を備えたものである。
請求項４に記載した発明は、請求項２または３に記載した整流回路の制御装置において、
電源異常検出時に、請求項２または３に記載した制御装置により実行される第１の制御動作と、
交流入力の健全時に、前記各コンデンサの直流電圧指令値に各コンデンサの端子間電圧をそれぞれ追従させるように各コンデンサの充電経路に存在する前記スイッチング素子を個別に制御する第２の制御動作と、を切替可能に構成したものである。
電源異常検出時に、請求項２または３に記載した制御装置により実行される第１の制御動作と、
交流入力の健全時に、前記各コンデンサの直流電圧指令値に各コンデンサの端子間電圧をそれぞれ追従させるように各コンデンサの充電経路に存在する前記スイッチング素子を個別に制御する第２の制御動作と、を切替可能に構成したものである。
請求項５に記載した発明は、請求項４に記載した整流回路の制御装置において、
前記入力電圧のゼロクロスを検出する手段を備え、
電源異常検出時に、前記ゼロクロスのタイミングで第２の制御動作から第１の制御動作に切り替えるものである。
前記入力電圧のゼロクロスを検出する手段を備え、
電源異常検出時に、前記ゼロクロスのタイミングで第２の制御動作から第１の制御動作に切り替えるものである。
請求項６に記載した発明は、請求項４または５に記載した整流回路の制御装置において、
入力電力または負荷電力を演算する手段を備え、
電源異常検出時に、演算した電力が所定値を超える時には第２の制御動作から第１の制御動作に切り替えずに運転を停止させるものである。
入力電力または負荷電力を演算する手段を備え、
電源異常検出時に、演算した電力が所定値を超える時には第２の制御動作から第１の制御動作に切り替えずに運転を停止させるものである。
請求項７に記載した発明は、請求項１または２に記載した整流回路の制御装置において、
前記双方向スイッチ回路は、
通流方向を一致させた二つのダイオードの直列回路と、通流方向を一致させた二つのスイッチング素子の直列回路とを並列接続し、前記二つのダイオード同士の接続点をそれぞれリアクトルを介して交流電源の一相に接続し、前記二つのダイオードの直列回路のカソード側をそれぞれダイオードを介して正極の直流出力端子に接続し、前記二つのダイオードの直列回路のアノード側をそれぞれダイオードを介して負極の直流出力端子に接続し、かつ、前記二つのスイッチング素子同士の接続点を前記二つのコンデンサ同士の接続点に接続したものである。
前記双方向スイッチ回路は、
通流方向を一致させた二つのダイオードの直列回路と、通流方向を一致させた二つのスイッチング素子の直列回路とを並列接続し、前記二つのダイオード同士の接続点をそれぞれリアクトルを介して交流電源の一相に接続し、前記二つのダイオードの直列回路のカソード側をそれぞれダイオードを介して正極の直流出力端子に接続し、前記二つのダイオードの直列回路のアノード側をそれぞれダイオードを介して負極の直流出力端子に接続し、かつ、前記二つのスイッチング素子同士の接続点を前記二つのコンデンサ同士の接続点に接続したものである。
請求項８に記載した発明は、請求項１〜７の何れか１項に記載した整流回路の制御装置において、
前記二つのコンデンサにそれぞれ個別に直流電圧指令値を設定したものである。
前記二つのコンデンサにそれぞれ個別に直流電圧指令値を設定したものである。
本発明によれば、例えば三相交流電源を用意できない場合や三相交流電源に欠相等の電源異常が発生した場合においても、交流入力が存在する相の双方向スイッチ回路内のスイッチング素子をオンオフ制御することにより、単相交流電源を用いて整流回路を支障なく運転することができ、しかも、整流回路の出力側に直列接続された二つのコンデンサの端子間電圧をそれぞれ個別に制御することができる。
特に、請求項５の発明によれば、電源異常時の運転に切り替える際の入力電流や出力電圧の変動を防止することができ、請求項６の発明によれば、演算した入力電力または負荷電力に基づいて運転切替時における入力電流を推測することにより、過電流が流入するのを未然に防止することができる。
特に、請求項５の発明によれば、電源異常時の運転に切り替える際の入力電流や出力電圧の変動を防止することができ、請求項６の発明によれば、演算した入力電力または負荷電力に基づいて運転切替時における入力電流を推測することにより、過電流が流入するのを未然に防止することができる。
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る整流回路及び制御装置の構成図であり、請求項１及び請求項７に係る発明に相当する。この実施形態は、例えば三相交流電源を用意できない場合に単相交流電源を用いて整流回路を運転する場合に有効である。
図１における整流回路の構成は、交流入力端子Ｓ，Ｔ間に単相交流電源１ｂが接続されている点以外は図１２と同一である。
図１は、本発明の第１実施形態に係る整流回路及び制御装置の構成図であり、請求項１及び請求項７に係る発明に相当する。この実施形態は、例えば三相交流電源を用意できない場合に単相交流電源を用いて整流回路を運転する場合に有効である。
図１における整流回路の構成は、交流入力端子Ｓ，Ｔ間に単相交流電源１ｂが接続されている点以外は図１２と同一である。
図１の制御装置１００ａについて、図１２に示した制御装置１００と異なる部分を中心としてその構成及び動作を説明する。
図１の制御装置１００ａが図１２の制御装置１００と異なる点は、整流回路の入力が単相交流である場合にも、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧を個別に制御可能とした点である。なお、図１の制御装置１００ａにおいて、図１２の制御装置１００の構成要素と同一のものには同一の符号を付してある。
図１の制御装置１００ａが図１２の制御装置１００と異なる点は、整流回路の入力が単相交流である場合にも、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧を個別に制御可能とした点である。なお、図１の制御装置１００ａにおいて、図１２の制御装置１００の構成要素と同一のものには同一の符号を付してある。
電圧検出器３ＳＴにより検出した入力線間電圧ＶＳＴを極性判別器３２ａに入力し、入力線間電圧ＶＳＴの極性と同期した極性判別信号ＳＴ＋，ＳＴ−を生成する。また、電圧検出器６Ｃ１により検出したコンデンサＣ１の電圧ＶＣ１を直流電圧指令値３３にフィードバックし、電圧調節器３４ｂを介してコンデンサＣ１の充電電流指令値を生成する。同様に、電圧検出器６Ｃ２により検出したコンデンサＣ２の電圧ＶＣ２を直流電圧指令値３３にフィードバックし、電圧調節器３４ａを介してコンデンサＣ２の充電電流指令値を生成する。
次に、入力線間電圧ＶＳＴの絶対値｜ＶＳＴ｜を絶対値回路４２により検出し、この絶対値｜ＶＳＴ｜を、乗算器３５Ｔ，３５Ｔａにより各充電電流指令値と乗算して各相の入力電流指令値を生成する。これらの入力電流指令値に対し、電流検出器４Ｓ，４Ｔにより検出した入力電流ＩＳ，ＩＴをそれぞれフィードバックし、電流調節器３６Ｓ，３６Ｓａ，３６Ｔ，３６Ｔａを介して比較器３７Ｓ，３７Ｓａ，３７Ｔ，３７Ｔａによりキャリア信号４０と比較することによりＰＷＭ信号を生成する。
また、前記極性判別信号ＳＴ＋，ＳＴ−とＰＷＭ信号との論理積をアンドゲート３８Ｓ〜３８Ｔａにより求め、ゲート駆動回路３９Ｓ〜３９Ｔａを介して、単相交流電源１ｂが接続されている相の双方向スイッチ回路５Ｓ，５Ｔの各スイッチング素子ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２に対するゲート信号を作成する。
一方、単相交流電源１ｂが接続されていないＲ相の双方向スイッチ回路５Ｒのスイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２は、ゲート指令回路４１によって何れもオフにしておく。
一方、単相交流電源１ｂが接続されていないＲ相の双方向スイッチ回路５Ｒのスイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２は、ゲート指令回路４１によって何れもオフにしておく。
この実施形態の動作原理を、更に説明する。
例えば、入力線間電圧ＶＳＴ＞０（極性判別信号ＳＴ＋が「High」レベル）の時に、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が低下すると電圧調節器３４ｂの出力が増加し、乗算器３５Ｔａ等を介して電流調節器３６Ｔａの出力も増加する。これにより、比較器３７Ｔａ、アンドゲート３８Ｔａ、ゲート駆動回路３９Ｔａを介してスイッチング素子ＳＴ２のオンパルス幅が広くなるように制御装置１００ａが動作する。また、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が上昇すると電圧調節器３４ｂの出力が減少し、乗算器３５Ｔａ等を介して電流調節器３６Ｔａの出力も減少する。これにより、比較器３７Ｔａ、アンドゲート３８Ｔａ、ゲート駆動回路３９Ｔａを介してスイッチング素子ＳＴ２のオンパルス幅が狭くなるように制御装置１００ａが動作する。
従って、Ｓ→ＬＳ→ＤＳ１→ＤＳ３→Ｃ１→ＳＴ２→ＤＴ２→ＬＴ→Ｔ→Ｓの経路で流れるコンデンサＣ１の充電電流が変化し、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が一定に維持される。
例えば、入力線間電圧ＶＳＴ＞０（極性判別信号ＳＴ＋が「High」レベル）の時に、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が低下すると電圧調節器３４ｂの出力が増加し、乗算器３５Ｔａ等を介して電流調節器３６Ｔａの出力も増加する。これにより、比較器３７Ｔａ、アンドゲート３８Ｔａ、ゲート駆動回路３９Ｔａを介してスイッチング素子ＳＴ２のオンパルス幅が広くなるように制御装置１００ａが動作する。また、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が上昇すると電圧調節器３４ｂの出力が減少し、乗算器３５Ｔａ等を介して電流調節器３６Ｔａの出力も減少する。これにより、比較器３７Ｔａ、アンドゲート３８Ｔａ、ゲート駆動回路３９Ｔａを介してスイッチング素子ＳＴ２のオンパルス幅が狭くなるように制御装置１００ａが動作する。
従って、Ｓ→ＬＳ→ＤＳ１→ＤＳ３→Ｃ１→ＳＴ２→ＤＴ２→ＬＴ→Ｔ→Ｓの経路で流れるコンデンサＣ１の充電電流が変化し、コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が一定に維持される。
一方、入力線間電圧ＶＳＴ＞０（極性判別信号ＳＴ＋が「High」レベル）の時に、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２が低下すると電圧調節器３４ａの出力が増加し、乗算器３５Ｔ等を介して電流調節器３６Ｔの出力も増加する。これにより、比較器３７Ｔ、アンドゲート３８Ｔ、ゲート駆動回路３９Ｔを介してスイッチング素子ＳＳ１のパルス幅が広くなるように制御装置１００ａが動作する。また、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２が上昇すると電圧調節器３４ａの出力が減少し、乗算器３５Ｔ等を介して電流調節器３６Ｔの出力も減少する。これにより、比較器３７Ｔ、アンドゲート３８Ｔ、ゲート駆動回路３９Ｔを介してスイッチング素子ＳＳ１のパルス幅が狭くなるように制御装置１００ａが動作する。
従って、Ｓ→ＬＳ→ＤＳ１→ＳＳ１→Ｃ２→ＤＴ４→ＤＴ２→ＬＴ→Ｔ→Ｓの経路で流れるコンデンサＣ２の充電電流が変化し、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２が一定に維持される。
従って、Ｓ→ＬＳ→ＤＳ１→ＳＳ１→Ｃ２→ＤＴ４→ＤＴ２→ＬＴ→Ｔ→Ｓの経路で流れるコンデンサＣ２の充電電流が変化し、コンデンサＣ２の電圧ＶＣ２が一定に維持される。
上記のような動作により、単相交流電源１ｂが接続されている場合でも、コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧ＶＣ１，ＶＣ２をそれぞれ独立して制御することが可能である。また、入力電流のフィードバック制御によって入力電流は入力電圧と同期した正弦波状の波形に制御され、出力電圧（コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧ＶＣ１，ＶＣ２）もフィードバック制御によって一定の直流電圧に制御することができる。これにより、入力電流を高力率に制御しながら交流電圧を直流電圧に変換することができる。
なお、この第１実施形態では、Ｓ，Ｔ相の線間に単相交流電源１ｂを接続した例について説明したが、Ｒ，Ｓ相の線間に単相交流電源１ｂを接続する場合には、制御装置として、Ｒ，Ｓ相の線間電圧ＶＲＳ及びＲ相，Ｓ相の入力電流ＩＲ，ＩＳを検出し、図１と同様の構成によってＲ，Ｓ相のスイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２に対する駆動信号を生成すれば良い。Ｔ，Ｒ相の線間に単相交流電源１ｂを接続する場合も、同様の原理で適用すれば良い。
なお、この第１実施形態では、Ｓ，Ｔ相の線間に単相交流電源１ｂを接続した例について説明したが、Ｒ，Ｓ相の線間に単相交流電源１ｂを接続する場合には、制御装置として、Ｒ，Ｓ相の線間電圧ＶＲＳ及びＲ相，Ｓ相の入力電流ＩＲ，ＩＳを検出し、図１と同様の構成によってＲ，Ｓ相のスイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２に対する駆動信号を生成すれば良い。Ｔ，Ｒ相の線間に単相交流電源１ｂを接続する場合も、同様の原理で適用すれば良い。
次に、図２は本発明の第２実施形態に係る制御装置の構成図であり、図１の制御装置の変形例である。
単相交流入力の場合、各相電流の位相差は１８０°、つまり、各相電流は反転していて大きさが等しい（ここではＩＳ＝−ＩＴ）と考えることができる。このため、一相の電流、例えばＳ相の電流ＩＳの絶対値｜ＩＳ｜を制御装置１００ｂ内の絶対値回路４３により検出すると共に、電流調節器３６Ｓの出力が加えられる比較器３７Ｓの出力からアンドゲート３８Ｓ，３８Ｔ及びゲート駆動回路３９Ｓ，３９Ｔを介してスイッチング素子ＳＳ１，ＳＴ１のゲート信号を得ると共に、電流調節器３６Ｓａの出力が加えられる比較器３７Ｓａの出力からアンドゲート３８Ｓａ，３８Ｔａ及びゲート駆動回路３９Ｓａ，３９Ｔａを介してスイッチング素子ＳＳ２，ＳＴ２のゲート信号を得るようにしても良い。
これにより、電流検出器、電流調節器及び比較器の数を減らしても第１実施形態と同様の制御が可能になる。動作原理については、第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。
単相交流入力の場合、各相電流の位相差は１８０°、つまり、各相電流は反転していて大きさが等しい（ここではＩＳ＝−ＩＴ）と考えることができる。このため、一相の電流、例えばＳ相の電流ＩＳの絶対値｜ＩＳ｜を制御装置１００ｂ内の絶対値回路４３により検出すると共に、電流調節器３６Ｓの出力が加えられる比較器３７Ｓの出力からアンドゲート３８Ｓ，３８Ｔ及びゲート駆動回路３９Ｓ，３９Ｔを介してスイッチング素子ＳＳ１，ＳＴ１のゲート信号を得ると共に、電流調節器３６Ｓａの出力が加えられる比較器３７Ｓａの出力からアンドゲート３８Ｓａ，３８Ｔａ及びゲート駆動回路３９Ｓａ，３９Ｔａを介してスイッチング素子ＳＳ２，ＳＴ２のゲート信号を得るようにしても良い。
これにより、電流検出器、電流調節器及び比較器の数を減らしても第１実施形態と同様の制御が可能になる。動作原理については、第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。
図３は、本発明の第３実施形態に係る制御装置の構成図であり、前後するが請求項８に係る発明に相当する。
この実施形態は、本発明では各コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧ＶＣ１，ＶＣ２を個別に制御可能である点に着目し、制御装置１００ｃ内に直流電圧指令値３３，３３ａをそれぞれ設けて各電圧ＶＣ１，ＶＣ２を個別に制御するようにしたものである。
なお、電圧制御や電流制御の方法については第２実施形態と同様であるため、説明を省略する。また、制御装置１００ｃ内の乗算器３５Ｓ，３５Ｓａ以降の構成は図２と同様であるが、図１のように構成することも可能である。
この実施形態は、本発明では各コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧ＶＣ１，ＶＣ２を個別に制御可能である点に着目し、制御装置１００ｃ内に直流電圧指令値３３，３３ａをそれぞれ設けて各電圧ＶＣ１，ＶＣ２を個別に制御するようにしたものである。
なお、電圧制御や電流制御の方法については第２実施形態と同様であるため、説明を省略する。また、制御装置１００ｃ内の乗算器３５Ｓ，３５Ｓａ以降の構成は図２と同様であるが、図１のように構成することも可能である。
次いで、図４は本発明の第４実施形態に係る整流回路及び制御装置の構成図であり、請求項２に係る発明に相当する。
この実施形態では、制御装置１００ｄ内に欠相検出器６０及び選択器５０を備えており、交流電源の欠相情報に基づいてスイッチング制御する相を選択する。
図４では、図１と同様に、交流入力端子Ｓ，Ｔ間に単相交流電源１ｂが接続されている例を示してあるが、これは、入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに三相交流電源が接続されている時にＲ相が欠相した場合も含むものである。
この実施形態では、制御装置１００ｄ内に欠相検出器６０及び選択器５０を備えており、交流電源の欠相情報に基づいてスイッチング制御する相を選択する。
図４では、図１と同様に、交流入力端子Ｓ，Ｔ間に単相交流電源１ｂが接続されている例を示してあるが、これは、入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔに三相交流電源が接続されている時にＲ相が欠相した場合も含むものである。
欠相検出器６０は、電圧検出器３ＲＳ，３ＳＴにより検出した入力線間電圧ＶＲＳ，ＶＳＴ（及びこれらに基づいて算出した入力線間電圧ＶＴＲ）から欠相（図示例ではＲ相）を検出し、この欠相情報を選択器５０及びゲート指令回路４１に送出する。選択器５０には入力線間電圧ＶＲＳ，ＶＳＴ（及びこれらに基づいて算出した入力線間電圧ＶＴＲ）並びに各相電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴが入力されており、欠相であるＲ相以外の電圧情報（入力線間電圧ＶＳＴ）を極性判別器３２ａ及び絶対値回路４２に出力すると共に、同じくＲ相以外の電流情報（Ｓ相電流ＩＳ，Ｔ相電流ＩＴ）を電流調節器３６Ｓ〜３６Ｔａの入力側にフィードバックする。
ここで、図５は選択器５０の動作説明図であり、欠相情報に応じて選択する入力線間電圧及び入力電流を示している。前述の如く、図４では単相交流電源１ｂがＳ，Ｔ相の線間に接続されているので、Ｒ相欠相情報に対応してＶＳＴ，ＩＳ，ＩＴをそれぞれ選択し、出力することになる。
ここで、図５は選択器５０の動作説明図であり、欠相情報に応じて選択する入力線間電圧及び入力電流を示している。前述の如く、図４では単相交流電源１ｂがＳ，Ｔ相の線間に接続されているので、Ｒ相欠相情報に対応してＶＳＴ，ＩＳ，ＩＴをそれぞれ選択し、出力することになる。
つまり、本実施形態では、欠相に係るＲ相以外の入力線間電圧、相電流を用いて整流回路を制御し、欠相と認識されたＲ相のスイッチング素子ＳＲ１，ＳＲ２についてはゲート指令回路４１によりそれぞれオフにする。その他の電圧制御や電流制御の方法については第１実施形態と同様である。
この実施形態によれば、何れの相が欠相した場合でも、健全相の電圧情報及び電流情報を用いて整流回路を制御することができる。勿論、欠相時ばかりでなく、三相交流電源が調達できない場合に単相交流電源１ｂを積極的に用いて三相の整流回路を運転する場合にも適用可能である。
この実施形態によれば、何れの相が欠相した場合でも、健全相の電圧情報及び電流情報を用いて整流回路を制御することができる。勿論、欠相時ばかりでなく、三相交流電源が調達できない場合に単相交流電源１ｂを積極的に用いて三相の整流回路を運転する場合にも適用可能である。
次に、図６は本発明の第５実施形態に係る整流回路及び制御装置の構成図であり、請求項４に係る発明に相当する。
この実施形態において、整流回路に関しては図１２と同一の構成であり、三相交流電源１ａが接続されている。
この実施形態において、整流回路に関しては図１２と同一の構成であり、三相交流電源１ａが接続されている。
制御装置１０１に関しては、欠相検出器６０ａによる欠相情報を用いてスイッチ７０を切り替えることにより、図１２に示した三相運転時の制御装置１００と図４に示した欠相運転時の制御装置１００ｄとを切り替える。つまり、三相交流電源１ａが正常な場合は前述した図１２の従来技術による整流回路の三相運転を行い、三相のうち一相が欠相した場合には、図４，図５の第４実施形態による欠相運転（単相運転）に切り替えるものである。
なお、三相運転及び欠相運転の動作は既に説明したため、ここでは詳述を省略する。
上記欠相検出器６０ａは必ずしも別個に備える必要はなく、図４の制御装置１００ｄが有する欠相検出器６０を用いても良い。
なお、三相運転及び欠相運転の動作は既に説明したため、ここでは詳述を省略する。
上記欠相検出器６０ａは必ずしも別個に備える必要はなく、図４の制御装置１００ｄが有する欠相検出器６０を用いても良い。
図７は、本発明の第６実施形態に係る制御装置の構成図であり、請求項５に係る発明に相当する。
この実施形態の制御装置１０１ａは、図６の制御装置１０１に対して、入力線間電圧ＶＲＳ，ＶＳＴのゼロクロスを検出するゼロクロス検出器６１と、そのゼロクロス検出信号及び欠相検出器６０ａからの欠相検出信号が入力されるラッチ回路６２とが追加されている。これらの構成により、欠相を検出した場合にスイッチ７０によって制御を切り替えるタイミングを、欠相した相以外に係る入力線間電圧（例えばＲ相の欠相時にはＶＳＴ）のゼロクロス時点とするものである。
この実施形態の制御装置１０１ａは、図６の制御装置１０１に対して、入力線間電圧ＶＲＳ，ＶＳＴのゼロクロスを検出するゼロクロス検出器６１と、そのゼロクロス検出信号及び欠相検出器６０ａからの欠相検出信号が入力されるラッチ回路６２とが追加されている。これらの構成により、欠相を検出した場合にスイッチ７０によって制御を切り替えるタイミングを、欠相した相以外に係る入力線間電圧（例えばＲ相の欠相時にはＶＳＴ）のゼロクロス時点とするものである。
前述した第５実施形態では、例えば入力線間電圧ＶＳＴのピーク時点でＲ相に欠相が発生すると、直ちにスイッチ７０を駆動して制御装置１００から制御装置１００ｄへと制御を切り替えることになる。この場合、図４の制御装置１００ｄでは、入力線間電圧ＶＳＴの絶対値｜ＶＳＴ｜と電圧調節器３４ａ，３４ｂの出力である充電電流指令値とを乗算して各相電流指令値を生成する構成であるため、電流調節器の入力信号に大きなステップが生じ、結果として入力電流や出力電圧に大きな変動が発生するおそれがある。
このため、入力線間電圧と充電電流指令値とを乗算して各相電流指令値が生成されることに着目すると、入力線間電圧のゼロクロス時点で制御を切り替えれば、電流調節器の入力信号が大きく変動するのを防止することができる。
このため、入力線間電圧と充電電流指令値とを乗算して各相電流指令値が生成されることに着目すると、入力線間電圧のゼロクロス時点で制御を切り替えれば、電流調節器の入力信号が大きく変動するのを防止することができる。
図８は、Ｒ相が欠相した場合の動作を示す波形図であり、上から、入力線間電圧ＶＳＴ、Ｒ相の欠相検出信号、ゼロクロス検出信号、ラッチ回路６２の出力（制御切替タイミング）を示している。
本実施形態では、図７の欠相検出器６０ａによりＲ相の欠相を検出して欠相検出信号を出力した後、図８に示す如く、入力線間電圧ＶＳＴのゼロクロス検出信号に同期してラッチ回路６２から制御切替信号を出力することにより、三相運転から欠相運転（単相運転）への切替時におけるショックを抑制する。
三相運転及び欠相運転の動作は前述したとおりであるため、詳述を省略する。
本実施形態では、図７の欠相検出器６０ａによりＲ相の欠相を検出して欠相検出信号を出力した後、図８に示す如く、入力線間電圧ＶＳＴのゼロクロス検出信号に同期してラッチ回路６２から制御切替信号を出力することにより、三相運転から欠相運転（単相運転）への切替時におけるショックを抑制する。
三相運転及び欠相運転の動作は前述したとおりであるため、詳述を省略する。
次いで、図９は本発明の第７実施形態に係る制御装置の構成図であり、請求項６に係る発明に相当する。
この実施形態の制御装置１０１ｂを図７の制御装置１０１ａと比較すると、入力線間電圧ＶＳＴ，ＶＲＳ、各相入力電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴが入力されて入力電力を演算する入力電力演算回路６３と、演算した単相入力電力を単相電力定格値と比較する比較器６４とが追加されている。ここで、比較器６４の出力はラッチ回路６２に加えられている。
この実施形態の制御装置１０１ｂを図７の制御装置１０１ａと比較すると、入力線間電圧ＶＳＴ，ＶＲＳ、各相入力電流ＩＲ，ＩＳ，ＩＴが入力されて入力電力を演算する入力電力演算回路６３と、演算した単相入力電力を単相電力定格値と比較する比較器６４とが追加されている。ここで、比較器６４の出力はラッチ回路６２に加えられている。
この実施形態では、入力電力演算回路６３により演算した入力電力が単相電力定格値を超えている場合には、欠相が起きた場合でも、比較器６４の出力信号を用いてラッチ回路６２からスイッチ７０への制御切替信号を非アクティブとし、三相運転時における制御から前記の欠相運転時の制御に切り替えることなく、装置の運転を停止するものである。
仮に三相運転から単相運転に切り替えた場合、各相入力電流は三相運転時の√３倍となり、三相運転時の定格電流を超えた入力電流が流れる恐れがある（例えば三相運転時の各相入力電流を１００％とすると、単相運転時には各相入力電流が１７３％となる）。このため、入力電力を予め計算しておき、これが単相電力定格値の（１／√３）倍を超える場合には整流回路の入力電流が過電流になると推測して装置の運転を停止する。
なお、この実施形態では入力電力により判定したが、負荷の電流、電圧を検出して負荷電力を計算し、前記判定を行ってもよい。
仮に三相運転から単相運転に切り替えた場合、各相入力電流は三相運転時の√３倍となり、三相運転時の定格電流を超えた入力電流が流れる恐れがある（例えば三相運転時の各相入力電流を１００％とすると、単相運転時には各相入力電流が１７３％となる）。このため、入力電力を予め計算しておき、これが単相電力定格値の（１／√３）倍を超える場合には整流回路の入力電流が過電流になると推測して装置の運転を停止する。
なお、この実施形態では入力電力により判定したが、負荷の電流、電圧を検出して負荷電力を計算し、前記判定を行ってもよい。
最後に、図１０は本発明の第８実施形態に係る整流回路及び制御装置の構成図であり、請求項３に係る発明に相当する。
この実施形態の整流回路では、双方向スイッチ回路５Ｒ'，５Ｓ'，５Ｔ'の交流入力側の上下アームのうち一方のアームを、例えば図６におけるダイオードＤＲ１，ＤＳ１，ＤＴ１からサイリスタＴＲ１，ＴＳ１，ＴＴ１に変更してあり、制御装置１０２においては、欠相検出器６０ａからの欠相検出信号をサイリスタ制御回路６５に入力してサイリスタＴＲ１，ＴＳ１，ＴＴ１のゲート信号を得るように構成されている。
この実施形態の整流回路では、双方向スイッチ回路５Ｒ'，５Ｓ'，５Ｔ'の交流入力側の上下アームのうち一方のアームを、例えば図６におけるダイオードＤＲ１，ＤＳ１，ＤＴ１からサイリスタＴＲ１，ＴＳ１，ＴＴ１に変更してあり、制御装置１０２においては、欠相検出器６０ａからの欠相検出信号をサイリスタ制御回路６５に入力してサイリスタＴＲ１，ＴＳ１，ＴＴ１のゲート信号を得るように構成されている。
本実施形態では、三相交流電源１ａが正常な場合は全てのサイリスタＴＲ１，ＴＳ１，ＴＴ１をオンすることにより、整流回路及び制御装置を実質的に図６の第５実施形態と同一の構成とし、欠相発生時には、欠相した相のサイリスタのゲートをオフする。例えば、図６の第５実施形態において、三相交流電源１ａの欠相状態が直って正常状態に復帰した場合にそのままの状態で単相運転を続けると、出力電圧、入力電圧、入力電流に大きな変動が生じる。このため、欠相時には、図１０における欠相した相のサイリスタをオフすることで、交流電源が復帰した場合でも単相運転に影響が出ないようにしたものである。なお、三相運転及び欠相運転の動作は前述したとおりであるため、詳述を省略する。
なお、図１０では、双方向スイッチ回路５Ｒ'，５Ｓ'，５Ｔ'交流入力側の上下アームのうち上アームをサイリスタに変更しているが、下アームをサイリスタに変更しても良い。また、サイリスタの代わりにトランジスタ等の他の半導体スイッチング素子を用いても良い。
更に、この第８実施形態において、図７の第６実施形態や図９の第７実施形態を適用することもできる。
更に、この第８実施形態において、図７の第６実施形態や図９の第７実施形態を適用することもできる。
１ａ：三相交流電源
１ｂ：単相交流電源
２ａ：負荷
３ＲＳ，３ＳＴ，６Ｃ１，６Ｃ２：電圧検出器
４Ｒ，４Ｓ，４Ｔ：電流検出器
５Ｒ，５Ｓ，５Ｔ，５Ｒ'，５Ｓ'，５Ｔ'：双方向スイッチ回路
３２ａ：極性判別器
３３：直流電圧指令値
３４ａ，３４ｂ：電圧調節器
３５Ｔ〜，３５Ｔａ：乗算器
３６Ｒ〜３６Ｔａ：電流調節器
３７Ｒ〜３７ＴａＴ：比較器
３８Ｒ〜３８Ｔａ：アンドゲート
３９Ｒ〜３９Ｔａ：ゲート駆動回路
４０：キャリア信号
４１：ゲート指令回路
４２，４３：絶対値回路
５０：選択器
６０，６０ａ：欠相検出器
６１：ゼロクロス検出器
６２：ラッチ回路
６３：入力電力演算回路
６４：比較器
７０：スイッチ
１００ａ〜１００ｄ，１０１ａ，１０１ｂ，１０２：制御装置
Ｒ，Ｓ，Ｔ：交流入力端子
Ｐ，Ｎ：直流出力端子
ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ：リアクトル
Ｃ１，Ｃ２：コンデンサ
ＤＲ１〜ＤＲ４，ＤＳ１〜ＤＳ４，ＤＴ１〜ＤＴ４：ダイオード
ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２：半導体スイッチング素子
ＴＲ１，ＴＳ１，ＴＴ１：サイリスタ
１ｂ：単相交流電源
２ａ：負荷
３ＲＳ，３ＳＴ，６Ｃ１，６Ｃ２：電圧検出器
４Ｒ，４Ｓ，４Ｔ：電流検出器
５Ｒ，５Ｓ，５Ｔ，５Ｒ'，５Ｓ'，５Ｔ'：双方向スイッチ回路
３２ａ：極性判別器
３３：直流電圧指令値
３４ａ，３４ｂ：電圧調節器
３５Ｔ〜，３５Ｔａ：乗算器
３６Ｒ〜３６Ｔａ：電流調節器
３７Ｒ〜３７ＴａＴ：比較器
３８Ｒ〜３８Ｔａ：アンドゲート
３９Ｒ〜３９Ｔａ：ゲート駆動回路
４０：キャリア信号
４１：ゲート指令回路
４２，４３：絶対値回路
５０：選択器
６０，６０ａ：欠相検出器
６１：ゼロクロス検出器
６２：ラッチ回路
６３：入力電力演算回路
６４：比較器
７０：スイッチ
１００ａ〜１００ｄ，１０１ａ，１０１ｂ，１０２：制御装置
Ｒ，Ｓ，Ｔ：交流入力端子
Ｐ，Ｎ：直流出力端子
ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ：リアクトル
Ｃ１，Ｃ２：コンデンサ
ＤＲ１〜ＤＲ４，ＤＳ１〜ＤＳ４，ＤＴ１〜ＤＴ４：ダイオード
ＳＲ１，ＳＲ２，ＳＳ１，ＳＳ２，ＳＴ１，ＳＴ２：半導体スイッチング素子
ＴＲ１，ＴＳ１，ＴＴ１：サイリスタ
Claims (8)
- Ｎ（Ｎは２以上の自然数）相の交流電圧をＮ個の双方向スイッチ回路により直流電圧に変換可能な整流回路であって、各双方向スイッチ回路の交流入力側をＮ個の交流入力端子にそれぞれ接続し、各双方向スイッチ回路の正極の直流出力端子、負極の直流出力端子をそれぞれ一括接続してこれら正負の直流出力端子間に二つのコンデンサを直列に接続すると共に、前記二つのコンデンサ同士の接続点を各双方向スイッチ回路に接続してこれらの双方向スイッチ回路内のスイッチング素子のオンオフ動作により前記二つのコンデンサの端子間電圧を個別に制御可能とした整流回路において、
（Ｎ−１）個の交流入力端子間に接続される（Ｎ−１）相の交流電源と、
この交流電源が接続された線間の入力電圧を検出する手段と、
前記各コンデンサの端子間電圧を検出する手段と、
前記入力電圧を用いて、前記各コンデンサの直流電圧指令値に各コンデンサの端子間電圧をそれぞれ追従させるような（Ｎ−１）相の入力電流指令値を生成する手段と、
（Ｎ−１）相の交流入力電流を検出する手段と、
（Ｎ−１）相の交流入力電流が前記入力電流指令値にそれぞれ追従するように、（Ｎ−１）相に接続された前記双方向スイッチ回路内のスイッチング素子の駆動信号を生成する手段と、
を備えたことを特徴とする整流回路の制御装置。 - Ｎ（Ｎは２以上の自然数）相の交流電圧をＮ個の双方向スイッチ回路により直流電圧に変換可能な整流回路であって、各双方向スイッチ回路の交流入力側をＮ個の交流入力端子にそれぞれ接続し、各双方向スイッチ回路の正極の直流出力端子、負極の直流出力端子をそれぞれ一括接続してこれら正負の直流出力端子間に二つのコンデンサを直列に接続すると共に、前記二つのコンデンサ同士の接続点を各双方向スイッチ回路に接続してこれらの双方向スイッチ回路内のスイッチング素子のオンオフ動作により前記二つのコンデンサの端子間電圧を個別に制御可能とした整流回路において、
Ｎ相の線間の入力電圧を検出する手段と、
検出した前記入力電圧から電源異常を検出する手段と、
前記各コンデンサの端子間電圧を検出する手段と、
電源異常が検出された相を除く前記入力電圧を用いて、前記各コンデンサの直流電圧指令値に各コンデンサの端子間電圧をそれぞれ追従させるような入力電流指令値を生成する手段と、
各相の交流入力電流を検出する手段と、
各相の交流入力電流が前記入力電流指令値にそれぞれ追従するように、電源異常が検出された相を除く相に接続された前記双方向スイッチ回路内のスイッチング素子の駆動信号を生成する手段と、
を備えたことを特徴とする整流回路の制御装置。 - 請求項２に記載した整流回路の制御装置において、
前記双方向スイッチ回路の交流入力側に設けられて当該双方向スイッチ回路内の何れかの前記スイッチング素子に直列接続されるスイッチ部と、
電源異常が検出された相の前記スイッチ部をオフする手段と、
を備えたことを特徴とする整流回路の制御装置。 - 請求項２または３に記載した整流回路の制御装置において、
電源異常検出時に、請求項２または３に記載した制御装置により実行される第１の制御動作と、
交流入力の健全時に、前記各コンデンサの直流電圧指令値に各コンデンサの端子間電圧をそれぞれ追従させるように各コンデンサの充電経路に存在する前記スイッチング素子を個別に制御する第２の制御動作と、を切替可能に構成したことを特徴とする整流回路の制御装置。 - 請求項４に記載した整流回路の制御装置において、
前記入力電圧のゼロクロスを検出する手段を備え、
電源異常検出時に、前記ゼロクロスのタイミングで第２の制御動作から第１の制御動作に切り替えることを特徴とする整流回路の制御装置。 - 請求項４または５に記載した整流回路の制御装置において、
入力電力または負荷電力を演算する手段を備え、
電源異常検出時に、演算した電力が所定値を超える時には第２の制御動作から第１の制御動作に切り替えずに運転を停止させることを特徴とする整流回路の制御装置。 - 請求項１または２に記載した整流回路の制御装置において、
前記双方向スイッチ回路は、
通流方向を一致させた二つのダイオードの直列回路と、通流方向を一致させた二つのスイッチング素子の直列回路とを並列接続し、前記二つのダイオード同士の接続点をそれぞれリアクトルを介して交流電源の一相に接続し、前記二つのダイオードの直列回路のカソード側をそれぞれダイオードを介して正極の直流出力端子に接続し、前記二つのダイオードの直列回路のアノード側をそれぞれダイオードを介して負極の直流出力端子に接続し、かつ、前記二つのスイッチング素子同士の接続点を前記二つのコンデンサ同士の接続点に接続したことを特徴とする整流回路の制御装置。 - 請求項１〜７の何れか１項に記載した整流回路の制御装置において、
前記二つのコンデンサにそれぞれ個別に直流電圧指令値を設定したことを特徴とする整流回路の制御装置。
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