JPWO2015045485A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

直流コンデンサ（８）の充放電を利用して所望の電圧に変換する電力変換装置において、整流回路（２００）に接続されるリアクトル（３）と、ダイオード（４、５）、第１、第２スイッチング素子(６ａ、７ａ)が直列に平滑コンデンサ（９）の正負端子間に接続され、リアクトル（３）が接続されるレグ部（３００）と、直流コンデンサ（８）とを備える。制御回路（１０）は、第１、第２スイッチング素子（６ａ、７ａ）を等しい駆動周期で基準位相を半周期ずらせて高周波ＰＷＭ制御し、１周期内の第１、第２スイッチング素子（６ａ、７ａ）の各オン期間の合計と比率を制御して、入力交流電流の高力率制御と直流コンデンサ（８）の電圧制御との双方を可能にする。

Description

この発明は、所望の直流電圧を得る電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置は、２つの半導体スイッチング素子から構成されるスイッチングユニットを２つ以上有し、各スイッチングユニットにおける各半導体スイッチ素子を直列に構成して、充放電を行うエネルギ移行用コンデンサとインダクタを有するＤＣ／ＤＣ電力変換装置であって、４種類のスイッチングモードによる動作で、入出力電圧の比と電力方向を調整する（例えば、特許文献１参照）。

特開２０１２−０１６０７５号公報

上記従来の電力変換装置では、入力側に交流電源を接続した場合、交流電源位相に応じた制御ができないため、入力電流の高力率制御を行うことができず、またエネルギ移行用コンデンサ電圧を一定に制御することが困難であった。

この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、交流電源からの入力を整流した後、直流コンデンサの充放電を利用して所望の電圧に変換する電力変換装置において、入力電流の高力率制御と直流コンデンサの電圧を一定にする制御との双方を可能にすることを目的とする。

この発明に係る電力変換装置は、交流電源からの入力を整流する整流回路と、上記整流回路の出力を昇圧して出力するスイッチング部と、上記スイッチング部の出力を平滑する平滑コンデンサと、上記スイッチング部を制御する制御回路とを備える。上記スイッチング部は、整流回路の正極側端子に第１端が接続されるリアクトルと、それぞれ電流の導通および遮断を制御する第１半導体素子、第２半導体素子、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子が直列に上記平滑コンデンサの正負端子間に接続され、上記第２半導体素子と上記第１スイッチング素子との接続点に上記リアクトルの第２端が接続されるレグ部と、上記第１半導体素子、上記第２半導体素子の接続点と、上記第１スイッチング素子、上記第２スイッチング素子の接続点との間に接続される直流コンデンサとを備える。上記制御回路は、上記スイッチング部を高周波ＰＷＭ制御することにより、上記直流コンデンサの電圧を指令値に制御すると共に、上記交流電源からの入力力率が改善するように上記交流電源から上記整流回路を介して流れる回路電流を制御しつつ、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に制御するものであり、上記第１スイッチング素子と上記第２スイッチング素子とを等しい駆動周期で基準位相を半周期ずらせて高周波駆動し、１周期内の上記第１スイッチング素子の第１オン期間と、１周期内の上記第２スイッチング素子の第２オン期間との合計を制御することで上記回路電流を制御し、上記第１オン期間と上記第２オン期間との比率を制御することで上記直流コンデンサの電圧を制御するものである。

この発明に係る電力変換装置は以上のように構成されたため、入力電流の高力率制御と直流コンデンサの電圧を一定にする制御を可能にして、所望の直流電圧を信頼性良く得ることができる。また、リアクトルの容量および直流コンデンサの容量を低減でき装置構成の小型化が図れる。

この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の第１制御モードにおけるゲート信号および各部の波形図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の第１制御モードにおける動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の第１制御モードにおける動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の第１制御モードにおける動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の第２制御モードにおけるゲート信号および各部の波形図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の第２制御モードにおける動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の第２制御モードにおける動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の第２制御モードにおける動作を説明する電流経路図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の基本制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１による電力変換装置の制御における調整位相および制御モードの選択を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１による各スイッチング素子のｄｕｔｙ指令の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１による各スイッチング素子のゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態１による各スイッチング素子のゲート信号の生成に用いる三角波を示す図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の第１制御モードにおけるゲート信号および各部の波形図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の第２制御モードにおけるゲート信号および各部の波形図である。 この発明の実施の形態２による電力変換装置の制御における調整位相の選択を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２による各スイッチング素子のｄｕｔｙ指令の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態２による各スイッチング素子のゲート信号の生成を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の第１制御モードにおけるゲート信号および各部の波形図である。 この発明の実施の形態３による電力変換装置の第２制御モードにおけるゲート信号および各部の波形図である。 この発明の実施の形態３の別例による電力変換装置の第１制御モードにおけるゲート信号および各部の波形図である。 この発明の実施の形態３の別例による電力変換装置の第２制御モードにおけるゲート信号および各部の波形図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の構成図である。 この発明の実施の形態４による電力変換装置の基本制御を示す制御ブロック図である。 この発明の実施の形態５による電力変換装置の構成図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。図１に示すように、電力変換装置は、交流電源１の交流電力を直流電力に変換して出力するための主回路と制御回路１０とを備える。

主回路は、交流電源１の入力を整流する整流回路２００と、整流回路２００の出力を昇圧して出力するスイッチング部１００と、スイッチング部１００の出力を平滑する平滑コンデンサ９とを備える。整流回路２００は４つのダイオード２０１〜２０４をフルブリッジ構成したダイオード整流回路である。スイッチング部１００は、限流回路であるリアクトル３と、第１半導体素子としてのダイオード４と、第２半導体素子としてのダイオード５と、第１スイッチング素子６ａと、第２スイッチング素子７ａと、直流コンデンサ８とを備える。また、ダイオード４、ダイオード５、第１スイッチング素子６ａおよび第２スイッチング素子７ａは、平滑コンデンサ９の正負端子間に直列に接続されてレグ部３００を構成する。

交流電源１の出力は整流回路２００の入力端子に接続される。整流回路２００の第１出力端子はリアクトル３の一端に接続され、リアクトル３の他端には、ダイオード５のアノード端子と第１スイッチング素子６ａとの接続点が接続される。ダイオード４はダイオード５のカソード端子と平滑コンデンサ９の正極との間に接続される。第２スイッチング素子７ａは、第１スイッチング素子６ａと平滑コンデンサ９の負極との間に接続される。直流コンデンサ８は、ダイオード５のカソード端子と、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａの接続点との間に接続する。平滑コンデンサ９の負極と整流回路２００の第２出力端子は直接接続される。

第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａは、それぞれダイオード６ｂ、７ｂを逆並列に接続したＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）で構成される。
なお、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａは、ＩＧＢＴ以外でも、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等の半導体スイッチング素子でもよい。

また、交流電源の電圧Ｖａｃ、直流コンデンサ８の電圧Ｖｃ１、平滑コンデンサ９の電圧Ｖｃ２をそれぞれ検出する電圧センサ、および交流電源１から整流回路２００を介して流れる回路電流としての電流Ｉｃを検出する電流センサが備えられる。この場合、電流Ｉｃとしてリアクトル３を流れる電流を検出する。
制御回路１０は、検出された直流コンデンサ電圧Ｖｃ１、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２と、交流電源電圧Ｖａｃ、および電流Ｉｃに基づいて、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２が設定された一定電圧である目標電圧Ｖｃ２^＊になるように、ゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成して、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａをオンオフ制御し、スイッチング部１００を出力制御する。

なお、平滑コンデンサ９には図示しない負荷が接続され、通常時は、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２は目標電圧Ｖｃ２^＊より低く、制御回路１０は、交流電源１からの交流電力を変換して平滑コンデンサ９に直流電力を供給するようにスイッチング部１００を出力制御する。

このように構成される電力変換装置の動作について、以下に説明する。
整流回路２００は、交流電源１からの入力電力を全波整流し、スイッチング部１００は、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａのオンオフ動作により直流コンデンサ８の充放電を利用して平滑コンデンサ９に直流電力を出力する。
制御回路１０は、交流電源１からの入力力率が概１になるように電流Ｉｃを制御し、かつ平滑コンデンサ９の電圧が目標電圧Ｖｃ２^＊になるように、高周波ＰＷＭ（pulse width modulation）制御により第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａをオンオフさせてスイッチング部１００を出力制御する。またこの出力制御において、直流コンデンサ８の充放電量を調整して直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を一定の指令値Ｖｃ１^＊に制御する。以下、単に電流制御と称する場合、交流電源１からの入力力率が概１になるように電流Ｉｃを制御することを指す。
出力段の平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２は、交流電源電圧Ｖａｃのピーク電圧より高く、スイッチング部１００は昇圧するものである。また、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１の指令値Ｖｃ１^＊は、平滑コンデンサ９の目標電圧Ｖｃ２^＊の１／２に設定されている。

制御回路１０は、交流電源１の絶対値電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１より低い場合と、絶対値電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１以上の場合とで異なる制御モードを有し、前者を第１制御モードで、後者を第２制御モードで制御する。即ち、交流電源電圧Ｖａｃのピーク電圧が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１以上の時、交流電源１の絶対値電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１と等しくなる位相で、第１制御モードと第２制御モードとを切り替える。交流電源電圧Ｖａｃのピーク電圧が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１未満であれば第１制御モードのみを用いる。以下、交流電源１の絶対値電圧│Ｖａｃ│を単に、電圧│Ｖａｃ│と表す。

図２は、第１制御モードにおける、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａの各ゲート信号Ｇ１、Ｇ２と、電流Ｉｃと、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との各波形図である。また、図３〜図５は、第１制御モードにおける電力変換装置の動作を説明する電流経路図である。
また、図６は、第２制御モードにおける、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａの各ゲート信号Ｇ１、Ｇ２と、電流Ｉｃと、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との各波形図である。また、図７〜図９は、第２制御モードにおける電力変換装置の動作を説明する電流経路図である。

図２、図６に示すように、高周波ＰＷＭ制御される第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａの駆動周期（キャリア周期）をＴとし、位相０〜位相（Ｔ／２）までの半周期内に第１位相αを設定し、位相（Ｔ／２）〜位相Ｔまでの半周期内に第２位相βを設定して、駆動周期Ｔを４つの期間に分割する。そして、この４つの期間での第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａの２つのスイッチング素子のオンオフおよび各部の波形図について示している。なお、第１位相α、第２位相βの設定方法については後述する。
また、図２、図６の波形図は、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２が目標電圧Ｖｃ２^＊に制御されて一定である状態を示す。

まず、電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１より低い場合の第１制御モードについて示す。
図２に示すように、第１スイッチング素子６ａを位相０でオンさせ第２位相βでオフさせ、第２スイッチング素子７ａを位相（Ｔ／２）でオンさせ第１位相αでオフさせる。即ち、第１スイッチング素子６ａは、位相０を基準位相として位相０〜第２位相βまでの第１オン期間でオンし、第２スイッチング素子７ａは、位相（Ｔ／２）を基準位相として、位相（Ｔ／２）〜第１位相αまでの第２オン期間でオンする。このとき、第１オン期間、第２オン期間の長さは、それぞれ半周期（Ｔ／２）以上である。
なお、位相（Ｔ／２）〜第１位相αとは、位相０〜第１位相αと位相（Ｔ／２）〜位相Ｔとを合わせた期間であるが、繰り返し周期では連続した期間であるため、位相（Ｔ／２）〜第１位相αと表す。

位相０〜第１位相αの第１期間と、位相（Ｔ／２）〜第２位相βの第３期間とでは、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａは共にオン状態で、図３に示す電流経路で電流Ｉｃが流れる。即ち、直流コンデンサ８と平滑コンデンサ９はバイパスされ、交流電源１から整流回路２００を介してリアクトル３に流れる電流Ｉｃは、第１スイッチング素子６ａと第２スイッチング素子７ａを通り整流回路２００を経て交流電源１に戻る。このとき、リアクトル３により電流Ｉｃは増加する。直流コンデンサ８はバイパスされているため、充放電されず電圧変動しない。

位相α〜位相（Ｔ／２）の第２期間では、第１スイッチング素子６ａがオン状態で、第２スイッチング素子７ａがオフ状態であり、図４に示す電流経路で電流Ｉｃが流れる。即ち、交流電源１から整流回路２００を介してリアクトル３に流れる電流Ｉｃは、スイッチング素子６ａ、直流コンデンサ８、ダイオード４、平滑コンデンサ９、整流回路２００を順に経て交流電源１に戻る。このとき、直流コンデンサ８は放電されて電圧Ｖｃ１が低下する。また、電圧│Ｖａｃ│と直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との和は、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２より低いため、リアクトル３により電流Ｉｃは減少する。

位相β〜位相Ｔの第４期間では、第１スイッチング素子６ａがオフ状態で、第２スイッチング素子７ａがオン状態であり、図５に示す電流経路で電流Ｉｃが流れる。即ち、平滑コンデンサ９はバイパスされ、交流電源１から整流回路２００を介してリアクトル３に流れる電流Ｉｃは、ダイオード５、直流コンデンサ８、第２スイッチング素子７ａ、整流回路２００を順に経て交流電源１に戻る。このとき、直流コンデンサ８は充電されて電圧Ｖｃ１が増加する。また、電圧│Ｖａｃ│は直流コンデンサ電圧Ｖｃ１より低いため、リアクトル３により電流Ｉｃは減少する。
以上のように、制御回路１０は、駆動周期の１周期を４つの期間に分割して３種の制御を組み合わせることにより、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａをオンオフ制御して、電流Ｉｃと直流コンデンサ電圧Ｖｃ１とを増減させる。

次に、電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１以上の場合の第２制御モードについて示す。
図６に示すように、第１スイッチング素子６ａを位相０でオフさせ第２位相βでオンさせ、第２スイッチング素子７ａを位相（Ｔ／２）でオフさせ第１位相αでオンさせる。即ち、第１スイッチング素子６ａは、位相０を基準位相として第２位相β〜位相０（＝Ｔ）までの第１オン期間でオンし、第２スイッチング素子７ａは、位相（Ｔ／２）を基準位相として、第１位相α〜位相（Ｔ／２）までの第２オン期間でオンする。このとき、第１オン期間、第２オン期間の長さは、それぞれ半周期（Ｔ／２）以下である。

位相０〜第１位相αの第１期間と、位相（Ｔ／２）〜第２位相βの第３期間とでは、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａは共にオフ状態で、図７に示す電流経路で電流Ｉｃが流れる。即ち、直流コンデンサ８はバイパスされ、交流電源１から整流回路２００を介してリアクトル３に流れる電流Ｉｃは、ダイオード５、ダイオード４、平滑コンデンサ９、整流回路２００を順に経て交流電源１に戻る。このとき、電圧│Ｖａｃ│は平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２より低いため、リアクトル３により電流Ｉｃは減少する。直流コンデンサ８はバイパスされているため、充放電されず電圧変動しない。

位相α〜位相（Ｔ／２）の第２期間では、第１スイッチング素子６ａがオフ状態で、第２スイッチング素子７ａがオン状態であり、図８に示す電流経路で電流Ｉｃが流れる。即ち、平滑コンデンサ９はバイパスされ、交流電源１から整流回路２００を介してリアクトル３に流れる電流Ｉｃは、ダイオード５、直流コンデンサ８、スイッチング素子７ａ、整流回路２００を順に経て交流電源１に戻る。このとき、直流コンデンサ８は充電されて電圧Ｖｃ１が増加する。また、電圧│Ｖａｃ│は直流コンデンサ電圧Ｖｃ１より高いため、リアクトル３により電流Ｉｃは増加する。

位相β〜位相Ｔの第４期間では、第１スイッチング素子６ａがオン状態で、第２スイッチング素子７ａがオフ状態であり、図９に示す電流経路で電流Ｉｃが流れる。即ち、交流電源１から整流回路２００を介してリアクトル３に流れる電流Ｉｃは、スイッチング素子６ａ、直流コンデンサ８、ダイオード４、平滑コンデンサ９、整流回路２００を順に経て交流電源１に戻る。このとき、直流コンデンサ８は放電されて電圧Ｖｃ１が低下する。また、電圧│Ｖａｃ│と直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との和は、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２より高いため、リアクトル３により電流Ｉｃは増加する。
以上のように、制御回路１０は、第２制御モードにおいても、駆動周期の１周期を４つの期間に分割して３種の制御を組み合わせることにより、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａをオンオフ制御して、電流Ｉｃと直流コンデンサ電圧Ｖｃ１とを増減させる。

次に、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１と平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２との関係について説明する。
直流コンデンサ電圧Ｖｃ１が平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２の１／２よりも低い場合、第２制御モードにおける第４期間（図９参照）において、電圧│Ｖａｃ│と直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との和が、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２より低くなることがあり、リアクトル３により電流Ｉｃを信頼性良く増加させることができない。また、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１が平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２の１／２よりも高い場合、第１制御モードにおける第２期間（図４参照）において、電圧│Ｖａｃ│と直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との和が、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２より高くなることがあり、リアクトル３により電流Ｉｃを信頼性良く減少させることができない。
このため、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１が平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２の１／２に制御されるように、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１の指令値Ｖｃ１^＊を、平滑コンデンサ９の目標電圧Ｖｃ２^＊の１／２に設定する。

図２、図６で示した第１制御モード、第２制御モードの２種の制御において、電流Ｉｃの増減調整および直流コンデンサ電圧Ｖｃ１の増減調整は、第１位相α、第２位相βのいずれか一方を選択して、その位相を調整することで実施する。
まず、第１制御モードにおける電流Ｉｃの増減調整および直流コンデンサ電圧Ｖｃ１の増減調整について、図２を参照して説明する。
第１位相αを増加させて位相（Ｔ／２）に近づけると、第１期間が延長され第２期間が短縮される。このとき第２位相βは変化させない。電流Ｉｃについては、増加期間が延長され減少期間が短縮されて、電流Ｉｃは増加する。また直流コンデンサ電圧Ｖｃ１については、変動しない期間が延長され低下期間が短縮される。このとき直流コンデンサ電圧Ｖｃ１の増加期間（第４期間）は変化しないため、１周期内の直流コンデンサ電圧Ｖｃ１の平均電圧（以下、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１と称す）は増加する。

第２位相βを増加させて位相Ｔに近づけると、第３期間が延長され第４期間が短縮される。このとき第１位相αは変化させない。電流Ｉｃについては、増加期間が延長され減少期間が短縮されて、電流Ｉｃは増加する。また直流コンデンサ電圧Ｖｃ１については、変動しない期間が延長され増加期間が短縮される。このとき直流コンデンサ電圧Ｖｃ１の低下期間（第２期間）は変化しないため、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１は低下する。
第１位相αを減少させて位相０に近づけると、第１期間が短縮され第２期間が延長される。このとき第２位相βは変化させない。電流Ｉｃについては、増加期間が短縮され減少期間が延長されて、電流Ｉｃは減少する。また直流コンデンサ電圧Ｖｃ１については、変動しない期間が短縮され低下期間が延長され、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１は低下する。

第２位相βを減少させて位相（Ｔ／２）に近づけると、第３期間が短縮され第４期間が延長される。このとき第１位相αは変化させない。電流Ｉｃについては、増加期間が短縮され減少期間が延長されて、電流Ｉｃは減少する。また直流コンデンサ電圧Ｖｃ１については、変動しない期間が短縮され増加期間が延長されて、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１は増加する。

即ち、第１制御モードにおいて、電流Ｉｃを増加させるためには、第１位相αまたは第２位相βを増加させて、第１オン期間と第２オン期間との合計を増加させる。電流Ｉｃを減少させるためには、第１位相αまたは第２位相βを減少させて、第１オン期間と第２オン期間との合計を減少させる。
また第１位相α、第２位相βの選択は、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１に応じて行う。
電流Ｉｃを増加させる際に平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を増加させるには、第１位相αを選択して増加させる。また、電流Ｉｃを減少させる際に平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を増加させるには、第２位相βを選択して減少させる。これにより、第１オン期間と第２オン期間との比率（第１オン期間／第２オン期間）を低下させて、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を増加させる。
また電流Ｉｃを増加させる際に平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を低下させるには、第２位相βを選択して増加させる。また、電流Ｉｃを減少させる際に平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を低下させるには、第１位相αを選択して減少させる。これにより、比率（第１オン期間／第２オン期間）を増加させて、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を低下させる。

次に、第２制御モードにおける電流Ｉｃの増減調整および直流コンデンサ電圧Ｖｃ１の増減調整について、図６を参照して説明する。
第１位相αを増加させて位相（Ｔ／２）に近づけ、このとき第２位相βは変化させない。これにより、電流Ｉｃは減少し、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１は低下する。
第２位相βを増加させて位相Ｔに近づけ、このとき第１位相αは変化させない。これにより、電流Ｉｃは減少し、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１は増加する。
第１位相αを減少させて位相０に近づけ、このとき第２位相βは変化させない。これにより、電流Ｉｃは増加し、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１は増加する。
第２位相βを減少させて位相（Ｔ／２）に近づけ、このとき第１位相αは変化させない。これにより、電流Ｉｃは増加し、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１は低下する。

即ち、第２制御モードにおいて、電流Ｉｃを増加させるためには、第１位相αまたは第２位相βを減少させて、第１オン期間と第２オン期間との合計を増加させる。電流Ｉｃを減少させるためには、第１位相αまたは第２位相βを増加させて、第１オン期間と第２オン期間との合計を減少させる。
また第１位相α、第２位相βの選択は、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１に応じて行う。
電流Ｉｃを増加させる際に平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を増加させるには、第１位相αを選択し、電流Ｉｃを減少させる際に平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を増加させるには、第２位相βを選択する。これにより、比率（第１オン期間／第２オン期間）を低下させて、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を増加させる。
また電流Ｉｃを増加させる際に平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を低下させるには、第２位相βを選択し、電流Ｉｃを減少させる際に平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を低下させるには、第１位相αを選択する。これにより、比率（第１オン期間／第２オン期間）を増加させて、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を低下させる。

以上のような制御動作を行うための、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａへのゲート信号Ｇ１、Ｇ２の生成について、以下に説明する。
この場合、制御回路１０は、第１スイッチング素子６ａへのゲート信号Ｇ１を生成するために、第１スイッチング素子６ａのｄｕｔｙ比を決定する第２位相βに対応するｄｕｔｙ比（β／Ｔ）の指令（β−ｄｕｔｙ指令）を演算する。また、第２スイッチング素子７ａへのゲート信号Ｇ２を生成するために、第２スイッチング素子７ａのｄｕｔｙ比を決定する第１位相αに対応するｄｕｔｙ比（α／Ｔ）の指令（α−ｄｕｔｙ指令）を演算する。
このβ−ｄｕｔｙ指令およびα−ｄｕｔｙ指令を演算するための基礎情報として、以下に示す基本ｄｕｔｙ指令ΔＤを演算する。

図１０は、制御回路１０による第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａの出力制御における基本制御を示す制御ブロック図である。平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２を目標電圧Ｖｃ２^＊に維持すると共に交流電源１からの入力力率を改善するように電流Ｉｃを制御するために、第１スイッチング素子６ａおよび第２スイッチング素子７ａの基本ｄｕｔｙ指令ΔＤを演算する。

図１０に示すように、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２と目標電圧Ｖｃ２^＊との偏差１２をフィードバック量としてＰＩ制御器１３にて制御演算する。ＰＩ制御器１３の出力を振幅目標値として交流電源同期周波数Ｆｓを用いて正弦波電流指令１４を生成し、絶対値変換して│Ｖａｃ│に同期する電流指令Ｉｃ^＊を生成する。次に、電流指令Ｉｃ^＊と検出された電流Ｉｃとの偏差１５をフィードバック量としてＰＩ制御器１６にて制御演算する。ＰＩ制御器１６の出力を直流コンデンサ電圧Ｖｃ１で除算した出力１７をリミッタにて±０．５に制限して基本ｄｕｔｙ指令ΔＤが演算される。
この基本ｄｕｔｙ指令ΔＤは、第１位相α、第２位相βの内、選択されたいずれか一方の調整量に対応するもので、第１位相α、第２位相βの調整量は半周期以下であるため±０．５に制限する。また、ΔＤが正の時は電流Ｉｃを増加させる制御となり、ΔＤが負の時は電流Ｉｃを減少させる制御となる。

図１１（ａ）は、制御回路１０による調整位相（第１位相α／第２位相β）の選択を示す制御ブロック図であり、図１１（ｂ）は、制御回路１０による制御モード（第１制御モード／第２制御モード）の選択を示す制御ブロック図である。
図１１（ａ）に示すように、コンパレータ１９は、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１とその指令値Ｖｃ１^＊とを比較し、コンパレータ２０は基本ｄｕｔｙ指令ΔＤの符号を判定し、コンパレータ１９、２０の出力は、それぞれ調整位相選択器２１に入力される。コンパレータ１９、２０の出力が共にＨ、あるいは共にＬのとき、調整位相選択器２１の出力２２（Ｊｕｄｇｅ信号）はＨで第２位相βを選択する。また、コンパレータ１９、２０の出力がＨとＬとの組み合わせであるとき、調整位相選択器２１の出力２２（Ｊｕｄｇｅ信号）はＬで第１位相αを選択する。
即ち、Ｖｃ１≧Ｖｃ１^＊の場合、ΔＤ≧０のときは第２位相βを選択し、ΔＤ＜０のときは第１位相αを選択する。また、Ｖｃ１＜Ｖｃ１^＊の場合、ΔＤ≧０のときは第１位相αを選択し、ΔＤ＜０のときは第２位相βを選択する。

また図１１（ｂ）に示すように、コンパレータ２３は、電圧│Ｖａｃ│と直流コンデンサ電圧Ｖｃ１とを比較して、制御モードを選択するｌｏｇｉｃ信号を出力する。即ち、│Ｖａｃ│＜Ｖｃ１のとき、ｌｏｇｉｃ信号はＬで第１制御モードを選択する。また、│Ｖａｃ│≧Ｖｃ１のとき、ｌｏｇｉｃ信号はＨで第２制御モードを選択する。

図１２は、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａのｄｕｔｙ比を決定するためのβ−ｄｕｔｙ指令、α−ｄｕｔｙ指令を演算する制御ブロック図である。β−ｄｕｔｙ指令、α−ｄｕｔｙ指令は、それぞれ、調整位相選択器２１の出力２２であるＪｕｄｇｅ信号、制御モードを示すｌｏｇｉｃ信号および演算された基本ｄｕｔｙ指令ΔＤに基づいて演算される。
図１２（ａ）は、β−ｄｕｔｙ指令を演算する制御ブロック図である。この場合、駆動周期Ｔの位相（Ｔ／２）から位相Ｔまでの半周期内で電流Ｉｃの増加量と減少量が等しくなるように第２位相βの初期位相を設定する。この初期位相に対応するｄｕｔｙ比をβ−ｄｕｔｙ指令の初期値β１、β２として用い、フィードフォワード制御する。なお、β１は第１制御モードの場合の初期値であり、β２は第２制御モードの場合の初期値である。

図１２（ａ）に示すように、選択器２４はＪｕｄｇｅ信号に基づいて０あるいは基本ｄｕｔｙ指令ΔＤである信号２５を出力する。Ｊｕｄｇｅ信号がＬで第１位相αが選択されている時、信号２５は０となり、Ｊｕｄｇｅ信号がＨで第２位相βが選択されている時、信号２５は基本ｄｕｔｙ指令ΔＤとなる。
次に、信号２５を極性反転させた逆極性信号２５ａを生成し、選択器２６はｌｏｇｉｃ信号に基づいて信号２５、逆極性信号２５ａのいずれか一方を出力する。ｌｏｇｉｃ信号がＬで第１制御モードが選択されている時、選択器２６の出力２７は信号２５であり、ｌｏｇｉｃ信号がＨで第２制御モードが選択されている時、選択器２６の出力２７は逆極性信号２５ａとなる。
一方、選択器２８はｌｏｇｉｃ信号に基づいて初期値β１、β２のいずれか一方を出力する。選択器２８の出力２９は、ｌｏｇｉｃ信号がＬ（第１制御モードが選択）の時は初期値β１で、ｌｏｇｉｃ信号がＨ（第２制御モードが選択）の時は初期値β２である。この出力２９は、選択器２６の出力２７にフィードフォワード項として加算され、これによりβ−ｄｕｔｙ指令３０が生成される。

図１２（ｂ）は、α−ｄｕｔｙ指令を演算する制御ブロック図である。この場合、駆動周期Ｔの位相０から位相（Ｔ／２）までの半周期内で電流Ｉｃの増加量と減少量が等しくなるように第１位相αの初期位相を設定する。この初期位相に対応するｄｕｔｙ比をα−ｄｕｔｙ指令の初期値α１、α２として用い、フィードフォワード制御する。なお、α１は第１制御モードの場合の初期値であり、α２は第２制御モードの場合の初期値である。
図１２（ｂ）に示すように、選択器３１はＪｕｄｇｅ信号に基づいて基本ｄｕｔｙ指令ΔＤあるいは０である信号３２を出力する。Ｊｕｄｇｅ信号がＬで第１位相αが選択されている時、信号３２は基本ｄｕｔｙ指令ΔＤとなり、Ｊｕｄｇｅ信号がＨで第２位相βが選択されている時、信号３２は０となる。

次に、信号３２を極性反転させた逆極性信号３２ａを生成し、選択器３３はｌｏｇｉｃ信号に基づいて信号３２、逆極性信号３２ａのいずれか一方を出力する。ｌｏｇｉｃ信号がＬで第１制御モードが選択されている時、選択器３３の出力３４は信号３２であり、ｌｏｇｉｃ信号がＨで第２制御モードが選択されている時、選択器３３の出力３４は逆極性信号３２ａとなる。
一方、選択器３５はｌｏｇｉｃ信号に基づいて初期値α１、α２のいずれか一方を出力する。選択器３５の出力３６は、ｌｏｇｉｃ信号がＬ（第１制御モードが選択）の時は初期値α１で、ｌｏｇｉｃ信号がＨ（第２制御モードが選択）の時は初期値α２である。この出力３６は、選択器３３の出力３４にフィードフォワード項として加算され、これによりα−ｄｕｔｙ指令３７が生成される。

以上のように、β−ｄｕｔｙ指令３０、α−ｄｕｔｙ指令３７が演算される。
第１制御モードの場合、調整位相として第２位相βが選択されると、β−ｄｕｔｙ指令３０は、初期値β１に基本ｄｕｔｙ指令ΔＤが加算されて生成され、α−ｄｕｔｙ指令３７は初期値α１となる。第１制御モードの場合で調整位相として第１位相αが選択されると、β−ｄｕｔｙ指令３０は初期値β１となり、α−ｄｕｔｙ指令３７は初期値α１に基本ｄｕｔｙ指令ΔＤが加算されて生成される。
第２制御モードの場合、調整位相として第２位相βが選択されると、β−ｄｕｔｙ指令３０は、初期値β２に基本ｄｕｔｙ指令ΔＤの極性反転値が加算されて生成され、α−ｄｕｔｙ指令３７は初期値α２となる。第２制御モードの場合で調整位相として第１位相αが選択されると、β−ｄｕｔｙ指令３０は初期値β２となり、α−ｄｕｔｙ指令３７は初期値α２に基本ｄｕｔｙ指令ΔＤの極性反転値が加算されて生成される。

次に、図１２で示したフィードフォワード制御に用いる初期値β１、β２と初期値α１、α２について説明する。
第１スイッチング素子６ａをオンオフする第２位相βを決定するための初期値β１、β２は、上述したように、駆動周期Ｔの位相（Ｔ／２）から位相Ｔまでの半周期内で電流Ｉｃの増加量と減少量が等しくなるように設定する。
まず、電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１より低い場合の第１制御モードについて説明する。
位相（Ｔ／２）から位相Ｔまでの半周期内で電流Ｉｃの増加期間は、第３期間（位相（Ｔ／２）〜第２位相β）である。このため、この半周期内の電流増加量Ｉｕｐは以下の式（１）で与えられる。但し、Ｌはリアクトル３のリアクトル容量である。
Ｉｕｐ＝（│Ｖａｃ│／Ｌ）・（β−（Ｔ／２）） ・・式（１）

また、位相（Ｔ／２）から位相Ｔまでの半周期内で電流Ｉｃの減少期間は、第４期間（第２位相β〜位相Ｔ）である。このため、この半周期内の電流減少量Ｉｄｏｗｎは以下の式（２）で与えられる。
Ｉｄｏｗｎ＝（（Ｖｃ１−│Ｖａｃ│）／Ｌ）・（Ｔ−β） ・・式（２）

電流増加量Ｉｕｐと電流減少量Ｉｄｏｗｎとが等しく、即ち、以下の式（３）を満たすとき、
Ｉｕｐ＝Ｉｄｏｗｎ ・・式（３）

（β／Ｔ）の値が初期値β１であり、式（１）〜式（３）から、以下の式（４）が得られる。
β１＝（β／Ｔ）＝（２Ｖｃ１−│Ｖａｃ│）／２Ｖｃ１ ・・式（４）

次に、電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１以上である場合の第２制御モードについて説明する。
位相（Ｔ／２）から位相Ｔまでの半周期内で電流Ｉｃの増加期間は、第４期間（第２位相β〜位相Ｔ）である。このため、この半周期内の電流増加量Ｉｕｐは以下の式（５）で与えられる。但し、Ｖｃ２は平滑コンデンサ電圧である。
Ｉｕｐ＝（（│Ｖａｃ│＋Ｖｃ１−Ｖｃ２）／Ｌ）・（Ｔ−β） ・・式（５）

また、位相（Ｔ／２）から位相Ｔまでの半周期内で電流Ｉｃの減少期間は、第３期間（位相（Ｔ／２）〜第２位相β）である。このため、この半周期内の電流減少量Ｉｄｏｗｎは以下の式（６）で与えられる。
Ｉｄｏｗｎ＝（（Ｖｃ２−│Ｖａｃ│）／Ｌ）・（β−（Ｔ／２）） ・・式（６）

電流増加量Ｉｕｐと電流減少量Ｉｄｏｗｎとが等しく、即ち、以下の式（７）を満たすとき、
Ｉｕｐ＝Ｉｄｏｗｎ ・・式（７）

（β／Ｔ）の値が初期値β２であり、式（５）〜式（７）から以下の式（８）が得られる。
β２＝（β／Ｔ）＝（│Ｖａｃ│＋２Ｖｃ１−Ｖｃ２）／２Ｖｃ１ ・・式（８）

また、第２スイッチング素子７ａをオンオフする第１位相αを決定するための初期値α１、α２は、上述したように、駆動周期Ｔの位相０から位相（Ｔ／２）までの半周期内で電流Ｉｃの増加量と減少量が等しくなるように設定する。
まず、電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１より低い場合の第１制御モードについて説明する。
位相０から位相（Ｔ／２）までの半周期内で電流Ｉｃの増加期間は、第１期間（位相０〜第１位相α）である。このため、この半周期内の電流増加量Ｉｕｐは以下の式（９）で与えられる。
Ｉｕｐ＝（│Ｖａｃ│／Ｌ）・α ・・式（９）

また、位相０から位相（Ｔ／２）までの半周期内で電流Ｉｃの減少期間は、第２期間（第１位相α〜位相（Ｔ／２））である。このため、この半周期内の電流減少量Ｉｄｏｗｎは以下の式（１０）で与えられる。
Ｉｄｏｗｎ＝（（Ｖｃ２−│Ｖａｃ│−Ｖｃ１）／Ｌ）・（（Ｔ／２）−α）
・・式（１０）

電流増加量Ｉｕｐと電流減少量Ｉｄｏｗｎとが等しく、即ち、以下の式（１１）を満たすとき、
Ｉｕｐ＝Ｉｄｏｗｎ ・・式（１１）

（α／Ｔ）の値が初期値α１であり、式（９）〜式（１１）から以下の式（１２）が得られる。
α１＝（α／Ｔ）＝（Ｖｃ２−│Ｖａｃ│−Ｖｃ１）／２（Ｖｃ２−Ｖｃ１）
・・式（１２）

次に、電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１以上である場合の第２制御モードについて説明する。
位相０から位相（Ｔ／２）までの半周期内で電流Ｉｃの増加期間は、第２期間（第１位相α〜位相（Ｔ／２））である。このため、この半周期内の電流増加量Ｉｕｐは以下の式（１３）で与えられる。
Ｉｕｐ＝（（│Ｖａｃ│−Ｖｃ１）／Ｌ）・（（Ｔ／２）−α） ・・式（１３）

また、位相０から位相（Ｔ／２）までの半周期内で電流Ｉｃの減少期間は、第１期間（位相０〜第２位相α）である。このため、この半周期内の電流減少量Ｉｄｏｗｎは以下の式（１４）で与えられる。
Ｉｄｏｗｎ＝（（Ｖｃ２−│Ｖａｃ│）／Ｌ）・α ・・式（１４）

電流増加量Ｉｕｐと電流減少量Ｉｄｏｗｎとが等しく、即ち、以下の式（１５）を満たすとき、
Ｉｕｐ＝Ｉｄｏｗｎ ・・式（１５）

（α／Ｔ）の値が初期値α２であり、式（１３）〜式（１５）から以下の式（１６）が得られる。
α２＝（α／Ｔ）＝（│Ｖａｃ│−Ｖｃ１）／２（Ｖｃ２−Ｖｃ１）
・・式（１６）

図１３は、β−ｄｕｔｙ指令、α−ｄｕｔｙ指令に基づいて、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａのゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成する制御ブロック図である。
図１３（ａ）は、第１スイッチング素子６ａのゲート信号Ｇ１を生成する制御ブロック図である。まず、演算されたβ−ｄｕｔｙ指令３０をリミッタにて０．５〜１．０に制限した値３８を、コンパレータ４０の正端子およびコンパレータ４１の負端子に入力する。またＰＷＭ制御のための三角波信号３９を、コンパレータ４０の負端子およびコンパレータ４１の正端子に入力する。三角波信号３９は図１４に示すように、周期Ｔのキャリア波であり、０位相にてｄｕｔｙ比＝０、位相Ｔにてｄｕｔｙ比＝１となる。

コンパレータ４０、４１の出力信号４２、４３は選択器４４に入力され、ｌｏｇｉｃ信号に基づいていずれか一方の出力信号４２、４３が、選択器４４からゲート信号Ｇ１として出力される。ｌｏｇｉｃ信号がＬで第１制御モードが選択されている時、ゲート信号Ｇ１は出力信号４２であり、位相０〜第２位相βの期間でＨとなる。ｌｏｇｉｃ信号がＨで第２制御モードが選択されている時、ゲート信号Ｇ１は出力信号４３であり、第２位相β〜位相Ｔの期間でＨとなる。

図１３（ｂ）は、第２スイッチング素子７ａのゲート信号Ｇ２を生成する制御ブロック図である。
０．５のｄｕｔｙ指令信号４６をコンパレータ４８の正端子およびコンパレータ４９の負端子に入力する。また三角波信号３９を、コンパレータ４８の負端子およびコンパレータ４９の正端子に入力する。
また、演算されたα−ｄｕｔｙ指令３７をリミッタにて０〜０．５に制限した値４７を、コンパレータ５２の正端子およびコンパレータ５３の負端子に入力する。また三角波信号３９を、コンパレータ５２の負端子およびコンパレータ５３の正端子に入力する。

コンパレータ４９の出力５１とコンパレータ５２の出力５４とはＯＲ演算器５６に入力される。コンパレータ４８の出力５０とコンパレータ５３の出力５５とはＡＮＤ演算器５８に入力される。
ＯＲ演算器５６の出力信号５７とＡＮＤ演算器５８の出力信号５９とは選択器６０に入力され、ｌｏｇｉｃ信号に基づいていずれか一方の出力信号５７、５９がゲート信号Ｇ２として出力される。ｌｏｇｉｃ信号がＬで第１制御モードが選択されている時、ゲート信号Ｇ２は出力信号５７であり、位相（Ｔ／２）〜第１位相αの期間でＨとなる。ｌｏｇｉｃ信号がＨで第２制御モードが選択されている時、ゲート信号Ｇ１は出力信号５９であり、第１位相α〜位相（Ｔ／２）の期間でＨとなる。
制御回路１０は、以上のようにゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成して第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａを制御する。

次に、第１制御モードと第２制御モードとの切り替えについて説明する。制御モードの切り替えは、ｌｏｇｉｃ信号を用いて電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１と等しくなる交流電源位相で行う。このとき、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａの各オンオフ状態を反転させることになる。
制御モードの切り替え時において、
│Ｖａｃ│＝Ｖｃ１
であるため、β−ｄｕｔｙ指令の初期値β１、β２は、上記式（４）、式（８）から
β１＝β２＝１／２
となり、α−ｄｕｔｙ指令の初期値α１、α２は、上記式（１２）、式（１６）から
α１＝α２＝０
となる。但し、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１は平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２の１／２とする。

このように、交流電源電圧Ｖａｃの変化により第１制御モードと第２制御モードとの間で制御を切り替えるとき、β−ｄｕｔｙ指令、α−ｄｕｔｙ指令のいずれにおいても、初期値β１（＝β２）、α１（＝α２）が変化しない。このため、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａの各オンオフ状態を単純に反転させるのみで制御モードを切り替えることができ、制御演算が容易で高速に切り替え可能となる。

以上のように、制御回路１０は、電流指令Ｉｃ^＊を用いて第１スイッチング素子６ａと第２スイッチング素子７ａのｄｕｔｙ比に対応するβ−ｄｕｔｙ指令、α−ｄｕｔｙ指令を調整することで、平滑コンデンサ９の直流電圧Ｖｃ２を目標電圧Ｖｃ２^＊に制御し、交流電源１からの入力力率を改善するようにスイッチング部１００を制御する。
また、制御回路１０は、β−ｄｕｔｙ指令、α−ｄｕｔｙ指令を個別に生成して調整することにより、１周期内の第１スイッチング素子６ａの第１オン期間と第２スイッチング素子７ａの第２オン期間との合計、および比率を制御する。これにより、交流電源１からの入力力率を改善する電流制御と同時に直流コンデンサ８の充放電を制御して電圧Ｖｃ１を指令値Ｖｃ１^＊に追従させることができる。

また、リアクトル３は、第１スイッチング素子６ａと第２スイッチング素子７ａの駆動周波数の２倍の周波数で電流が増減するため、必要リアクトル容量を低減でき小型化できる。
さらに、直流コンデンサ８の各充放電期間は、駆動周期Ｔの１／２以下で、第１スイッチング素子６ａと第２スイッチング素子７ａの駆動周波数の２倍の周波数で充放電されるため、必要コンデンサ容量を低減することができ、直流コンデンサ８も小型化できる。

また、スイッチング部１００は、通常のチョッパ構成の回路に、第１スイッチング素子６ａとダイオード５と直流コンデンサ８とを多く設けた構成となっている。
これにより、リアクトル３への印加電圧を、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２と直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との差電圧、もしくは直流コンデンサ電圧Ｖｃ１に低減することができ、リアクトル３の低損失化と、小型・軽量化を実現することができる。また、第１スイッチング素子６ａと第２スイッチング素子７ａに印加される電圧も、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２と直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との差電圧、もしくは直流コンデンサ電圧Ｖｃ１に低減される。このため、スイッチング損失を低減することで高効率化を実現することができると共に、放熱構造の簡素化による電力変換装置の小型化を実現することができる。またノイズ発生量も低減でき、フィルタ回路の簡素化により電力変換装置の小型化がさらに促進できる。

また、制御回路１０は、交流電源電圧Ｖａｃと直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との大小関係に応じて、異なる制御モードを設けているため、交流電源電圧Ｖａｃの広い電圧範囲に対応して力率改善制御を実現することができる。
さらに第１スイッチング素子６ａと第２スイッチング素子７ａとの制御論理を交流電源電圧Ｖａｃと直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との大小関係に応じて反転の関係に設定する。これにより、交流電源電圧Ｖａｃと直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との大小関係が入れ替わる位相での、制御モードの切り替えが単純なものとなり、電流制御性をより向上させることができる。

また、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａのβ−ｄｕｔｙ指令、α−ｄｕｔｙ指令の制御において、初期値を設定してフィードフォワード量として用いる。この際、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１および電流Ｉｃに基づいて、基本ｄｕｔｙ指令ΔＤをβ−ｄｕｔｙ指令、α−ｄｕｔｙ指令の選択された一方のみに反映させ、他方は初期値に固定する。これにより、１周期内の第１スイッチング素子６ａの第１オン期間と第２スイッチング素子７ａの第２オン期間との合計、および比率を迅速に制御でき、制御モードの切り替えにおいても、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを防ぎ、高速制御が実現できる。

実施の形態２．
次に、この発明の実施の形態２について説明する。
この実施の形態２では、図１で示した上記実施の形態１と同様の主回路と制御回路１０を有し、制御回路１０は上記実施の形態１と異なるゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ２ａを生成してスイッチング部１００を出力制御する。
この場合も、制御回路１０は、検出された直流コンデンサ電圧Ｖｃ１、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２、交流電源電圧Ｖａｃ、および電流Ｉｃに基づいて、交流電源１からの入力力率が概１になるように電流Ｉｃを制御し、かつ平滑コンデンサ９の電圧が目標電圧Ｖｃ２^＊になるように、高周波ＰＷＭ制御により第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａをオンオフさせてスイッチング部１００を出力制御する。また、直流コンデンサ８の充放電量を調整して直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を一定の指令値Ｖｃ１^＊に制御する。
また、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２は交流電源電圧Ｖａｃのピーク電圧より高く、また、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１の指令値Ｖｃ１^＊は、平滑コンデンサ９の目標電圧Ｖｃ２^＊の１／２に設定されている。

制御回路１０は、電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１より低い場合に第１制御モードで、電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１以上の場合に第２制御モードで制御する。この実施の形態２による第１制御モード、第２制御モードを図１５、図１６に基づいて以下に説明する。
図１５は、第１制御モードにおける、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａの各ゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ２ａと、電流Ｉｃと、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との各波形図である。また、図１６は、第２制御モードにおける、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａの各ゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ２ａと、電流Ｉｃと、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との各波形図である。

図１５、図１６に示すように、高周波ＰＷＭ制御される第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａの駆動周期（キャリア周期）をＴとし、位相０〜位相（Ｔ／２）までの半周期内に第１位相αａを設定し、位相（Ｔ／２）〜位相Ｔまでの半周期内に第２位相βａを設定して、駆動周期Ｔを４つの期間に分割する。そして、この４つの期間での第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａの２つのスイッチング素子のオンオフおよび各部の波形図について示している。なお、第１位相αａ、第２位相βａの設定方法については後述する。
また、図１５、図１６の波形図は、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２が目標電圧Ｖｃ２^＊に制御されて一定である状態を示す。

まず、電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１より低い場合の第１制御モードについて示す。
図１５に示すように、第１スイッチング素子６ａを位相０でオフさせ第１位相αａでオンさせ、第２スイッチング素子７ａを位相（Ｔ／２）でオフさせ第２位相βａでオンさせる。即ち、第１スイッチング素子６ａは、位相０を基準位相として位相０までの期間（第１位相αａ〜位相０（＝Ｔ））である第１オン期間でオンし、第２スイッチング素子７ａは、位相（Ｔ／２）を基準位相として、位相（Ｔ／２）までの期間（第２位相βａ〜位相（Ｔ／２））である第２オン期間でオンする。このとき、第１オン期間、第２オン期間の長さは、それぞれ半周期（Ｔ／２）以上である。
なお、第２位相βａ〜位相（Ｔ／２）とは、第２位相βａ〜位相Ｔと、位相０〜位相（Ｔ／２）とを合わせた期間であるが、繰り返し周期では連続した期間であるため、第２位相βａ〜位相（Ｔ／２）と表す。

第１制御モードでの電力変換装置の動作説明は、上記実施の形態１の図３〜図５で示した電流経路図を用いる。
位相０〜第１位相αａの第１期間では、第１スイッチング素子６ａがオフ状態で、第２スイッチング素子７ａがオン状態であり、図５に示す電流経路で電流Ｉｃが流れる。即ち、平滑コンデンサ９はバイパスされ、交流電源１から整流回路２００を介してリアクトル３に流れる電流Ｉｃは、ダイオード５、直流コンデンサ８、第２スイッチング素子７ａ、整流回路２００を順に経て交流電源１に戻る。このとき、直流コンデンサ８は充電されて電圧Ｖｃ１が増加する。また、電圧│Ｖａｃ│は直流コンデンサ電圧Ｖｃ１より低いため、リアクトル３により電流Ｉｃは減少する。

第１位相αａ〜位相（Ｔ／２）の第２期間と、第２位相βａ〜位相Ｔの第４期間とでは、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａは共にオン状態で、図３に示す電流経路で電流Ｉｃが流れる。即ち、直流コンデンサ８と平滑コンデンサ９はバイパスされ、交流電源１から整流回路２００を介してリアクトル３に流れる電流Ｉｃは、第１スイッチング素子６ａと第２スイッチング素子７ａを通り整流回路２００を経て交流電源１に戻る。このとき、リアクトル３により電流Ｉｃは増加する。直流コンデンサ８はバイパスされているため、充放電されず電圧変動しない。

位相（Ｔ／２）〜第２位相βａの第３期間では、第１スイッチング素子６ａがオン状態で、第２スイッチング素子７ａがオフ状態であり、図４に示す電流経路で電流Ｉｃが流れる。即ち、交流電源１から整流回路２００を介してリアクトル３に流れる電流Ｉｃは、スイッチング素子６ａ、直流コンデンサ８、ダイオード４、平滑コンデンサ９、整流回路２００を順に経て交流電源１に戻る。このとき、直流コンデンサ８は放電されて電圧Ｖｃ１が低下する。また、電圧│Ｖａｃ│と直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との和は、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２より低いため、リアクトル３により電流Ｉｃは減少する。

以上のように、制御回路１０は、駆動周期の１周期を４つの期間に分割して３種の制御を組み合わせることにより、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａをオンオフ制御して、電流Ｉｃと直流コンデンサ電圧Ｖｃ１とを増減させる。

次に、電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１以上の場合の第２制御モードについて示す。
図１６に示すように、第１スイッチング素子６ａを位相０でオンさせ第１位相αａでオフさせ、第２スイッチング素子７ａを位相（Ｔ／２）でオンさせ第２位相βａでオフさせる。即ち、第１スイッチング素子６ａは、位相０を基準位相として位相０〜第１位相αａの第１オン期間でオンし、第２スイッチング素子７ａは、位相（Ｔ／２）を基準位相として、位相（Ｔ／２）〜第２位相βａの第２オン期間でオンする。このとき、第１オン期間、第２オン期間の長さは、それぞれ半周期（Ｔ／２）以下である。

第２制御モードでの電力変換装置の動作説明は、上記実施の形態１の図７〜図９で示した電流経路図を用いる。
位相０〜第１位相αａの第１期間では、第１スイッチング素子６ａがオン状態で、第２スイッチング素子７ａがオフ状態であり、図９に示す電流経路で電流Ｉｃが流れる。即ち、交流電源１から整流回路２００を介してリアクトル３に流れる電流Ｉｃは、スイッチング素子６ａ、直流コンデンサ８、ダイオード４、平滑コンデンサ９、整流回路２００を順に経て交流電源１に戻る。このとき、直流コンデンサ８は放電されて電圧Ｖｃ１が低下する。また、電圧│Ｖａｃ│と直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との和は、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２より高いため、リアクトル３により電流Ｉｃは増加する。

第１位相αａ〜位相（Ｔ／２）の第２期間と、第２位相βａ〜位相Ｔの第４期間とでは、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａは共にオフ状態で、図７に示す電流経路で電流Ｉｃが流れる。即ち、即ち、直流コンデンサ８はバイパスされ、交流電源１から整流回路２００を介してリアクトル３に流れる電流Ｉｃは、ダイオード５、ダイオード４、平滑コンデンサ９、整流回路２００を順に経て交流電源１に戻る。このとき、電圧│Ｖａｃ│は平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２より低いため、リアクトル３により電流Ｉｃは減少する。直流コンデンサ８はバイパスされているため、充放電されず電圧変動しない。

位相（Ｔ／２）〜第２位相βａの第３期間では、第１スイッチング素子６ａがオフ状態で、第２スイッチング素子７ａがオン状態であり、図８に示す電流経路で電流Ｉｃが流れる。即ち、平滑コンデンサ９はバイパスされ、交流電源１から整流回路２００を介してリアクトル３に流れる電流Ｉｃは、ダイオード５、直流コンデンサ８、スイッチング素子７ａ、整流回路２００を順に経て交流電源１に戻る。このとき、直流コンデンサ８は充電されて電圧Ｖｃ１が増加する。また、電圧│Ｖａｃ│は直流コンデンサ電圧Ｖｃ１より高いため、リアクトル３により電流Ｉｃは増加する。

以上のように、制御回路１０は、第２制御モードにおいても、駆動周期の１周期を４つの期間に分割して３種の制御を組み合わせることにより、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａをオンオフ制御して、電流Ｉｃと直流コンデンサ電圧Ｖｃ１とを増減させる。

図１５、図１６で示した第１制御モード、第２制御モードの２種の制御において、電流Ｉｃの増減調整および直流コンデンサ電圧Ｖｃ１の増減調整は、第１位相αａ、第２位相βａのいずれか一方を選択して、その位相を調整することで実施する。
まず、第１制御モードにおける電流Ｉｃの増減調整および直流コンデンサ電圧Ｖｃ１の増減調整について、図１５を参照して説明する。
第１位相αａを減少させて位相０に近づけると、第１期間が短縮され第２期間が延長される。このとき第２位相βａは変化させない。電流Ｉｃについては、減少期間が短縮され増加期間が延長されて、電流Ｉｃは増加する。また直流コンデンサ電圧Ｖｃ１については、増加期間が短縮され変動しない期間が延長され、１周期内の直流コンデンサ電圧Ｖｃ１の平均電圧（平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１）は低下する。

第２位相βａを減少させて位相（Ｔ／２）に近づけると、第３期間が短縮され第４期間が延長される。このとき第１位相αａは変化させない。電流Ｉｃについては、減少期間が短縮され増加期間が延長されて、電流Ｉｃは増加する。また直流コンデンサ電圧Ｖｃ１については、低下期間が短縮され変動しない期間が延長されて、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１は増加する。
第１位相αａを増加させて位相（Ｔ／２）に近づけると、第１期間が延長され第２期間が短縮される。このとき第２位相βａは変化させない。電流Ｉｃについては、減少期間が延長され増加期間が短縮されて、電流Ｉｃは減少する。また直流コンデンサ電圧Ｖｃ１については、増加期間が延長され変動しない期間が短縮され、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１は増加する。

第２位相βａを増加させて位相Ｔに近づけると、第３期間が延長され第４期間が短縮される。このとき第１位相αａは変化させない。電流Ｉｃについては、減少期間が延長され増加期間が短縮されて、電流Ｉｃは減少する。また直流コンデンサ電圧Ｖｃ１については、低下期間が延長され変動しない期間が短縮され、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１は低下する。

即ち、第１制御モードにおいて、電流Ｉｃを増加させるためには、第１位相αａまたは第２位相βａを減少させて、第１オン期間と第２オン期間との合計を増加させる。電流Ｉｃを減少させるためには、第１位相αａまたは第２位相βａを増加させて、第１オン期間と第２オン期間との合計を減少させる。
また第１位相αａ、第２位相βａの選択は、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１に応じて行う。
電流Ｉｃを増加させる際に平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を増加させるには、第２位相βａを選択し、電流Ｉｃを減少させる際に平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を増加させるには、第１位相αａを選択する。これにより、第１オン期間と第２オン期間との比率（第１オン期間／第２オン期間）を低下させて、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を増加させる。
また電流Ｉｃを増加させる際に平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を低下させるには、第１位相αａを選択し、電流Ｉｃを減少させる際に平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を低下させるには、第２位相βａを選択する。これにより、比率（第１オン期間／第２オン期間）を増加させて、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を低下させる。

次に、第２制御モードにおける電流Ｉｃの増減調整および直流コンデンサ電圧Ｖｃ１の増減調整について、図１６を参照して説明する。
第１位相αａを増加させて位相（Ｔ／２）に近づけ、このとき第２位相βａは変化させない。これにより、電流Ｉｃは増加し、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１は低下する。
第２位相βａを増加させて位相Ｔに近づけ、このとき第１位相αａは変化させない。これにより、電流Ｉｃは増加し、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１は増加する。
第１位相αａを減少させて位相０に近づけ、このとき第２位相βａは変化させない。これにより、電流Ｉｃは減少し、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１は増加する。
第２位相βａを減少させて位相（Ｔ／２）に近づけ、このとき第１位相αａは変化させない。これにより、電流Ｉｃは減少し、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１は低下する。

即ち、第２制御モードにおいて、電流Ｉｃを増加させるためには、第１位相αａまたは第２位相βａを増加させて、第１オン期間と第２オン期間との合計を増加させる。電流Ｉｃを減少させるためには、第１位相αａまたは第２位相βａを増加させて、第１オン期間と第２オン期間との合計を減少させる。
また第１位相αａ、第２位相βａの選択は、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１に応じて行う。
電流Ｉｃを増加させる際に平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を増加させるには、第２位相βａを選択し、電流Ｉｃを減少させる際に平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を増加させるには、第１位相αａを選択する。これにより、比率（第１オン期間／第２オン期間）を低下させて、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を増加させる。
また電流Ｉｃを増加させる際に平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を低下させるには、第１位相αａを選択し、電流Ｉｃを減少させる際に平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を低下させるには、第２位相βａを選択する。これにより、比率（第１オン期間／第２オン期間）を増加させて、平均直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を低下させる。

以上のような制御動作を行うための、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａへのゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ２ａの生成について、以下に説明する。
制御回路１０は、第１スイッチング素子６ａへのゲート信号Ｇ１ａを生成するために、第１スイッチング素子６ａのｄｕｔｙ比を決定する第１位相αａに対応するｄｕｔｙ比（αａ／Ｔ）の指令（αａ−ｄｕｔｙ指令）を演算する。また、第２スイッチング素子７ａへのゲート信号Ｇ２ａを生成するために、第２スイッチング素子７ａのｄｕｔｙ比を決定する第２位相βａに対応するｄｕｔｙ比（βａ／Ｔ）の指令（βａ−ｄｕｔｙ指令）を演算する。

このαａ−ｄｕｔｙ指令およびβａ−ｄｕｔｙ指令を演算するための基礎情報として、基本ｄｕｔｙ指令ΔＤを演算する。基本ｄｕｔｙ指令ΔＤは、上記実施の形態１の図１０で示したものと同様の演算にて求められる。
即ち、制御回路１０は、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ１を目標電圧Ｖｃ２^＊に維持すると共に交流電源１からの入力力率を改善するように電流指令Ｉｃ^＊を生成して、第１スイッチング素子６ａおよび第２スイッチング素子７ａの基本ｄｕｔｙ指令ΔＤを演算する。
この基本ｄｕｔｙ指令ΔＤは、第１位相αａ、第２位相βａの内、選択されたいずれか一方の調整量に対応するもので、第１位相α、第２位相βの調整量は半周期以下であるため±０．５に制限する。また、ΔＤが正の時は電流Ｉｃを増加させる制御となり、ΔＤが負の時は電流Ｉｃを減少させる制御となる。

図１７は、制御回路１０による調整位相（第１位相αａ／第２位相βａ）の選択を示す制御ブロック図である。
図１７に示すように、コンパレータ１９は、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１とその指令値Ｖｃ１^＊とを比較し、コンパレータ２０は基本ｄｕｔｙ指令ΔＤの符号を判定し、コンパレータ１９、２０の出力は、それぞれ調整位相選択器６２に入力される。コンパレータ１９、２０の出力が共にＨ、あるいは共にＬのとき、調整位相選択器６２の出力６３（Ｊｕｄｇｅ信号）はＨで第１位相αａを選択する。また、コンパレータ１９、２０の出力がＨとＬとの組み合わせであるとき、調整位相選択器６２の出力６３（Ｊｕｄｇｅ信号）はＬで第２位相βａを選択する。
即ち、Ｖｃ１≧Ｖｃ１^＊の場合、ΔＤ≧０のときは第１位相αａを選択し、ΔＤ＜０のときは第２位相βａを選択する。また、Ｖｃ１＜Ｖｃ１^＊の場合、ΔＤ≧０のときは第２位相βａを選択し、ΔＤ＜０のときは第１位相αａを選択する。

図１８は、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａのｄｕｔｙ比を決定するためのαａ−ｄｕｔｙ指令、βａ−ｄｕｔｙ指令を演算する制御ブロック図である。αａ−ｄｕｔｙ指令、βａ−ｄｕｔｙ指令は、それぞれ、調整位相選択器６２の出力６３であるＪｕｄｇｅ信号、制御モードを示すｌｏｇｉｃ信号および演算された基本ｄｕｔｙ指令ΔＤに基づいて演算される。
なお、制御モードを示すｌｏｇｉｃ信号は、上記実施の形態１の図１１（ｂ）で示したものと同様の演算にて求められる。即ち、│Ｖａｃ│＜Ｖｃ１のとき、ｌｏｇｉｃ信号はＬで第１制御モードを選択する。また、│Ｖａｃ│≧Ｖｃ１のとき、ｌｏｇｉｃ信号はＨで第２制御モードを選択する。

図１８（ａ）は、αａ−ｄｕｔｙ指令を演算する制御ブロック図である。この場合、駆動周期Ｔの位相０から位相（Ｔ／２）までの半周期内で電流Ｉｃの増加量と減少量が等しくなるように第１位相αａの初期位相を設定する。この初期位相に対応するｄｕｔｙ比をαａ−ｄｕｔｙ指令の初期値α１ａ、α２ａとして用い、フィードフォワード制御する。なお、α１ａは第１制御モードの場合の初期値であり、α２ａは第２制御モードの場合の初期値である。

図１８（ａ）に示すように、選択器６４はＪｕｄｇｅ信号に基づいて０あるいは基本ｄｕｔｙ指令ΔＤである信号６５を出力する。Ｊｕｄｇｅ信号がＬで第２位相βａが選択されている時、信号６５は０となり、Ｊｕｄｇｅ信号がＨで第１位相αａが選択されている時、信号６５は基本ｄｕｔｙ指令ΔＤとなる。
次に、信号６５を極性反転させた逆極性信号６５ａを生成し、選択器６６はｌｏｇｉｃ信号に基づいて信号６５、逆極性信号６５ａのいずれか一方を出力する。ｌｏｇｉｃ信号がＬで第１制御モードが選択されている時、選択器６６の出力６７は逆極性信号６５ａであり、ｌｏｇｉｃ信号がＨで第２制御モードが選択されている時、選択器６６の出力６７は信号６５となる。
一方、選択器６８はｌｏｇｉｃ信号に基づいて初期値α１ａ、α２ａのいずれか一方を出力する。選択器６８の出力６９は、ｌｏｇｉｃ信号がＬ（第１制御モードが選択）の時は初期値α１ａで、ｌｏｇｉｃ信号がＨ（第２制御モードが選択）の時は初期値α２ａである。この出力６９は、選択器６６の出力６７にフィードフォワード項として加算され、これによりαａ−ｄｕｔｙ指令７０が生成される。

図１８（ｂ）は、βａ−ｄｕｔｙ指令を演算する制御ブロック図である。この場合、駆動周期Ｔの位相（Ｔ／２）から位相Ｔまでの半周期内で電流Ｉｃの増加量と減少量が等しくなるように第２位相βａの初期位相を設定する。この初期位相に対応するｄｕｔｙ比をβａ−ｄｕｔｙ指令の初期値β１ａ、β２ａとして用い、フィードフォワード制御する。なお、β１ａは第１制御モードの場合の初期値であり、β２ａは第２制御モードの場合の初期値である。
図１８（ｂ）に示すように、選択器７１はＪｕｄｇｅ信号に基づいて基本ｄｕｔｙ指令ΔＤあるいは０である信号７２を出力する。Ｊｕｄｇｅ信号がＬで第２位相βａが選択されている時、信号７２は基本ｄｕｔｙ指令ΔＤとなり、Ｊｕｄｇｅ信号がＨで第１位相αａが選択されている時、信号７２は０となる。

次に、信号７２を極性反転させた逆極性信号７２ａを生成し、選択器７３はｌｏｇｉｃ信号に基づいて信号７２、逆極性信号７２ａのいずれか一方を出力する。ｌｏｇｉｃ信号がＬで第１制御モードが選択されている時、選択器７３の出力７４は逆極性信号７２ａであり、ｌｏｇｉｃ信号がＨで第２制御モードが選択されている時、選択器７３の出力７４は信号７２となる。
一方、選択器７５はｌｏｇｉｃ信号に基づいて初期値β１ａ、β２ａのいずれか一方を出力する。選択器７５の出力７６は、ｌｏｇｉｃ信号がＬ（第１制御モードが選択）の時は初期値β１ａで、ｌｏｇｉｃ信号がＨ（第２制御モードが選択）の時は初期値β１ａである。この出力７６は、選択器７３の出力７４にフィードフォワード項として加算され、これによりβａ−ｄｕｔｙ指令７７が生成される。

以上のように、αａ−ｄｕｔｙ指令７０、βａ−ｄｕｔｙ指令７７が演算される。
第１制御モードの場合、調整位相として第１位相αａが選択されると、αａ−ｄｕｔｙ指令７０は、初期値α１ａに基本ｄｕｔｙ指令ΔＤの極性反転値が加算されて生成され、βａ−ｄｕｔｙ指令７７は初期値β１ａとなる。第１制御モードの場合で調整位相として第２位相βａが選択されると、αａ−ｄｕｔｙ指令７０は初期値α１ａとなり、βａ−ｄｕｔｙ指令７７は初期値β１ａに基本ｄｕｔｙ指令ΔＤの極性反転値が加算されて生成される。
第２制御モードの場合、調整位相として第１位相αａが選択されると、αａ−ｄｕｔｙ指令７０は、初期値α２ａに基本ｄｕｔｙ指令ΔＤが加算されて生成され、βａ−ｄｕｔｙ指令７７は初期値β２ａとなる。第２制御モードの場合で調整位相として第２位相βａが選択されると、αａ−ｄｕｔｙ指令７０は初期値α２ａとなり、βａ−ｄｕｔｙ指令７７は初期値β２ａに基本ｄｕｔｙ指令ΔＤが加算されて生成される。

次に、図１８で示したフィードフォワード制御に用いる初期値α１ａ、α２ａと初期値β１ａ、β２ａについて説明する。
第１スイッチング素子６ａをオンオフする第１位相αａを決定するための初期値α１ａ、α２ａは、上述したように、駆動周期Ｔの位相０から位相（Ｔ／２）までの半周期内で電流Ｉｃの増加量と減少量が等しくなるように設定する。
まず、電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１より低い場合の第１制御モードについて説明する。
位相０から位相（Ｔ／２）までの半周期内で電流Ｉｃの増加期間は、第２期間（第１位相αａ〜位相（Ｔ／２））である。このため、この半周期内の電流増加量Ｉｕｐは以下の式（１７）で与えられる。但し、Ｌはリアクトル３のリアクトル容量である。
Ｉｕｐ＝（│Ｖａｃ│／Ｌ）・（（Ｔ／２）−αａ） ・・・式（１７）

また、位相０から位相（Ｔ／２）までの半周期内で電流Ｉｃの減少期間は、第１期間（位相０〜第１位相αａ）である。このため、この半周期内の電流減少量Ｉｄｏｗｎは以下の式（１８）で与えられる。
Ｉｄｏｗｎ＝（（Ｖｃ１−│Ｖａｃ│）／Ｌ）・αａ ・・式（１８）

電流増加量Ｉｕｐと電流減少量Ｉｄｏｗｎとが等しく、即ち、以下の式（１９）を満たすとき、
Ｉｕｐ＝Ｉｄｏｗｎ ・・式（１９）

（αａ／Ｔ）の値が初期値α１ａであり、式（１７）〜式（１９）から以下の式（２０）が得られる。
α１ａ＝（αａ／Ｔ）＝│Ｖａｃ│／２Ｖｃ１ ・・式（２０）

次に、電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１以上である場合の第２制御モードについて説明する。
位相０から位相（Ｔ／２）までの半周期内で電流Ｉｃの増加期間は、第１期間（位相０〜第１位相αａ）である。このため、この半周期内の電流増加量Ｉｕｐは以下の式（２１）で与えられる。
Ｉｕｐ＝（│Ｖａｃ│＋Ｖｃ１−Ｖｃ２）／Ｌ）・αａ ・・式（２１）

また、位相０から位相（Ｔ／２）までの半周期内で電流Ｉｃの減少期間は、第２期間（第１位相αａ〜位相（Ｔ／２））である。このため、この半周期内の電流減少量Ｉｄｏｗｎは以下の式（２２）で与えられる。
Ｉｄｏｗｎ＝（（Ｖｃ２−│Ｖａｃ│）／Ｌ）・（（Ｔ／２）−αａ）
・・式（２２）

電流増加量Ｉｕｐと電流減少量Ｉｄｏｗｎとが等しく、即ち、以下の式（２３）を満たすとき、
Ｉｕｐ＝Ｉｄｏｗｎ ・・式（２３）

（αａ／Ｔ）の値が初期値α２ａであり、式（２１）〜式（２３）から以下の式（２４）が得られる。
α２ａ＝（αａ／Ｔ）＝（Ｖｃ２−│Ｖａｃ│）／２Ｖｃ１ ・・式（２４）

また、第２スイッチング素子７ａをオンオフする第２位相βａを決定するための初期値β１ａ、β２ａは、上述したように、駆動周期Ｔの位相（Ｔ／２）から位相Ｔまでの半周期内で電流Ｉｃの増加量と減少量が等しくなるように設定する。
まず、電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１より低い場合の第１制御モードについて説明する。
位相（Ｔ／２）から位相Ｔまでの半周期内で電流Ｉｃの増加期間は、第４期間（第２位相βａ〜位相Ｔ）である。このため、この半周期内の電流増加量Ｉｕｐは以下の式（２５）で与えられる。但し、Ｌはリアクトル３のリアクトル容量である。
Ｉｕｐ＝（│Ｖａｃ│／Ｌ）・（Ｔ−βａ） ・・式（２５）

また、位相（Ｔ／２）から位相Ｔまでの半周期内で電流Ｉｃの減少期間は、第３期間（位相（Ｔ／２）〜第２位相βａ）である。このため、この半周期内の電流減少量Ｉｄｏｗｎは以下の式（２６）で与えられる。
Ｉｄｏｗｎ＝（Ｖｃ２−│Ｖａｃ│−Ｖｃ１）／Ｌ）・（βａ−（Ｔ／２））
・・式（２６）

電流増加量Ｉｕｐと電流減少量Ｉｄｏｗｎとが等しく、即ち、以下の式（２７）を満たすとき、
Ｉｕｐ＝Ｉｄｏｗｎ ・・式（２７）

（β／Ｔ）の値が初期値β１ａであり、式（２５）〜式（２７）から以下の式（２８）が得られる。
β１ａ＝（β／Ｔ）＝（│Ｖａｃ│−Ｖｃ１＋Ｖｃ２）／２（Ｖｃ２−Ｖｃ１）
・・式（２８）

次に、電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１以上である場合の第２制御モードについて説明する。
位相（Ｔ／２）から位相Ｔまでの半周期内で電流Ｉｃの増加期間は、第３期間（位相（Ｔ／２）〜第２位相βａ）である。このため、この半周期内の電流増加量Ｉｕｐは以下の式（２９）で与えられる。
Ｉｕｐ＝（（│Ｖａｃ│−Ｖｃ１）／Ｌ）・（βａ−（Ｔ／２）） ・・式（２９）

また、位相（Ｔ／２）から位相Ｔまでの半周期内で電流Ｉｃの減少期間は、第４期間（第２位相βａ〜位相Ｔ）である。このため、この半周期内の電流減少量Ｉｄｏｗｎは以下の式（３０）で与えられる。
Ｉｄｏｗｎ＝（（Ｖｃ２−│Ｖａｃ│）／Ｌ）・（Ｔ−βａ） ・・式（３０）

電流増加量Ｉｕｐと電流減少量Ｉｄｏｗｎとが等しく、即ち、以下の式（３１）を満たすとき、
Ｉｕｐ＝Ｉｄｏｗｎ ・・式（３１）

（βａ／Ｔ）の値が初期値β２ａであり、式（２９）〜式（３１）から以下の式（３２）が得られる。
β２ａ＝（βａ／Ｔ）＝（２Ｖｃ２−│Ｖａｃ│＋Ｖｃ１）／２（Ｖｃ２−Ｖｃ１）
・・式（３２）

図１９は、αａ−ｄｕｔｙ指令７０、βａ−ｄｕｔｙ指令７７に基づいて、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａのゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ２ａを生成する制御ブロック図である。
図１９（ａ）は、第１スイッチング素子６ａのゲート信号Ｇ１ａを生成する制御ブロック図である。まず、演算されたαａ−ｄｕｔｙ指令７０をリミッタにて０〜０．５に制限した値７８を、コンパレータ７９の負端子およびコンパレータ８１の正端子に入力する。また上記実施の形態１の図１４で示した同様の三角波信号３９を、コンパレータ７９の正端子およびコンパレータ８１の負端子に入力する。

コンパレータ７９、８１の出力信号８０、８２は選択器８３に入力され、ｌｏｇｉｃ信号に基づいていずれか一方の出力信号８０、８２が、選択器８３からゲート信号Ｇ１ａとして出力される。ｌｏｇｉｃ信号がＬで第１制御モードが選択されている時、ゲート信号Ｇ１ａは出力信号８０であり、第１位相αａ〜位相Ｔの期間でＨとなる。ｌｏｇｉｃ信号がＨで第２制御モードが選択されている時、ゲート信号Ｇ１ａは出力信号８２であり、位相０〜第１位相αａの期間でＨとなる。

図１９（ｂ）は、第２スイッチング素子７ａのゲート信号Ｇ２ａを生成する制御ブロック図である。
０．５のｄｕｔｙ指令信号８５をコンパレータ８６の負端子およびコンパレータ８７の正端子に入力する。また三角波信号３９を、コンパレータ８６の正端子およびコンパレータ８７の負端子に入力する。
また、演算されたβａ−ｄｕｔｙ指令７７をリミッタにて０．５〜１．０に制限した値８８を、コンパレータ８９の負端子およびコンパレータ９０の正端子に入力する。また三角波信号３９を、コンパレータ８９の正端子およびコンパレータ９０の負端子に入力する。

コンパレータ８７の出力９１とコンパレータ８９の出力９２とはＯＲ演算器９３に入力される。コンパレータ８６の出力９５とコンパレータ９０の出力９６とはＡＮＤ演算器９７に入力される。
ＯＲ演算器９３の出力信号９４とＡＮＤ演算器９７の出力信号９８とは選択器９９に入力され、ｌｏｇｉｃ信号に基づいていずれか一方の出力信号９４、９８がゲート信号Ｇ２ａとして出力される。ｌｏｇｉｃ信号がＬで第１制御モードが選択されている時、ゲート信号Ｇ２ａは出力信号９４であり、第２位相βａ〜位相（Ｔ／２）の期間でＨとなる。ｌｏｇｉｃ信号がＨで第２制御モードが選択されている時、ゲート信号Ｇ２ａは出力信号９８であり、位相（Ｔ／２）〜第２位相βａの期間でＨとなる。
制御回路１０は、以上のようにゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ２ａを生成して第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａを制御する。

次に、第１制御モードと第２制御モードとの切り替えについて説明する。制御モードの切り替えは、ｌｏｇｉｃ信号を用いて電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１と等しくなる交流電源位相で行う。このとき、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａの各オンオフ状態を反転させることになる。
制御モードの切り替え時において、
│Ｖａｃ│＝Ｖｃ１
であるため、αａ−ｄｕｔｙ指令の初期値α１ａ、α２ａは、上記式（２０）、式（２４）から
α１ａ＝α２ａ＝１／２
となり、βａ−ｄｕｔｙ指令の初期値β１、β２は、上記式（２８）、式（３２）から
β１ａ＝β２ａ＝１
となる。但し、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１は平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２の１／２とする。

このように、交流電源電圧Ｖａｃの変化により第１制御モードと第２制御モードとの間で制御を切り替えるとき、αａ−ｄｕｔｙ指令、βａ−ｄｕｔｙ指令のいずれにおいても、初期値α１ａ（＝α２ａ）、β１ａ（＝β２ａ）が変化しない。このため、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａの各オンオフ状態を単純に反転させるのみで制御モードを切り替えることができ、制御演算が容易で高速に切り替え可能となる。

この実施の形態は、第１スイッチング素子６ａと第２スイッチング素子７ａのスイッチング位相が、駆動周期Ｔの位相（Ｔ／２）を軸にして、上記実施の形態１で示したものと対称になる。この場合、第１スイッチング素子６ａのｄｕｔｙ比はαａ−ｄｕｔｙ指令により決定され、第２スイッチング素子７ａのｄｕｔｙ比は、βａ−ｄｕｔｙ指令により決定されるが、上記実施の形態１と制御演算の手法は同様である。

即ち、制御回路１０は、電流指令Ｉｃ^＊を用いて第１スイッチング素子６ａと第２スイッチング素子７ａのｄｕｔｙ比に対応するαａ−ｄｕｔｙ指令、βａ−ｄｕｔｙ指令を調整することで、平滑コンデンサ９の直流電圧Ｖｃ２を目標電圧Ｖｃ２^＊に制御し、交流電源１からの入力力率を改善するようにスイッチング部１００を制御する。また、制御回路１０は、αａ−ｄｕｔｙ指令、βａ−ｄｕｔｙ指令を個別に生成して調整することにより、１周期内の第１スイッチング素子６ａの第１オン期間と第２スイッチング素子７ａの第２オン期間との合計、および比率を制御する。
これにより、交流電源１からの入力力率を改善する電流制御と同時に直流コンデンサ８の充放電を制御して電圧Ｖｃ１を指令値Ｖｃ１^＊に追従させることができると共に、上記実施の形態１と同様の効果を奏する。

実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３について説明する。
図２０は、この発明の実施の形態３による電力変換装置の概略構成図である。図２０に示すように、電力変換装置は、主回路と制御回路１０ａを有し、主回路は、上記実施の形態１と同様に、交流電源１の入力を整流する整流回路２００と、整流回路２００の出力を昇圧して出力するスイッチング部１００ａと、スイッチング部１００ａの出力を平滑する平滑コンデンサ９とを備える。

この実施の形態３では、スイッチング部１００ａ内のレグ部３００ａの構成要素である第１半導体素子、第２半導体素子がスイッチング素子で構成される。即ち、第１半導体素子としてのスイッチング素子４ａ、第２半導体素子としてのスイッチング素子５ａ、第１スイッチング素子６ａおよび第２スイッチング素子７ａが、平滑コンデンサ９の正負端子間に直列に接続されてレグ部３００ａを構成する。
この場合、スイッチング素子４ａ、５ａは、それぞれダイオード４ｂ、５ｃを逆並列に接続したＩＧＢＴで構成されるが、ＩＧＢＴ以外でも、ソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子でもよい。
その他の主回路構成は、図１で示した上記実施の形態１による電力変換装置と同様である。

制御回路１０ａは、検出された直流コンデンサ電圧Ｖｃ１、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２と、交流電源電圧Ｖａｃ、および電流Ｉｃに基づいて、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２が設定された一定電圧である目標電圧Ｖｃ２^＊になるように、ゲート信号Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３、Ｇ４を生成して、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａ、スイッチング素子４ａ、スイッチング素子５ａをオンオフ制御し、スイッチング部１００ａを出力制御する。

制御回路１０ａは、上記実施の形態１と同様に、電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１より低い場合と、電圧│Ｖａｃ│が直流コンデンサ電圧Ｖｃ１以上の場合とで異なる制御モードを有し、前者を第１制御モードで、後者を第２制御モードで制御する。
図２１は、第１制御モードにおける、各ゲート信号Ｇ１〜Ｇ４と、電流Ｉｃと、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との各波形図、図２２は、第２制御モードにおける、各ゲート信号Ｇ１〜Ｇ４と、電流Ｉｃと、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との各波形図である。

図２１、図２２に示すように、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａの各ゲート信号Ｇ１、Ｇ２は、上記実施の形態１と同様である。そして、スイッチング素子４ａのゲート信号Ｇ３は、第２スイッチング素子７ａのゲート信号Ｇ２とオンオフが反転したものであり、スイッチング素子５ａのゲート信号Ｇ４は、第１スイッチング素子６ａのゲート信号Ｇ１とオンオフが反転したものである。
このため、スイッチング素子４ａ、５ａは、それぞれダイオード４ｂ、５ｂが導通する期間で導通し、上記実施の形態１のダイオード４、５と同様の導通および遮断動作を行う。これにより、上記実施の形態１と同様に電流が流れてスイッチング部１００ａが動作し、電流Ｉｃと、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との各波形図も上記実施の形態１と同様になる。

制御回路１０ａは、上記実施の形態１と同様に、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａのゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成し、ゲート信号Ｇ１、Ｇ２のオンオフを反転させたゲート信号Ｇ４、Ｇ３を生成する。これにより、上記実施の形態１と同様に電力変換装置が動作し、同様の効果が得られる。また、第１半導体素子、第２半導体素子にスイッチング素子４ａ、スイッチング素子５ａを用いたため、ダイオードを用いた場合に比べ導通損失が低減でき電力変換効率が向上する。

なお、上記実施の形態２と同様のゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ２ａを用いても良く、図２３、図２４に示す。図２３は、第１制御モードにおける、各ゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ａと、電流Ｉｃと、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との各波形図、図２２は、第２制御モードにおける、各ゲート信号Ｇ１ａ〜Ｇ４ａと、電流Ｉｃと、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１との各波形図である。この場合、制御回路１０ａは、上記実施の形態２と同様に、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａのゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ２ａを生成し、ゲート信号Ｇ１ａ、Ｇ２ａのオンオフを反転させて、スイッチング素子５ａ、スイッチング素子４ａのゲート信号Ｇ４、Ｇ３を生成する。これにより、上記実施の形態２と同様に電力変換装置が動作し、同様の効果が得られる。

実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４について説明する。
以下、この実施の形態４を、上記実施の形態１および実施の形態２と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態１および実施の形態２と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
図２５は、この実施の形態４による電力変換装置の概略構成図である。
図２５に示すように、電力変換装置はスター結線された３相の交流電源３０１からの交流電力を入力する。また、整流回路２００ａは、交流電源３０１の全相を整流するための６個のダイオード２０１〜２０６を３相ブリッジ構成に接続して構成される。この場合、交流電源３０１からの入力を整流回路２００ａで整流した後の電圧Ｖｓを検出する位置に電圧センサを配置する。
制御回路１０ｂは、検出された直流コンデンサ電圧Ｖｃ１、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２と、電圧Ｖｓ、および電流Ｉｃに基づいて、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２が設定された一定電圧である目標電圧Ｖｃ２^＊になるように、ゲート信号Ｇ１、Ｇ２を生成して、第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａをオンオフ制御し、スイッチング部１００を出力制御する。

図２６は、制御回路１０ｂの制御ブロック図である。
この場合、電流Ｉｃは交流電源３０１の各相を整流して得た電流を合成した直流電流であるため、実施の形態１の図１０で示した交流電源同期周波数Ｆｓを削除している。この場合も入力力率を改善するように電流指令Ｉｃ^＊を生成して制御を行うことができる。
また、実施の形態１および実施の形態２では、交流電源の電圧Ｖａｃを用いて制御モードの選択を行ったが、この実施の形態では、整流後の電圧Ｖｓを用いて制御モードの選択を行う。

この実施の形態においても、制御回路１０ｂは、検出された直流コンデンサ電圧Ｖｃ１、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２、整流後の電圧Ｖｓ、および電流Ｉｃに基づいて、交流電源３０１からの入力力率が概１になるように電流Ｉｃを制御し、かつ平滑コンデンサ９の電圧が目標電圧Ｖｃ２^＊になるように、高周波ＰＷＭ制御により第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａをオンオフさせてスイッチング部１００を出力制御する。また、直流コンデンサ８の充放電量を調整して直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を一定の指令値Ｖｃ１^＊に制御する。

また、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２は電圧Ｖｓより高く、また、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１の指令値Ｖｃ１^＊は、平滑コンデンサ９の目標電圧Ｖｃ２^＊の１／２に設定されている。
これにより、交流電源としてスター結線された３相の交流電源３０１を用いる場合でも、交流電源３０１からの入力力率を改善する電流制御と同時に直流コンデンサ８の充放電を制御して電圧Ｖｃ１を指令値Ｖｃ１^＊に追従させることができ、上記実施の形態１および実施の形態２と同様の効果を奏する。

実施の形態５．
次に、この発明の実施の形態５について説明する。
以下、この実施の形態５を、上記実施の形態４と異なる箇所を中心に図を用いて説明する。上記実施の形態４と同様の部分は同一符号を付して説明を省略する。
図２７は、この実施の形態５による電力変換装置の概略構成図である。
図２７に示すように、電力変換装置はΔ結線された３相の交流電源４０１からの交流電力を入力する。
この実施の形態においても実施の形態４と同様に、交流電源４０１からの入力を整流回路２００ａで整流し、制御回路１０ｂは、検出された直流コンデンサ電圧Ｖｃ１、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２と、交流電源４０１の入力を整流して得た電圧Ｖｓ、および各相を整流して得た電流を合成した直流電流である電流Ｉｃに基づいて、交流電源４０１からの入力力率が概１になるように電流Ｉｃを制御し、かつ平滑コンデンサ９の電圧が目標電圧Ｖｃ２^＊になるように、高周波ＰＷＭ制御により第１スイッチング素子６ａ、第２スイッチング素子７ａをオンオフさせてスイッチング部１００を出力制御する。また、直流コンデンサ８の充放電量を調整して直流コンデンサ電圧Ｖｃ１を一定の指令値Ｖｃ１^＊に制御する。

また、平滑コンデンサ電圧Ｖｃ２は電圧Ｖｓより高く、また、直流コンデンサ電圧Ｖｃ１の指令値Ｖｃ１^＊は、平滑コンデンサ９の目標電圧Ｖｃ２^＊の１／２に設定されている。
これにより、交流電源としてΔ結線された３相の交流電源４０１を用いる場合でも、交流電源４０１からの入力力率を改善する電流制御と同時に直流コンデンサ８の充放電を制御して電圧Ｖｃ１を指令値Ｖｃ１^＊に追従させることができ、上記実施の形態４と同様の効果を奏する。

なお、この発明は、発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

この発明に係る電力変換装置は、交流電源からの入力を整流する整流回路と、上記整流回路の出力を昇圧して出力するスイッチング部と、上記スイッチング部の出力を平滑する平滑コンデンサと、上記スイッチング部を制御する制御回路とを備える。上記スイッチング部は、整流回路の正極側端子に第１端が接続されるリアクトルと、それぞれ電流の導通および遮断を制御する第１半導体素子、第２半導体素子、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子が直列に上記平滑コンデンサの正負端子間に接続され、上記第２半導体素子と上記第１スイッチング素子との接続点に上記リアクトルの第２端が接続されるレグ部と、上記第１半導体素子、上記第２半導体素子の接続点と、上記第１スイッチング素子、上記第２スイッチング素子の接続点との間に接続される直流コンデンサとを備える。上記制御回路は、上記スイッチング部を高周波ＰＷＭ制御することにより、上記直流コンデンサの電圧を制御すると共に、上記交流電源から上記整流回路を介して流れる回路電流を制御して、上記交流電源からの入力力率を制御するものであり、上記第１スイッチング素子と上記第２スイッチング素子とを等しい駆動周期で基準位相を半周期ずらせて高周波駆動し、１周期内の上記第１スイッチング素子の第１オン期間と、１周期内の上記第２スイッチング素子の第２オン期間との合計を制御することで上記回路電流を制御し、上記第１オン期間と上記第２オン期間との比率を制御することで上記直流コンデンサの電圧を制御するものである。

Claims (11)

1. 交流電源からの入力を整流する整流回路と、
   上記整流回路の出力を昇圧して出力するスイッチング部と、
   上記スイッチング部の出力を平滑する平滑コンデンサと、
   上記スイッチング部を制御する制御回路とを備え、
   上記スイッチング部は、
   整流回路の正極側端子に第１端が接続されるリアクトルと、
   それぞれ電流の導通および遮断を制御する第１半導体素子、第２半導体素子、第１スイッチング素子および第２スイッチング素子が直列に上記平滑コンデンサの正負端子間に接続され、上記第２半導体素子と上記第１スイッチング素子との接続点に上記リアクトルの第２端が接続されるレグ部と、
   上記第１半導体素子、上記第２半導体素子の接続点と、上記第１スイッチング素子、上記第２スイッチング素子の接続点との間に接続される直流コンデンサとを備え、
   上記制御回路は、
   上記スイッチング部を高周波ＰＷＭ制御することにより、上記直流コンデンサの電圧を指令値に制御すると共に、上記交流電源からの入力力率が改善するように上記交流電源から上記整流回路を介して流れる回路電流を制御しつつ、上記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に制御するものであり、
   上記第１スイッチング素子と上記第２スイッチング素子とを等しい駆動周期で基準位相を半周期ずらせて高周波駆動し、１周期内の上記第１スイッチング素子の第１オン期間と、１周期内の上記第２スイッチング素子の第２オン期間との合計を制御することで上記回路電流を制御し、上記第１オン期間と上記第２オン期間との比率を制御することで上記直流コンデンサの電圧を制御する
   電力変換装置。
2. 上記レグ部内の上記第１半導体素子および上記第２半導体素子はダイオードで構成される
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 上記レグ部内の上記第１半導体素子および上記第２半導体素子はスイッチング素子で構成され、
   上記制御回路は、上記第１スイッチング素子とオンオフが反転するように上記第２半導体素子を制御し、上記第２スイッチング素子とオンオフが反転するように上記第１半導体素子を制御する
   請求項１に記載の電力変換装置。
4. 上記制御回路は、上記交流電源の電圧絶対値が上記直流コンデンサの電圧未満の場合に第１制御モードを用い、上記交流電源の電圧絶対値が上記直流コンデンサの電圧以上の場合に第２制御モードを用いて上記スイッチング部を制御し、
   上記第１制御モードでは、上記第１スイッチング素子の第１オン期間および上記第２スイッチング素子の第２オン期間は、それぞれ上記駆動周期の半周期以上であり、
   上記第２制御モードでは、上記第１スイッチング素子の第１オン期間および上記第２スイッチング素子の第２オン期間は、それぞれ上記駆動周期の半周期以下である
   請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 上記制御回路は、
   上記駆動周期をＴとするとき、上記第１スイッチング素子、上記第２スイッチング素子の上記各基準位相を位相０、位相Ｔ／２とし、位相０から位相Ｔ／２までの半周期内に第１位相を、位相Ｔ／２から位相Ｔまでの半周期内に第２位相を設定し、
   設定される上記第１位相、上記第２位相を制御することにより、１周期内の上記第１スイッチング素子の第１オン期間と、１周期内の上記第２スイッチング素子の第２オン期間との合計および比率を制御する
   請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 上記制御回路は、
   上記駆動周期をＴとするとき、上記第１スイッチング素子、上記第２スイッチング素子の上記各基準位相を位相０、位相Ｔ／２とし、位相０から位相Ｔ／２までの半周期内に第１位相を、位相Ｔ／２から位相Ｔまでの半周期内に第２位相を設定し、
   上記第１制御モードでは、上記第１スイッチング素子を位相０でオンさせ上記第２位相でオフさせ、上記第２スイッチング素子を位相Ｔ／２でオンさせ上記第１位相でオフさせ、
   上記第２制御モードでは、上記第１スイッチング素子を位相０でオフさせ上記第２位相でオンさせ、上記第２スイッチング素子を位相Ｔ／２でオフさせ上記第１位相でオンさせ、
   設定される上記第１位相、上記第２位相を制御することにより、１周期内の上記第１スイッチング素子の第１オン期間と、１周期内の上記第２スイッチング素子の第２オン期間との合計および比率を制御する
   請求項４に記載の電力変換装置。
7. 上記制御回路は、
   上記駆動周期をＴとするとき、上記第１スイッチング素子、上記第２スイッチング素子の上記各基準位相を位相０、位相Ｔ／２とし、位相０から位相Ｔ／２までの半周期内に第１位相を、位相Ｔ／２から位相Ｔまでの半周期内に第２位相を設定し、
   上記第１制御モードでは、上記第１スイッチング素子を位相０でオフさせ上記第１位相でオンさせ、上記第２スイッチング素子を位相Ｔ／２でオフさせ上記第２位相でオンさせ、
   上記第２制御モードでは、上記第１スイッチング素子を位相０でオンさせ上記第１位相でオフさせ、上記第２スイッチング素子を位相Ｔ／２でオンさせ上記第２位相でオフさせ、
   設定される上記第１位相、上記第２位相を制御することにより、１周期内の上記第１スイッチング素子の第１オン期間と、１周期内の上記第２スイッチング素子の第２オン期間との合計および比率を制御する
   請求項４に記載の電力変換装置。
8. 上記制御回路は、上記第１制御モードと上記第２制御モードとの切り替え時に、上記第１スイッチング素子、上記第２スイッチング素子の各オンオフ状態を反転させる
   請求項４に記載の電力変換装置。
9. 上記制御回路は、
   位相０から位相Ｔ／２までの半周期内で上記回路電流の増加量と減少量が等しくなるように上記第１位相の初期値を設定すると共に、位相Ｔ／２から位相Ｔまでの半周期内で上記回路電流の増加量と減少量が等しくなるように上記第２位相の初期値を設定し、
   上記直流コンデンサの電圧および上記回路電流に基づいて、上記第１位相、上記第２位相のいずれか１方を初期値から調整し、他方を初期値に保持する
   請求項５に記載の電力変換装置。
10. 上記制御回路は、
    上記平滑コンデンサの電圧が上記目標電圧になると共に上記交流電源からの入力力率を改善するように上記回路電流の電流指令を生成して、上記第１スイッチング素子および上記第２スイッチング素子の基本ｄｕｔｙ指令を決定し、
    該基本ｄｕｔｙ指令と上記直流コンデンサの電圧とに基づいて、上記回路電流が上記電流指令に追従し上記直流コンデンサの電圧が上記指令値となるように、上記第１スイッチング素子のｄｕｔｙ指令と上記第２スイッチング素子のｄｕｔｙ指令とを個別に生成する
    請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 上記直流コンデンサの電圧の上記指令値は、上記平滑コンデンサの上記目標電圧の１／２に設定される
    請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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